JP4808814B2 - パワー変換のためのスイッチング式インバータ及びコンバータ - Google Patents

Description

本出願は、パワー変換のためのスイッチング式インバータ及びコンバータに関する。

複雑さがより高い電子デバイスの大幅な普及に伴って、パワー変換回路を強化する努力が続けられている。パワー変換回路の主たる種類のうちの２つがパワー増幅器とパワーコンバータである。パワー増幅器は、電気通信や工業用途において広範に使用されており、高性能のｄｃ−ｄｃコンバータのフロントエンド段としての用途が見出されている。パワー増幅器はその動作モードに応じて、２つの系統（すなわち、線形パワー増幅器と切替えモード増幅器）に分類することができる。線形パワー増幅器は、その簡便性、線形性及び良好な動的性能のためによく使用されている。これらは、大きな休止パワー損失を生じるような条件である「線形領域」において動作する能動ゲインデバイス（通常は、トランジスタ）を用いて設計されている。線形パワー増幅器は効率がかなり悪いため、線形性が重要でありかつそのパワー損失が対処可能であるような用途によく適している。

切替えモード増幅器はそのトランジスタを完全な「ｏｎ」と「ｏｆｆ」のいずれかにして、トランジスタを事実上スイッチとして使用しながら動作している。切替えモードパワー増幅器は効率が比較的よく、パワー密度、パワー消費またはサイズの要件を満たすために効率をより高くすることが重要であるような用途に使用されている。

増幅器とインバータの違いは一般に、増幅器が入力信号（本検討では、ＡＣ入力）向けのポートを有しており、かつインバータはＤＣ電源からのエネルギーをＡＣ出力に変換することであると理解されよう。単純化すればインバータとは、増幅して出力に伝達しようとする自己完結型のＡＣ信号源を有する１つの増幅器である。最後に、インバータのＡＣ出力を整流するすなわちＤＣに戻すように変換すると、この系全体は１つのＤＣ−ＤＣコンバータとして機能する。例証を目的として、本明細書の説明は基本的には、増幅器、インバータ、並びにＤＣ−ＤＣコンバータ（整流器が含まれる場合）のケースに当てはまる。

ｄｃ−ｄｃパワー変換回路の大多数では、電気的パワーを効率的に処理するためにインダクタ及びコンデンサがスイッチと連携して利用される。切替え周波数を高くすると受動的構成要素のサイズ及び値が低減されることが知られている。しかしこうした高周波数動作は効率を低下させる傾向があり、スイッチに関連する損失を低下させるように開発された様々なソフトスイッチング技法が存在している。ｄｃ−ｄｃパワー変換用途向けのソフトスイッチングコンバータは典型的には、ａｃパワーを変換しているインバータセクションを有しており、このａｃパワーが次いで要求されるｄｃパワーを（典型的には、整流器セクションによって）発生させるように処理される。共振形インバータを利用するｄｃ−ｄｃコンバータ以外の別の高周波数用途には、医療技術や通信などの分野で用いられる無線周波数（ＲＦ）パワー増幅器が含まれる。

高効率パワー変換の動作原理は、あるポートから別のポートへの平均的パワーフローを調節するようにエネルギーの蓄積と放出を周期的に制御することである。こうして実現されるパワー処理は原理的に、無損失的であると共に、実際に低損失を達成することが可能である。パワー処理回路のボリュームに寄与する主たるものの１つは、コンデンサ及びインダクタを用いて実現されるのが典型的であるような要求されるエネルギー蓄積である。所与のエネルギー蓄積技術においてそのエネルギー蓄積素子のサイズは、蓄積しようとするエネルギーに対する単調増加関数となるのが通常である。したがって、パワー密度を増大させるには、蓄積されるエネルギーの低減かエネルギー蓄積密度の増大のいずれかが必要である。後者は物理学や材料科学に大きく依存すると共に、さらにコンデンサの降伏電圧や誘電率、インダクタの飽和フラックス密度や透磁率などの基本的制約を受けることになる。磁気的な構成要素や誘電構成要素の材料特性の改善は比較的進行が緩やかである。代替的方法は、１動作サイクルあたり必要とするエネルギー蓄積量を低減することである。指定のパワー量を処理する回路では、切替え周波数を上昇させることによってこれが達成される。

ある程度までであれば切替え周波数を上昇させるとパワー密度が上昇するが、切替え周波数の上昇を続けるとそのゲインが損なわれるという問題が生じる。こうした問題には、切替え損失の上昇、磁気構成要素内の近接損失及びコア損失、並びに寄生リアクタンスに関わる問題が含まれる。これらはある程度は緩和することが可能であるが、非効率性の問題がコンバータ設計を支配する傾向があり、またさらには切替え周波数を高くするとパワー密度の付随した増加（あるいは、減少）がなくてもコスト及び損失が増大する。

数ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの範囲と定義されるＨＦ及びＶＨＦの範囲では、インバータ及び整流器は、切替え損失を受容可能なレベルに維持するようにオンとオフの両方の切替えに関してソフトスイッチングを利用するのが典型的である。ＨＦやＶＨＦ帯域で使用される最も一般的なインバータトポロジーは、Ｄ級、Ｅ級またはＤＥ級のいずれかのトポロジーに基づく。従来の定義によれば、Ｄ級ではソフトスイッチングがすべての遷移に関しては保証されず、一方Ｅ級とＤＥ級トポロジーは、切替え遷移がすべてソフト的であるように、またスイッチのいずれの逆並列ダイオードも導通しないように共振波形及びスイッチ遷移タイミングを用いることによって区別される。後者は、逆回復損失が無視し得ることを意味する。ＤＥ級では、スイッチに対するピーク電圧ストレスがバス電圧に制限されるので有利であるが、周波数が１０ＭＨｚ〜２０ＭＨｚを超えて上昇すると精細なタイミングが要求されるハイ側スイッチの駆動が困難となる。このことは主に、ハイ側ゲート駆動におけるコモンモード電流に起因する。Ｅ級はシングルエンド型接地基準スイッチの使用によってこの条件を回避しているが、このトレードオフとしてデバイス電圧ストレスが高くなる。さらに、Ｅ級とＤＥ級のインバータは能動的スイッチキャパシタンス、切替え周波数及び処理されるパワーの間の関係によって特徴付けされる。この関係は、こうしたインバータの実際上の設計空間を厳しく制約し、このためにその用途が制限される。

切替えモードのパワー増幅器をＨＦ、ＶＨＦの周波数あるいはこれより高い周波数範囲で動作させるには、共振素子を使用してスイッチ電圧を切替え遷移の直前にゼロの近くにもって行くのが典型的である。この条件のことを通常、ゼロ電圧切替え（Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇ−Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ＺＶＳ）と呼ぶ。ＺＶＳ遷移は通常であれば各切替えサイクルごとに半導体内で無駄になるようなエネルギーを有効に低減させる。トランジスタのオフ切替えの際のトランジスタ上の電圧上昇を遅延させ、これによりトランジスタ内に大きな電圧及び電流が同時に加えられることを防止することによって、切替え損失のさらなる低減を実現することが可能である。このことは、スイッチ端子の両端のキャパシタンスを介して実施されるのが通常であるが、このキャパシタンスは実際のすべてのスイッチに存在する固有のスイッチキャパシタンスを含むのが一般的である。この同じキャパシタンスは上述のようなＺＶＳの使用に必要である。

多くの切替えモード共振形インバータに関する欠点の１つは、共振処理の結果としてトランジスタが耐えねばならない電圧（または、電流）が大きいことである。例えばＥ級インバータは、トランジスタ両端に高いピーク電圧が印加されるよく知られた切替えモードパワー増幅器である。具体的には、このトランジスタでは標準設計の入力電圧の概ね４倍に達する電圧が生じる。

Φ_２級インバータは高い切替え周波数に適応させたソフトスイッチングインバータである。これらは、ＥＦ_２級インバータとも呼ばれており、基本切替え周波数と第２及び第３高調波の制御を可能にすることによって動作する。これらは、ソフトスイッチング挙動及びＥ級設計の接地基準トランジスタを共有しているが、電圧ストレスが大幅に低減されかつ追加的な設計自由度を有する。これによってＥＦ_２級インバータは設計空間を拡大させることが可能、具体的には所与の入力及び出力電流及び電圧を有し所与のトランジスタ技術によるＥＦ_２級インバータをＥ級を超えるより高い周波数で動作させることが可能であり、これにより受動的構成要素のサイズが小さくなる。

図１は、ＥＦ_２級あるいはＥＦ_２級等価のインバータ段１０を、スイッチＱ_１と、Ｌ_１、Ｃ_１、Ｌ_２、Ｃ_２からなる受動的多重共振網と、負荷網Ｌ_３、Ｃ_３と、負荷インピーダンスＺ_{ＬＤ，ＳＥ}と、を利用する切替えモード共振形インバータとして表している従来技術の図である。スイッチＱ_１は、スイッチ駆動信号ｖ_Ｄ（ｔ）を介して切替え周波数ＦＳを用いた周期方式で「オン」と「オフ」になる。多重共振網、負荷網及び負荷インピーダンスの組み合わせによってスイッチＱ_１から見えるインピーダンスＺ_Ｑ１が生成される。適正なインバータ動作で要求されるＺ_Ｑ１の正確な特性は周知であるが、ＦＳにおけるインピーダンス及びその高調波が負荷に対する所望のパワーの提供並びにスイッチＱ_１のソフトスイッチングの提供の両方を行うように規定されていることを説明することは有益であろう。ソフトスイッチング挙動によって、標準的なパルス幅変調（ＰＷＭ）切替え変換技法で実施されるものよりさらに高い非常に高い切替え周波数における効率的な動作が可能となる。さらに周期的な定常状態条件下では、動作にとって重要なものはＦ_Ｓ及びその高調波におけるＺ_Ｑ１の値のみであることにも留意されたい。

高周波数で動作する従来の設計の性能は寄生的構成要素によって制限されることが多い。例えば、トランジスタＱ_１の寄生出力キャパシタンスは、従来のＥ級インバータを所与の出力パワー向けに動作させる際の最大周波数を制限するのが典型的である。図１のＥＦ_２インバータによれば追加の設計自由度を提供することによって克服され、これによってより大きな値のトランジスタキャパシタンスを可能とさせこれが動作周波数の上端を延長させる。図１のコンデンサＣ_１はこうしたトランジスタ寄生出力キャパシタンスを含むことに留意されたい。

ＥＦ級タイプのコンバータの顕著な特性の１つは、オフ状態の間のトランジスタ両端の電圧ｖ_Ｑ１（ｔ）が切替え周波数Ｆ_Ｓの基本波、第２高調波及び第３高調波におけるＺ_Ｑ１（ｆ）のインピーダンス値によって決定されることである。具体的には、切替え周波数の第２高調波で必要となる低いインピーダンス値は、図１のＬ_２及びＣ_２で形成される直列共振トラップの追加によって得られる。構成要素Ｌ_１及びＣ_１は基本波及び第３高調波におけるインピーダンスＺ_Ｑ１（ｆ）を設定する際に主たる役割を果たしており、またＣ１はさらにより高い高調波に関するＺ_Ｑ１の低下にも寄与している。これによってゼロ電圧切替え（ＺＶＳ）条件が保証されると共に、Ｃ_１内に含まれるトランジスタキャパシタンスの吸収が助けられる。インピーダンスＺ_Ｑ１は、電圧ｖ_ｑ１（ｔ）を波形成形する役割、並びにＤＣ入力からＡＣ出力へのパワーの流れを制御する役割を果たしている。

