JP4828090B2

JP4828090B2 - Relative rotational position detector

Info

Publication number: JP4828090B2
Application number: JP2003284585A
Authority: JP
Inventors: 忠敏後藤; 和也坂元; 宏坂本
Original assignee: Amiteq Co Ltd
Current assignee: Amiteq Co Ltd
Priority date: 2003-07-31
Filing date: 2003-07-31
Publication date: 2011-11-30
Anticipated expiration: 2023-07-31
Also published as: JP2005055235A

Description

この発明は２軸間の相対的回転位置を検出する装置に関し、例えば自動車のパワーステアリング軸に負荷されるねじり負荷を検出するためのトルクセンサとしての用途に適したものである。 The present invention relates to a device for detecting a relative rotational position between two shafts, and is suitable for use as a torque sensor for detecting, for example, a torsional load applied to a power steering shaft of an automobile.

相対的に回転可能な２軸のねじれ量を検出するやりかたとして、トーションバーを介して結合された入力軸及び出力軸にポテンショメータあるいはレゾルバ装置のような検出装置を設けることが従来からよく知られている。ポテンショメータを用いるものにあっては、入力軸に摺動子を設け、出力軸に抵抗を設けることで、摺動子の抵抗に対する接触位置が入力軸と出力軸の相対的回転位置に応じて変化し、これに対応するアナログ電圧を得るようになっている。レゾルバ装置を用いるものにあっては、入力軸と出力軸の両軸にレゾルバ装置を設け、これら両レゾルバ装置からの角度信号に基づいて相対回転量（ねじれ量）を検出する。一方、相対的に回転可能な２軸の回転ずれを検出するものとして、誘導コイルを用いたパワーステアリング用非接触トルクセンサーも開発されている。 It has been well known that a detecting device such as a potentiometer or a resolver device is provided on an input shaft and an output shaft connected via a torsion bar as a method of detecting a relative rotational amount of two axes. Yes. In the case of using a potentiometer, by providing a slider on the input shaft and providing a resistance on the output shaft, the contact position of the slider with respect to the resistance changes according to the relative rotational position of the input shaft and the output shaft. Then, an analog voltage corresponding to this is obtained. In an apparatus using a resolver device, a resolver device is provided on both the input shaft and the output shaft, and a relative rotation amount (twist amount) is detected based on an angle signal from both resolver devices. On the other hand, a non-contact torque sensor for power steering using an induction coil has also been developed as a means for detecting a rotational deviation between two relatively rotatable axes.

特開２０００−５５６１０JP 2000-55610 A 特開２００２−４８５０８JP2002-48508 特開２００２−１０７１１０JP 2002-107110 A 特開２００２−３１０８１６上記各特許文献に示された発明は、いずれも、上述の先行技術の欠点を改善するために提案されたものであり、コイル部と磁気応答部材（磁性体あるいは導電体）とを用いた非接触式の誘導又は可変磁気結合型のセンサを使用している。JP, 2002-310816, A The invention shown in each of the above-mentioned patent documents is proposed in order to improve the above-mentioned drawbacks of the prior art, and the coil portion and the magnetic response member (magnetic material or conductor). And a non-contact induction or variable magnetic coupling type sensor is used.

ポテンショメータを用いるタイプの従来技術にあっては、機械的接触構造を持つため、接触不良や故障の問題が常につきまとう。また、温度変化によって抵抗のインピーダンス変化が起こるため、温度ドリフト補償を適切に行なわねばならない。また、従来の誘導コイルを用いたパワーステアリング用非接触トルクセンサとして知られたような回転ずれ検出装置は、微小な回転ずれに応じて生じるアナログ電圧レベルを測定する構成であり、その検出分解能において劣るものである。また、コイルの温度ドリフト特性を補償する必要があるのみならず、相対回転位置に応じてコイルに対する磁気結合を変化させる磁性体のリラクタンスや導電体の渦電流損にも温度ドリフト特性があり、これを適切に補償する必要がある。また、上述の各特許文献に示された発明における検出装置にあっては、十分に簡素な構成のセンサを構成するには至っていない。 In the prior art using a potentiometer, since it has a mechanical contact structure, there are always problems of poor contact and failure. Moreover, since the impedance change of the resistance occurs due to the temperature change, the temperature drift compensation must be appropriately performed. Further, a rotation deviation detection device known as a non-contact torque sensor for power steering using a conventional induction coil is configured to measure an analog voltage level generated in response to a minute rotation deviation, and in the detection resolution thereof It is inferior. In addition to the need to compensate for the temperature drift characteristics of the coil, the magnetic reluctance that changes the magnetic coupling to the coil according to the relative rotational position and the eddy current loss of the conductor also have temperature drift characteristics. Need to be compensated appropriately. Moreover, in the detection apparatus in the invention shown in each of the above-mentioned patent documents, a sensor having a sufficiently simple configuration has not been configured.

この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、温度特性の補償性能に優れていながら、簡素な構成からなる相対回転位置検出装置を提供しようとするものである。 The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a relative rotational position detection device having a simple configuration while having excellent temperature characteristic compensation performance.

本発明の第１の観点に従う相対回転位置検出装置は、相対的に回転可能な第１及び第２の軸の相対的回転位置を検出する相対回転位置検出装置であって、前記第１の軸の回転位置を非接触的に検出し、検出した回転位置に応じて基準交流信号を位相シフトした第１の出力信号を生ずる第１のセンサと、前記第２の軸の回転位置を非接触的に検出し、検出した回転位置に応じて基準交流信号を位相シフトした第２の出力信号を生ずる第２のセンサと、前記第１の出力信号の位相シフト量に対応する第１のタイミング信号と、前記第２の出力信号の位相シフト量に対応する第２のタイミング信号とをそれぞれの出力ラインを介して出力する出力回路とを具備し、前記第１のセンサは、基準交流信号によって励磁される複数のコイルのみで構成される第１のコイル部と、第１の磁気応答部材とを含み、該第１のコイル部と第１の磁気応答部材の一方を前記第１の軸に連動して回転するように配置し、他方を静止状態に配置し、前記第１の軸の回転位置に応じて該第１のコイル部と第１の磁気応答部材の相対位置が変位することで磁気結合が変化し、これにより該第１の軸の回転位置に応じたインピーダンスが前記第１のコイル部の各コイルに生じ、該各コイルから生ずる該インピーダンスに応じた出力に基づき前記第１の出力信号を生ずるものであり、前記第２のセンサは、基準交流信号によって励磁される複数のコイルのみで構成される第２のコイル部と、第２の磁気応答部材とを含み、該第２のコイル部と第２の磁気応答部材の一方を前記第２の軸に連動して回転するように配置し、他方を静止状態に配置し、前記第２の軸の回転位置に応じて該第２のコイル部と第２の磁気応答部材の相対位置が変位することで磁気結合が変化し、これにより該第２の軸の回転位置に応じたインピーダンスが前記第２のコイル部の各コイルに生じ、該各コイルから生ずる該インピーダンスに応じた出力に基づき前記第２の出力信号を生ずるものであり、前記出力回路から出される２本の出力ラインで相対的回転位置検出データを出力し、この相対的回転位置検出データは、該２本の出力ラインに出された前記第１のタイミング信号と第２のタイミング信号の時間差に現われており、前記第１のセンサと前記第２のセンサと前記出力回路とが1つのケーシング内に収納され、該ケーシングから前記２本の出力ラインが出されており、前記出力回路からの２つの出力ラインの信号を入力する２つの入力端子を有し、該入力端子に入力される前記第１のタイミング信号と第２のタイミング信号との時間差を測定することで、前記相対的回転位置の測定データを取得する処理を行うコンピュータを更に備えたことを特徴とする。 A relative rotational position detection device according to a first aspect of the present invention is a relative rotational position detection device that detects relative rotational positions of first and second shafts that are relatively rotatable, and includes the first shaft. The rotational position of the second shaft is contactlessly detected, and the rotational position of the second shaft is generated in a non-contact manner. A second sensor that generates a second output signal that is phase-shifted from the reference AC signal according to the detected rotational position, and a first timing signal that corresponds to the phase shift amount of the first output signal; And an output circuit for outputting a second timing signal corresponding to the phase shift amount of the second output signal via each output line, and the first sensor is excited by a reference AC signal. It consists only of multiple coils Including a first coil portion and a first magnetic response member, wherein one of the first coil portion and the first magnetic response member is arranged to rotate in conjunction with the first axis, and the other Is placed in a stationary state, and the relative position of the first coil portion and the first magnetic response member is displaced according to the rotational position of the first shaft, so that the magnetic coupling is changed, whereby the first Impedance corresponding to the rotational position of the axis of the first coil is generated in each coil of the first coil section, and the first output signal is generated based on the output corresponding to the impedance generated from each coil. The sensor includes a second coil portion composed of only a plurality of coils excited by a reference AC signal, and a second magnetic response member, and the second coil portion and the second magnetic response member One is arranged to rotate in conjunction with the second axis, Are arranged in a stationary state, and the relative position of the second coil portion and the second magnetic response member is displaced according to the rotational position of the second shaft, so that the magnetic coupling is changed. An impedance corresponding to the rotational position of the second shaft is generated in each coil of the second coil section, and the second output signal is generated based on an output corresponding to the impedance generated from each coil. Relative rotational position detection data is output from two output lines output from the circuit, and the relative rotational position detection data is output from the first timing signal and the second timing output to the two output lines. The first sensor, the second sensor, and the output circuit are housed in one casing, and the two output lines are output from the casing, and the output Times By measuring the time difference between the first timing signal and the second timing signal input to the input terminal, and the relative timing by measuring the time difference between the first timing signal and the second timing signal input to the input terminal. The computer further includes a computer that performs a process of acquiring measurement data of the rotational position .

