JP4949495B2 - 回転検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流モータの回転角や回転方向などの回転状態を検出する回転検出装置に関する。

ブラシ付直流モータは、車両においても従来から用いられており、例えば、車両の空調装置における温度調整用のエアミックスダンパーや吹き出し口切り替え用のモードダンパーなどの開閉角度を調整するために用いられている。このような用途で用いられる直流モータを制御するにあたっては、各ダンパーの開閉角度を精度良く調整するために、直流モータの回転角や回転方向などの回転状態を検出し、その検出した回転状態に基づいて、各ダンパーの開閉角度が所望の角度となるように制御していた。

直流モータの回転状態を検出する一般的方法として、ロータリエンコーダやポテンショメータ等のセンサを設け、このセンサからの検出信号に基づいて検出する方法がよく知られている。そのため、車両においても、このようなセンサを設けて回転状態を検出する方法が採用されている。

しかし、このようにセンサを設けて回転状態を検出する方法では、センサを設置するスペースが直流モータ毎に必要になると共に、直流モータへの直流電源供給用のハーネスとは別に、センサによる検出信号を他の装置（車載ＥＣＵ等）へ伝送するためのハーネスも直流モータ毎に必要となり、車両の重量増・コストアップを招く。そのため、センサやそれに伴うハーネスを削減するために、センサレス方式化の要望が高まっている。

ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを用いることなく直流モータの回転状態を検出するセンサレス方式は種々提案されており、例えば、整流子とブラシが切り替わるときに発生するサージパルスを検出・計数することにより検出する方法が知られている。しかし、この方法では、モータが起動・停止する際の低回転時にはモータの起電力が小さくなってサージパルスも小さくなるため、回転速度が低くなればなるほどサージパルスを検出することが困難となって誤検出してしまう可能性が高くなる。

また、別のセンサレス方式として、整流子に形成された複数のセグメント（整流子片）のうち特定の２つのセグメント間に（即ちこのセグメント間に接続されている相コイルと並列に）抵抗器を接続し、このセグメント間に流れる電流に基づいて回転パルスを検出する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

この特許文献１に開示されたセンサレス方式では、いずれか一つの相コイルに抵抗器が並列接続されることにより、ブラシを介してモータ回路（複数相の相コイルからなる電機子コイル側の回路）に直流電流が供給されると、ブラシ間に流れる電流は、モータの回転角に応じて周期的な変動を伴うように変化する。この電流の変化に基づいて回転パルスを検出することにより、上述した単なるサージパルスに基づく検出方法と比較してその検出精度を高めることができる。

特開２００３−１１１４６５号公報

しかしながら、特許文献１に開示された方法では、いずれか一つの相コイルに抵抗器を接続することによってモータ回路に流れる直流電流に変動が生じるようにしているため、この電流変動に伴って必然的にモータのトルク変動が生じてしまう。モータのトルク変動は、モータ自身の騒音、或いはモータにより駆動される駆動対象の騒音の発生原因になる。

また、この特許文献１に開示された方法でも、上述したサージパルスに基づく方法と同様、回転速度が低くなればなるほど電流の変化が小さくなって誤検出の可能性が高くなるという問題は残されている。

本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、エンコーダ等のセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度にかかわらず直流モータの回転状態を精度良く検出することが可能な回転検出装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、内周面においてその周方向に界磁発生用の複数の磁石が固定されたハウジングと、このハウジング内に設けられ、複数の相コイルからなる電機子コイルを有するロータコアと、電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、この整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、を有する直流モータを備え、この直流モータの回転状態を検出する回転検出装置であり、直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧を一対のブラシ間に印加する電源手段と、一対のブラシ間に流れる電流又は該電流が流れる通電経路上の電圧を検出する通電検出手段と、この通電検出手段が検出した電流又は電圧の交流成分（交流電圧又は交流電流）の振幅変化に基づいて直流モータの回転角又は回転方向の少なくとも一方を検出する回転状態検出手段と、を備えている。そして、直流モータは、回転に伴って一対のブラシ間のインダクタンスが周期的に変化するよう構成されている。

このように構成された請求項１に記載の回転検出装置では、電源手段が、直流モータのブラシ間に印加する電源電圧として、単にその駆動源としての直流電圧だけではなく、この直流電圧に回転検出用の交流電圧が重畳されたもの（交流成分を含む電源電圧）を印加する。また、直流モータは、自身の回転に伴ってブラシ間のインダクタンスが変化するように構成されている。

そのため、そのインダクタンスの変化によって、ブラシ間の電流又はその電流が流れる通電経路上の電圧における交流成分には、振幅の変化が生じる。つまり、直流モータの回転に伴って交流成分の振幅変化が周期的に生じる。そこで、回転状態検出手段が、その交流成分の振幅変化に基づいて、直流モータの回転角又は回転方向の少なくとも一方（以下「回転状態」ともいう）を検出する。

より具体的に説明すると、ブラシ間のインダクタンスが大きいほど、交流成分の振幅は小さくなり、逆にブラシ間のインダクタンスが小さいほど、交流成分の振幅は大きくなる。そのため、インダクタンスの変化に応じてこのように変化する交流成分の振幅に基づき、回転状態を検出できるのである。

また、直流モータのトルクは、電源手段から印加される電源電圧のうち直流成分（直流電圧）により発生し、交流成分（交流電圧）は基本的に直流モータのトルクに影響を与えることはない。そのため、直流モータの状態（加・減速中、定速中、停止中など）とは関係なく、常に一定の交流電圧を印加することができ、直流モータの状態にかかわらず常に交流成分の振幅変化に基づいて回転状態を検出できる。

これにより、例えば制動の際に直流モータへの直流電圧が遮断されても、交流電圧を印加し続けることにより、減速〜停止にかけても回転状態を確実に検出することができる。また、停止中であっても、電源電圧として少なくとも交流電圧を印加させ続けることで、直流モータの回転状態を検出でき、例えば何らかの外力を受けて所定量回転したとしても、これを確実に検出することができる。

尚、直流モータの回転に伴ってインダクタンスが具体的にどのように変化するかによって、回転角又は回転方向のいずれか一方しか検出できない場合もあれば双方を検出できる場合もある。例えば、回転周期毎に振幅変化が１回のみ生じるように直流モータが構成されている場合は、少なくとも回転角の検出は可能である。

従って、請求項１に記載の回転検出装置によれば、エンコーダ等のセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度にかかわらず直流モータの回転状態を精度良く検出することが可能となる。

ここで、回転に伴ってブラシ間のインダクタンスが変化するような直流モータの具体的構成は種々考えられ、例えば請求項２に記載のように、直流モータを構成するハウジングに工夫を加えるようにしてもよいし、また例えば、請求項１０に記載のように、電機子コイルに工夫を加えるようにしてもよい。以下、具体的に説明する。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の回転検出装置であって、直流モータは、ハウジングの内周面の周方向における各磁石の間の領域である磁石間領域のうち少なくとも１箇所に、該内周面から径方向内側へ突出するように設けられた軟磁性の凸部を少なくとも１つ備えている。

従来から知られている一般的な直流モータは、ロータコアとハウジングとの間の径方向の間隔（ギャップ）は基本的に一定であり、また、磁石の透磁率は空気の透磁率とほぼ同じであるため、直流モータのロータコアとハウジングにより構成される磁気回路の磁気抵抗は回転角によらず一定であり、故にブラシ間のインダクタンスの変化は生じない。

これに対し、請求項２に記載の回転検出装置では、直流モータのハウジング内周面に軟磁性の凸部が設けられている。そのため、ロータコアの外周面がこの凸部と対向している間は、部分的にギャップが小さくなり、その分、直流モータのロータコアとハウジングにより構成される磁気回路の磁気抵抗が小さくなる。これに対し、ロータコアの外周面がこの凸部と対向していない間は磁気抵抗が大きくなる。即ち、凸部が設けられていることにより、回転に伴って磁気抵抗が変化する。一般的にインダクタンスは磁気抵抗の逆数に比例する。そのため、直流モータにおいても、磁気抵抗が変化すればそれに伴ってインダクタンスも変化する。

つまり、ハウジングの内周面に軟磁性の凸部を設けることで、回転に伴う直流モータのロータコアとハウジングにより構成される磁気回路の磁気抵抗の変化を生じさせ、これによりブラシ間のインダクタンスが変化するようにしているのである。

従って、請求項２に記載の回転検出装置によれば、ハウジングの内周面に凸部を設けるという比較的簡単な構成により、回転に伴うブラシ間のインダクタンスの変化を確実に生じさせることができる。そのため、そのインダクタンスの変化（延いては交流成分の振幅の変化）に基づいて確実に回転状態を検出することができる。

凸部を設ける位置や数は適宜考えられ、例えば請求項３に記載のように、少なくとも２箇所の磁石間領域にそれぞれ設けるようにしてもよい。このようにすることで、一回転中に生じる交流成分の振幅変化の回数を増加させることができるため、その分、回転状態の検出精度（分解能）を向上させることができる。

また、このように少なくとも２箇所の磁石間領域に凸部を設ける場合は、更に、例えば請求項４に記載のように、径方向において互いに対向する位置関係にある２箇所の磁石間領域を一組として、少なくとも一組の磁石間領域にそれぞれ設けるようにするとよい。

対向する位置関係にある一組の磁石間領域にそれぞれ凸部を設けるということは、即ち、各凸部が互いに径方向において対向する位置関係になるということである。
このように構成された請求項４に記載の回転検出装置によれば、単に一回転中に生じる交流成分の振幅変化の回数が増加するだけでなく、直流モータが一定量回転する度に振幅変化を生じさせることができるため、回転状態の検出精度（分解能）をより向上させることができる。

ところで、回転状態として特に回転方向を検出するための具体的構成は種々考えられ、例えば請求項５に記載のように構成することができる。即ち、請求項５に記載の発明は、請求項２〜請求項４の何れか１項に記載の回転検出装置であって、凸部は、直流モータの回転方向によってインダクタンスの変化パターンが異なるように設けられており、回転状態検出手段は、交流成分の振幅の変化パターンに基づいて直流モータの回転方向を検出するよう構成されている。

回転方向によってインダクタンスの変化パターンが異なれば、交流成分の振幅の変化パターンも、回転方向によって異なる。そのため、交流成分の振幅の変化パターンの違いから、直流モータがどの方向へ回転しているかを検出することができる。また、回転角と共に回転方向も検出するよう構成されている場合、回転方向の検出結果に基づいて回転角の検出結果を補正することもできるため、直流モータの回転方向が変わってもそれに応じて精度良く回転角を検出（補正）することができる。

回転方向によってインダクタンスの変化パターンが異なるようにするための具体的構成も種々考えられるが、例えば請求項６に記載のように、少なくとも１箇所の磁石間領域に設けられた凸部を、該凸部とロータコアの外周面とのギャップが周方向において変化するよう、且つ、該変化のパターンが周方向のうち一方の方向と他方の方向とで異なるような形状に形成するようにしてもよいし、また例えば、請求項７に記載のように、少なくとも１箇所の磁石間領域に、透磁率の異なる少なくとも２つの凸部を周方向に並べて配置するようにしてもよい。

前者（請求項６）においては、周方向におけるギャップの変化のパターンがその方向によって異なるため、インダクタンスの変化パターンも直流モータの回転方向によって異なり、延いては交流成分の振幅の変化パターンも回転方向によって異なる。そのため、その振幅の変化パターンに基づいて回転方向を検出することができる。

従って、請求項６に記載の回転検出装置によれば、凸部を、ロータコアとのギャップが周方向において変化するように形成するという、比較的簡単な構成によって、直流モータの回転方向を確実に検出することができる。

一方、後者（請求項７）においても、透磁率の異なる少なくとも２つの凸部が周方向に配置されているため、これらの凸部によって生じるインダクタンスの変化のパターンは、直流モータの回転方向によって異なり、延いては交流成分の振幅の変化パターンも回転方向によって異なる。そのため、その振幅の変化パターンに基づいて回転方向を検出することができる。

従って、請求項７に記載の回転検出装置によれば、透磁率の異なる少なくとも２つの凸部を周方向に配置するという、比較的簡単な構成によって、直流モータの回転方向を確実に検出することができる。

請求項２〜請求項６の何れか１項に記載の回転検出装置において、凸部を具体的にどのように形成するかは種々考えられるが、例えば請求項８に記載のように、凸部の少なくとも１つを、ハウジングを径方向内側へ突出させることにより形成するようにしてもよい。

つまり、ハウジングとは別に別途凸部を用意し、これをハウジングの内周面に取り付けるのではなく、ハウジング自体を、その一部分を径方向内側へ突出させる（ハウジングの外周面からみれば凹ませる）ことで、ハウジングの一部分を凸部として機能させるのである。凸部をこのように形成することで、凸部形成・設置の工数（延いては直流モータの製造にかかる工数）を低減することができる。