この波形成形によってトランジスタ両端の電圧ストレスがＥ級と比較して概ね４０％低下する。ピーク電圧が低下するとより低電圧の半導体をより良好な伝導特性で使用することが可能となると共にこれがインバータ内の損失を低減させ、これにより効率が上昇しより高いパワー密度が可能となる。

図２を参照すると、コンバータがオフ状態にある間のＥＦ_２インバータのトランジスタＱ_１両端のインピーダンスＺ_Ｑ１（ｆ）のシミュレーション値をゲイン５０及び位相６０に関して表している。この例では基本切替え周波数Ｆ_Ｓが３０ＭＨｚである。第２高調波（６０ＭＨｚ）においてインピーダンスが低いことが容易に確認されよう。周期的な定常動作では、切替え周波数Ｆ_Ｓの倍数にあたるインピーダンスだけが重要であることに留意されたい。

基本切替え周波数ｆ＝Ｆ_Ｓ並びにその第２及び第３高調波（ｆ＝２Ｆ_Ｓ及びｆ＝３Ｆ_Ｓ）で見られる複素インピーダンスＺ_Ｑ１（ｆ）はＥＦ_２インバータの動作にとって重要である。ｆ＝Ｆ_Ｓにおける値は、パワーレベルとＺＶＳ挙動の両方を設定する。ｆ＝２Ｆ_Ｓ及びｆ＝３Ｆ_Ｓにおける値はトランジスタ波形を設定するため、トランジスタ電圧ストレスの低減にとって重要である。具体的には、適正な動作の擬似台形のドレイン波形特性を生成するためには、第２高調波における低インピーダンス、並びに基本波及び第３高調波の値同士の相対的関係が必要である。

複素インピーダンスＺ_Ｑ１（ｆ）は、網Ｌ_１、Ｃ_１、Ｌ_２、Ｃ_２、Ｌ_３、Ｃ_３と負荷インピーダンスＺ_{ＬＤ，ＳＥ}とによって生成される。所望のインピーダンス値を得るためには、これらの構成要素値を調整すなわち「同調」させなければならない。構成要素の値の幾つかが調節可能でないあるいは非線形である（例えば、Ｃ_１のうちトランジスタＱ_１の出力キャパシタンスを意味する部分）という点で困難が生じる。したがって、要求される値を正確に予測することは不可能である。初期値を選択した後、適正な動作を得るためにハードウェアやシミュレーションのいずれかにおいて、あるいはこれら両者において構成要素値を同調させる。このことは、単一の構成要素値のいずれもが基本切替え周波数ｆ＝Ｆ_Ｓ並びにその第２及び第３高調波（ｆ＝２Ｆ_Ｓ及びｆ＝３Ｆ_Ｓ）における複素インピーダンスＺ_Ｑ１（ｆ）の値に影響を及ぼすため、極めて困難である。したがって、ある構成要素の調整には、それ以外のすべての構成要素が調整されていることが必要であり、また他の要素でも同様となる可能性がある。このため典型的には、受容可能な解に達するまでに非常に多くの回数の反復が必要であり、また困難かつ時間の浪費となる。

ＥＦ_２インバータによればＥ級と比較して、共振用構成要素（そのうちの１つ（図１のコンデンサＣ_２）ではその定格が入力電圧のほとんど３倍に至る）がより多くなるとの犠牲の下に半導体電圧の大幅な低減が達成される。

ｄｃ−ｄｃコンバータ用途では、高周波数で動作可能な適当な整流器によって負荷が置き換えられる。これらの用途で一般に使用される共振用整流器トポロジーのうち図３では単一ダイオードトポロジーを表している。この単一ダイオード整流器は、図１の負荷に置き換えできるように基本波周波数において入力インピーダンスＺ_{ＬＤ，ＳＥ}をもつ抵抗性と見えるように設計される。この条件は、ＤＣ出力電流で必要となるｄｃ経路も提供している共振インダクタと寄生ダイオードキャパシタンスを共振させることによって達成される。

負荷Ｚ_{ＬＤ，ＳＥ}の代わりにこの整流器が図１のインバータに接続されると、共振整流器では主として正弦波の入力電流が見られる。電圧ｖ_{ｌｄ，ｓｅ}（ｔ）の有する高調波成分は大きいが、この電圧の基本成分はインバータが供給する電流と同位相である。この条件は望ましいものであるが、これが維持されるのはある狭い出力パワー動作条件にわたってだけである。

図４は、図３の適正に同調させた共振整流器の入力電圧ｖ_{ｌｄ，ｓｅ}（ｔ）のシミュレーション値４００並びにその基本成分４１０を表している。

図５を参照すると、整流器電圧基本成分のシミュレーション値５００並びに入力電流５１０をグラフによって表している。これらの波形５００、５１０は共に同位相であるため、抵抗性挙動が含意される。