本発明に係る相対回転位置検出装置は、前記第１のセンサと前記第２のセンサと前記出力回路とが1つのケーシング内に収納され、該ケーシングから前記２本の出力ラインが出されており、この２本の出力ラインがコンピュータに接続される構成であるため、既存のマイクロコンピュータにおける既存のタイミング信号キャプチャ用の入力ポートを利用できるので、相対的回転位置の測定データを取得する演算処理を容易かつ安価に実現できる。 In the relative rotational position detection device according to the present invention, the first sensor, the second sensor, and the output circuit are housed in one casing, and the two output lines are output from the casing. Since the two output lines are connected to the computer, the existing timing signal capture input port in the existing microcomputer can be used, so that the arithmetic processing for acquiring the measurement data of the relative rotational position is performed. It can be realized easily and inexpensively.

本発明の第２の観点に従う相対回転位置検出装置は、相対的に回転可能な第１及び第２の軸の相対的回転位置を検出する相対回転位置検出装置であって、前記第１の軸の回転位置を非接触的に検出し、検出した回転位置に応じて基準交流信号を位相シフトした第１の出力信号を生ずる第１のセンサと、前記第２の軸の回転位置を非接触的に検出し、検出した回転位置に応じて基準交流信号を位相シフトした第２の出力信号を生ずる第２のセンサと、前記第１の出力信号の位相シフト量に対応する第１のタイミング信号と前記第２の出力信号の位相シフト量に対応する第２のタイミング信号との時間差に対応するパルス幅を持つ可変パルス幅信号を出力ラインを介して出力する出力回路とを具備し、前記第１のセンサは、基準交流信号によって励磁される複数のコイルのみで構成される第１のコイル部と、第１の磁気応答部材とを含み、該第１のコイル部と第１の磁気応答部材の一方を前記第１の軸に連動して回転するように配置し、他方を静止状態に配置し、前記第１の軸の回転位置に応じて該第１のコイル部と第１の磁気応答部材の相対位置が変位することで磁気結合が変化し、これにより該第１の軸の回転位置に応じたインピーダンスが前記第１のコイル部の各コイルに生じ、該各コイルから生ずる該インピーダンスに応じた出力に基づき前記第１の出力信号を生ずるものであり、前記第２のセンサは、基準交流信号によって励磁される複数のコイルのみで構成される第２のコイル部と、第２の磁気応答部材とを含み、該第２のコイル部と第２の磁気応答部材の一方を前記第２の軸に連動して回転するように配置し、他方を静止状態に配置し、前記第２の軸の回転位置に応じて該第２のコイル部と第２の磁気応答部材の相対位置が変位することで磁気結合が変化し、これにより該第２の軸の回転位置に応じたインピーダンスが前記第２のコイル部の各コイルに生じ、該各コイルから生ずる該インピーダンスに応じた出力に基づき前記第２の出力信号を生ずるものであり、前記出力回路から出される１本の出力ラインで相対的回転位置検出データを出力し、この相対的回転位置検出データは、該１本の出力ラインに出された前記可変パルス幅信号のパルス時間幅に現われており、前記第１のセンサと前記第２のセンサと前記出力回路とが1つのケーシング内に収納され、該ケーシングから前記１本の出力ラインが出されており、前記出力回路からの出力ラインの信号を入力する入力端子を有し、該入力端子に入力される前記可変パルス幅出力信号のパルス時間幅を測定することで、前記相対的回転位置の測定データを取得する処理を行うコンピュータを更に備えたことを特徴とする。 A relative rotational position detection device according to a second aspect of the present invention is a relative rotational position detection device that detects the relative rotational positions of first and second shafts that are relatively rotatable, and includes the first shaft. The rotational position of the second shaft is contactlessly detected, and the rotational position of the second shaft is generated in a non-contact manner. A second sensor that generates a second output signal that is phase-shifted from the reference AC signal according to the detected rotational position, and a first timing signal that corresponds to the phase shift amount of the first output signal; An output circuit that outputs a variable pulse width signal having a pulse width corresponding to a time difference from a second timing signal corresponding to a phase shift amount of the second output signal via an output line; Sensor by reference AC signal A first coil portion including only a plurality of magnetized coils; and a first magnetic response member, wherein one of the first coil portion and the first magnetic response member is used as the first axis. By arranging to rotate in conjunction with each other, and placing the other in a stationary state, the relative position of the first coil portion and the first magnetic response member is displaced according to the rotational position of the first shaft. The magnetic coupling changes, whereby an impedance corresponding to the rotational position of the first shaft is generated in each coil of the first coil portion, and the first coil is based on the output corresponding to the impedance generated from each coil. The second sensor generates an output signal, and the second sensor includes a second coil portion including only a plurality of coils excited by a reference AC signal, and a second magnetic response member. One of the coil portion and the second magnetic response member is connected to the second It arrange | positions so that it may rotate in response to an axis | shaft, and arrange | positions the other in a stationary state, The relative position of this 2nd coil part and a 2nd magnetic response member is displaced according to the rotation position of a said 2nd axis | shaft. As a result, the magnetic coupling is changed, whereby an impedance corresponding to the rotational position of the second shaft is generated in each coil of the second coil portion, and the first current is generated based on the output corresponding to the impedance generated from each coil. 2 outputs an output signal, and the relative rotational position detection data is output to one output line from the output circuit, and the relative rotational position detection data is output to the one output line. And the first sensor, the second sensor, and the output circuit are housed in one casing, and the one output line extends from the casing. Out And measuring the relative rotational position by measuring a pulse time width of the variable pulse width output signal input to the input terminal. The computer further includes a computer that performs processing for acquiring data .

本発明に係る相対回転位置検出装置は、前記第１のセンサと前記第２のセンサと前記出力回路とが1つのケーシング内に収納され、該ケーシングから前記１本の出力ラインが出されており、この１本の出力ラインがコンピュータに接続される構成であるため、既存のマイクロコンピュータにおける既存のパルス時間幅信号（ＰＷＭ）キャプチャ用の入力ポートを利用できるので、相対的回転位置の測定データを取得する演算処理を容易かつ安価に実現できる。 In the relative rotational position detection device according to the present invention, the first sensor, the second sensor, and the output circuit are housed in one casing, and the one output line is output from the casing. Since this single output line is connected to a computer, an existing pulse time width signal (PWM) capture input port in an existing microcomputer can be used. Obtained arithmetic processing can be realized easily and inexpensively.

上記第１の観点に従えば、相対回転位置検出装置は、２本の出力ラインで相対的回転位置検出データを出力する構成となるので、回路構成及び端子構成を簡素化することができ、また、第１及び第２のセンサには複雑な構造が要求されないので、その点でも構成が簡素化され、省スペースで、故障の少ない、安価な検出装置を提供することができる。第１及び第２のセンサの出力信号に温度ドリフト誤差が含まれていたとしても、該２本の出力ラインに出された前記第１のタイミング信号と第２の出力信号の時間差に現われてくる相対的回転位置検出データは、そのような温度ドリフト誤差を自動的に相殺したものとなり、温度特性の補償性能に優れている。更に、第１及び第２のセンサのコイル部は、基準交流信号によって励磁される複数のコイルのみで構成されるので、２次コイルが不要であり、コイル構成が簡素化される。 According to the first aspect, the relative rotational position detection device is configured to output relative rotational position detection data with two output lines, so that the circuit configuration and the terminal configuration can be simplified. Since the first and second sensors are not required to have a complicated structure, the configuration is simplified in that respect as well, and an inexpensive detection device that is space-saving and has few failures can be provided. Even if a temperature drift error is included in the output signals of the first and second sensors, they appear in the time difference between the first timing signal and the second output signal output to the two output lines. The relative rotational position detection data automatically cancels such a temperature drift error, and has excellent temperature characteristic compensation performance. Furthermore, since the coil portions of the first and second sensors are composed of only a plurality of coils excited by the reference AC signal, no secondary coil is required, and the coil configuration is simplified.

上記第２の観点に従えば、相対回転位置検出装置は、１本の出力ラインで相対的回転位置検出データを出力する構成となるので、回路構成及び端子構成を簡素化することができ、また、第１及び第２のセンサには複雑な構造が要求されないので、その点でも構成が簡素化され、省スペースで、故障の少ない、安価な検出装置を提供することができる。第１及び第２のセンサの出力信号に温度ドリフト誤差が含まれていたとしても、該１本の出力ラインに出された前記可変パルス幅信号は、第１のタイミング信号と第２の出力信号の時間差に相当するため、そのような温度ドリフト誤差を自動的に相殺したものとなり、温度特性の補償性能に優れている。更に、第１及び第２のセンサのコイル部は、基準交流信号によって励磁される複数のコイルのみで構成されるので、２次コイルが不要であり、コイル構成が簡素化される。 According to the second aspect, the relative rotational position detection device is configured to output the relative rotational position detection data with one output line, so that the circuit configuration and the terminal configuration can be simplified. Since the first and second sensors are not required to have a complicated structure, the configuration is simplified in that respect as well, and an inexpensive detection device that is space-saving and has few failures can be provided. Even if the temperature drift error is included in the output signals of the first and second sensors, the variable pulse width signal output to the one output line is the first timing signal and the second output signal. Therefore, such a temperature drift error is automatically canceled out, and the temperature characteristic compensation performance is excellent. Furthermore, since the coil portions of the first and second sensors are composed of only a plurality of coils excited by the reference AC signal, no secondary coil is required, and the coil configuration is simplified.