そして、上述した請求項２〜請求項８の何れか１項に記載の回転検出装置は、例えば請求項９に記載のように、凸部を、周方向において、磁石と所定の間隔を隔てて設けるようにするとよい。

凸部が磁石に近接している（或いは完全に接触している）と、磁石から発する磁束の一部が直接凸部に入ってしまう、いわゆる漏れ磁束が生じ、その分、直流モータのトルクが弱まってしまう。そこで、請求項９に記載のように、凸部を磁石から隔てて設けることで、上述した漏れ磁束の問題を防ぐことができる。

次に、請求項１０に記載の発明は、請求項１に記載の回転検出装置であって、直流モータは、少なくとも１つの相コイルに対し、該相コイルの一部又は全部と並列に、又は該相コイルと直列に接続された、インダクタンス素子を備えている。

上述した請求項２〜請求項９に記載の回転検出装置は、直流モータにおいてハウジングの内周面設けられた凸部によって、回転に伴うインダクタンスの変化が生じる構成のものであったが、本発明（請求項１０）の回転検出装置は、上記のようにハウジングに工夫を加えるのではなく、電機子コイルに工夫を加える（インダクタンス素子を接続する）ことで、回転に伴うインダクタンスの変化が生じるように構成されている。

そのため、直流モータにおけるブラシ間に形成される電機子コイル側の回路（以下「モータ回路」ともいう）において、例えば、いずれか１つの相コイルにインダクタンス素子が接続されている場合、当該相全体のインダクタンスは、インダクタンス素子が接続されていない他の２つの相コイルのインダクタンスよりも大きく（或いは小さく）なる。尚、大きくなるか小さくなるかは、例えば相コイルに対して並列に接続するか或いは直列に接続するかといった、接続状態によって異なる。そのため、回転に伴って変化するブラシと整流子との接触関係、即ち整流子を構成する複数の整流子片と一対のブラシとの接触関係に応じて、モータ回路全体のインダクタンスは変化する。

従って、請求項１０に記載の回転検出装置によれば、電機子コイルを構成する相コイルにインダクタンス素子を接続するという比較的簡単な構成により、回転に伴うブラシ間のインダクタンスの変化を確実に生じさせることができる。そのため、そのインダクタンスの変化（延いては交流成分の振幅の変化）に基づいて確実に回転状態を検出することができる。

そして、上記のように電機子コイルへインダクタンス素子を接続することによって回転に伴うインダクタンスの変化を生じさせる構成においても、回転状態として特に回転方向を検出するための具体的構成は種々考えられるが、例えば請求項１１に記載のように、少なくとも２つの相コイルにそれぞれインダクタンス素子が接続され、該各相における、相コイル及びこれに接続されたインダクタンス素子による合成インダクタンスが、該各相毎に異なる値となるよう構成されており、回転状態検出手段は、交流成分の振幅の変化パターンに基づいて直流モータの回転方向を検出するよう構成されたものとすることができる。

このように構成された請求項１１に記載の回転検出装置では、直流モータの回転に伴ってインダクタンスの段階的な変化が生じ、このインダクタンスの段階的な変化に伴って交流成分の振幅も段階的に変化する。しかも、その段階的な変化のパターンは回転方向によって異なる。そのため、その交流成分の振幅の段階的な変化のパターンに基づいて直流モータの回転方向を検出することができる。

請求項１２に記載の発明は、請求項１〜請求項１１の何れか１項に記載の回転検出装置であって、直流モータは、３つの相コイルからなる電機子コイルを有している。
ブラシ付きの直流モータにおける電機子コイルの相数は多岐に渡り、駆動対象に応じて適宜選定されるが、例えば上述した空調装置をはじめ、車両における各種駆動対象を駆動するための直流モータには、相数が３相のものが多用されている。３相の直流モータは、小型・軽量であることなどから、車両に限らずその需要は多い。

そこで、このような３相直流モータの回転状態を検出するための装置として本発明の回転検出装置を適用すれば、エンコーダ等のセンサを設ける必要がないため、小型・軽量といった３相直流モータのメリットを十分に維持しつつ回転状態を精度良く検出することができるため、より効果的である。

また、特に請求項１１に記載のように、回転方向を検出可能に構成された回転検出装置において、直流モータが３相の相コイルからなる電機子コイルを有する構成である場合は、例えば請求項１３に記載のように、インダクタンス素子は、２つの相コイルにそれぞれ接続するようにするとよい。

このように構成された回転検出装置によれば、３相直流モータの回転方向を、必要最小限の二つのインダクタンス素子を設けることで検出できるため、直流モータの大型化やコストアップを抑制しつつ、回転方向を精度良く検出することが可能となる。

次に、請求項１４に記載の発明は、請求項１〜請求項１３の何れか１項に記載の回転検出装置であって、直流モータの外部において一対のブラシ間には、所定の静電容量値の静電容量素子が接続されており、この静電容量素子と直流モータのインダクタンスとによって並列共振回路が形成されている。そして、通電検出手段は、その並列共振回路に流れる電流、又は該電流が流れる通電経路の電圧を検出する。

上述した請求項１〜請求項１３に記載の回転検出装置では、回転に伴うインダクタンスの周期的変化によって交流成分の振幅変化が生じるが、直流モータ内部のインダクタンスに基づく該直流モータのブラシ間のインピーダンスは、交流成分の周波数が高くなるほど大きくなる。そのため、重畳する交流成分の周波数が高いほど、通電検出手段にて検出される交流成分の振幅は小さくなってしまう。

回転状態検出手段は、交流成分の振幅変化に基づいて直流モータの回転角又は回転方向の少なくとも一方を検出するものであるため、検出精度を良好に保つためには、検出される交流成分の振幅は大きい方が好ましい。

そこで請求項１４に記載の回転検出装置では、直流モータに対し、これと並列に静電容量素子が接続されることにより、直流モータ（インダクタンス成分）と静電容量素子（静電容量成分）との並列接続による並列共振回路が形成されている。

周知の通り、並列共振回路のインピーダンスは、共振周波数でピーク値となる共振特性を有しており、共振周波数より高い周波数になるほどインピーダンスは低くなっていく。これは即ち、周波数が高くなるほど交流成分の振幅は大きくなる（逆に言えば、周波数が高くなっても交流成分の振幅は小さくならない）ということである。

また、直流モータのインダクタンスは回転に伴って周期的に変化するため、そのインダクタンスの変化に伴って、上記並列共振回路のインピーダンスも周期的に変化する。そして、そのインピーダンスの変化により、交流成分の振幅も周期的に変化する。交流成分の振幅が大きくなる状態と小さくなる状態のインピーダンス比を比較した場合、回転に伴う並列共振回路のインピーダンス比は、周波数にもよるものの、直流モータのみの場合のインピーダンス比（即ちインダクタンス成分のみに基づくインピーダンス比）よりも大きく変化する。

つまり、直流モータのみの場合よりも、本発明（請求項１４）のように並列共振回路が形成されている場合の方が、交流成分の周波数が高くなってもその振幅が小さくなるのを防ぐことができるため、回転に伴う振幅の変化を大きく生じさせることができ、回転状態検出手段を簡素に構成することができる。

そして、この並列共振回路のインピーダンス変化によって生じる交流成分の振幅変化に基づいて、直流モータの回転角等を検出するようにすれば、検出精度をより高くすることが可能となる。

ここで、電源手段の具体的構成は、結果としてブラシ間に直流電圧と交流電圧が重畳された電源電圧を印加できる限り、種々の構成が考えられるが、例えば請求項１５に記載のように、直流電圧を生成する直流電源と、交流電圧を生成する交流電源と、直流電源で生成された直流電圧に交流電源で生成された交流電圧を重畳させる重畳手段と、を備えた構成とすることができる。

電源手段をこのように構成することで、交流電圧が重畳された電源電圧を確実にブラシ間に印加することができる。また一方、例えば直流電源からの直流電圧の印加を停止することで、交流電源からの交流電圧のみをブラシ間に印加することも容易に実現できる。

第１実施形態の回転検出装置の構成を説明するための説明図であり、（ａ）は回転検出装置全体の概略構成を表す構成図、（ｂ）はモータにおける電機子コイルと整流子との接続状態を表す説明図である。 第１実施形態におけるモータの回転状態（回転角）とモータ回路のインダクタンスとの関係を説明するための説明図である。 第１実施形態におけるモータ回転中のモータ電流波形の一例を表す図である。 第１実施形態の回転検出装置を構成する回転信号検出部の構成を表すブロック図である。 第１実施形態の回転検出装置により生成される回転パルスの一例を表す図である。 第２実施形態のモータを説明するための説明図であり、（ａ）はモータの概略構成を表す構成図、（ｂ）は回転中のモータ電流波形の一例を表す図である。 第３実施形態のモータを説明するための説明図であり、（ａ）はモータの概略構成を表す構成図、（ｂ）は回転中のモータ電流波形の一例を表す図である。 第４実施形態のモータの概略構成を表す構成図である。 第５実施形態のモータを説明するための説明図であり、（ａ）はモータの概略構成を表す構成図、（ｂ）は回転中のモータ電流波形の一例を表す図である。 第６実施形態のモータを説明するための説明図であり、（ａ）はモータの概略構成を表す構成図、（ｂ）は回転中のモータ電流波形の一例を表す図である。 第７実施形態のモータの概略構成を表す構成図である。 第８実施形態のモータを説明するための説明図であり、（ａ）はモータの概略構成を表す構成図、（ｂ）はモータ回路の構成を表す構成図である。 第８実施形態における、モータが１８０°回転する間に生じる三種類の状態（モータ回路）を表す説明図である。 第８実施形態におけるモータ回転中のモータ電流波形の一例を表す図である。 第９実施形態のモータにおけるモータ回路の構成を表す構成図である。 第１０実施形態のモータにおけるモータ回路の構成を表す構成図である。 第１１実施形態のモータにおけるモータ回路の構成を表す構成図である。 第１２実施形態の回転検出装置の概略構成を表す構成図である。 第１２実施形態におけるインピーダンスの周波数特性を表す図であり、（ａ）は並列共振回路全体のインピーダンスの周波数特性を表し、（ｂ）はモータ単体でのインピーダンスの周波数特性を表す。 第１２実施形態におけるモータ回転中のモータ電流波形の一例を表す図である。 第１３実施形態の回転検出装置の概略構成を表す構成図である。 交流成分生成部にて生成される交流電圧が方形波電圧である場合の波形を表す図であり、（ａ）は方形波電圧の波形及びカップリングコンデンサを介して重畳される交流電流の波形を表す図、（ｂ）はその交流電流と正弦波電流との差異を表す図である。 交流電流の周波数スペクトルを表す図であり、（ａ）は方形波電圧をカップリングコンデンサを介して印加した場合に重畳される交流電流の周波数スペクトルを表す図、（ｂ）は正弦波電圧をカップリングコンデンサを介して印加した場合に重畳される交流電流の周波数スペクトルを表す図である。 第１３実施形態におけるモータ回転中のモータ電流波形の一例を表す図である。

以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
［第１実施形態］
図１（ａ）に、本発明が適用された実施形態の回転検出装置の概略構成を示す。図１（ａ）に示すように、本実施形態の回転検出装置１は、永久磁石界磁型のブラシ付き直流モータ（以下「モータ」と略す）２を備え、このモータ２の回転状態を検出するための装置であり、電源部３と、モータ２に流れる電流に基づいてモータ２の回転状態に応じた信号（回転パルス）を生成し出力する回転信号検出部４と、この回転信号検出部４から出力される回転パルスに基づいてモータ２の回転状態を検出する回転検出部５と、を備えている。

尚、回転検出部５は、検出対象のモータの回転状態として、回転角及び回転方向を検出できるように構成されている。但し、本実施形態の回転検出装置１では、検出対象のモータ２が１つの凸部１３（詳細は後述）を備えた構成であるため、本実施形態においては、回転検出部５はモータ２の回転角を検出する。勿論、回転方向を検出するための何らかの手段が別途設けられている場合はこの限りでない。

本実施形態の回転検出装置１は、例えば車両の空調装置における既述の各ダンパーを駆動するモータの、回転角を検出するために用いられるものである。もちろん、車両の空調装置への適用は本発明の実施態様としてのあくまでも一例である。

電源部３は、モータ２を回転駆動させるための直流電圧を生成する直流電源６と、モータ２の回転状態（本実施形態では回転角）を検出するための所定の周波数の交流電圧を生成する交流成分生成部７と、直流電源６からモータ２へ供給される直流電圧に交流成分生成部７で生成された交流電圧を重畳させてモータ２へ供給するためのカップリングコンデンサＣ１と、直流電源６からモータ２に至る通電経路を導通・遮断するスイッチ８と、を備えている。尚、交流成分生成部７で生成する交流電圧は正弦波である。但し、正弦波であることはあくまでも一例にすぎず、例えば方形波や三角波など、他の種類の波形を用いても良い。