当技術分野で周知のように、インバータとはｄｃをａｃに変換する回路である。同じ回路は能動的スイッチを動作させる制御信号が増幅しようとするａｃ入力であると見なせば増幅器としても使用可能であることに留意されたい。さらに、インバータの出力に共振整流器を付加することによって、インバータのａｃ出力をｄｃ出力に変換し、これによりシステム全体をｄｃ−ｄｃコンバータとして動作させることにも留意されたい。したがってインバータは、大きな柔軟性を有すると共に、その設計基準に応じて異なる多くの用途でこれらのデバイスが利用されている。

米国特許出願第２００７０１７１６８０号

指摘したように、電子デバイスは一般に動作のためにある種のパワー変換を必要とすると共に、パワー変換の効率の増大及び制御の必要性が常に存在する。さらに、より形状因子を小さくしてより大きな機能性を提供するという目的が絶えず存在する共に、そのパワー変換技法が希望される。従来設計の欠点に関して設計能力を強化しかつ効率を上昇させるために様々な努力が用いられてきている。

本システム及び方法は、全般的にはパワー変換に関し、また幾つかの実施形態についてスイッチングインバータ動作及びｄｃ−ｄｃ変換に関する回路及び技法に関して記述している。

一実施形態は、共通の接地によって互いに結合させた２つのシングルエンド型ＥＦ_２インバータセクションと少なくとも１つの負荷に結合された共振網とを有するプッシュプルインバータデバイスである。この実施形態では各インバータセクションは１つの切替えセクションを有し、かつ共振網は部分的に共有された同調可能共振網セクションを含んでおり、該共有の同調可能網セクションによって対応する各切替えセクションから見たインピーダンスの独立同調が可能となることによって切替え周波数の偶数高調波と奇数高調波の独立同調が可能となる。一例ではそのインピーダンスは偶数高調波に関して１つの値であり、かつ奇数高調波に関して１つの値である。

一態様における共振器網は、第１の共振器セクション、第２の共振器セクション及び第３の共振器セクションを有する。第２の共振器セクションは１対のインダクタ及び１つの共有のコンデンサを有しており、該インダクタは奇数高調波に対して調整されると共に該共有のコンデンサは奇数高調波に影響を及ぼすことなく偶数高調波に対して調整されている。別の構成では、第２の共振器セクションは１対のコンデンサ及び１つの共有のインダクタを有しており、該コンデンサは奇数高調波に対して調整されると共に該共有のインダクタは奇数高調波に影響を及ぼすことなく偶数高調波に対して調整されている。

別の実施形態は、共通の接地によって互いに結合させた２つのシングルエンド型ＥＦ_２インバータセクションと少なくとも１つのＡＣ入力とを伴うｄｃ−ｄｃコンバータであって、各インバータセクションは１つの共有の同調可能共振網と１つの切替えセクションを備えており、かつこれらのインバータセクションが出力整流器セクションに結合されることによってＡＣ入力がＤＣ出力に変換されており、該共有の同調可能網セクションは対応する切替えセクションにより見えるインピーダンスに対する独立同調を提供することによって偶数及び奇数の高調波の独立同調を提供している。この整流器セクションは一例では、共振プッシュプル整流器セクションである。

また別の実施形態は、少なくとも１つの電圧源及び少なくとも１つの負荷を提供する工程と、共通の接地によって２つのシングルエンド型ＥＦ_２インバータセクションを互いに結合させる工程と、を含む電気的パワーを変換するための方法である。これらのインバータセクションは電圧源及び負荷に結合されており、かつこれらのインバータセクションは１つのスイッチと１つの共有の共振同調網を含んだ共振網とを備えている。本方法は、インバータセクションの各々のインピーダンスを同調させる工程を含んでおり、該インピーダンスは偶数高調波に関して１つの値であり、かつ奇数高調波に関して１つの値であることによって、偶数及び奇数の高調波を同調させている。

本明細書に記載した特徴及び利点は必ずしもすべてを網羅したものではなく、具体的には図面、明細書及び特許請求の範囲に鑑みて当業者には多くの追加の特徴及び利点が明らかとなろう。さらに、本明細書で使用した言語表現は主に可読性や説明性を目的として選択したものであり、本発明の主題の趣旨を限定するものではないことに留意すべきである。

従来技術のＥＦ_２級インバータの概要図である。 図１に示したインピーダンスＺ_Ｑ１（ｆ）を表した図である。 従来の共振整流器回路を表した図である。 図３の整流器の入力のｖ_{ＬＤ，ＳＥ}（ｔ）に関する標準的な時間領域波形並びに基本成分を表した図である。 図３の整流器の入力のｖ_{ＬＤ，ＳＥ}（ｔ）の基本成分波形並びに対応する入力電流を表した図である。 本システムの一実施形態に従って構成したプッシュプルＥＦ_２の図である。 一実施形態に従って２つの負荷を単一の負荷に合成しているプッシュプルＥＦ_２の概要図である。 本システムの一実施形態に従って構成したＤＣフィードインダクタ向けの中心タップ付きインダクタを備えたプッシュプルＥＦ_２インバータの図である。 本システムの一実施形態に従って構成したＤＣフィードインダクタ向けの中心タップ付きインダクタ及び単一のコンデンサ第２高調波共振器を備えたプッシュプルＥＦ_２インバータの概要透視図である。 本システムの一実施形態に従って構成したＤＣフィードインダクタ向けの中心タップ付きインダクタ及び単一のインダクタ第２高調波共振器を備えたプッシュプルＥＦ_２インバータの概要透視図である。 ｄｃ−ｄｃコンバータの一実施形態に従って構成したプッシュプル共振器整流器の概要透視図である。 図１１のｄｃ−ｄｃコンバータの一実施形態に従って構成した中心タップ付きインダクタを備えたプッシュプル共振整流器図である。