以下、添付図面を参照してこの発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、本発明に係る相対回転位置検出装置の一実施例を示す側断面概略図である。この実施例においては、自動車のハンドル（ステアリング）に関連して、異なる２つの機能の検出装置、つまり、ステアリングシャフトのトーションバーにかかるねじれトルク検出機能を有するトルク検出装置４Ａと、ハンドル切れ角（ステアリングシャフト回転）センサとしての機能を有するハンドル角検出装置４Ｂとを、インテグレートして円筒形状の外部ケース４内に一体的に収納してなる新規な検出システムが示されている。このうち、本発明に係る相対回転位置検出装置の一実施例は、トルク検出装置４Ａである。なお、図１に示した実施例では図示の簡略化のために側断面の上半分のみを図示しているが、残りの下半分は図示されたものと対称のものが図１下方に現れる。符号ＣＬは、軸の中心線である。ただし、後述するようなハンドル角検出装置４Ｂの複数のギアＧ１〜Ｇ３及びステータ部１００及びロータ部２００等からなるハンドル角検出装置４Ｂ（図６参照）は少なくとも１箇所のみに構成してあればよい。勿論、トルク検出装置４Ａとハンドル角検出装置４Ｂとを外部ケース４内に一体的に構成することに限らず、それぞれを別々に構成するようにしてもよい。また、相対回転位置検出装置（トルク検出装置４Ａ）としての本発明の実施にあたっては、ハンドル角検出装置４Ｂの存在は必須ではない。 Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a schematic side sectional view showing an embodiment of a relative rotational position detection device according to the present invention. In this embodiment, in relation to the steering wheel (steering) of an automobile, a detecting device having two different functions, that is, a torque detecting device 4A having a function of detecting a torsion torque applied to a torsion bar of a steering shaft, and a steering angle ( A novel detection system is shown in which a handle angle detection device 4B having a function as a (steering shaft rotation) sensor is integrated and integrally housed in a cylindrical outer case 4. Of these, an embodiment of the relative rotational position detection device according to the present invention is a torque detection device 4A. In the embodiment shown in FIG. 1, only the upper half of the side cross section is shown for simplification of illustration, but the remaining lower half appears symmetrically with that shown in the lower part of FIG. The symbol CL is the center line of the axis. However, the handle angle detecting device 4B (see FIG. 6) composed of a plurality of gears G1 to G3, the stator portion 100, the rotor portion 200, etc. of the handle angle detecting device 4B as will be described later only has to be configured in at least one place. Good. Of course, the torque detection device 4A and the handle angle detection device 4B are not limited to being integrally formed in the outer case 4, but may be configured separately. Further, in the implementation of the present invention as the relative rotational position detection device (torque detection device 4A), the presence of the handle angle detection device 4B is not essential.

図１に示した相対回転位置検出装置（トルク検出装置４Ａ）は、入力軸１（例えば第１の軸）の回転位置を非接触的に検出するための第１のセンサ１０と、出力軸２（例えば第２の軸）の回転位置を非接触的に検出するための第２のセンサ２０とを具備する。入力軸１及び出力軸２はトーションバー３によって連結されており、該トーションバー３によるねじれ変形の許す限りの限られた角度範囲（例えば最大でも＋６度〜−６度程度の範囲）で相対的に回転しうる。このようなトーションバー３によって連結された２軸（入力軸１と出力軸２）の構造は、自動車のパワーステアリング機構において知られるものである。本実施例に係る相対回転位置検出装置（トルク検出装置４Ａ）はパワーステアリング機構のトーションバー３に負荷されるトルクを検出するためのトルクセンサとして応用されるものとしているが、これに限らず、本発明に係る相対回転位置検出装置は、あらゆる用途の相対回転位置検出において適用することができるのはもちろんである。 The relative rotational position detection device (torque detection device 4A) shown in FIG. 1 includes a first sensor 10 for detecting the rotational position of the input shaft 1 (for example, the first shaft) in a non-contact manner, and an output shaft 2. And a second sensor 20 for detecting the rotational position of the second shaft (for example, the second shaft) in a non-contact manner. The input shaft 1 and the output shaft 2 are connected by a torsion bar 3 and are relatively limited in a limited angular range (for example, a range of about +6 degrees to -6 degrees at the maximum) as long as torsional deformation by the torsion bar 3 is allowed. Can be rotated. Such a structure of two shafts (input shaft 1 and output shaft 2) connected by the torsion bar 3 is known in a power steering mechanism of an automobile. The relative rotational position detection device (torque detection device 4A) according to the present embodiment is applied as a torque sensor for detecting torque applied to the torsion bar 3 of the power steering mechanism, but is not limited thereto. Of course, the relative rotational position detection device according to the present invention can be applied to the relative rotational position detection of any application.

第１及び第２ののセンサ１０，２０は、検出した回転位置に応じて基準交流信号を位相シフトした出力信号を生ずるタイプのものである。第１のセンサ１０の機械的構成の一例を示すと、図２のようであり、可変インダクタンス（可変インピーダンス）型若しくは可変磁気抵抗型の誘導式センサからなる。図２は軸方向から見た正面図であり、コイルは断面で示してある。第１のセンサ１０は、鉄のような磁性体（又は導電体でもよい）からなる複数の突起（又は歯）を有するロータ１１と、円周方向に９０度の間隔で設けられた４つの磁極コアを有するステータ１２とを含んで構成される。第２のセンサ２０も同様に、鉄のような磁性体（又は導電体でもよい）からなる複数の突起（又は歯）を有するロータ２１と、円周方向に９０度の間隔で設けられた４つの磁極コアを有するステータ２２とを含んで構成される。入力軸１に入力軸センサ取付リング５が結合され、この取付リング５に第１のセンサ１０のロータ１１が取り付けられる。これにより、第１のセンサ１０では、ロータ１１が入力軸１と一体に回転し、ステータ１２に設けた検出用のコイルによって該ロータ１１つまり入力軸１の回転位置を検出する。また、出力軸２に出力軸センサ取付リング６が結合され、この取付リング６に第２のセンサ２０のロータ２１が取り付けられる。これにより、第２のセンサ２０では、ロータ２１が出力軸２と一体に回転し、ステータ２２に設けた検出用のコイルによって該ロータ２１つまり出力軸２の回転位置を検出する。 The first and second sensors 10 and 20 are of a type that generates an output signal obtained by phase-shifting a reference AC signal according to the detected rotational position. An example of the mechanical configuration of the first sensor 10 is as shown in FIG. 2, and is composed of a variable inductance (variable impedance) type or variable magnetoresistive type inductive sensor. FIG. 2 is a front view seen from the axial direction, and the coil is shown in cross section. The first sensor 10 includes a rotor 11 having a plurality of protrusions (or teeth) made of a magnetic material (or conductor) such as iron, and four magnetic poles provided at intervals of 90 degrees in the circumferential direction. And a stator 12 having a core. Similarly, the second sensor 20 is provided with a rotor 21 having a plurality of protrusions (or teeth) made of a magnetic material such as iron (or conductor), and 4 provided at intervals of 90 degrees in the circumferential direction. And a stator 22 having two magnetic pole cores. An input shaft sensor attachment ring 5 is coupled to the input shaft 1, and the rotor 11 of the first sensor 10 is attached to the attachment ring 5. Thereby, in the first sensor 10, the rotor 11 rotates integrally with the input shaft 1, and the rotational position of the rotor 11, that is, the input shaft 1 is detected by the detection coil provided on the stator 12. The output shaft sensor mounting ring 6 is coupled to the output shaft 2, and the rotor 21 of the second sensor 20 is mounted to the mounting ring 6. Thereby, in the second sensor 20, the rotor 21 rotates integrally with the output shaft 2, and the rotational position of the rotor 21, that is, the output shaft 2 is detected by the detection coil provided on the stator 22.

以下、図２を参照して第１のセンサ１０につき具体的構成例を説明する。第２のセンサ２０の構成は、第１のセンサ１０と同様であってよいので、詳しい構成例の説明は省略する。
センサ１０において、ステータ１２の各磁極コアにはそれぞれ１つのコイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４が嵌め込まれており、各コイルＬ１〜Ｌ４は共通の基準交流信号（例えばｓｉｎωｔとする）で励磁される。ステータ１２の各磁極コアには、ロータ１１の突起（又は歯）のピッチに対応するピッチで凹凸歯が形成される。こうして、交流励磁されるステータ１２の各磁極コアの凹凸歯は、ロータ１１の突起（又は歯）にエアギャップを介して対向し、ロータ１１の回転に応じてステータ１２の各磁極コアの凹凸歯とロータ１１の突起（又は歯）との対応関係が変化し、これに応じて各磁極コアを通る磁気回路の磁気抵抗が変化し、各磁極コアに設けられたコイルＬ１〜Ｌ４のインピーダンスが変化する。このインピーダンス変化は、ロータ１１の突起（又は歯）の１ピッチに相当する回転変位を１サイクルとして生じる。図示の例では、ロータ１１の突起（又は歯）は１円周で２９ピッチ形成されており、１ピッチに相当する回転範囲は、３６０度／２９＝約１２度強である。前述のように、トーションバー３によるねじれ変形の最大角度範囲は約１２度であるので、ロータ１１の突起（又は歯）の１ピッチの範囲内での回転角度を検出することで、ねじれ量の検出を問題なく行うことができる。 Hereinafter, a specific configuration example of the first sensor 10 will be described with reference to FIG. Since the configuration of the second sensor 20 may be the same as that of the first sensor 10, a detailed description of the configuration example is omitted.
In the sensor 10, one coil L1, L2, L3, L4 is fitted in each magnetic pole core of the stator 12, and each of the coils L1 to L4 is excited by a common reference AC signal (for example, sin ωt). . Concave and convex teeth are formed on each magnetic pole core of the stator 12 at a pitch corresponding to the pitch of the protrusions (or teeth) of the rotor 11. Thus, the uneven teeth of each magnetic pole core of the stator 12 that are AC-excited face the protrusions (or teeth) of the rotor 11 via the air gap, and the uneven teeth of each magnetic core of the stator 12 according to the rotation of the rotor 11. And the protrusions (or teeth) of the rotor 11 change, the magnetic resistance of the magnetic circuit passing through each magnetic pole core changes accordingly, and the impedance of the coils L1 to L4 provided in each magnetic pole core changes. To do. This impedance change causes a rotational displacement corresponding to one pitch of the protrusions (or teeth) of the rotor 11 as one cycle. In the illustrated example, the protrusions (or teeth) of the rotor 11 are formed with 29 pitches on one circumference, and the rotation range corresponding to one pitch is slightly over 360 degrees / 29 = about 12 degrees. As described above, the maximum angle range of the torsional deformation by the torsion bar 3 is about 12 degrees. Therefore, by detecting the rotation angle within one pitch range of the protrusions (or teeth) of the rotor 11, Detection can be performed without problems.