このような構成により、モータ２の回転時には、スイッチ８をオンすることにより、直流電源６からの直流電圧に交流成分生成部７で生成された交流電圧が重畳された交直混在の電圧（電源電圧）が、一対のブラシ１８，１９を介してモータ２の電機子コイル１５へ印加される。これにより、電機子コイル１５には交直混在の電流が流れる。

但し、モータ２は直流モータであるため、交直混在の電流のうち、モータ２の回転に寄与する（トルクを与えて回転駆動させる）成分は、直流電源６にて印加される直流電圧による直流成分であり、交流成分生成部７にて印加される交流電圧による交流成分は回転そのものには関与せず、トルクに影響を与えることもない。交流成分生成部７からの交流電圧は、本実施形態ではモータ２の回転角を検出するためにモータ２に印加されるのであり、回転信号検出部４は、後述するように、モータ２に流れる電流のうち交流成分に基づいて回転パルスを生成する。つまり、交流成分生成部７は、モータ２を回転させるための電力としてではなく、モータ２の回転状態を検出する目的で設けられているのである。

また、回転中のモータ２を停止させる制動制御の際は、スイッチ８がオフされ、モータ２への直流電源６からの直流電圧が遮断される。一方、交流成分生成部７からの交流電圧は、停止制御の際もモータ２への印加が継続される。つまり、交流成分生成部７からの交流電圧は、少なくともモータ２が回転している間はモータ２へ印加され続ける。

モータ２は、ハウジング１０と、このハウジング内に収容されたロータコア２０とを備えている。ロータコア２０は、ハウジング１０の軸心に配置されている回転軸１６に固定され、この回転軸１６と共に回転する。

ハウジング１０は、略円筒形の形状をなし、その内周面には、界磁発生用の２つの磁石１１，１２が径方向に互いに対向するように固定されている。周方向で見れば、２つの磁石が所定間隔隔てて固定されている。各磁石１１，１２は、いずれも永久磁石であり、ロータコア２０と対向する面側の極性が一方はＮ極で他方がＳ極である。つまり、本実施形態のモータ２は界磁が２極の直流モータとして構成されている。

また、ハウジング１０は軟磁性体である継鉄（ヨーク）にて形成されたものであり、内周面に固定された２つの磁石１１，１２と共にモータ２の磁気回路を構成している。
ロータコア２０は、軟磁性体にて形成されたものであり、３つのティース（突極）２１，２２，２３を有し、電機子コイル１５が巻回されている。具体的には、第１ティース２１に第１相コイルＬ１が巻回され、第２ティース２２に第２相コイルＬ２が巻回され、第３ティース２３に第３相コイルＬ３が巻回されており、これら３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３により電機子コイル１５が構成されている。

また、回転軸１６には、整流子１７が固定されており、この整流子１７には、互いに対向して（即ち回転方向に１８０°離れて）配置された一対のブラシ１８，１９が摺接している。

整流子１７は、より詳しくは、図１（ｂ）に示すように、各ブラシ１８，１９と接触（摺接）する３つの整流子片２６，２７，２８を有しており、これら各整流子片２６，２７，２８に、電機子コイル１５を構成する各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３がそれぞれΔ結線されている。

即ち、第１整流子片２６と第２整流子片２７との間に第１相コイルＬ１が接続され、第２整流子片２７と第３整流子片２８との間に第２相コイルＬ２が接続され、第３整流子片２８と第１整流子片２６との間に第３相コイルＬ３が接続されている。なお、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のインダクタンスは同じ値である。また、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３は、互いに電気角で２π／３ずつ離れるように配置されている。

そして、３つの整流子片２６，２７，２８のうちいずれか２つ（但し瞬間的に３つ）が、各ブラシ１８，１９にそれぞれ接触しており、モータ２の回転による整流子１７の回転に伴って、各ブラシ１８，１９と接触する整流子片は切り替わっていく。

電源部３から出力される電源電圧は、各ブラシ１８，１９の間に印加される。これにより、各ブラシ１８，１９間に形成される、モータ２内部の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３等からなる回路（モータ回路）には、各ブラシ１８，１９及びこれに接触している整流子片を介して電流が流れる。

更に、本実施形態のモータ２には、ハウジング１０の内周面において、２つの磁石１１，１２の間に、凸部１３が設けられている。ハウジング１０の内周面には、２つの磁石１１，１２が周方向において所定の間隔を隔てて固定されているため、周方向において磁石１１，１２の存在しない領域（磁石間領域）が２箇所存在している。本実施形態では、図１に示す通り、このうち１箇所の磁石間領域に、ハウジング１０の内周面から径方向内側へ突出するように凸部１３が設けられている。また、この凸部１３は、２つの磁石１１，１２のいずれとも接触しないよう、周方向において各磁石１１，１２の双方からそれぞれ所定間隔隔てて設けられている。

凸部１３は、軟磁性体の材料で形成されたものであり、周方向に所定の長さを有し、且つ、径方向に所定の厚みを有している。そして、この凸部１３が設けられていることにより、モータ２のロータコア２０とハウジング１０により構成される磁気回路の磁気抵抗は、ロータコア２０の回転に伴って変化する。なお、以下の説明で「磁気抵抗」とは、特に断りのない限り、モータ２のロータコア２０とハウジング１０により構成される磁気回路の磁気抵抗を意味するものとする。

ここで、本実施形態のモータ２における、ロータコア２０とハウジング１０とのギャップ、及び磁気抵抗について、具体的に説明する。
上述の通り、ロータコア２０及びハウジング１０はいずれも軟磁性体にて形成されており、その透磁率は空気の透磁率よりも非常に大きい。そのため、モータ２の磁気抵抗は、ロータコア２０（詳しくは各ティース２１，２２，２３の外周面）とハウジング１０の内周面又は磁石１１，１２との間のエアギャップ、及び各磁石１１，１２の厚みの和に大きく依存する。つまり、エアギャップが大きいほど磁気抵抗は大きくなり、逆にエアギャップが小さいほど、磁気抵抗は小さくなる。

但し、各磁石１１，１２については、その透磁率は空気の透磁率とほぼ同じである。そのため、各磁石１１，１２は、磁気的にみれば空気が存在していることと等価となる。つまり、モータ２の磁気抵抗を考慮する上では、空気と同じ透磁率である各磁石１１，１２の存在は無視することができ、各磁石１１，１２はいずれもエアギャップとして扱うことができる。そのため、仮に凸部１３がないならば、ロータコア２０とハウジング１０の内周面とのエアギャップはロータコア２０が回転しても一定であり、故に、回転に伴って磁気抵抗が変化することはない。

しかし、本実施形態のモータ２は、ハウジング１０の内周面に、ハウジング１０とほぼ同じ透磁率を有する、軟磁性の凸部１３が設けられている。そのため、モータ２の回転角によって、即ちロータコア２０の各ティース２１，２２，２３の外周面がこの凸部１３と対向しているか否かによって、モータ２の磁気抵抗は異なった値となる。つまり、モータ２の回転に伴ってその磁気抵抗が変化する。そして、磁気抵抗が変化すると、モータ回路のインダクタンスも変化するため、モータ回路に流れる電流のうち、交流成分については、その振幅が変化する。

モータ２の回転状態（回転角）とモータ回路のインダクタンスとの関係について、図２を用いてより具体的に説明する。図２（ａ）は、凸部１３が周方向全体に渡ってロータコア２０の第１ティース２１の外周面と対向している状態（状態Ａ）を示しており、図２（ｂ）は、状態Ａから時計回りに約６０°回転したときの、凸部１３がロータコア２０のいずれのティース２１，２２，２３とも対向していない状態（状態Ｂ）を示している。

図２（ａ）に示すように、凸部１３がロータコア２０と対向している状態Ａでは、ロータコア２０と凸部１３との間のエアギャップが小さくなるため、モータ２の磁気抵抗は全体として小さくなる。一般的にインダクタンスは磁気抵抗の逆数に比例するため、磁気抵抗が変化すればそれに伴ってモータ回路のインダクタンスも変化する。そのため、状態Ａのように磁気抵抗が小さくなると、モータ回路のインダクタンスは大きくなる。

一方、図２（ｂ）に示すように、ロータコア２０が凸部１３と対向していない状態Ｂでは、図２（ｂ）に比べてエアギャップが大きくなり、モータ２の磁気抵抗は全体として大きくなる。そのため、モータ回路のインダクタンスは小さくなる。

このように、本実施形態のモータ２では、凸部１３が設けられていることにより、ロータコア２０がこの凸部１３と対向している状態であるか否かに応じて、モータ回路のインダクタンスが変化する。しかもこの変化は、モータ２の回転（詳しくはロータコア２０及び回転軸１６の回転）に伴って周期的に生じる。

尚、モータ２の回転の過程では、隣接する２つの整流子片に一つのブラシが同時に接触する切り替わり期間が存在し、この切り替わり期間においてもモータ回路のインダクタンスが変化するが、この切り替わり期間はモータ２が一回転する間において瞬間的に生じるのみであり、これに伴うインダクタンスの変化も瞬間的なものである。そのため、本実施形態ではこの切り替わり期間については考慮しないものとする。

このように、モータ２の回転に伴ってモータ回路のインダクタンスが周期的に変化するため、回転中のモータ２に流れる電流は、図３に示すように、回転角に応じてその交流成分の振幅が変化する。即ち、ロータコア２０における何れかのティースが凸部１３に対向していることによりインダクタンスが大きくなっている状態Ａの場合は、交流成分の振幅が小さくなり、ロータコア２０の各ティース２１，２２，２３がいずれも凸部１３に対向していない状態Ｂの場合は、交流成分の振幅が大きくなる。

そして、本実施形態ではロータコア２０が３つのティース２１，２２，２３を有していることにより、回転に伴う周期的なインダクタンスの変化は、モータ２が１２０°回転する毎に生じる。そのため、上述した交流成分の振幅変化も、モータ２が１２０°回転する度に周期的に生じる。

そこで本実施形態の回転検出装置１では、回転信号検出部４が、モータ２の通電電流に含まれる交流成分の振幅の変化を検出する。つまり、インダクタンスの変化によって生じる交流成分の振幅の変化を検出する。そして、その検出した交流成分の振幅の変化に基づいて、後述するように回転パルスを生成する。

回転信号検出部４は、モータ２に流れる電流の通電経路上（詳しくはグランド電位側のブラシ１９からグランド電位に至る通電経路上）に設けられた電流検出部２４と、この電流検出部２４により検出された通電電流に基づく各種信号処理を行って回転パルスを生成する信号処理部２５とを備えている。この回転信号検出部４のより具体的な構成を図４に示す。

図４に示すように、電流検出部２４は、モータ２の通電経路上に挿入された電流検出抵抗Ｒ１からなり、この電流検出抵抗Ｒ１の両端の電圧が、モータの通電電流に応じた検出信号として信号処理部２５へ取り込まれる。この検出信号は、モータ２に流れる電流に関する電気量（物理量）の１つである。

なお、電流検出抵抗Ｒ１に代えて、コイルを挿入し、そのコイルの両端の電圧を通電電流に応じた検出信号として信号処理部２５へ入力するようにしてもよい。また、本実施形態では、このようにモータの通電電流を検出するようにしているが、通電経路上の電圧の変化を検出してその検出結果を検出信号として信号処理部２５へ入力するようにしてもよい。

信号処理部２５に取り込まれた電流検出抵抗Ｒ１による検出信号は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３１によって、直流成分を含む所定の遮断周波数以下の帯域の信号がカットされ、交流成分生成部７からの交流電流の周波数を含む、上記遮断周波数より高い周波数成分が抽出されて、増幅部３２に入力される。そのため、検出された通電電流（検出信号）のうち、直流成分はこのハイパスフィルタ３１によって遮断され、交流成分のみが増幅部３２へ入力されることとなる。

電流検出抵抗Ｒ１により検出されてハイパスフィルタ３１によって抽出された検出信号（交流成分）は、モータ２に流れる電流のうち交流電流に関する電気量の１つであるが、この検出信号は非常に微弱なレベルの信号である。そのため、この検出信号は増幅部（Ａｍｐ）３２にて増幅される。

増幅部３２にて増幅された検出信号は、包絡線検波部３３にて包絡線検波される。この包絡線検波部３３は、例えば、整流回路及びローパスフィルタからなる一般的回路にて構成することができる。この包絡線検波部３３により、増幅部３２から出力された交流の検出信号が包絡線検波され、交流成分の振幅に応じた一定の信号（以下「検波信号」という）が生成される。モータ２の通電電流は、図３に示したように、直流電流に交流成分が重畳した形となり、且つ、モータ２が１２０°回転する度に交流成分の振幅変化が生じる。そのため、包絡線検波部３３からは、１２０°毎に振幅変化が生じるような検波信号が出力される。

この検波信号は、コンパレータ（Ｃｏｍｐ）３５の２つの信号入力端子のうち一方に入力され、他方に入力された閾値と比較される。この閾値は、閾値設定部３４により生成されるものであり、本実施形態では、図３に示した電流波形のうち振幅が小さい期間（状態Ａ相当）での検波信号よりも大きく、且つ、振幅が大きい期間（状態Ｂ相当）での検波信号よりも小さい、所定の値（例えば両検波信号の中間値）が設定されている。