一実施形態では、無線周波数で動作すると共に従来設計の欠点のうちのかなりの数について緩和している同調共振網を利用するスイッチングインバータ動作のために有用な回路及び技法を提供する。その具体的な用途に基づいて無線周波数における動作が望ましい場合や必要な場合において特に有用である。

一例では、各セクションの高調波を独立に同調させるような結合を用いて単一トランジスタＥＦ_２級インバータをプッシュプル回路まで拡張することによってその回路が開発されている。一態様ではその回路は、切替え波形の偶数及び奇数高調波の同調を脱結合させ、これにより回路設計に追加的な柔軟性を提供している。様々な実施形態では、構成要素の数及びサイズの削減、磁気コア内のＤＣフラックスの相殺、並びにリップル周波数の２倍化を提供することができる。

本インバータの別の実施形態は、本明細書においてＥＦ_２級インバータに分類したΦ級コンバータに基づく。このインバータは、Ｅ級と比較して電圧ストレスが低いこと、さらにはトランジスタ出力キャパシタンスの一部を共振網に吸収することができるという利点を有する。

別のバージョンの回路では、プッシュプルバージョンのＥＦ_２級インバータをプッシュプルバージョンの共振整流器と結合させてｄｃ−ｄｃコンバータを形成している。

図６を参照すると、プッシュプルバージョンのＥＦ_２級インバータを図示している。回路６００は、２つのコンバータのそれぞれを添え字ＡとＢを用いて表現した、共通の接地基準並びに１８０°の位相差で動作する駆動信号Ｖ_ＤＡ及びＶ_ＤＢによる２つのシングルエンド型ＥＦ_２級インバータ６１０、６２０（例えば、図１に示すようなもの）からなる。図示を目的として、構成要素の値は各コンバータで同じに保たれること（例えば、Ｃ_１＝Ｃ_１Ａ＝Ｃ_１Ｂ、Ｃ_２＝Ｃ_２Ａ＝Ｃ_２Ｂ、等々）を前提としている。出力電圧Ｖ_ＬＤ＝２Ｖ_{ＬＤ，ＳＥ}並びにその出力パワーもシングルエンド型の場合に対して２倍となる。各トランジスタにより見たインピーダンスＺ_Ｑ１ｘ（ここで、ｘはＡとＢのいずれとすることも可能）は、シングルエンド型の場合に見られるＺ_Ｑ１と同じであり、このためコンバータＡとＢの波形は同じとなる。

再度図６を参照すると、各インバータセクション６１０、６２０は１つの切替えセクション６３０、６４０（この例ではトランジスタＱ_１Ａ、Ｑ_１Ｂ）を有する。電圧源６７０と負荷６６０とに結合された各インバータセクション６１０、６２０ごとにＬ_１、Ｃ_１、Ｌ_２、Ｃ_２、Ｌ_３、Ｃ_３を含む１つの共振網セクション６５０が存在している。より具体的な詳細では、この例による共振器網６５０は、第１高調波共振器セクション６８０、第２高調波共振器セクション６８５及び第３高調波共振器セクション６９０を含む。

通常の動作時においてコンバータ６００は、切替え周波数Ｆ_Ｓに対応する基本の周期による周期的定常状態で動作する。この条件下では、すべての波形がＦ_Ｓの整数倍に分解される。例証の目的では、高調波についてはｎ∈［０，∞）で表される非負の整数を検討することで十分である。さらに、周波数成分Ｆ_ｎを偶数成分Ｆ_ｅと奇数成分Ｆ_ｏとに分離することも有用である。

この条件下では、プッシュプル動作の特徴のうちの１つは、ＤＣ成分Ｆ_０を包含した偶数周波数成分Ｆ_ｅがコモンモード信号として出現し、他方基本波Ｆ_１＝Ｆ_Ｓを包含した奇数周波数成分Ｆ_ｏは差分信号として出現することである。この回路は１つのインバータであるため、問題となるのは負荷のＡＣ成分のみである。

図７の回路７００を参照すると、ＤＣ負荷成分はコモンモードでありしたがって接地内を流れるために、２つの負荷Ｚ_ＬＤＡとＺ_ＬＤＢを分離している接地を切断することが可能であり、これにより負荷Ｚ_ＬＤＡとＺ_ＬＤＢを１つの単一の負荷７１０に合成する（すなわち、Ｚ_ＬＤ＝Ｚ_ＬＤＡ＋Ｚ_ＬＤＢ＝２Ｚ_{ＬＤ，ＳＥ}とする）ことができる。理論的には、これによって偶数周波数成分においてスイッチインピーダンスＺ_Ｑ１Ａ及びＺ_Ｑ１Ｂに影響が生じ、またその動作に影響が生じる可能性があることに留意されたい。しかし実際上は、Ｌ_３ＡとＣ_３Ａ及びＬ_３ＢとＣ_３Ｂを組み合わせて形成した共振網は、Ｆ_Ｓの第２高調波及びこれより高い高調波を減衰させており、したがって負荷抵抗器を記載のように１つの単一の抵抗器に合成することの影響は最小となる。ＥＦ_２級回路では、第２高調波における任意の影響はＬ_２ｘ−Ｃ_２ｘが形成する第２高調波短絡によってさらに低減される。