ステータ１２の各磁極コアにおけるロータ１１の突起（又は歯）との対応関係は、１／４ピッチづつ順にずれている。これにより、入力軸１の回転位置を該１ピッチ幅（約１２度）を３６０度とする高分解能スケールの角度表現による角度変数θを用いて示して、コイルＬ１に生じる理想的なサイン関数特性のインピーダンス変化Ａ（θ）を示すと、
Ａ（θ）＝Ｐ₀＋Ｐｓｉｎθ
のような式で等価的に表せる。インピーダンス変化は負の領域に入らないため、上記式で、オフセット値Ｐ₀は振幅係数Ｐよりも大きく（Ｐ₀≧Ｐ）、「Ｐ₀＋Ｐｓｉｎθ」は負の値をとらない。
これに対して、これよりも９０度離れた磁極では、更に１／４ピッチの対応ずれがあるため、該磁極に設けられたコイルＬ２に生じる理想的なインピーダンス変化Ｂ（θ）は、
Ｂ（θ）＝Ｐ₀＋Ｐｃｏｓθ
のようなコサイン関数特性の式で等価的に表せる。
また、これよりも更に９０度離れた磁極では、更に１／４ピッチの対応ずれがあるため、該磁極に設けられたコイルＬ３に生じる理想的なインピーダンス変化Ｃ（θ）は、
Ｃ（θ）＝Ｐ₀−Ｐｓｉｎθ
のようなマイナスサイン関数特性の式で等価的に表せる。
更にこれよりも９０度離れた磁極では、更に１／４ピッチの対応ずれがあるため、該磁極に設けられたコイルＬ４に生じる理想的なインピーダンス変化Ｄ（θ）は、
Ｄ（θ）＝Ｐ₀−Ｐｃｏｓθ
のようなマイナスコサイン関数特性の式で等価的に表せる。なお、Ｐは１とみなして省略しても説明上不都合はないので、以下の説明ではこれを省略する。 The correspondence relationship with the protrusions (or teeth) of the rotor 11 in each magnetic pole core of the stator 12 is shifted in order by ¼ pitch. As a result, the rotational position of the input shaft 1 is indicated using an angle variable θ expressed by an angle expression of a high resolution scale in which the one pitch width (about 12 degrees) is 360 degrees, and an ideal sine function characteristic generated in the coil L1. The impedance change A (θ) of
A (θ) = P ₀ + Psinθ
It can be expressed equivalently by an expression such as Since the impedance change does not enter a negative region, in the above formula, the offset value P ₀ is larger than the amplitude coefficient P (P ₀ ≧ P), and “P ₀ + Psin θ” does not take a negative value.
On the other hand, in the magnetic pole 90 degrees away from this, since there is a corresponding shift of 1/4 pitch, the ideal impedance change B (θ) generated in the coil L2 provided in the magnetic pole is
B (θ) = P ₀ + P cos θ
It can be expressed equivalently by an expression of cosine function characteristics such as
In addition, in the magnetic pole further 90 degrees away from this, since there is a corresponding deviation of 1/4 pitch, the ideal impedance change C (θ) generated in the coil L3 provided in the magnetic pole is
C (θ) = P ₀ −Psinθ
It can be expressed equivalently by the expression of the minus sine function characteristic such as
Further, in the magnetic pole 90 degrees away from this, since there is a corresponding shift of 1/4 pitch, the ideal impedance change D (θ) generated in the coil L4 provided in the magnetic pole is
D (θ) = P ₀ −P cos θ
It can be represented equivalently by the expression of the minus cosine function characteristic such as It should be noted that even if P is regarded as 1 and omitted, there is no inconvenience in the description, so this is omitted in the following description.

図３は、図１に示された相対位置検出装置（トルク検出装置４Ａ）に適用される電気回路例を示す。図３において、各コイルＬ１〜Ｌ４は可変インダクタンス要素として等価的に示されている。各コイルＬ１〜Ｌ４は、基準交流信号源３０から与えられる所定の高周波交流信号（便宜上、これをＥｓｉｎωｔで示す）によって１相で励磁される。各コイルＬ１〜Ｌ４に生じる電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖｄは、下記のように、検出対象たる回転位置に対応する前記角度変数θに応じた上記ステータ各磁極毎のインピーダンス値に応じた大きさを示す。
Ｖａ＝（Ｐ₀＋ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｂ＝（Ｐ₀＋ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｃ＝（Ｐ₀−ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｄ＝（Ｐ₀−ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ FIG. 3 shows an example of an electric circuit applied to the relative position detection device (torque detection device 4A) shown in FIG. In FIG. 3, the coils L1 to L4 are equivalently shown as variable inductance elements. Each of the coils L 1 to L 4 is excited in one phase by a predetermined high-frequency AC signal supplied from the reference AC signal source 30 (for convenience, this is indicated by Esinωt). The voltages Va, Vb, Vc, and Vd generated in the coils L1 to L4 have a magnitude corresponding to the impedance value of each stator magnetic pole corresponding to the angle variable θ corresponding to the rotational position to be detected as described below. Indicates.
Va = (P ₀ + sin θ) sin ωt
Vb = (P ₀ + cos θ) sinωt
Vc = (P ₀ -sin θ) sin ωt
Vd = (P ₀ −cos θ) sinωt

アナログ演算器３１は、下記のように、サイン相に相当するコイルＬ１の出力電圧Ｖａと、それに対して差動変化するマイナスサイン相に相当するコイルＬ３の出力電圧Ｖｃとの差を求め、角度変数θのサイン関数特性の振幅係数を持つ交流出力信号を生成する。
Ｖａ−Ｖｃ＝（Ｐ₀＋ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ−（Ｐ₀−ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
＝２ｓｉｎθｓｉｎωｔ
アナログ演算器３２は、下記のように、コサイン相に相当するコイルＬ２の出力電圧Ｖｂと、それに対して差動変化するマイナスコサイン相に相当するコイルＬ４の出力電圧Ｖｄとの差を求め、角度変数θのコサイン関数特性の振幅係数を持つ交流出力信号を生成する。
Ｖｂ−Ｖｄ＝（Ｐ₀＋ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ−（Ｐ₀−ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ
＝２ｃｏｓθｓｉｎωｔ The analog calculator 31 obtains the difference between the output voltage Va of the coil L1 corresponding to the sine phase and the output voltage Vc of the coil L3 corresponding to the minus sine phase that changes differentially with respect to the angle, as described below. An AC output signal having an amplitude coefficient with a sine function characteristic of the variable θ is generated.
Va−Vc = (P ₀ + sin θ) sin ωt− (P ₀ −sin θ) sin ωt
= 2sinθsinωt
The analog computing unit 32 obtains the difference between the output voltage Vb of the coil L2 corresponding to the cosine phase and the output voltage Vd of the coil L4 corresponding to the minus cosine phase that changes differentially with respect to the angle, as described below. An AC output signal having an amplitude coefficient of the cosine function characteristic of the variable θ is generated.
Vb−Vd = (P ₀ + cos θ) sin ωt− (P ₀ −cos θ) sin ωt
= 2 cos θ sin ωt

こうして、検出対象たる相対回転位置に相関する角度変数θを含む２つの周期的振幅関数（ｓｉｎθとｃｏｓθ）によってそれぞれ振幅変調された２つの交流出力信号「２ｓｉｎθｓｉｎωｔ」と「２ｃｏｓθｓｉｎωｔ」が得られる（以下、係数の「２」は省略する。）。これは、従来からレゾルバとして知られた検出器のサイン相出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びコサイン相出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔと同等のものである。なお、サイン相及びコサイン相という呼び名、及び２つの交流出力信号の振幅関数のサイン、コサインの表わし方は便宜的なものであり、一方がサインで他方がコサインでありさえすれば、どちらをサインと言ってもよい。すなわち、Ｖａ−Ｖｃ＝ｃｏｓθｓｉｎωｔで、Ｖｂ−Ｖｄ＝ｓｉｎθｓｉｎωｔである、と表現してもよい。 In this way, two AC output signals “2 sin θ sin ωt” and “2 cos θ sin ωt” that are respectively amplitude-modulated by two periodic amplitude functions (sin θ and cos θ) including the angle variable θ correlated with the relative rotational position to be detected are obtained (hereinafter referred to as “2 cos θ sin ωt”). The coefficient “2” is omitted.) This is equivalent to the sine phase output signal sin θ sin ωt and the cosine phase output signal cos θ sin ωt of a detector conventionally known as a resolver. The names sine phase and cosine phase, and the sine and cosine representations of the amplitude functions of the two AC output signals are for convenience. If either one is a sine and the other is a cosine, it will You can say. That is, Va−Vc = cos θ sin ωt, and Vb−Vd = sin θ sin ωt may be expressed.

ここで、温度ドリフト特性の補償について説明すると、温度に応じて各コイルＬ１〜Ｌ４のインピーダンスが変化し、その出力電圧Ｖａ〜Ｖｄも変動する。しかし、これらを演算合成したサイン及びコサイン関数特性の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔにおいては、「Ｖａ−Ｖｃ」及び「Ｖｂ−Ｖｄ」の演算によって、コイルの温度ドリフト誤差が補償されるので、温度ドリフトによるコイルインピーダンス変化の影響を受けないものとなる。従って、精度のよい検出が可能である。また、その他の回路部分例えば基準交流信号源３０での温度ドリフト特性も、後述するように自動的に補償される。 Here, the compensation of the temperature drift characteristic will be described. The impedances of the coils L1 to L4 change according to the temperature, and the output voltages Va to Vd also change. However, in the AC output signals sin θ sin ωt and cos θ sin ωt having the sine and cosine function characteristics obtained by calculating and synthesizing these, the temperature drift error of the coil is compensated by the calculation of “Va−Vc” and “Vb−Vd”. It is not affected by the coil impedance change due to. Therefore, accurate detection is possible. In addition, temperature drift characteristics in other circuit parts, for example, the reference AC signal source 30, are automatically compensated as described later.