そのため、振幅の小さい期間では、包絡線検波部３３からの検波信号は閾値設定部３４による閾値よりも小さいため、コンパレータ３５からはローレベルの信号が出力される。一方、振幅の大きい期間では、包絡線検波部３３からの検波信号は閾値よりも大きくなるため、コンパレータ３５からはハイレベルの信号が出力される。

そして、コンパレータ３５から出力されたローレベル、ハイレベルの信号は、回転パルス生成部３６にて適宜波形整形、レベル調整された上で、モータ２の回転角に応じた回転パルスとして回転検出部５へ出力される。

図５に、回転パルス生成部３６にて生成される回転パルスの一例を示す。図５の上側の波形は、モータ２に流れる電流であり、下側の波形が、回転パルス生成部３６にて生成される回転パルスである。本例では、交流成分の振幅が小振幅から大振幅に変化するタイミング毎にハイレベルに立ち上がり、大振幅から小振幅に変化するタイミング毎にハイレベルからローレベルへ立ち下がるように、回転パルスが生成される。そのため、本実施形態では、モータ２が１２０°回転する度に回転パルスが生成されることとなる。

このように、信号処理部２５では、電流検出抵抗Ｒ１にて検出された通電電流（検出信号）に対して低周波領域のカット、交流電流成分の増幅、包絡線検波といった各種信号処理を行った上で回転パルスが生成されるため、外乱やノイズが低減された正確な回転パルスが生成される。なお、ハイパスフィルタ３１に代えて、例えば、交流成分の周波数を含む所定の帯域のみを通過させるバンドパスフィルタを用いるようにしてもよい。

回転検出部５は、回転パルス生成部３６から入力された回転パルスに基づき、例えばその回転パルスの立ち上がりエッジを検出・計数するといった方法により、モータ２の回転角を検出する。そして、その検出された回転角は、図示しないモータ２の制御回路においてフィードバック信号として用いられる。

尚、上述したように、本実施形態ではモータ２が図１に示すような凸部１３を備えた構成であることから、回転検出部５は、モータ２の回転状態のうち回転角を検出する。但し、例えば後述する第５実施形態のモータ６０（図９参照）などのように、回転信号検出部４からの回転パルスが、回転方向をも検出可能なパルスである場合は、それに基づいて回転方向をも検出することができる。

以上説明したように、本実施形態の回転検出装置１では、モータ２を駆動させるための駆動源である直流電源６とは別に、回転状態を検出するための交流成分生成部７が設けられ、直流電源６からの直流電圧に交流成分生成部７からの交流電圧が重畳されてモータ２へ印加される。そのため、モータ２（モータ回路）には、交流成分を含む電流が流れる。

一方、モータ２は、ハウジング１０の内周面に軟磁性の凸部１３が設けられており、これにより、モータ回路のインダクタンスはモータ２の回転に伴って周期的に変化する。そのため、モータ回路に流れる電流の交流成分は、そのインダクタンスの変化に伴って（即ちモータ２の回転に伴って）周期的に変化する。

そこで、信号処理部２５は、モータ２の通電電流から交流成分のみを抽出し、その交流成分の振幅の変化に応じた回転パルスを生成する。そして、この回転パルスに基づき、回転検出部５がモータ２の回転状態（本実施形態では回転角）を検出する。

また、交流成分生成部７からの交流電圧は、モータ２の回転状態を検出する目的で印加されるものであり、モータ２のトルクに影響を与えることはない。そのため、モータ２には、その動作状態（加・減速中、定速中、停止中など）とは関係なく、常に一定の交流電圧を印加することができ、モータ２の動作状態にかかわらず、常に、交流成分の振幅変化に基づいて回転状態を検出することができる。

そのため、例えば制動の際にモータ２への直流電圧の印加が遮断されても、交流電圧を印加し続けることにより、減速〜停止にかけても回転状態を確実に検出することができる。また、停止中であっても、電源電圧として少なくとも交流電圧を印加させ続けることで、モータ２の回転状態を検出でき、例えば何らかの外力を受けてモータ２が所定量回転したとしても、これを確実に検出することができる。

そのため、モータ２を停止させるための制動制御を、例えば、モータ２への直流電源６からの直流電圧印加を遮断させることにより行う場合、直流電圧の遮断後も、交流電圧については引き続き印加させることができる。制動制御の際に直流電圧の印加を遮断すると、モータ２の電流は、誘導起電力によって生じる電流に交流成分生成部７からの交流電圧に基づく交流電流が重畳したものとなる。

このうち、誘導起電力による電流の大きさは、モータ２の回転速度が低くなるほど小さくなるため、この誘導起電力による電流は徐々に小さくなり、モータ２が停止したときにはこの電流もゼロになる。一方、交流電流については、上記のように回転状態検出のために常に流すことができるため、モータ２の回転速度に関係なく、回転状態に応じた（モータ回路のインダクタンスの変化に応じた）交流成分の振幅の変化を検出することができる。そのため、モータ２の回転速度に関係なく、モータ２の回転角を検出することができる。

なお、本実施形態の回転検出装置１は、回転パルスに基づいてモータ２の回転角を検出するよう構成されたものであるが、回転パルスの間隔（例えば立ち上がりエッジの間隔）に基づいてモータ２の回転速度も検出できるよう構成してもよい。

従って、本実施形態の回転検出装置１によれば、ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度にかかわらずモータ２の回転状態を精度良く検出することができる。

しかも、ハウジング１０の内周面に凸部１３を設けるという比較的簡単な構成により、回転に伴う各ブラシ１８，１９間（モータ回路）のインダクタンスの変化を確実に生じさせるようにしているため、モータ２の大型化・コストアップ（延いては装置全体の大型化・コストアップ）を抑えつつ、インダクタンスの変化（延いては交流成分の振幅の変化）に基づいて確実に回転状態を検出することができる。

更に、本実施形態では、モータ２の回転に伴って生じるモータ回路のインダクタンスの変化を、モータ２に流れる通電電流のうち交流成分の振幅の変化として検出している。しかもその振幅の変化は、検出信号がハイパスフィルタ３１、増幅部３２、包絡線検波部３３によって信号処理された上で、コンパレータ３５により検出される。そのため、簡易的な構成でありながら、ノイズや外乱の影響を抑制して高精度に振幅の変化を検出でき、延いては高精度に回転状態を検出することができる。

また、凸部１３は、周方向において各磁石１１，１２の双方からそれぞれ所定間隔隔てて設けられているため、漏れ磁束に起因してモータ２のトルクが弱まってしまうのを防ぐことができる。

また、既述の特許文献１に開示された方法では、相コイルに抵抗器を接続して直流電流の変化を検出していることから、ブラシや整流子の経年劣化によって、波形に歪みが生じるなど、検出精度の悪化が生じる可能性が高い。これに対し、本実施形態の回転検出装置１は、交流成分の振幅変化に基づいて回転角を検出するものであり、その振幅変化はモータ回路のインダクタンスに依存する。そのため、各ブラシ１８，１９や整流子１７の経年劣化の影響を抑制することが可能となる。

ここで、本実施形態の構成要素と本発明の構成要素の対応関係を明らかにする。本実施形態において、電源部３は本発明の電源手段に相当し、交流成分生成部７は本発明の交流電源に相当し、カップリングコンデンサＣ１は本発明の重畳手段に相当し、電流検出部２４は本発明の通電検出手段に相当する。また、信号処理部２５及び回転検出部５より本発明の回転状態検出手段が構成される。

ところで、本実施形態の回転検出装置１では、検出対象のモータ２として、２箇所ある磁石間領域のうち１箇所に凸部１３を１つ設けた構成のものを示したが、このようなモータに限らず、回転に伴う周期的なインダクタンスの変化を生じさせることができる限り、種々の態様のモータを構成でき、そのモータの回転状態を検出することができる。以下、回転に伴って周期的にインダクタンスが変化するようなモータの種々の態様について、第２実施形態〜第１１実施形態にかけて具体的に説明する。

［第２実施形態］
まず、第２実施形態のモータについて、図６を用いて説明する。図６（ａ）に、本実施形態のモータ３０の概略構成を、図６（ｂ）に、このモータ３０の回転中の電流波形の一例を、それぞれ示す。

図６（ａ）に示すように、本実施形態のモータ３０は、ハウジング１０の内周面における２箇所の磁石間領域において、その一方に第１実施形態と同様に軟磁性の凸部１３が設けられているのに加え、更に、その磁石間領域と径方向において互いに対向する位置関係にある他方の磁石間領域においても、軟磁性の凸部２９が設けられている。

つまり、２つの凸部１３，２９が、径方向で見れば互いに対向するよう、回転方向（周方向）で見れば互いに１８０°離れるように、それぞれ設けられている。また、各凸部１３，２９はいずれも、２つの磁石１１，１２のいずれとも接触しないよう、周方向において各磁石１１，１２の双方からそれぞれ所定間隔隔てて設けられている。

なお、本実施形態のモータ３０は、上記のように凸部１３に加えて凸部２９が設けられているという構成以外は、図１に示した第１実施形態のモータ２と同じである。そのため、第１実施形態のモータ２と同じ構成については第１実施形態と同じ符号を付し、その説明を省略する。

図６（ａ）に示すように、本実施形態のモータ３０は、互いに対向する位置関係にて２つの凸部１３，２９が設けられている。これにより、モータ３０の回転に伴って生じるモータ回路のインダクタンスの変化は、第１実施形態では１２０°毎の発生であったのに対し、本実施形態では６０°毎に発生する。

そのため、電源部３から交流成分を含む電源電圧が印加されたときにモータ３０に流れる電流は、図６（ｂ）に示すようになり、モータ３０が６０°回転する度に振幅の変化が生じる。これは即ち、モータ３０が一回転する間に生じる交流成分の振幅の変化の回数が、第１実施形態の２倍に増えるということである。そのため、信号処理部２５からは、モータ３０が６０°回転する度に回転パルスが出力され、回転検出部５は、その回転パルスに基づいてモータ３０の回転状態（回転角）を検出することができる。

従って、本実施形態のモータ３０によれば、第１実施形態のモータ２と比較して、一回転中に生じる交流成分の振幅変化の回数を２倍に増加させることができるため、その分、回転状態の検出精度（分解能）を向上させることができる。

［第３実施形態］
次に、第３実施形態のモータについて、図７を用いて説明する。図７（ａ）に、本実施形態のモータ４０の概略構成を、図７（ｂ）に、このモータ４０の回転中の電流波形の一例を、それぞれ示す。

図７（ａ）に示すように、本実施形態のモータ４０は、ハウジング１０の内周面に、界磁発生用の４つの磁石４１，４２，４３，４４が、周方向において所定の間隔を隔てて固定されている。そのため、ハウジング１０の内周面には、周方向において磁石４１，４２，４３，４４の存在しない磁石間領域が４箇所存在している。これら各磁石間領域は、周方向において約９０°の間隔で存在している。そのため、各磁石間領域のうち２つの磁石間領域は径方向において互いに対向する位置関係にある。

そして、本実施形態のモータ４０は、その４箇所の磁石間領域のそれぞれに、ハウジング１０の内周面から径方向内側へ突出するように、軟磁性の凸部４６，４７，４８，４９が１つずつ設けられている。

これら４つの凸部４６，４７，４８，４９は、周方向において９０°間隔で設けられている。また、各凸部４６，４７，４８，４９はいずれも、４つの磁石４１，４２，４３，４４のいずれとも接触しないよう、周方向において各磁石４１，４２，４３，４４からそれぞれ所定間隔隔てて設けられている。

なお、本実施形態のモータ４０は、上記のように界磁発生用の磁石が４つ固定されていると共に４つの凸部４６，４７，４８，４９が設けられているという構成以外は、図１に示した第１実施形態のモータ２と同じである。そのため、第１実施形態のモータ２と同じ構成については第１実施形態と同じ符号を付し、その説明を省略する。

図７（ａ）に示すように、本実施形態のモータ４０は、周方向において９０°の間隔で４つの凸部４６，４７，４８，４９が設けられている。これにより、モータ４０の回転に伴って生じるモータ回路のインダクタンスの変化は、第１実施形態では１２０°毎、第２実施形態では６０°毎の発生であったのに対し、本実施形態では３０°毎に発生する。

そのため、電源部３から交流成分を含む電源電圧が印加されたときにモータ４０に流れる電流は、図７（ｂ）に示すようになり、モータ４０が３０°回転する度に振幅の変化が生じる。これは即ち、モータ４０が一回転する間に生じる交流成分の振幅の変化の回数が、第１実施形態の４倍に増えるということである。そのため、信号処理部２５からは、モータ４０が３０°回転する度に回転パルスが出力され、回転検出部５は、その回転パルスに基づいてモータ４０の回転状態（回転角）を検出することができる。