図８は、１つの単一の中心タップ付きインダクタ８１０を形成するように組み合わされた第１の共振器網からのｄｃフィードインダクタＬ_１Ａ及びＬ_１Ｂを有する回路８００を表している。Ｌ_１Ａ及びＬ_１Ｂは、結合係数ｋ_１を０と１の間とした実質的に同一結合の巻き線を表している。０＜ｋ_１＜１であるため、偶数周波数成分には巻き線Ｌ_１ｅ＝Ｌ_ｌｋ間の漏れインダクタンスからの寄与が現れ、また奇数周波数成分には漏れインダクタンスと相互インダクタンスの和（Ｌ_１ｏ＝Ｌ_ｌｋ＋Ｌ_Ｍ）が現れる。理想的なケースでは、ｋ_１＝１でありかつその巻き線は完全結合状態（Ｌ_１ｅ＝Ｌ_ｌｋ＝０及びＬ_１ｏ＝Ｌ_Ｍ）である。したがって偶数高調波成分には接地に対して低いインピーダンスが現れると共に、その動作はＤＥ級動作と同一となる。これは望ましいことであるが、こうした良好な結合を実現することは周波数が上昇するに従って現実的でなくなる。このケースでは、適正な動作のために奇数周波数成分にとって必要なインピーダンスが現れるようにＬ_１ｏが設計されており、また偶数周波数成分（特に、第２成分）は他の成分によって制御することが可能である（これについては本明細書の説明から理解されよう）。

Ｌ_１ＡとＬ_１Ｂを結合させることの利点の１つは、その巻き線が共通の磁気コア上にあれば、フラックスの偶数周波数成分がコア内で相殺されることである。これによってＡＣ成分に由来するコア損失が低減され、またＤＣフラックス成分が事実上ゼロとなるためコア内におけるＡＣフラックススイング（ｓｗｉｎｇ）がさらに大きくなり、これによりコアをより小さくすること、したがってインダクタをより小さくすることが可能となる。

本明細書に記載したようにＬ_１ＡとＬ_１Ｂを結合させることの別の利点は、その巻き線が結合されているためその奇数モードインダクタンスが巻き線周回数の超線形（Ｓｕｐｅｒｌｉｎｅａｒ）関数となり、ｋ_１が１に近づくに連れて周回数の２乗に比例する関数に近づくことである。必要な奇数モードインダクタンスはシングルエンド型の場合の２倍であるため、共通のコア上で必要となる周回数は２倍未満である。これによって結合式のインダクタでは、非結合の２つのインダクタと比較してそのサイズと損失の両方が低減される。

図９は、回路９００を備えた本システムの一実施形態を表している。例証を目的として各トランジスタはその回路によって発生させたそれ自体のインピーダンスを有する。本明細書に詳述した修正形態によれば、完全に分離された２つのインバータ回路が存在しておらず、また第２高調波トラップを利用することによれば第２高調波が有効に短絡排除される。各トランジスタの端子位置で見たインピーダンスは同じであることに留意されたい。基本波及び奇数高調波は単一のＣ_２コンデンサのキャパシタンスによる影響を受けないため、インバータ回路を同調させるための機構が提供される。

再度図９を参照するとこの実施形態では、Ｌ_２ＡとＬ_２Ｂを直列に接続しかつこれらの間の中心点をキャパシタンスＣ_２に接続して接地させることによって、Ｃ_２ＡとＣ_２ＢがキャパシタンスＣ_２向けの１つの単一のコンデンサ９１０となるように組み合わせられる。Ｌ_２ＡとＬ_２Ｂが未結合である場合、偶数周波数成分にとってはインダクタンスＬ_２ｅ＝Ｌ_２／２（Ｌ_２＝Ｌ_２Ａ＝Ｌ_２Ｂ）と直列にしたＣ_２からなる接地に対する等価的な直列共振網に見えることになる。奇数周波数成分にはインダクタンスＬ_２ｏ＝Ｌ_２Ａ＋Ｌ_２Ｂからなる等価網に見えることになる。したがって、構成要素の総数を削減する一方で、偶数と奇数の周波数成分に対する網の影響を独立に制御することが可能である。

具体的にはインダクタＬ_２Ａ及びＬ_２Ｂは、第２高調波２Ｆ_Ｓにおける挙動を考慮に入れることを要することなく奇数周波数成分（すなわち、基本波Ｆ_Ｓ及び第３高調波３Ｆ_Ｓ）に関して所望の効果が生成されるように選択される。インダクタ値を選択した後、奇数周波数成分におけるトランジスタインピーダンスに影響を及ぼさずに第２高調波２Ｆ_Ｓにおいて所望の低いインピーダンスが生成されるようにコンデンサＣ_２を調整することが可能である。さらに、ＥＦ２級動作では２Ｆ_Ｓにおいて低いインピーダンスが必要となるため、これがＬ_２Ａ、Ｌ_２Ｂ及びＣ_２からなる網によって生成される。この低いインピーダンスは成分の平衡に関するインピーダンス寄与により受ける影響を無視できることになり、したがって第２高調波におけるインピーダンスに実質的に影響を及ぼさずにこれらの調整が可能である。

図９では明瞭に図示していないが、Ｌ_２Ａ及びＬ_２Ｂは本明細書に記載したＬ_１Ａ及びＬ_１Ｂと同様にして結合させることができる。こうした結合によれば、奇数モードのインダクタンスを増加させかつ偶数モードのインダクタンスを低下させることが可能である。奇数モードインダクタンスを増加させると第２高調波短絡網内の奇数モード電流が減少し、これらの電流に由来する損失が低減される。偶数モードインダクタンスを低下させると第２高調波短絡を実現するためにより大きな値のＣ_２を使用することができ、これが次いでＣ_２に対する電圧ストレスを低減させる。奇数と偶数の高調波に対する独立同調に関する記述がこのケースに当てはまる。