本実施例においては、演算器３１、３２から出力される２つの交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔに基づき、位相検出方式で回転位置検出を行う。こ場合の位相検出方式としては、例えば特開平９−１２６８０９号公報に示された技術を一部用いるとよい。例えば、一方の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔをシフト回路３３で電気的に９０度シフトすることで、交流信号ｓｉｎθｃｏｓωｔを生成し、これと他方の交流出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔをアナログ加算器３４で加算合成することで、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）なる、θに応じて位相シフトされた交流信号（位相成分θを交流位相ずれに変換した信号）を生成する。そして、位相シフトされた交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のゼロクロスをコンパレータ３５で検出し、ゼロクロス検出パルスＬｐを生成する。
第１のセンサ１０について言うと、加算器３４から出力される信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）が、検出した入力軸１の回転位置θに応じて基準交流信号ｓｉｎωｔを位相シフトした第１の出力信号に相当する。以下、入力軸１の回転位置θをθ₁で示すものとし、該第１の出力信号をｓｉｎ（ωｔ＋θ₁）で示す。また、コンパレータ３５から出力されるゼロクロス検出パルスＬｐは、該第１の出力信号の位相シフト量θ₁に対応する第１のタイミング信号に相当する。以下、入力軸１の回転位置θ₁に対応する第１のタイミング信号であるゼロクロス検出パルスＬｐをＬｐ₁で示す。 In this embodiment, the rotational position is detected by the phase detection method based on the two AC output signals sin θ sin ωt and cos θ sin ωt output from the calculators 31 and 32. As a phase detection method in this case, for example, a part of the technique disclosed in JP-A-9-126809 may be used. For example, one AC output signal sin θ sin ωt is electrically shifted 90 degrees by the shift circuit 33 to generate an AC signal sin θ cos ωt, and the other AC output signal cos θ sin ωt is added and synthesized by the analog adder 34. An AC signal (signal obtained by converting phase component θ into an AC phase shift), which is sin (ωt + θ), is phase-shifted according to θ. Then, the zero cross of the phase-shifted AC signal sin (ωt + θ) is detected by the comparator 35, and a zero cross detection pulse Lp is generated.
Regarding the first sensor 10, the signal sin (ωt + θ) output from the adder 34 corresponds to a first output signal obtained by phase-shifting the reference AC signal sinωt according to the detected rotational position θ of the input shaft 1. To do. Hereinafter, the rotational position θ of the input shaft 1 is denoted by θ ₁ , and the first output signal is denoted by sin (ωt + θ ₁ ). The zero cross detection pulse Lp output from the comparator 35 corresponds to a first timing signal corresponding to the phase shift amount θ ₁ of the first output signal. Hereinafter, the zero cross detection pulse Lp which is the first timing signal corresponding to the rotational position θ ₁ of the input shaft ₁ is denoted by Lp ₁ .

図３には、第２のセンサ２０に関する各コイルＬ１〜Ｌ４と、演算器３１₂、３２₂、３３₂、３４₂、コンパレータ３５₂も図示されており、これらは、第１のセンサ１０に関する上述のものと同様の構成からなっている。第２のセンサ２０が検出する出力軸２の回転位置θをθ₂で示すものとすると、演算器３４₂の出力信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ₂）は該第２のセンサ２０が検出した出力軸２の回転位置θ₂に応じて基準交流信号ｓｉｎωｔを位相シフトした第２の出力信号に相当する。また、コンパレータ３５₂から出力されるゼロクロス検出パルスＬｐ₂は、該第２の出力信号の位相シフト量θ₂に対応する第２のタイミング信号に相当する。
コンパレータ３５から出力される第１のタイミング信号すなわちゼロクロス検出パルスＬｐ₁は、入力軸１の回転位置θ₁に対応する位相ずれθ₁を時間位置で示している。また、コンパレータ３５₂から出力される第２のタイミング信号すなわちゼロクロス検出パルスＬｐ₂は、出力軸２の回転位置θ₂に対応する位相ずれθ₂を時間位置で示している。よって、これらの第１及び第２のタイミング信号（ゼロクロス検出パルスＬｐ₁とＬｐ₂）の時間差Δｔには、入力軸１の回転位置θ₁と出力軸２の回転位置θ₂の差、つまり両者の相対的回転位置Δθ、すなわちトーションバー３のねじれ量が現われている。 FIG. 3 also shows the coils L < _b > 1 to L < _b > 4 related to the second sensor 20, the calculators 31 ₂ , 32 ₂ , 33 ₂ , 34 ₂ , and the comparator 35 _{2, which} are related to the first sensor 10. The configuration is the same as that described above. Assuming that the rotational position θ of the output shaft 2 detected by the second sensor 20 is denoted by θ ₂ , the output signal sin (ωt + θ ₂ ) of the computing unit 34 ₂ is the output shaft 2 detected by the second sensor 20. This corresponds to the second output signal obtained by shifting the phase of the reference AC signal sin ωt according to the rotational position θ ₂ . The zero cross detection pulse Lp ₂ output from the comparator 35 ₂ corresponds to a second timing signal corresponding to the phase shift amount θ ₂ of the second output signal.
First timing signal or zero-cross detection pulse Lp ₁ which is output from the comparator 35 shows a phase shift theta ₁ which corresponds to the rotational position theta ₁ of the input shaft 1 at a time position. The second timing signal output from the comparator 35 _2, that is, the zero cross detection pulse Lp ₂ , indicates the phase shift θ ₂ corresponding to the rotational position θ ₂ of the output shaft 2 in terms of time position. Therefore, these in the time difference Δt of the first and second timing signal (zero-cross detection pulse Lp ₁ and Lp _2), the difference between the rotational position theta ₂ between the rotational position theta ₁ of the input shaft and one output shaft 2, that is both Relative rotation position Δθ, that is, the amount of twist of the torsion bar 3 appears.

図３に示された各回路３０〜３５、３１₂〜３５₂は１つの回路基板上にユニット化して収容されて回路ユニット７としてまとめられる。そして、該回路ユニット７が、図１に示すように、ケース４内に収納される。こうして、ケース４内にセンサと回路がコンパクトに収められる。図４は、ケース４内に収納された図３に示す実施例に係る検出装置を、その検出出力を利用するためのマイクロコンピュータ８に接続してなるシステム構成例を示す。マイクロコンピュータ８と図３実施例検出装置との間は、少なくとも電源供給ラインと２本の出力ライン７ａ，７ｂで接続されるだけでよい。この２本の出力ライン７ａ，７ｂには、入力軸１の回転位置θ₁を基準位相からの位相ずれθ₁つまり時間位置で示す第１のタイミング信号すなわち第１のゼロクロス検出パルスＬｐ₁と、出力軸２の回転位置θ₂を基準位相からの位相ずれθ₂つまり時間位置で示す第２のタイミング信号すなわち第２のゼロクロス検出パルスＬｐ₂とが、図３の回路から出力される。マイクロコンピュータ８は、タイミング信号キャプチャ用の入力ポートを複数有しており、この入力ポートに上記出力ライン７ａ，７ｂをそれぞれ接続する。マイクロコンピュータ８は該入力ポートに接続されたライン７ａ，７ｂから与えられる２つのタイミング信号（パルスＬｐ₁とＬｐ₂）の時間差Δｔをカウントすることで、入力軸１と出力軸２間の回転位置差Δθつまり相対回転位置をデジタル的に測定する。測定した相対回転位置データΔθは、トーションバー３のねじれ角検出データとして、パワーステアリング制御のために利用される。 Each of the circuits 30 to 35 and 31 _{2 to} 35 ₂ shown in FIG. 3 is accommodated as a unit on one circuit board and grouped as a circuit unit 7. The circuit unit 7 is accommodated in the case 4 as shown in FIG. Thus, the sensor and the circuit are accommodated in the case 4 in a compact manner. FIG. 4 shows a system configuration example in which the detection apparatus according to the embodiment shown in FIG. 3 housed in the case 4 is connected to the microcomputer 8 for using the detection output. The microcomputer 8 and the detection device of the embodiment shown in FIG. 3 need only be connected by at least a power supply line and two output lines 7a and 7b. The two output lines 7a, the 7b, the phase shift theta ₁ that is the first timing signal or first zero-cross detection pulse Lp ₁ illustrating the time position of the rotational position theta ₁ of the input shaft 1 from the reference phase, a phase shift theta ₂ that is the second timing signal i.e. the second zero-cross detection pulse Lp ₂ illustrating the time position of the rotational position theta ₂ of the output shaft 2 from the reference phase is output from the circuit of FIG. The microcomputer 8 has a plurality of input ports for timing signal capture, and the output lines 7a and 7b are connected to the input ports, respectively. The microcomputer 8 counts the time difference Δt between _two timing signals (pulses Lp ₁ and Lp ₂ ) given from the lines 7 a and 7 b connected to the input port, thereby rotating the rotational position between the input shaft 1 and the output shaft 2. The difference Δθ, that is, the relative rotational position is measured digitally. The measured relative rotational position data Δθ is used for power steering control as torsion angle detection data of the torsion bar 3.

なお、マイクロコンピュータ８では、ライン７ａ，７ｂから与えられる２つのタイミング信号（パルスＬｐ₁とＬｐ₂）の時間差Δｔをカウントするだけでよく、検出装置で使用されている基準交流信号ｓｉｎωｔの位相を知る必要がない。よって、コンピュータの側での時間測定のための処理・構成が簡素化される。一方、検出装置では、アナログ発振回路により又はサイン波関数発生器などにより、内部で基準交流信号ｓｉｎωｔするだけでよく、これを同期化のための参照信号としてマイクロコンピュータ８に与える必要がないので、この意味でも外部端子の構成を簡素化できる。 The microcomputer 8 only has to count the time difference Δt between the _two timing signals (pulses Lp ₁ and Lp ₂ ) given from the lines 7a and 7b, and the phase of the reference AC signal sin ωt used in the detection device can be determined. There is no need to know. Therefore, the processing and configuration for time measurement on the computer side is simplified. On the other hand, in the detection apparatus, it is only necessary to internally provide the reference AC signal sinωt by an analog oscillation circuit or a sine wave function generator, and it is not necessary to provide this to the microcomputer 8 as a reference signal for synchronization. In this sense, the configuration of the external terminal can be simplified.