従って、本実施形態のモータ４０によれば、第１実施形態のモータ２と比較して、一回転中に生じる交流成分の振幅変化の回数を４倍に増加させることができるため、その分、回転状態の検出精度（分解能）を向上させることができる。

［第４実施形態］
次に、第４実施形態のモータについて、図８を用いて説明する。図８は、本実施形態のモータ５０の概略構成を表す構成図である。

図８に示すように、本実施形態のモータ５０は、ハウジング５１が、その周方向における所定領域が径方向内側へ突出した形状となっており、この突出した部分が凸部５２として形成され、第１実施形態の凸部１３と同等の作用を奏する。具体的には、ハウジング５１が切り曲げ加工されることにより、凸部１３が形成されている。

つまり、本実施形態のモータ５０は、上記各実施形態のようにハウジング１０に対して別途凸部を設けるのではなく、ハウジング５１自身の一部を凸部５２として形成し、上記各実施形態の凸部と同等の機能を持たせるようにしているのである。

なお、本実施形態のモータ５０は、凸部５２がこのようにハウジング５１自身を加工することによって形成されているという構成以外は、図１に示した第１実施形態のモータ２と同じである。そのため、第１実施形態のモータ２と同じ構成については第１実施形態と同じ符号を付し、その説明を省略する。

このように構成された本実施形態のモータ５０は、凸部５２の形成方法が第１実施形態とは異なるものの、その機能（磁気的な作用）は第１実施形態の凸部１３と全く同じであり、磁気的にみれば第１実施形態のモータ２と等価である。

従って、本実施形態のモータ５０によれば、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。しかも、凸部５２をハウジング５１を加工することによって形成しているため、凸部５２の形成のための工数（延いてはモータ５０の製造にかかる工数）を低減することができる。

［第５実施形態］
次に、第５実施形態のモータについて、図９を用いて説明する。図９（ａ）に、本実施形態のモータ６０の概略構成を、図９（ｂ）に、このモータ６０の回転中の電流波形の一例を、それぞれ示す。

図９（ａ）に示すように、本実施形態のモータ６０は、ハウジング１０の内周面における２箇所の磁石間領域のうち１箇所に、軟磁性の傾斜凸部６１が設けられている。この傾斜凸部６１は、その設置位置や材質は第１実施形態の凸部１３と同じであり、形状が異なるだけである。

なお、本実施形態のモータ６０は、上記のように傾斜凸部６１が設けられているという構成以外は、図１に示した第１実施形態のモータ２と同じである。そのため、第１実施形態のモータ２と同じ構成については第１実施形態と同じ符号を付し、その説明を省略する。

傾斜凸部６１は、ロータコア２０と対向する面が、ハウジング１０の内周面に対して傾斜するように形成されている。換言すれば、径方向の厚み・ロータコア２０とのギャップが、周方向において連続的に変化するように形成されている。

このような構成により、モータ６０の回転中におけるモータ回路のインダクタンスの変化は、モータ６０の回転方向によって異なるパターンとなる。そして、回転方向によってインダクタンスの変化パターンが異なれば、交流成分の振幅の変化パターンも、回転方向によって異なる。

そのため、電源部３から交流成分を含む電源電圧が印加されたときにモータ６０に流れる電流は、図９（ｂ）に示すようになり、モータ６０が図中時計回り（ＣＷ）方向に回転するときに生じる交流成分の振幅変化パターンと、モータ６０が図中反時計回り（ＣＣＷ）方向に回転するときに生じる交流成分の振幅変化パターンは、異なったものとなる。

図９（ｂ）の例では、回転方向がＣＷ方向の場合は、ロータコア２０の何れかのティースが傾斜凸部６１に近付こうとする際、そのティースと傾斜凸部６１とのギャップは徐々に小さくなっていく。そのため、モータ６０の磁気抵抗が徐々に小さくなって、モータ回路のインダクタンスは徐々に大きくなっていき、これにより、交流成分の振幅は徐々に小さくなっていく。そして、そのティースがやがて傾斜凸部６１から離れる際は、ギャップが急に大きくなるため、それに伴い、磁気抵抗は急に大きくなってインダクタンスは急に小さくなり、これにより交流成分の振幅は急に大きくなる。

逆に、回転方向がＣＣＷ方向の場合は、ロータコア２０の何れかのティースが傾斜凸部６１に近付こうとする際、そのティースと傾斜凸部６１とのギャップは急に小さくなる。そのため、モータ６０の磁気抵抗が急に小さくなって、モータ回路のインダクタンスは急に大きくなり、これにより、交流成分の振幅は急激に小さくなる。そして、そのティースがやがて傾斜凸部６１から離れる際は、ギャップが徐々に大きくなっていくため、それに伴い、磁気抵抗は徐々に大きくなってインダクタンスは徐々に小さくなっていき、これにより交流成分の振幅は徐々に大きくなる。

このように、本実施形態のモータ６０では、回転方向によって交流成分の振幅の変化パターンが異なるため、モータ６０の回転状態として、上述した各実施形態と同様に回転角を検出できるのに加え、更に、その変化パターンに基づいて回転方向も検出することができる。

但し、回転方向を検出するためには、信号処理部２５の構成を一部異なるものとする必要がある。即ち、図４に示した信号処理部２５は、包絡線検波部３３による検波後の検波信号に対し、単に、コンパレータ３５にて閾値設定部３４からの閾値と比較し、その比較結果に応じた回転パルスを出力するものであり、本実施形態においてもこの信号処理部２５を用いれば少なくとも回転角は検出できる。

一方、回転方向まで検出するためには、包絡線検波部３３からの検波信号に対し、その検波信号の変化パターンに対応した信号を、回転パルスとは別に（或いは回転パルスの一部として）出力できるよう、信号処理部２５の構成を一部変更する必要がある。

なお、検波信号の変化パターンに対応した信号を生成する具体的方法は、例えば検波信号を微分回路に通して微分するなど、種々の方法が考えられる。
そして、信号処理部２５からその変化パターンに対応した信号が出力されれば、回転検出部５は、回転角に加え、その信号に基づいて回転方向も検出することができる。

従って、本実施形態のモータ６０によれば、傾斜凸部６１を設けたことにより、回転に伴って生じる交流成分の振幅の変化パターンが、回転方向によって異なるパターンとなるため、その変化パターンに基づいてモータ６０がどの方向へ回転しているかを検出することができる。そして、このように回転角と共に回転方向も検出できることにより、回転方向の検出結果に基づいて回転角の検出結果を補正することもできる。そのため、モータ６０の回転方向が変わってもそれに応じて精度良く回転角を検出（補正）することができる。

尚、本実施形態の傾斜凸部６１は、ロータコア２０とのギャップの変化が直線的になるよう構成されているが、これはあくまでも一例であり、曲線的な変化を有する形状であってもよいし、段階的な変化を有する形状であってもよく、その具体的な変化の過程は特に限定されるものではない。

［第６実施形態］
次に、第６実施形態のモータについて、図１０を用いて説明する。図１０（ａ）に、本実施形態のモータ７０の概略構成を、図１０（ｂ）に、このモータ７０の回転中の電流波形の一例を、それぞれ示す。

図１０（ａ）に示すように、本実施形態のモータ７０は、ハウジング１０の内周面における１箇所の磁石間領域に、透磁率の異なる２つの軟磁性の凸部が隣接して設けられている。具体的には、所定の透磁率を有する軟磁性の第１凸部７１と、この第１凸部７１に対して図中ＣＷ方向に隣接して設けられ、この第１凸部７１よりも大きい透磁率を有する軟磁性の第２凸部７２とが設けられている。これら２つの凸部７１，７２は、周方向の長さや径方向の幅はいずれも同じであり、透磁率が異なっている。

なお、本実施形態のモータ７０は、上記のように透磁率の異なる２つの凸部７１，７２が設けられているという構成以外は、図１に示した第１実施形態のモータ２と同じである。そのため、第１実施形態のモータ２と同じ構成については第１実施形態と同じ符号を付し、その説明を省略する。

このように構成された本実施形態のモータ７０では、隣接配置された２つの凸部７１，７２の透磁率が異なるため、電源部３から交流成分を含む電源電圧が印加されたときにモータ７０に流れる電流は、図１０（ｂ）に示すようになり、モータ７０がＣＷ方向に回転するときに生じる交流成分の振幅変化パターンと、モータ７０がＣＣＷ方向に回転するときに生じる交流成分の振幅変化パターンは、異なったものとなる。

図１０（ｂ）の例では、回転方向がＣＷ方向の場合は、ロータコア２０の何れかのティースが各凸部７１，７２に近付こうとする際、まず先に、透磁率の小さい第１凸部７１に近付き、その後にそれよりも透磁率の大きい第２凸部７２に近づく。そのため、モータ７０の磁気抵抗は段階的に小さくなって、モータ回路のインダクタンスは段階的に大きくなっていき、これにより、交流成分の振幅は段階的に小さくなっていく。そして、そのティースが各凸部７１，７２を通過してやがて第２凸部７２から離れる際は、磁気抵抗が急に大きくなるため、それに伴い、インダクタンスは急に小さくなり、これにより交流成分の振幅は急に大きくなる。

逆に、回転方向がＣＣＷ方向の場合は、ロータコア２０の何れかのティースが各凸部７１，７２に近付こうとする際、まず先に、透磁率の大きい第２凸部７２に近付き、その後にそれよりも透磁率の小さい第１凸部７１に近づく。そのため、モータ７０の磁気抵抗は先に第２凸部７２と対向することによって急に小さくなって、モータ回路のインダクタンスは急に大きくなり、これにより、交流成分の振幅は急激に小さくなる。そして、そのティースが各凸部７１，７２を通過してやがて第１凸部７１から離れようとする際は、磁気抵抗が段階的に大きくなるため、それに伴い、インダクタンスは段階的に小さくなり、これにより交流成分の振幅は段階的に大きくなる。

このように、本実施形態のモータ７０も、回転方向によって交流成分の振幅の変化パターンが異なるため、第５実施形態のモータ６０と同様、その変化パターンに基づいて回転方向も検出することができ、第５実施形態のモータ６０と同等の効果を得ることができる。

尚、本実施形態では、２つの凸部７１，７２を隣接して固定したが、このように隣接固定することは必須ではなく、これら２つの凸部７１，７２を所定間隔離して固定してもよい。また、１つの磁石間領域に透磁率が異なる３つ以上の凸部を設けてもよい。

［第７実施形態］
次に、第７実施形態のモータについて、図１１を用いて説明する。図１１は、本実施形態のモータ８０の概略構成を表す構成図である。

図１１に示すように、本実施形態のモータ８０は、ハウジング８１が、その周方向における所定領域が径方向内側へ突出した形状となっており、この突出した部分が、傾斜凸部８２として、第５実施形態（図９）の傾斜凸部６１と同等の作用を奏する。具体的には、第４実施形態（図８）と同様に、ハウジング８１が切り曲げ加工されることによって傾斜凸部８２が形成されている。

つまり、本実施形態のモータ８０は、第５実施形態のようにハウジング１０に対して別途傾斜凸部を設けるのではなく、ハウジング８１自身の一部を傾斜凸部８２として形成し、上記第５実施形態の傾斜凸部６１と同等の機能を持たせるようにしているのである。

このように構成された本実施形態のモータ８０は、傾斜凸部８２の形成方法が第５実施形態とは異なるものの、その機能（磁気的な作用）は第５実施形態の傾斜凸部６１と全く同じであり、磁気的にみれば第５実施形態のモータ６０と等価である。

従って、本実施形態のモータ８０によれば、第５実施形態と同様の効果を得ることができる。しかも、傾斜凸部８２を、ハウジング８１を加工することによって形成しているため、傾斜凸部８２の形成のための工数（延いてはモータ８０の製造にかかる工数）を低減することができる。

［第８実施形態］
次に、第８実施形態のモータについて、図１２を用いて説明する。図１２（ａ）に、本実施形態のモータ９０の概略構成を、図１２（ｂ）に、このモータ６０のモータ回路の構成を、それぞれ示す。

図１２（ａ）に示すように、本実施形態のモータ９０は、電機子コイル９１におけるいずれか１つの相コイルと並列に、インダクタンス素子９２が接続されている。尚、このインダクタンス素子９２が接続されていること以外は、図１に示した第１実施形態のモータ２と同じである。そのため、第１実施形態のモータ２と同じ構成については第１実施形態と同じ符号を付し、その説明を省略する。

より具体的に説明すると、図１２（ｂ）に示すように、電機子コイル９１を構成する３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のうち、第３相コイルＬ３に対し、これと並列に、インダクタンス素子９２が接続されている。

このインダクタンス素子９２のインダクタンス値は、適宜決めることができるが、本実施形態では、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のインダクタンス値よりも十分小さい値である。