図１０は、同じくＣ_２及びＬ_２の役割を逆転させることが可能なプッシュプル構成１０００の別の実施形態を表しており、またＣ_２ＡとＣ_２Ｂを直列に接続しかつこれらの間の中心点をインダクタンスＬ_２に接続して接地させることによって第２高調波共振器インダクタＬ_２ＡとＬ_２ＢがインダクタンスＬ_２向けの１つの単一のインダクタ１０１０となるように組み合わせられることを表している。偶数周波数成分にはキャパシタンスＣ_２ｅ＝２Ｃ_２（ここで、Ｃ_２＝Ｃ_２Ａ＝Ｃ_２Ｂ）と直列としたＬ_２からなるような接地に対する等価直列共振網に見えることになる。奇数周波数成分には、キャパシタンスＣ_２ｏ＝Ｃ_２／２からなる等価網に見えることになる。これによりしたがって、構成要素の総数を削減する一方で、偶数と奇数の周波数成分に対する網の影響を独立に制御することができる。これによればまた別の設計自由度が可能になるので有利である。

図１１を参照するとインバータについてここに詳細に示しているが、負荷Ｚ_ＬＤを整流器１１１０で置き換えることによってＡＣ出力がＤＣに変換され、このＤＣが次いで負荷Ｒ_ＬＤにパワー供給して、１つのｄｃ−ｄｃコンバータが設計されている。インバータの場合と同様に、シングルエンド型整流器１１１０はプッシュプルバージョンとして実現することができる。

図１２を参照すると、図１１のｄｃ−ｄｃコンバータのインダクタＬ_４Ａ及びＬ_４Ｂが結合されたインダクタ１２１０を備えるように実現されており、これによりインバータ上のＬ_１Ａ及びＬ_１Ｂに関して説明したのと同じ恩恵が得られる。この整流器は１つの共振プッシュプル整流器である。

本明細書で詳細に示したシステムにより提供される独立の共振高調波調整網は多くの用途を有する。例えばこれらの回路及び技法は、医療産業向けのＲＦパワー増幅器内で実現させることが可能である。別の用途としては、効率の向上により動作のコスト削減が提供されるようなＦＭ送信器などの通信伝送に関するものがある。さらに別の用途には、切替え周波数が３００ＭＨｚに至るような医学的な用途や動作が含まれる。

プッシュプルトポロジーなどのｄｃ−ｄｃパワー変換用途においては、その利点は従来の試みの不利な点を最小限にしつつその切替え周波数を高くできることが含まれる。別の特徴は、並列結合のコンデンサと分割用のインダクタを組み合わせることにより構成要素カウントを低減させることを含む。別の態様は、インダクタンス要件をより低くすることにより巻き線数を削減し、これにより銅などの貴重な金属の利用をより少なくすることを含む。さらに、巻き線の数が少なくなるため、漏れインダクタンスが低下すると共に、これを網の一部に組み入れることが可能である。

本システムの利点の幾つかには、新規の構造によってその大きさを２〜１０倍の小型化などさらに小さくしたパワープロセッサの製造性が含まれる。本システムの設計を特徴付ける特徴の１つは、共振網のインダクタ内でｄｃ電流を相殺できることである。別の特徴には、トランジスタに見えるインピーダンスを偶数と奇数の高調波に関して独立に制御できることを含む。また別の特徴には、入力及び出力リップル周波数が２倍になるなど入力及び出力のリップル周波数の増加によってフィルタ処理要件が軽減されることを含む。

本発明の実施形態に関する上の記述は例示及び説明を目的としたものである。これらは、網羅的とすることや本発明を開示した厳密な形式に限定することを意図したものではない。この開示に照らして多くの修正形態や変形形態が可能である。本発明の範囲はこの詳細な説明により限定されるものではなく、添付の特許請求の範囲によって限定するように意図している。

１０ ＥＦ２インバータ
５０ ゲイン
６０ 位相
４００ 整流器入力電圧（シミュレーション値）
４１０ 基本成分
５００ 整流器電圧（シミュレーション値）
５１０ 入力電流
６００ コンバータ回路
６１０ インバータセクション
６２０ インバータセクション
６３０ 切替えセクション
６４０ 切替えセクション
６５０ 共振網セクション
６６０ 負荷
６７０ 電圧源
６８０ 第１高調波共鳴セクション
６８５ 第２高調波共鳴セクション
６９０ 第３高調波共鳴セクション
７００ 回路
７１０ 単一の負荷
８００ 回路
８１０ 中心タップ付きインダクタ
９００ 回路
９１０ 単一のコンデンサ
１０００ 回路
１０１０ 単一のインダクタ
１１１０ 整流器
１２１０ 結合式インダクタ

Claims (21)