ここで、再び温度ドリフト特性の補償について説明する。温度ドリフト特性によって、例えば基準交流信号源３０で発生する交流信号の周波数や振幅レベルに変動が起きたり、その他の回路要素や信号線路でのインピーダンスが変動した場合、検出する位相成分θに温度ドリフト特性による誤差εが含まれることになる。これにより、各軸１，２の検出位相データθ₁，θ₂は、誤差εをそれぞれ含むものとなる。しかし、この誤差εは両位相データθ₁，θ₂において同値同一方向（同値同一符号）で現われるので、２つのタイミング信号（パルスＬｐ₁とＬｐ₂）の時間差Δｔにおいては、自動的に誤差εが相殺されることになる。従って、温度ドリフトによる回路等のインピーダンス変化の影響を受けず、高精度な検出が可能となる。 Here, compensation for temperature drift characteristics will be described again. Due to the temperature drift characteristic, for example, when the frequency or amplitude level of the AC signal generated by the reference AC signal source 30 varies, or the impedance of other circuit elements or signal lines varies, the temperature drift to the detected phase component θ An error ε due to characteristics is included. As a result, the detected phase data θ ₁ and θ ₂ of the axes ₁ and ₂ each include the error ε. However, since this error ε appears in both phase data θ ₁ and θ ₂ in the same direction and the same direction (same value and same sign), the error ε is automatically generated in the time difference Δt between the _two timing signals (pulses Lp ₁ and Lp ₂ ). Will be offset. Therefore, it is possible to perform highly accurate detection without being affected by impedance change of a circuit or the like due to temperature drift.

図５は、本発明の別の実施例を示す回路ブロック略図である。この実施例では、回路ユニット７において、入力軸１の回転位置θ₁を基準位相からの位相ずれθ₁つまり時間位置で示す第１のタイミング信号すなわち第１のゼロクロス検出パルスＬｐ₁と、出力軸２の回転位置θ₂を基準位相からの位相ずれθ₂つまり時間位置で示す第２のタイミング信号すなわち第２のゼロクロス検出パルスＬｐ₂とのを時間差Δｔに対応するパルス幅を持つ可変パルス幅信号ＰＷＭ形成するＰＷＭ変換回路７１が更に設けられている。このＰＷＭ変換回路７１で形成された該時間差Δｔに対応するパルス幅を持つ可変パルス幅信号ＰＷＭは、１本の出力ライン７ｃを介して出力され、マイクロコンピュータ８に入力される。マイクロコンピュータ８は、ＰＷＭ信号キャプチャ用の入力ポートを有しており、この入力ポートに上記出力ライン７ｃを接続する。マイクロコンピュータ８は該入力ポートに接続されたライン７ｃからのＰＷＭ信号のパルス時間幅Δｔをカウントすることで、入力軸１と出力軸２間の回転位置差Δθつまり相対回転位置をデジタル的に測定する。測定した相対回転位置データΔθは、前述と同様に、トーションバー３のねじれ角検出データとして、パワーステアリング制御のために利用される。この実施例においては、出力ライン７ｃが１本で済むので、より一層、構成を簡素化できる。 FIG. 5 is a schematic circuit block diagram showing another embodiment of the present invention. In this embodiment, in the circuit unit 7, the first timing signal indicating the rotational position θ ₁ of the input shaft 1 by the phase shift θ ₁ from the reference phase, that is, the time position, that is, the first zero cross detection pulse Lp _1, and the output shaft A variable pulse width signal having a pulse width corresponding to the time difference Δt with respect to the second timing signal, ie, the second zero-cross detection pulse Lp ₂ , indicating the rotational position θ ₂ of ₂ as the phase shift θ ₂ from the reference phase, that is, the time position. A PWM conversion circuit 71 that performs PWM formation is further provided. A variable pulse width signal PWM having a pulse width corresponding to the time difference Δt formed by the PWM conversion circuit 71 is output via one output line 7 c and input to the microcomputer 8. The microcomputer 8 has an input port for PWM signal capture, and the output line 7c is connected to this input port. The microcomputer 8 digitally measures the rotational position difference Δθ between the input shaft 1 and the output shaft 2, that is, the relative rotational position, by counting the pulse time width Δt of the PWM signal from the line 7c connected to the input port. To do. The measured relative rotational position data Δθ is used for power steering control as torsion angle detection data of the torsion bar 3 as described above. In this embodiment, since only one output line 7c is required, the configuration can be further simplified.

図１に示した実施例にかかわる検出システムは、パワーステアリング機構のトーションバー３に負荷されるトルクを検出するトルク検出装置４Ａのみならず、ハンドルの回転操作量に応じたハンドル角と操舵輪との対応関係のずれを補正する等の目的のために、ハンドルの回転位置に応じたハンドル角を検出するハンドル角検出装置４Ｂの機能も一体的に具備している。
図１におけるハンドル角検出装置４Ｂについて説明すると、外部ケース４内の所定位置に、複数のギアＧ１〜Ｇ３と、ステータ部１００と、磁気応答部材３００を含むロータ部２００とからなる。複数のギアＧ１〜Ｇ３はハンドルに連結された入力軸２の回転を段階的に減少させてロータ部２００を回転するためのギアリング機構であって、例えば出力軸２が５回転するとロータ部２００を１回転するなどの比率で出力軸２の回転を減少してロータ部２００に出力軸２の回転を伝達し、ハンドル（ステアリングシャフト）の多回転にわたる回転位置を１回転型アブソリュートセンサで検出しうるようにしている。 The detection system according to the embodiment shown in FIG. 1 includes not only a torque detection device 4A that detects a torque applied to the torsion bar 3 of the power steering mechanism, but also a steering wheel angle and a steering wheel according to the rotational operation amount of the steering wheel. For the purpose of, for example, correcting the deviation of the correspondence relationship, the handle angle detecting device 4B that integrally detects the handle angle corresponding to the rotational position of the handle is also provided.
The handle angle detection device 4 B in FIG. 1 is composed of a plurality of gears G 1 to G 3, a stator unit 100, and a rotor unit 200 including a magnetic response member 300 at predetermined positions in the outer case 4. The plurality of gears G1 to G3 are gearing mechanisms for rotating the rotor part 200 by reducing the rotation of the input shaft 2 connected to the handle stepwise. For example, when the output shaft 2 rotates five times, the rotor part 200 is rotated. The rotation of the output shaft 2 is reduced at a ratio such as one rotation of the shaft to transmit the rotation of the output shaft 2 to the rotor unit 200, and the rotational position of the steering wheel (steering shaft) over multiple rotations is detected by a single rotation type absolute sensor. I am trying to get it.

図６はハンドル角検出装置４Ｂの一実施例を示す概略図であって、ステータ部１００のコイルＣ１〜Ｃ４とロータ部２００の表面上に形成された磁気応答部材３００との物理的配置関係の一例を正面略図によって示したものである。ロータ部２００の表面上には所定形状の磁気応答部材３００が形成されており、該磁気応答部材３００はロータ部２００の回転に合わせて回転する。ステータ部１００は検出用コイルとして４つのコイルＣ１〜Ｃ４（図６参照）を含んでおり、各コイルＣ１〜Ｃ４内を通る磁束が軸線方向を指向する。ステータ部１００とロータ部２００とは、ステータ部１００の各コイルＣ１〜Ｃ４のコイルコア（例えば鉄心などの磁性体コア）の端面とロータ部２００表面上に形成された磁気応答部材３００とが所定の間隔を空けた状態で、すなわち各コイルＣ１〜Ｃ４のコイルコアの端面とロータ部２００の磁気応答部材３００の表面との間に空隙が形成されるようにして互いに対向する位置に配置されており、ロータ部２００はステータ部１００に対して非接触で回転する。磁気応答部材３００と向き合う各コイルＣ１〜Ｃ４のコイルコアの端面の面積がロータ部２００の回転位置に応じて変化することによって、出力軸２の回転角度、つまりハンドル角を検出することができるように構成されている。 FIG. 6 is a schematic view showing an embodiment of the handle angle detection device 4B, and shows a physical arrangement relationship between the coils C1 to C4 of the stator unit 100 and the magnetic response member 300 formed on the surface of the rotor unit 200. An example is shown by a schematic front view. A magnetic response member 300 having a predetermined shape is formed on the surface of the rotor unit 200, and the magnetic response member 300 rotates in accordance with the rotation of the rotor unit 200. The stator unit 100 includes four coils C1 to C4 (see FIG. 6) as detection coils, and the magnetic flux passing through the coils C1 to C4 is directed in the axial direction. The stator unit 100 and the rotor unit 200 are configured such that an end surface of each of the coils C1 to C4 of the stator unit 100 (for example, a magnetic core such as an iron core) and a magnetic response member 300 formed on the surface of the rotor unit 200 are predetermined. It is arranged at a position facing each other in a state where there is an interval, that is, a gap is formed between the end face of the coil core of each of the coils C1 to C4 and the surface of the magnetic response member 300 of the rotor unit 200, The rotor part 200 rotates without contact with the stator part 100. By changing the area of the end face of the coil core of each of the coils C1 to C4 facing the magnetic response member 300 according to the rotation position of the rotor unit 200, the rotation angle of the output shaft 2, that is, the handle angle can be detected. It is configured.