そのため、このインダクタンス素子９２が接続されている第３相の全体のインダクタンスは、第３相コイルＬ３とインダクタンス素子９２との並列合成インダクタンスとなり、その値は、他の２つの相（第１相、第２相）のインダクタンス（第１相コイルＬ１、第２相コイルＬ２のインダクタンス）よりも小さくなる。そのため、各ブラシ１８，１９間のインダクタンスは、モータ９０の回転に伴って周期的に変化することになる。以下、具体的に説明する。

図１３に、モータ９０が１８０°回転する間における、モータ９０内部の結線状態の変化、即ち各ブラシ１８，１９間に形成されるモータ回路の変化を示す。図１３に示すように、本実施形態のモータ９０のモータ回路は、モータ９０が１８０°回転する間に、主として状態Ｅ、状態Ｆ、及び状態Ｇの三種類に変化する。

状態Ｅは、図示の如く、直流電源６の正極側（以下「電源側」ともいう）のブラシ１８に第１整流子片２６が接触し、グランド電位側（以下「ＧＮＤ側」ともいう）のブラシ１９に第２整流子片２７が接触した状態である。この状態Ｅでのモータ９０の等価回路、即ち各ブラシ１８，１９間に形成されるモータ回路は、図中右側に示す回路となる。

状態Ｆは、状態Ｅから時計回りに約６０°回転した状態であり、電源側のブラシ１８に接触する整流子片が、状態Ｅのときの第１整流子片２６から第３整流子片２８へと切り替わっている。ＧＮＤ側（グランド電位側）のブラシ１９には第２整流子片２７が接触している。

状態Ｇは、状態Ｆからさらに時計回りに約６０°回転した状態であり、ＧＮＤ側のブラシ１９に接触する整流子片が、状態Ｅ，Ｆのときの第２整流子片２７から第１整流子片２６へと切り替わっている。電源側のブラシ１８には第３整流子片２８が接触している。

これら三種類の状態Ｅ，Ｆ，Ｇのうち、状態Ｅ及び状態Ｆは、図１３に示した等価回路からも明らかなように、モータ回路全体のインダクタンス（各ブラシ１８，１９間の合成インダクタンス）は同じである。即ち、状態Ｅの場合の、モータ回路全体のインダクタンス値をＬａとすると、この状態Ｅからモータ９０が時計回りに約６０°回転することによって状態Ｆになっても、インダクタンス値は上記Ｌａと同じ値である。

しかし、更に時計回りへの回転が進んで、状態Ｇになると、その場合のインダクタンス値Ｌｂは、上記Ｌａよりも小さい値（Ｌｂ＜Ｌａ）となる。このＬａとＬｂの比は、インダクタンス素子９２のインダクタンス値が各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のインダクタンス値よりも小さいほど大きくなる。

このように、モータ９０が１８０°回転する間には、各ブラシ１８，１９と接触する整流子片の切り替わりが３回生じ、これに伴って各ブラシ１８，１９間のモータ回路は状態Ｅ，Ｆ，Ｇの三種類に切り替わる。しかし、状態Ｅと状態Ｆは、既述の通り、モータ回路全体のインダクタンスが等しいため、１８０°回転の間に生じるインダクタンスの変化は二段階（ＬａとＬｂ）である。そして、そのインダクタンスの変化は、上述した各実施形態と同様、モータ９０に流れる電流の交流成分の振幅変化として現れる。

状態Ｇから更に回転が進むと、電源側のブラシ１８に接触する整流子片が、状態Ｇのときの第３整流子片２８から第２整流子片２７へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１９には第１整流子片２６が接触している。この状態は、上述した状態Ｅにおいて、電源側のブラシ１８とＧＮＤ側のブラシ１９とが入れ替わった状態であり、回路全体のインダクタンスは状態Ｅと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｅ’という。

この状態Ｅ’から更に回転が進むと、ＧＮＤ側のブラシ１９に接触する整流子片が、状態Ｅ’のときの第１整流子片２６から第３整流子片２８へと切り替わる。電源側のブラシ１８には第２整流子片２７が接触している。この状態は、上述した状態Ｆにおいて、電源側のブラシ１８とＧＮＤ側のブラシ１９とが入れ替わった状態であり、回路全体のインダクタンスは状態Ｆと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｆ’という。

この状態Ｆ’から更に回転が進むと、電源側のブラシ１８に接触する整流子片が、状態Ｆ’のときの第２整流子片２７から第１整流子片２６へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１９には第３整流子片２８が接触している。この状態は、上述した状態Ｇにおいて、電源側のブラシ１８とＧＮＤ側のブラシ１９とが入れ替わった状態であり、回路全体のインダクタンスは状態Ｇと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｇ’という。

そして、この状態Ｇ’から更に回転が進むと、再び状態Ｅに切り替わり、以下、回転が進むにつれて状態Ｆ→状態Ｇ→状態Ｅ’→状態Ｆ’→状態Ｇ’→状態Ｅ→・・・と切り替わる。

つまり、モータ９０は、一回転する間にその回転角に応じてモータ回路が状態Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｅ’、Ｆ’、Ｇ’の六種類に順次切り替わるのであり、６０°回転毎に状態が切り替わるということになる。このうち、状態Ｅ、Ｆ、Ｅ’、Ｆ’は、いずれも同じインダクタンス（Ｌａ）である。また、状態Ｇ、Ｇ’も同じインダクタンス（Ｌｂ）であり、その値は状態Ｅ等のインダクタンス（Ｌａ）よりも小さい。

そのため、モータ電流は、図１４に示すように、状態Ｅ、Ｆ、Ｅ’、Ｆ’のときは交流電流成分の振幅が小さく、状態Ｇ、Ｇ’のときは交流電流成分の振幅が大きくなる。
そこで、例えば第１実施形態の回転検出装置１と同様に、モータ９０に流れる電流の交流成分を電流検出部２４にて検出し、信号処理部２５が、その検出電流に含まれる交流成分の振幅変化に基づいて回転パルスを生成・出力することで、モータ９０の回転状態（本例では回転角）を検出することができる。

従って、本実施形態のモータ９０によれば、電機子コイル９１を構成する各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のうち第３相コイルＬ３に対してインダクタンス素子９２を並列に接続するという、比較的簡単な構成により、回転に伴うモータ回路のインダクタンスの変化を確実に生じさせることができる。そのため、そのインダクタンスの変化（延いては交流成分の振幅の変化）に基づいてモータ９０の回転状態（回転角）を確実に検出することができる。

［第９実施形態］
次に、第９実施形態のモータについて、図１５を用いて説明する。図１５は、本実施形態のモータ１００におけるモータ回路の構成を表す図である。

図１５に示すように、本実施形態のモータ１００は、第８実施形態のモータ９０（図１２（ｂ）参照）と比較して明らかなように、第８実施形態のモータ９０が、第３相コイルＬ３に対してインダクタンス素子９２が並列接続された構成であったのに対し、本実施形態では、第３相コイルＬ３に対してインダクタンス素子１０２が直列接続された構成となっている。その他の構成については図１２（ｂ）のモータ９０と同じである。

そのため、インダクタンス素子１０２が接続されている第３相の全体のインダクタンスは、第３相コイルＬ３とインダクタンス素子１０２との直列合成インダクタンスとなり、その値は、他の２つの相（第１相、第２相）のインダクタンス（第１相コイルＬ１、第２相コイルＬ２のインダクタンス）よりも大きくなる。そのため、各ブラシ１８，１９間のインダクタンスは、モータ１００の回転に伴って周期的に変化することになる。以下、具体的に説明する。

モータ１００における各ブラシ１８，１９と整流子１７との位置関係が図１５に示した状態にある場合の、各ブラシ１８，１９間のインダクタンス値をＬｃとすると、この図１５の状態からモータ１００が時計回り方向に所定角度回転することによって電源側のブラシ１８に第３整流子片２８が接触してグランド（ＧＮＤ）側のブラシ１９に第２整流子片２７が接触した状態になっても、各ブラシ１８，１９間のインダクタンス値は、上記Ｌｃと同じ値となる。

しかし、更に時計回り方向への回転が進んで、電源側のブラシ１８に第３整流子片２８が接触してグランド（ＧＮＤ）側のブラシ１９に第１整流子片２６が接触した状態になると、その場合の各ブラシ１８，１９間のインダクタンス値をＬｄとすると、Ｌｄ＞Ｌｃ、となる。

つまり、第８実施形態のモータ９０と同様に、モータ１００が１８０°回転して各ブラシ１８，１９と各整流子片２６〜２８との接触関係の切り替わりが３回生じる間に、インダクタンス素子１０２に起因した、各ブラシ１８，１９間のインダクタンスの変化が生じるのである。

従って、本実施形態のモータ１００によれば、電機子コイル１０１を構成する各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のうち第３相コイルＬ３に対してインダクタンス素子１０２を直列に接続するという、比較的簡単な構成により、回転に伴うモータ回路のインダクタンスの変化を確実に生じさせることができる。そのため、そのインダクタンスの変化（延いては交流成分の振幅の変化）に基づいてモータ１００の回転状態（回転角）を確実に検出することができる。

［第１０実施形態］
次に、第１０実施形態のモータについて、図１６を用いて説明する。図１６は、本実施形態のモータ１１０におけるモータ回路の構成を表す図である。

図１６に示すように、本実施形態のモータ１１０は、第８実施形態のモータ９０（図１２（ｂ）参照）と比較して明らかなように、第８実施形態のモータ９０が、第３相コイルＬ３の全体と並列にインダクタンス素子９２が接続された構成であったのに対し、本実施形態では、第３相コイルＬ３の一部と並列にインダクタンス素子１０２が接続された構成となっている。その他の構成については図１２（ｂ）のモータ９０と同じである。

そのため、本実施形態のモータ１１０においても、第３相の全体のインダクタンスは、第８実施形態と同様、他の第１相コイルＬ１及び第２相コイルＬ２のインダクタンスよりも小さい値となる。従って、このように相コイルに対してその一部にインダクタンス素子１１２が並列接続されたモータ１１０についても、第８実施形態と同等の効果を得ることができる。

［第１１実施形態］
次に、第１１実施形態のモータについて、図１７を用いて説明する。図１７は、本実施形態のモータ１２０におけるモータ回路の構成を表す図である。

図１７に示すように、本実施形態のモータ１２０は、第３相コイルＬ３に対してその全体と並列にインダクタンス素子１２２が接続されているのに加え、更に、第１相コイルＬ１に対しても、これと直列にインダクタンス素子１２３が接続されている。そして、このような構成により、各相のインダクタンスは、いずれも異なった値となっている。具体的には、第１相コイルＬ１と直列にインダクタンス素子１２３が接続された第１相全体の合成インダクタンスが最も大きく、第３相コイルＬ３と並列にインダクタンス素子１２２が接続された第３相全体の合成インダクタンスが最も小さく、第２相全体のインダクタンス（＝第２相コイルＬ２のインダクタンス）はその両者の間の値である。

そのため、モータ１２０が１８０°回転する間、各ブラシ１８，１９と接触する整流子片が切り替わる毎に、モータ回路のインダクタンスはそれぞれ異なる値に変化する。以下、具体的に説明する。

モータ１２０における各ブラシ１８，１９と整流子１７との位置関係が図１７に示した状態にある場合の、各ブラシ１８，１９間のインダクタンス値をＬｅとし、この図１７の状態からモータ１２０が時計回り方向に所定角度回転することによって電源側のブラシ１８に第３整流子片２８が接触してグランド（ＧＮＤ）側のブラシ１９に第２整流子片２７が接触した状態になったときの、各ブラシ１８，１９間のインダクタンス値をＬｆとし、その状態から更に時計回り方向への回転が進んで電源側のブラシ１８に第３整流子片２８が接触してグランド（ＧＮＤ）側のブラシ１９に第１整流子片２６が接触した状態になったときの、各ブラシ１８，１９間のインダクタンス値をＬｇとすると、これら３つのインダクタンス値の関係は、Ｌｅ＞Ｌｆ＞Ｌｇ、となる。

つまり、モータ１２０が１８０°回転して各ブラシ１８，１９と各整流子片２６〜２８との接触関係の切り替わりが３回生じる毎に、モータ回路のインダクタンスはそれぞれ異なる値に変化するのである。そして、そのインダクタンスの変化は、モータ１２０に流れる電流の交流成分の振幅変化として現れる。しかもその変化パターンは、モータ１２０の回転方向によって異なるパターンとなる。

具体的には、モータ１２０が時計回り方向に回転している場合は、モータ回路のインダクタンスが、Ｌｅ→Ｌｆ→Ｌｇ→Ｌｅ→・・・、のパターンで変化するが、反時計回りに回転している場合は、モータ回路のインダクタンスは、Ｌｇ→Ｌｆ→Ｌｅ→Ｌｇ→・・・、のパターンで変化する。そのため、モータ１２０に流れる電流の交流成分の振幅も、上記のインダクタンスの値に応じて３段階に変化することになり、且つその振幅変化パターンはモータ１２０の回転方向により異なる。