1. 共通の接地によって互いに結合させたその各々が１つの切替えセクションを備えた２つの実質的に同一のシングルエンド型ＥＦ₂インバータセクション及び少なくとも１つの負荷に結合された共振網を備えること、
   前記切替えセクションは同じ切替え周波数であるが約１８０度の位相差を伴って切替えられること、
   前記共振網は部分的に共有されると共に、対応する各切替えセクションにより見えるインピーダンスに対して独立に同調されており、これにより切替え周波数の偶数及び奇数成分に関する独立同調が提供されること、
   を含むプッシュプルインバータデバイス。
2. 前記共振網は、第１の共振器セクション、第２の共振器セクション及び第３の共振器セクションを備える、請求項１に記載のデバイス。
3. 前記第２の共振器セクションは１対のインダクタと１つの共有のコンデンサとを備えており、該インダクタは奇数高調波におけるインピーダンスを制御するように調整されており、かつ該共有のコンデンサは奇数高調波におけるインピーダンスに影響を及ぼすことなく偶数高調波におけるインピーダンスを制御するように調整されている、請求項２に記載のデバイス。
4. 前記第２の共振器セクションは１対のコンデンサと１つの共有のインダクタとを備えており、該コンデンサは奇数高調波におけるインピーダンスを制御するように調整されており、かつ該共有のインダクタは奇数高調波におけるインピーダンスに影響を及ぼすことなく偶数高調波におけるインピーダンスを制御するように調整されている、請求項２に記載のデバイス。
5. 前記第１の共振器セクション内の１対のインダクタが１つの中心タップ付きの単一インダクタを形成するように合成されている、請求項２に記載のデバイス。
6. 前記第１のセクション及び前記第２のセクション内の構成要素は同じ値を有する、請求項２に記載のデバイス。
7. ２つのインバータセクションにＡとＢのラベルが付けられると共に、Ｚ_LDを合成負荷とし、Ｚ_LDAをインバータセクションＡの負荷とし、かつＺ_LDBをインバータセクションＢの負荷としたときに前記少なくとも１つの負荷はＺ_LD＝Ｚ_LDA＋Ｚ_LDBとなるように合成されている、請求項１に記載のデバイス。
8. 前記切替えセクションは、１０ＭＨｚ〜３００ＭＨｚの範囲の周波数であるような切替え周波数Ｆ_Sで動作する、請求項１に記載のデバイス。
9. 周波数成分Ｆ_nはコモンモード信号として出現する偶数成分Ｆ_eと差分信号として出現する奇数成分Ｆ_oとになるように分離される、請求項１に記載のデバイス。
10. 前記切替えセクションの各々がトランジスタである、請求項１に記載のデバイス。
11. 共通の接地によって互いに結合させたその各々が１つの共有の同調可能共振網及び１つの切替えセクションを備えた２つの実質的に同一のシングルエンド型ＥＦ₂インバータセクションと少なくとも１つのＡＣ入力とを備えており、該インバータセクションは出力整流器セクションに結合されることによって該ＡＣ入力を少なくとも１つのＤＣ出力に変換していること、
    前記切替えセクションは同じ切替え周波数であるが約１８０度の位相差を伴って切替えられること、
    前記共有の同調可能共振網はそれぞれの切替えセクションにより見えるインピーダンスに対して独立に同調されており、これにより切替え周波数の偶数及び奇数の成分に関する独立同調が提供されること、
    を含むｄｃ−ｄｃコンバータデバイス。
12. 前記整流器セクションが共振プッシュプル整流器セクションである、請求項１１に記載のコンバータ。
13. 前記共振網は、第１の共振器セクション、第２の共振器セクション及び第３の共振器セクションを備える、請求項１１に記載のコンバータ。
14. 前記第２の共振器セクションは１対のインダクタと１つの共有のコンデンサとを備えており、該インダクタは奇数高調波におけるインピーダンスを制御するように調整されており、かつ該共有のコンデンサは奇数高調波におけるインピーダンスに影響を及ぼすことなく偶数高調波におけるインピーダンスを制御するように調整されている、請求項１３に記載のコンバータ。
15. 前記第２の共振器セクションは１対のコンデンサと１つの共有のインダクタとを備えており、該コンデンサは奇数高調波におけるインピーダンスを制御するように調整されており、かつ該共有のインダクタは奇数高調波におけるインピーダンスに影響を及ぼすことなく偶数高調波におけるインピーダンスを制御するように調整されている、請求項１３に記載のコンバータ。
16. 電気的パワーを変換するための方法であって、
    少なくとも１つの電圧源及び少なくとも１つの負荷を提供する工程と、
    共通の接地によって２つのシングルエンド型ＥＦ₂インバータセクションを互いに結合させる工程であって、該インバータセクションは前記電圧源及び前記負荷に結合されており、該インバータセクションは１つのスイッチ及び１つの共有の共振同調網を備える結合工程と、
    前記インバータセクションの各々のインピーダンスを同調させる工程であって、該インピーダンスは偶数高調波に関して１つの値でありかつ奇数高調波に関して１つの値であることによって偶数及び奇数の高調波を同調させている同調工程と、
    を含む方法。
17. インピーダンスを同調させる前記工程は、共有の共振同調網の成分を奇数高調波について調整し、次いで奇数高調波に影響を及ぼさずに偶数高調波に関して調整する工程を含む、請求項１６に記載の方法。
18. 前記シングルエンド型ＥＦ₂インバータセクションは実質的に同一である、請求項１６に記載の方法。
19. 前記切替えセクションは概ね同じ切替え周波数であるが約１８０度の位相差を伴って切替えられている、請求項１６に記載の方法。
20. 前記共有の共振同調網は、第１の共振器セクション、１対のインダクタと１つの共有のコンデンサとを備えており、さらに該インダクタを奇数高調波におけるインピーダンスを制御するように調整し、かつ該共有のコンデンサを奇数高調波におけるインピーダンスに影響を及ぼすことなく偶数高調波におけるインピーダンスを制御するように調整する第２の共振器セクション及び第３の共振器セクションを備える、請求項１６に記載の方法。
21. 前記共有の共振同調網は、第１の共振器セクション、１対のコンデンサと１つの共有のインダクタとを備えており、さらに該コンデンサを奇数高調波におけるインピーダンスを制御するように調整し、かつ該共有のインダクタを奇数高調波におけるインピーダンスに影響を及ぼすことなく偶数高調波におけるインピーダンスを制御するように調整する第２の共振器セクション及び第３の共振器セクションを備える、請求項１６に記載の方法。
    

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