この実施例に示すハンドル角検出装置４Ｂは電磁誘導方式の１回転型アブソリュート位置検出センサであって、各々が順次に噛み合わされたギア比の異なる複数のギアＧ１〜Ｇ３と、ステータ部１００と、ロータ部２００とを含む。複数のギアＧ１〜Ｇ３は、ステアリングシャフトの出力軸２の回転を段階的に減少させてロータ部２００を回転するための減速機構である。ギアＧ１は出力軸２に結合して同じように回転し、ギアＧ１に対して減速用のギアＧ２が噛み合わされ、更に、このギアＧ２に対して減速用のギアＧ３が噛み合わされる。このギアＧ３には例えば円盤状に形成されたロータ部２００が設置されており、ギアＧ３が回転することでロータ部２００が軸中心線ＣＬを中心として回転するようになっている。このようにして、出力軸２の回転を減速してロータ部２００の回転として伝達する構成となっている。 The handle angle detection device 4B shown in this embodiment is an electromagnetic induction type single rotation type absolute position detection sensor, each of which is sequentially meshed with a plurality of gears G1 to G3 having different gear ratios, a stator unit 100, And the rotor unit 200. The plurality of gears G 1 to G 3 are speed reduction mechanisms for rotating the rotor unit 200 by gradually reducing the rotation of the output shaft 2 of the steering shaft. The gear G1 is coupled to the output shaft 2 and rotates in the same manner, and a gear G2 for reduction is engaged with the gear G1, and further, a gear G3 for reduction is engaged with the gear G2. The gear G3 is provided with a rotor portion 200 formed in a disk shape, for example, and the rotor portion 200 is rotated about the axis center line CL as the gear G3 rotates. In this way, the rotation of the output shaft 2 is decelerated and transmitted as the rotation of the rotor unit 200.

ロータ部２００の表面上には所定形状、例えば螺旋リング形状の磁気応答部材３００が取り付けられる。該磁気応答部材３００は鉄等の磁性体からなるもの、あるいは銅等の導電体からなるもの、あるいは磁性体と導電体との組み合わせからなるものなど、磁気結合係数を変化させる材質からなるものであればどのようなものであってもよい。一例として、以下では磁気応答部材３００の材質は鉄のような磁性体からなっているものとして説明を進める。こうしたロータ部２００に対してスラスト方向に向き合うような形でステータ部１００が配置される。 A magnetic response member 300 having a predetermined shape, for example, a spiral ring shape, is attached on the surface of the rotor unit 200. The magnetic response member 300 is made of a material that changes the magnetic coupling coefficient, such as a magnetic material such as iron, a conductive material such as copper, or a combination of a magnetic material and a conductive material. Anything is acceptable. As an example, the following description will be given assuming that the magnetic response member 300 is made of a magnetic material such as iron. The stator unit 100 is arranged in such a manner as to face the rotor unit 200 in the thrust direction.

ステータ部１００は４つのコイルＣ１〜Ｃ４を含んでなり、各コイルＣ１〜Ｃ４はそれぞれコイルコア（例えば鉄心などの磁性体コア）に巻回されており、コイル内を通る磁束が軸方向を指向する。各コイルＣ１〜Ｃ４のコイルコアの端面と、ロータ部２００表面上の磁気応答部材３００との間には空隙が形成され、上述したようにロータ部２００は出力軸２の回転に応じてステータ部１００に対して非接触で回転する。この空隙の距離は、一定に保たれるように、ロータ部２００とステータ部１００の相対的配置が図示しない機構を介して定められる。ロータ部２００上の磁気応答部材３００の所定の形状、例えば螺旋リング状、の故に、空隙を介して磁気応答部材３００と向き合う各コイルコアの端面の面積はロータ部２００の回転位置に応じて変化する。この対向空隙面積の変化によって、各コイルコアを通ってコイルＣ１〜Ｃ４を貫く磁束量が変化し、もって、各コイルＣ１〜Ｃ４の自己インダクタンスが変化する。このインダクタンス変化は、各コイルＣ１〜Ｃ４のインピーダンス変化でもある。 The stator unit 100 includes four coils C1 to C4. Each of the coils C1 to C4 is wound around a coil core (for example, a magnetic core such as an iron core), and a magnetic flux passing through the coil is directed in the axial direction. . A gap is formed between the end face of the coil core of each of the coils C 1 to C 4 and the magnetic response member 300 on the surface of the rotor unit 200, and the rotor unit 200 responds to the rotation of the output shaft 2 as described above. Rotates without contact. The relative distance between the rotor part 200 and the stator part 100 is determined through a mechanism (not shown) so that the distance of the gap is kept constant. Because of the predetermined shape of the magnetic response member 300 on the rotor unit 200, for example, a spiral ring shape, the area of the end face of each coil core that faces the magnetic response member 300 through the gap varies depending on the rotational position of the rotor unit 200. . Due to the change in the opposed gap area, the amount of magnetic flux passing through the coils C1 to C4 through each coil core changes, and thus the self-inductance of each of the coils C1 to C4 changes. This inductance change is also an impedance change of each of the coils C1 to C4.

ロータ部２００表面上に形成される磁気応答部材３００の所定の形状は、各コイルＣ１〜Ｃ４から理想的なサイン、コサイン、マイナスサイン、マイナスコサインのカーブが得られるように適切に設計される。例えば、コイルＣ１に生じるインピーダンス変化がサイン関数に相当するものとすると、コイルＣ２に生じるインピーダンス変化はマイナスサイン関数、コイルＣ３に生じるインピーダンス変化はコサイン関数、コイルＣ４に生じるインピーダンス変化はマイナスコサイン関数に、それぞれ相当するよう、各コイルＣ１〜Ｃ４の配置や磁気応答部材３００の形状を設定することができる。ロータ部２００の１回転において、コイルＣ１のインピーダンスは０度から９０度の範囲にわたるサイン関数で変化し、コイルＣ２のインピーダンスは０度から９０度の範囲にわたるマイナスサイン関数で変化し、コイルＣ３のインピーダンスは０度から９０度の範囲にわたるコサイン関数で変化し、コイルＣ４のインピーダンスは０度から９０度の範囲にわたるマイナスコサイン関数で変化するように設定される。このようにサイン関数及びコサイン関数における０度から９０度の範囲内の関数値変化に略々なぞらえることができるので、よって、ロータ部２００の１回転を、９０度の位相角範囲の変化に換算して測定することができることになる。 The predetermined shape of the magnetic response member 300 formed on the surface of the rotor unit 200 is appropriately designed so that ideal sine, cosine, minus sign, and minus cosine curves can be obtained from the coils C1 to C4. For example, if the impedance change occurring in the coil C1 corresponds to a sine function, the impedance change occurring in the coil C2 is a minus sine function, the impedance change occurring in the coil C3 is a cosine function, and the impedance change occurring in the coil C4 is a minus cosine function. The arrangement of the coils C1 to C4 and the shape of the magnetic response member 300 can be set so as to correspond to each other. In one rotation of the rotor unit 200, the impedance of the coil C1 changes with a sine function ranging from 0 degrees to 90 degrees, the impedance of the coil C2 changes with a minus sine function ranging from 0 degrees to 90 degrees, The impedance changes with a cosine function ranging from 0 degrees to 90 degrees, and the impedance of the coil C4 is set to change with a minus cosine function ranging from 0 degrees to 90 degrees. As described above, since the function value change in the range of 0 to 90 degrees in the sine function and the cosine function can be roughly compared, one rotation of the rotor unit 200 is converted into a change in the phase angle range of 90 degrees. Can be measured.

なお、ロータ部２００の１回転につき９０度の範囲でのサイン、コサイン、マイナスサイン、マイナスコサインのカーブがそれぞれ得られるようにするには、磁気応答部材３００の形状としては上記したように螺旋リング形状のものでよいがこれに限らず、コイルやコイルコアの配置や形状等の設計条件に応じて中心部に穴の空いた偏心円盤形状あるいはハート型に類似した形状など、適宜の形状に形成したものであってもよい。この磁気応答部材３００の形状をいかに設計するかは本発明の目的ではなく、かつ、公知／未公知のこの種の可変磁気抵抗型回転検出器で採用されている磁気応答部材３００の形状を採用してよいので、磁気応答部材３００の形状についてのこれ以上の言及は差し控える。 In order to obtain sine, cosine, minus sine, and minus cosine curves in the range of 90 degrees per rotation of the rotor unit 200, the magnetic response member 300 has a spiral ring shape as described above. However, the shape is not limited to this, and it is formed into an appropriate shape such as an eccentric disk shape with a hole in the center or a shape similar to a heart shape, depending on the design conditions such as the arrangement and shape of the coil and coil core. It may be a thing. How to design the shape of the magnetic response member 300 is not an object of the present invention, and the shape of the magnetic response member 300 employed in this known / unknown variable magnetoresistive rotation detector is employed. As such, further reference to the shape of the magnetic response member 300 is withheld.

この構成によって、コイルＣ１，Ｃ２の対のインピーダンスが差動的に変化し、両出力の差動合成によってサイン関数ｓｉｎθを振幅係数として持つ交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔが得られる。また、コイルＣ３，Ｃ４の対のインピーダンスが差動的に変化し、両出力の差動合成によってコサイン関数ｃｏｓθを振幅係数として持つ交流出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔが得られる。このようなレゾルバと同様の出力信号に基づき、θ分だけ位相シフトされた交流信号を合成し、その位相シフト値θを測定することで、ロータ部２００の回転位置を検出できる。こうして、多回転（例えば２．５〜３回転程度）にわたるハンドルの回転角度が、ロータ部２００の１回転内のアブソリュート回転位置に換算されてアブソリュートで検出される。 With this configuration, the impedance of the pair of coils C1 and C2 changes differentially, and an AC output signal sin θ sin ωt having a sine function sin θ as an amplitude coefficient is obtained by differential synthesis of both outputs. Also, the impedance of the pair of coils C3 and C4 changes differentially, and an AC output signal cosθsinωt having the cosine function cosθ as an amplitude coefficient is obtained by differential synthesis of both outputs. The rotational position of the rotor unit 200 can be detected by synthesizing an AC signal that is phase-shifted by θ based on an output signal similar to that of the resolver and measuring the phase shift value θ. Thus, the rotation angle of the handle over multiple rotations (for example, about 2.5 to 3 rotations) is converted into an absolute rotation position within one rotation of the rotor unit 200 and detected by the absolute.