このように、本実施形態のモータ１２０では、回転方向によって交流成分の振幅の変化パターンが異なるため、モータ１２０の回転状態として、回転角を検出できるのに加え、更に、その変化パターンに基づいて回転方向も検出することができる。

尚、回転方向を検出するためには、第５実施形態のモータ６０（図９参照）の場合と同様に、信号処理部２５の構成を一部異なるものとする必要がある。即ち、包絡線検波部３３からの検波信号に対し、その検波信号の変化パターンに対応した信号を、回転パルスとは別に（或いは回転パルスの一部として）出力できるよう、信号処理部２５の構成を一部変更する必要がある。

従って、本実施形態のモータ１２０によれば、電機子コイル１２１を構成する各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のうち、第１相コイルＬ１と第３相コイルＬ３の２つの相コイルに対してそれぞれインダクタンス素子１２２，１２３を接続して、各相のインダクタンス値を相毎に異なる値としたことにより、回転に伴って生じる交流成分の振幅の変化パターンが、回転方向によって異なるパターンとなる。そのため、第５実施形態と同様、回転方向を検出できると共に、その回転方向の検出結果に基づいて回転角の検出結果を補正することもできる。

尚、本実施形態では、第１相コイルＬ１に対してはインダクタンス素子１２３を直列に、第３相コイルに対してはインダクタンス素子１２２を並列に接続した例を示したが、これはあくまでも一例であり、双方ともに直列接続にしてもよいし、逆に双方共に並列接続にしてもよい。また、並列接続する際の接続方法として、第１０実施形態（図１６参照）のように、相コイルの一部と並列に接続するようにしてもよい。更に、３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３全てにインダクタンス素子を接続するようにしてもよい。

［第１２実施形態］
次に、第１２実施形態の回転検出装置について説明する。図１８に示す通り、本実施形態の回転検出装置１３０は、第１実施形態の回転検出装置１（図１参照）と比較して、主に次の２点で相違している。

まず１つは、モータ２の外部において、このモータの各ブラシ１８，１９間に、所定の静電容量値のコンデンサＣ（本発明の静電容量素子に相当）が接続されていることである。もう１つは、回転信号検出部１３１内の信号処理部１３２の構成である。より詳しくは、第１実施形態の回転信号検出部４内の信号処理部２５では、検出された電流から交流成分を抽出するためにＨＰＦ３１（図４参照）を備えていたのに対し、本実施形態では、そのＨＰＦ３１に代えてバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）（図示略）を備えている。

モータ２自体は、電気的に見れば等価的に１つのインダクタンス素子とみることができる。そのため、本実施形態の回転検出装置１３０では、モータ２とこれに並列に接続されたコンデンサＣにより、いわゆる並列共振回路が構成されている。そして、電流検出部２４は、この並列共振回路を流れる電流、即ち電源部３からこの並列共振回路を経て流れる電流を検出する。

また、既述の通り、モータ回路全体のインダクタンス（即ち、モータ２の各ブラシ１８，１９間のインダクタンス）は、モータ２が１８０°回転する間に二段階に変化する。そのため、モータ２及びコンデンサＣからなる並列共振回路のインピーダンスも、モータ２が１８０°回転する間に二段階に変化することとなる。

図１９（ａ）に、本実施形態における上記並列共振回路のインピーダンスの周波数特性を示す。図１９（ａ）に示す通り、本実施形態では、モータ回路の二種類の状態（状態Ａ，Ｂ。図２参照。）毎に異なる周波数特性となっている。そしていずれも、特定の周波数（共振周波数）でインピーダンスが最大となる共振特性となっている。

モータ回路における二種類の状態のうち、凸部１３にロータコア２０が対向している状態Ａでは、ロータコア２０が凸部１３に対向していない状態Ｂに比べて、モータ回路のインダクタンスは大きい。一方、並列共振回路の共振周波数は、周知の通り、モータ回路のインダクタンス値が大きいほど低くなる。そのため、状態Ａの場合の共振周波数ｆａは、状態Ｂの場合の共振周波数ｆｂよりも低い。

比較のため、モータ２単体でのモータ回路のインピーダンスの周波数特性を、図１９（ｂ）に示す。図１９（ｂ）に示す通り、モータ２単体では、モータ回路のインピーダンスは周波数に比例する。即ち、周波数が高くなるほどインピーダンスは大きくなる。そして、状態Ａの場合のインピーダンスの方が状態Ｂの場合のインピーダンスよりも大きい。

これに対し、本実施形態の回転検出装置１３０では、モータ２の外部にコンデンサＣが並列接続されることにより並列共振回路が形成されていることから、図１９（ａ）に示すように、共振周波数より高い周波数帯域においては、周波数が高くなるほど並列共振回路のインピーダンスは小さくなる。また特に、状態Ｂの場合における共振周波数ｆｂよりも高い周波数帯域では、状態Ｂの方が状態Ａよりもインピーダンスが大きく、しかもその差（状態Ａと状態Ｂのインピーダンス差）は大きい。モータ２単体の場合にインピーダンスの差を大きくとるためには、周波数を高くする必要がある。

このような周波数特性の違いにより、本実施形態の回転検出装置１３０では、第１実施形態の回転検出装置１と比べて、電源部３から重畳される交流電流の振幅を大きくとることができる。

即ち、図１９（ａ）に示した通り、状態Ｂの場合の共振周波数ｆｂよりも高い周波数帯域においては、周波数が高いほどインピーダンスは小さくなる。そして、インピーダンスが小さくなるほど、交流電流の振幅も大きくなる。そのため、回転信号検出部１３１では、振幅の大きな交流電流を検出することができ、その交流電流に基づいて高い精度で回転パルスを生成することができる。

そして、本実施形態では、電源部３の交流成分生成部７から、周波数ｆ１の正弦波状の交流電圧が生成される。そのため、電流検出部２４にて検出される電流にも、周波数ｆ１の正弦波状の交流成分が重畳されることとなる。この周波数ｆ１は、図１９（ａ）に示すように、状態Ｂにおける共振周波数ｆｂよりも高い所定の周波数である。

図２０に、本実施形態の回転検出装置１３０において電流検出部２４で検出される電流の波形を示す。図２０に示すように、電流検出部２４で検出される電流は、並列共振回路のインピーダンスが小さくなる状態Ａの場合は交流成分の振幅が大きくなり、逆にインピーダンスが大きくなる状態Ｂの場合は交流成分の振幅が小さくなる。

そして、信号処理部１３２では、電流検出部２４で検出した電流から、ＢＰＦによって、周波数ｆ１を含む所定の周波数成分（即ち交流成分）を抽出する。そして、その抽出した交流成分に対し、第１実施形態と同様の処理（増幅、包絡線検波、閾値との比較など）を経て、回転パルスが生成される。

なお、本実施形態では、信号処理部１３２においてＢＰＦを用いて交流成分を抽出したが、第１実施形態と同様にＨＰＦを用いて交流成分を抽出するようにしてもよい。
従って、本実施形態の回転検出装置１３０によれば、モータ２とコンデンサＣとによって並列共振回路が構成されているため、交流成分の周波数が高くなってもその振幅が小さくなるのを防ぐことができ、しかも回転に伴う振幅の変化を大きく生じさせることもできる。そのため、回転角等の検出精度をより高くすることが可能となる。

［第１３実施形態］
次に、第１３実施形態の回転検出装置について説明する。図２１に示す通り、本実施形態の回転検出装置１４０は、第１実施形態の回転検出装置１（図１参照）と比較して、主に次の３点で相違している。

まず１つは、検出対象のモータが、第８実施形態で説明したモータ９０（図１２参照）、即ち第３相コイルＬ３と並列にインダクタンス素子９２が接続されたモータであることである。第８実施形態で図１３を用いて説明した通り、モータ９０は、回転に伴ってモータ回路の状態が三種類に変化し、これによりモータ９０のインダクタンスは、１８０°回転する間に二段階に変化する。即ち、状態Ｅ（Ｅ’）及び状態Ｆ（Ｆ’）の場合はインダクタンスが大きく、状態Ｇ（Ｇ’）の場合はインダクタンスが小さい。

２つ目の相違点は、このモータ９０の外部において、上記の第１２実施形態（図１８等参照）と同様、このモータ９０の各ブラシ１８，１９間にコンデンサＣが接続されていることである。即ち、本実施形態においても、上記第１２実施形態と同様、モータ９０とこれに並列に接続されたコンデンサＣによって並列共振回路が構成されている。そして、電流検出部２４は、この並列共振回路を流れる電流、即ち電源部１４１からこの並列共振回路を経て流れる電流を検出する。

上記の通り、モータ９０のインダクタンスは１８０°回転する間に二段階に変化するため、このインダクタンスの変化に伴い、並列共振回路のインピーダンス（共振特性）も二段階に変化する。即ち、モータ９０のインダクタンスが大きい場合には共振周波数が低くなり、モータ９０のインダクタンスが小さい場合には共振周波数が高くなる。

３つ目の相違点は、電源部１４１の構成である。より詳しくは、第１実施形態の電源部３では交流成分生成部７にて正弦波状の交流電圧を生成したが、本実施形態の電源部１４１では、交流成分生成部にて、図２２（ａ）の上段に示すような方形波状の交流電圧を生成する。そのため、カップリングコンデンサＣ１を介して出力（重畳）される交流電流は、図２２（ａ）の下段に示すような、略インパルス状の波形となる。

尚、常に図２２（ａ）に示すような略インパルス状の電流波形となるわけではなく、モータ９０の回転角や、モータ９０以外の他の回路等の回路定数などによって変化する。
交流成分生成部にて生成される交流電圧が正弦波である場合にモータ電流に含まれる交流成分と、方形波である場合にモータ電流に含まれる交流成分は、双方の電圧の振幅を同一とした場合、図２２（ｂ）に示すように、ピーク値が大きく異なる。即ち、正弦波状の交流電圧を生成してカップリングコンデンサＣ１を介して重畳した場合のモータ電流に含まれる交流成分のピーク値よりも、方形波状の交流電圧を生成してカップリングコンデンサＣ１を介して重畳した場合のモータ電流に含まれる交流成分のピーク値の方が大きい。

そのため、同一振幅の交流電圧を生成してカップリングコンデンサＣ１を介して出力する場合、正弦波よりも方形波の方が、出力される交流電流の振幅を大きくとることができ、これにより回転角等の検出を高精度に行うことができる。

更に、方形波状の電圧を生成してカップリングコンデンサＣ１を介して重畳するようにすると、重畳される交流電流が図２２（ａ）の下段に示すような略インパルス状となることから、その交流電流には、方形波状の電圧の周波数である基本波周波数ｆ１の他に高次の高調波成分も含まれる。

具体的には、図２３（ａ）の周波数スペクトルに示すように、基本波周波数ｆ１の他、その基本波周波数ｆ１のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数ｆｎであるｎ倍波（２倍波、３倍波、４倍波、・・・）が含まれる。その中でも特に、基本波成分（ｆ１）及び奇数倍波成分（ｆ３，ｆ５，ｆ７・・・）の電流がより大きくなる。

これに対し、正弦波状の電圧を生成してカップリングコンデンサＣ１を介して重畳させた場合は、正弦波状の交流電流が重畳されることとなるため、その周波数成分は、図２３（ｂ）の周波数スペクトルに示すように、基本的にはその正弦波の周波数（基本波周波数）ｆ１のみである。尚、厳密には周波数ｆ１以外の高調波成分も含まれるが、そのレベルは、方形波状の電圧を生成する場合に生じる高調波成分に比べれば無視し得る程度のレベルである。

このように、本実施形態では、方形波電圧をカップリングコンデンサＣ１を介して印加させることにより、振幅が大きく且つ高次の高調波成分まで含む交流電流を重畳させるようにしている。また、その交流電流の基本波周波数ｆ１は、並列共振回路の共振周波数よりも高い所定の周波数である。

並列共振回路のインピーダンスは、既述の通り、共振周波数以上の帯域においては周波数が高いほどインピーダンスは小さくなる。そして、インピーダンスが小さくなるほど、交流電流の振幅は大きくなる。そのため、基本波周波数ｆ１の交流成分を含め、高次高調波成分に至るまで、確実に検出することができる。

即ち、コンデンサＣのない、モータ９０単体の場合には、そのインピーダンスは、図１９（ｂ）に示したように、周波数に比例して大きくなる。そのため、重畳される交流電流は、周波数が高いほど流れにくくなり、振幅の変化も検出しにくくなる。

これに対し、コンデンサＣが接続されたことにより並列共振回路が構成された本実施形態では、周波数が高くなっても並列共振回路のインピーダンスは小さいため、基本波成分はもちろん、高次高調波成分に至るまで、交流電流を十分なレベルで流すことができ、結果、その振幅の変化も確実に検出することができる。

そして、信号処理部２５内のＨＰＦ３１は、図２３（ａ）に破線で示すように、交流電流の基本波周波数ｆ１よりも低い所定の周波数を遮断周波数として、その遮断周波数以上の周波数帯域の信号が通過可能に構成されている。

このように構成された本実施形態の回転検出装置１４０において、電流検出部２４で検出される電流の波形を、図２４に示す。図２４に示すように、電流検出部２４で検出される電流は、並列共振回路のインピーダンスが小さくなる状態Ｅ（Ｅ’）、状態Ｆ（Ｆ’）の場合は交流成分の振幅が大きくなり、逆に並列共振回路のインピーダンスが大きくなる状態Ｇ（Ｇ’）の場合は交流成分の振幅が小さくなる。

そして、信号処理部２５では、電流検出部２４で検出した電流から、ＨＰＦ３１によって、基本波周波数ｆ１及び高調波成分（即ち交流成分のほぼ全て）を抽出する。そして、その抽出した交流成分に対し、第１実施形態と同様の処理（増幅、包絡線検波、閾値との比較など）を経て、回転パルスが生成される。

なお、本実施形態では、信号処理部２５においてＨＰＦ３１を用いて交流成分を抽出したが、ＨＰＦ３１に代えてＢＰＦなどの他の種類のフィルタを用いてもよい。
従って、本実施形態の回転検出装置１４０によれば、モータ９０とコンデンサＣとによって並列共振回路が構成されているため、交流成分の周波数が高くなってもその振幅が小さくなるのを防ぐことができ、しかも回転に伴う振幅の変化を大きく生じさせることもできる。そのため、回転角等の検出精度をより高くすることが可能となる。

なお、一般にモータを用いるにあたっては、特に中・大型のモータの場合には、回転中に生じるサージの吸収等を目的としてブラシ間にコンデンサを接続することが多い。よって、そのようにサージ吸収等のためにコンデンサを設けることが前提となっている場合には、それに加えてモータ側に工夫を加える（つまり回転に伴ってインダクタンスが周期的に変化するようにする）ことで、本実施形態のように高精度で回転角等の検出を可能とすることができる。

［変形例］
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。

例えば、第１〜第５、第７実施形態では、１箇所の磁石間領域に対して凸部を１つのみ設ける構成であったが、１箇所の磁石間領域に複数の凸部を設けてもよい。更に、第１〜第７実施形態において、複数の磁石間領域のうちどの磁石間領域に凸部を設けるかについても適宜決めることができ、全ての磁石間領域に凸部を設けるようにしてもよいし、一又は複数の特定の磁石間領域にのみ凸部を設けるようにしてもよい。

また、上記実施形態では、モータの構成として、ハウジング側に凸部を設けることによりインダクタンスの変化が生じるようにした構成（第１〜第７，第１２実施形態）と、モータ内部にインダクタンス素子を接続することによりインダクタンスの変化が生じるようにした構成（第８〜第１１，第１３実施形態）とをそれぞれ別々に例示したが、１つのモータにおいて上記２つの構成を混在させてもよい。つまり、ハウジング側に凸部を設けると共にモータ内部にインダクタンス素子を接続したモータであってもよい。

また、上記実施形態では、モータにおける各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３がΔ結線されている構成を例示したが、Δ結線に限らず、各相コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３がスター結線されたモータであっても、本発明を適用できる。スター結線されたモータに対して、第８実施形態のようにインダクタンス素子を接続する場合は、具体的には、例えばスター結線された各相コイルのうちいずれか１つの相コイルと並列又は直列にインダクタンス素子を接続したり、その１つの相コイルにおける一部と並列になるようにインダクタンスを接続したり、複数の相コイルそれぞれにインダクタンス素子を接続したり、何れか２つの整流子片間にインダクタンス素子を接続したりすることが考えられる。もちろんこれらはあくまでも一例であり、結果として、回転に伴ってモータのインダクタンスが周期的に変化する限り、種々の構成を採ることができる。

また、上記第１２，第１３実施形態では、モータの外部においてブラシ間にコンデンサＣを接続し、これによりこのコンデンサＣとモータ回路との並列共振回路を形成するようにしたが、一般に、モータを駆動するにあたっては、既述の通りブラシと整流子片との切り替わり時に発生するノイズ（サージ）を減少させるためにブラシ間にコンデンサを接続する場合が多い。そのため、そのようにノイズ除去用のコンデンサを有する構成の場合は、そのコンデンサをそのまま、上記第１２，第１３実施形態におけるコンデンサＣとしても利用することができる。

また、モータの回転の過程では、隣接する２つの整流子片に一つのブラシが同時に接触する切り替わり期間が存在し、この切り替わり期間においてもブラシ間のインダクタンスが変化する。この切り替わり期間は、モータが一回転する間において瞬間的に生じるのみであり、これに伴うインダクタンスの変化も瞬間的なものである。そのため、上記各実施形態では、この切り替わり期間については考慮しない（無視する）こととした。

但し、瞬間的ではあるものの、上記切り替わり期間においてインダクタンスの変化が生じることは確かであるため、そのインダクタンスの変化によって生じる、交流成分の振幅の変化（瞬間的な変化）を利用して、回転角等を検出することもできる。つまり、上記各実施形態のように、ハウジング側に凸部を設けたり、或いはモータ内部にインダクタンス素子を設けたりすることなく、単に上記切り替わり期間におけるインダクタンスの変化を利用して、回転角等の検出をすることも可能である。

また、上記実施形態では、電機子コイルの相数が３相の直流モータを例に挙げて説明したが、本発明の適用は、３相のモータに限定されるものではなく、４相以上のモータであっても適用可能である。

モータの極数についても同様であり、上記実施形態では２つの磁石１１，１２からなる２極のモータを示したが、例えば４極或いは６極など、２極以外の極数の直流モータであっても本発明を適用可能である。

つまり、相数や極数、さらにはスロット数など、モータの構成如何にかかわらず、回転に伴ってモータ回路のインダクタンス（インピーダンス）が周期的に変化するよう構成されたモータであれば、その周期的な変化に基づいて回転角等の回転状態を検出することができる。

また、検出すべき回転状態も適宜設定することができる。即ち、モータの回転角、回転速度、及び回転方向のうち少なくとも何れか１つを検出可能な回転検出装置を適宜構成することができる。

また、上記実施形態では、電源部３として、直流電源６と交流成分生成部７とを別々に設け、双方からの出力電圧をカップリングコンデンサＣ１を介して重畳させてモータへ印加するようにしたが、このような電源構成はあくまでも一例である。

例えば、直流電圧と交流電圧とが重畳された交直混在の電圧を生成する１つの電源装置を用いても良いし、また例えば、トランスを用いた磁気結合によって交流電圧を重畳させたり或いは無線（電波）によって交流電圧を重畳させるようにしてもよく、結果としてモータに流れる電流に交流成分を含ませることができる限り、電源部３の具体的構成は特に限定されない。交流成分生成部にて生成する電圧についても、上述した正弦波や方形波はあくまでも一例である。

１，１３０，１４０…回転検出装置、２，３０，４０，５０，６０，７０，８０，９０，１００，１１０，１２０…モータ、３，１４１…電源部、４，１３１…回転信号検出部、５…回転検出部、６…直流電源、７…交流成分生成部、８…スイッチ、１０，５１，８１…ハウジング、１１，１２，４１〜４４…磁石、１３，２９，４６〜４９，５２…凸部、１５，９１，１０１，１１１，１２１…電機子コイル、１６…回転軸、１７…整流子、１８，１９…ブラシ、２０…ロータコア、２１…第１ティース、２２…第２ティース、２３…第３ティース、２４…電流検出部、２５，１３２…信号処理部、２６…第１整流子片、２７…第２整流子片、２８…第３整流子片、３１…ハイパスフィルタ、３２…増幅部、３３…包絡線検波部、３４…閾値設定部、３５…コンパレータ、３６…回転パルス生成部、６１，８２…傾斜凸部、７１…第１凸部、７２…第２凸部、９２，１０２，１１２，１２２，１２３…インダクタンス素子、Ｃ１…カップリングコンデンサ、Ｌ１…第１相コイル、Ｌ２…第２相コイル、Ｌ３…第３相コイル、Ｒ１…電流検出抵抗

Claims (15)

1. 内周面においてその周方向に界磁発生用の複数の磁石が固定されたハウジングと、
   前記ハウジング内に設けられ、複数の相コイルからなる電機子コイルを有するロータコアと、
   前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
   前記整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、
   を有する直流モータを備え、
   前記直流モータの回転状態を検出する回転検出装置であって、
   直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧を前記一対のブラシ間に印加する電源手段と、
   前記一対のブラシ間に流れる電流又は該電流が流れる通電経路上の電圧を検出する通電検出手段と、
   前記通電検出手段が検出した前記電流又は前記電圧の交流成分の振幅変化に基づいて前記直流モータの回転角又は回転方向の少なくとも一方を検出する回転状態検出手段と、
   を備え、
   前記直流モータは、回転に伴って前記一対のブラシ間のインダクタンスが周期的に変化するよう構成されている
   ことを特徴とする回転検出装置。
2. 請求項１に記載の回転検出装置であって、
   前記直流モータは、前記ハウジングの内周面の周方向における前記各磁石の間の領域である磁石間領域のうち少なくとも１箇所に、該内周面から径方向内側へ突出するように設けられた軟磁性の凸部を少なくとも１つ備えている
   ことを特徴とする回転検出装置。
3. 請求項２に記載の回転検出装置であって、
   前記凸部は、少なくとも２箇所の前記磁石間領域にそれぞれ設けられている
   ことを特徴とする回転検出装置。
4. 請求項３に記載の回転検出装置であって、
   前記凸部は、前記径方向において互いに対向する位置関係にある２箇所の前記磁石間領域を一組として、少なくとも一組の前記磁石間領域にそれぞれ設けられている
   ことを特徴とする回転検出装置。
5. 請求項２〜請求項４の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
   前記凸部は、前記直流モータの回転方向によって前記インダクタンスの変化パターンが異なるように設けられており、
   前記回転状態検出手段は、前記交流成分の振幅の変化パターンに基づいて前記直流モータの回転方向を検出するよう構成されている
   ことを特徴とする回転検出装置。
6. 請求項５に記載の回転検出装置であって、
   少なくとも１箇所の前記磁石間領域に設けられた前記凸部は、該凸部と前記ロータコアの外周面とのギャップが前記周方向において変化するよう、且つ、該変化のパターンが前記周方向のうち一方の方向と他方の方向とで異なるような形状に形成されている
   ことを特徴とする回転検出装置。
7. 請求項５に記載の回転検出装置であって、
   少なくとも１箇所の前記磁石間領域には、透磁率の異なる少なくとも２つの凸部が前記周方向に並んで配置されている
   ことを特徴とする回転検出装置。
8. 請求項２〜請求項６の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
   前記凸部の少なくとも１つは、前記ハウジングを前記径方向内側へ突出させることにより形成されている
   ことを特徴とする回転検出装置。
9. 請求項２〜請求項８の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
   前記凸部は、前記周方向において、前記磁石と所定の間隔を隔てて設けられている
   ことを特徴とする回転検出装置。
10. 請求項１に記載の回転検出装置であって、
    前記直流モータは、少なくとも１つの前記相コイルに対し、該相コイルの一部又は全部と並列に、又は該相コイルと直列に接続された、インダクタンス素子を備えている
    ことを特徴とする回転検出装置。
11. 請求項１０に記載の回転検出装置であって、
    少なくとも２つの前記相コイルにそれぞれ前記インダクタンス素子が接続され、該各相における、前記相コイル及びこれに接続された前記インダクタンス素子による合成インダクタンスが、該各相毎に異なる値となるよう構成されており、
    前記回転状態検出手段は、前記交流成分の振幅の変化パターンに基づいて前記直流モータの回転方向を検出するよう構成されている
    ことを特徴とする回転検出装置。
12. 請求項１〜請求項１１の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
    前記直流モータは、３つの前記相コイルからなる前記電機子コイルを有している
    ことを特徴とする回転検出装置。
13. 請求項１１に記載の回転検出装置であって、
    前記直流モータは、３つの前記相コイルからなる前記電機子コイルを有し、
    前記インダクタンス素子は、２つの前記相コイルにそれぞれ接続されている
    ことを特徴とする回転検出装置。
14. 請求項１〜請求項１３の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
    前記直流モータの外部において前記一対のブラシ間には所定の静電容量値の静電容量素子が接続され、該静電容量素子と前記直流モータとによって並列共振回路が形成されており、
    前記通電検出手段は、前記並列共振回路に流れる電流、又は該電流が流れる通電経路上の電圧を検出する
    ことを特徴とする回転検出装置。
15. 請求項１〜請求項１４の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
    前記電源手段は、
    前記直流電圧を生成する直流電源と、
    前記交流電圧を生成する交流電源と、
    前記直流電源で生成された直流電圧に前記交流電源で生成された交流電圧を重畳させる重畳手段と、
    を備えていることを特徴とする回転検出装置。

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