なお、ハンドル角度検出装置４Ｂは、上記の構成に限らず、他の適宜の構成を採用してよい。例えば、ギヤＧ１〜Ｇ３による減速機構を省略し、ロータ部２００を出力軸２（又は入力軸１）に１対１の回転比で結合するようにしてもよい。その場合は、１回転未満のハンドル角度をアブソリュートで検出し、１回転を超えるハンドル角度は回転数カウントによって検出するようにすればよい。あるいは、ハンドル角度検出装置４Ｂとして専用のセンサを設けずに、トルク検出装置４Ａ用に設けた第１のセンサ１０又は第２のセンサ２０の出力を利用して、ハンドル角度検出信号を生成するようにしてもよい。 Note that the handle angle detection device 4B is not limited to the above configuration, and may employ other appropriate configurations. For example, the speed reduction mechanism using the gears G1 to G3 may be omitted, and the rotor unit 200 may be coupled to the output shaft 2 (or the input shaft 1) at a 1: 1 rotation ratio. In that case, a handle angle of less than one rotation may be detected by absolute, and a handle angle exceeding one rotation may be detected by counting the number of rotations. Alternatively, a handle angle detection signal is generated using the output of the first sensor 10 or the second sensor 20 provided for the torque detection device 4A without providing a dedicated sensor as the handle angle detection device 4B. It may be.

なお、上述したトルク検出装置４Ａ及び／又はハンドル角検出装置４Ｂにおいて、磁気応答部材とこれに対応するコイルの配置パターンや、数、サイズ等については、上述したものに限定されるものではなく、種々の配置パターン等が有り得るものであって、要するに、コイル部からサイン相及びコサイン相の２相の出力信号を生ぜしめることができるようになっていれば、どのような構成のものであってもよい。勿論、ここで言うサイン相やコサイン相は便宜的な呼称であり、どちらをサイン相またはコサイン相と称してもよい。
また、回転位置検出手段の構成・原理は、上述したものに限らず、どのようなタイプのものであつてもよい。例えば、１次コイルのみからなるタイプのものに限らず、１次及び２次コイルを有するタイプのものであってもよく、あるいはレゾルバを用いてもよいし、あるいはサイン・コサインの２相交流励磁方式であつてもよい。また、磁気誘導又は磁気結合タイプのセンサに限らず、どのようなタイプのセンサであってもよい。
また、第１及び第２のセンサ１０，２０の歯数（１回転あたりのピッチ数）は、上述例のような２９ピッチに限らず、如何なる数でもよい。また、多歯タイプに限らず、１回転あたり１ピッチ（１サイクル）のインピーダンス変化を生ぜしめるようなタイプであってもよいのは勿論である。 In the torque detection device 4A and / or the handle angle detection device 4B described above, the arrangement pattern, number, size, and the like of the magnetic response member and the corresponding coil are not limited to those described above. There can be various arrangement patterns. In short, any configuration can be used as long as it can generate two-phase output signals of the sine phase and the cosine phase from the coil section. Also good. Of course, the sine phase and cosine phase referred to here are convenient names, and either may be referred to as a sine phase or a cosine phase.
Further, the configuration and principle of the rotational position detection means are not limited to those described above, and any type may be used. For example, it is not limited to the type consisting only of the primary coil, it may be a type having primary and secondary coils, or a resolver may be used, or sine / cosine two-phase AC excitation It may be a method. The sensor is not limited to a magnetic induction or magnetic coupling type sensor, and may be any type of sensor.
Further, the number of teeth (number of pitches per rotation) of the first and second sensors 10 and 20 is not limited to 29 pitches as in the above example, and may be any number. Of course, the type is not limited to the multi-tooth type, and may be a type that causes an impedance change of one pitch (one cycle) per one rotation.

本発明に係る相対回転位置検出装置の一実施例を示す側断面略図。1 is a schematic side sectional view showing an embodiment of a relative rotational position detection device according to the present invention. 図１における相対回転位置検出装置（トルク検出装置）の１つのセンの一実施例を示す正面図。The front view which shows one Example of one sen of the relative rotational position detection apparatus (torque detection apparatus) in FIG. 同実施例に係る第１及び第２のセンサに関連する電気回路例を示す図。The figure which shows the example of an electric circuit relevant to the 1st and 2nd sensor which concerns on the Example. 同実施例に係る相対回転位置検出装置の出力をマイクロコンピュータに接続してなる検出システムの一例を示すブロック図。The block diagram which shows an example of the detection system formed by connecting the output of the relative rotational position detection apparatus which concerns on the Example to a microcomputer. 本に係る相対回転位置検出装置の別の実施例を示すもので、該検出装置の出力をマイクロコンピュータに接続してなる状態を示すブロック図。The block diagram which shows another Example of the relative rotational position detection apparatus which concerns on this book, and shows the state formed by connecting the output of this detection apparatus to a microcomputer. 図１におけるハンドル角検出装置の一実施例を示す正面略図。FIG. 2 is a schematic front view showing an embodiment of the handle angle detection device in FIG. 1.

Explanation of symbols

１入力軸
２出力軸
３トーションバー
４外部ケース
４Ａ相対回転位置検出装置（トルク検出装置）
４Ｂハンドル角度検出装置
１０第１のセンサ
２０第１のセンサ
１１，２１ロータ
１２，２２ステータ
Ｌ１〜Ｌ４（Ｃ１〜Ｃ４）コイル
１００ステータ部
２００ロータ部
Ｇ１〜Ｇ３ギア 1 Input shaft 2 Output shaft 3 Torsion bar 4 External case 4A Relative rotational position detection device (torque detection device)
4B Handle angle detection device 10 First sensor 20 First sensor 11, 21 Rotor 12, 22 Stator L1-L4 (C1-C4) Coil 100 Stator part 200 Rotor part G1-G3 Gear

Claims

A relative rotational position detection device that detects relative rotational positions of relatively rotatable first and second axes,
A first sensor for detecting a rotational position of the first shaft in a non-contact manner and generating a first output signal obtained by phase-shifting a reference AC signal according to the detected rotational position;
A second sensor for detecting a rotational position of the second shaft in a non-contact manner and generating a second output signal obtained by phase-shifting a reference AC signal according to the detected rotational position;
An output for outputting a first timing signal corresponding to the phase shift amount of the first output signal and a second timing signal corresponding to the phase shift amount of the second output signal via respective output lines. A circuit,
The first sensor includes a first coil portion composed of only a plurality of coils excited by a reference AC signal, and a first magnetic response member, and the first coil portion and the first magnetism One of the response members is disposed so as to rotate in conjunction with the first shaft, the other is disposed in a stationary state, and the first coil portion and the first coil are arranged in accordance with the rotational position of the first shaft. When the relative position of the magnetic response member is displaced, the magnetic coupling is changed, whereby an impedance corresponding to the rotational position of the first shaft is generated in each coil of the first coil portion, and the generated from each coil. Generating the first output signal based on an output in accordance with an impedance;
The second sensor includes a second coil part composed of only a plurality of coils excited by a reference AC signal, and a second magnetic response member. The second coil part and the second magnetic part One of the response members is arranged to rotate in conjunction with the second shaft, the other is arranged in a stationary state, and the second coil portion and the second coil are arranged in accordance with the rotational position of the second shaft. When the relative position of the magnetic response member is displaced, the magnetic coupling is changed, whereby an impedance corresponding to the rotational position of the second shaft is generated in each coil of the second coil portion, and Generating the second output signal based on an output in accordance with an impedance;
Relative rotational position detection data is output from two output lines output from the output circuit, and the relative rotational position detection data is output from the first timing signal output from the two output lines and the second timing signal. and it appeared to the time difference of the timing signal,
The first sensor, the second sensor, and the output circuit are housed in one casing, and the two output lines are extended from the casing;
Having two input terminals for inputting signals of two output lines from the output circuit, and measuring a time difference between the first timing signal and the second timing signal input to the input terminal; A relative rotational position detection apparatus , further comprising a computer for performing processing for obtaining measurement data of the relative rotational position.

A relative rotational position detection device that detects relative rotational positions of relatively rotatable first and second axes,
A first sensor for detecting a rotational position of the first shaft in a non-contact manner and generating a first output signal obtained by phase-shifting a reference AC signal according to the detected rotational position;
A second sensor for detecting a rotational position of the second shaft in a non-contact manner and generating a second output signal obtained by phase-shifting a reference AC signal according to the detected rotational position;
Variable pulse width having a pulse width corresponding to the time difference between the first timing signal corresponding to the phase shift amount of the first output signal and the second timing signal corresponding to the phase shift amount of the second output signal An output circuit for outputting an output signal via an output line,
The first sensor includes a first coil portion composed of only a plurality of coils excited by a reference AC signal, and a first magnetic response member, and the first coil portion and the first magnetism One of the response members is disposed so as to rotate in conjunction with the first shaft, the other is disposed in a stationary state, and the first coil portion and the first coil are arranged in accordance with the rotational position of the first shaft. When the relative position of the magnetic response member is displaced, the magnetic coupling is changed, whereby an impedance corresponding to the rotational position of the first shaft is generated in each coil of the first coil portion, and the generated from each coil. Generating the first output signal based on an output in accordance with an impedance;
The second sensor includes a second coil part composed of only a plurality of coils excited by a reference AC signal, and a second magnetic response member. The second coil part and the second magnetic part One of the response members is arranged to rotate in conjunction with the second shaft, the other is arranged in a stationary state, and the second coil portion and the second coil are arranged in accordance with the rotational position of the second shaft. When the relative position of the magnetic response member is displaced, the magnetic coupling is changed, whereby an impedance corresponding to the rotational position of the second shaft is generated in each coil of the second coil portion, and Generating the second output signal based on an output in accordance with an impedance;
Relative rotational position detection data is output by one output line output from the output circuit, and the relative rotational position detection data is a pulse time of the variable pulse width output signal output to the one output line. Appears in the width ,
The first sensor, the second sensor, and the output circuit are housed in one casing, and the one output line is extended from the casing;
An input terminal for inputting an output line signal from the output circuit, and measuring the pulse time width of the variable pulse width output signal input to the input terminal, thereby obtaining measurement data of the relative rotational position. A relative rotational position detection apparatus , further comprising a computer that performs a process of acquiring .

Said first and second axes are connected by the torsion bar, relative rotational position detecting device according to claim 1 or 2 for detecting the amount of torsion between said first and second axis as a relative rotational position .

Relative rotational position detecting device according to any one of claims 1 to 3 wherein the first and second shaft is the input shaft and the output shaft of an automotive power steering.