JP4882791B2 - Communication apparatus and weight update method - Google Patents
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Description
本発明は、通信装置及びウェイト更新方法に関するものである。 The present invention relates to a communication device and a weight update method.
マルチアンテナ技術は、無線通信において、送信・受信を複数のアンテナを用いて行うことにより、通信容量、周波数の利用効率、消費電力等の改善を行う技術である。なお、送信側・受信側いずれかのアンテナ数が1つであっても、他方のアンテナ数に応じて通信品質の改善等を行うことが可能である。
また、マルチアンテナ技術に関する用語として、MIMO(Multiple Input Multiple Output)がある。MIMOとは、通信用語として用いられる場合、送信側及び受信側両方が複数のアンテナを用いる通信方式を指すことが多いが、マルチアンテナ技術全般を指して使われることもある。
The multi-antenna technique is a technique for improving communication capacity, frequency utilization efficiency, power consumption, and the like by performing transmission / reception using a plurality of antennas in wireless communication. Even if the number of antennas on either the transmission side or the reception side is one, it is possible to improve the communication quality according to the number of antennas on the other side.
Moreover, there exists MIMO (Multiple Input Multiple Output) as a term regarding the multi-antenna technology. MIMO, when used as a communication term, often refers to a communication scheme in which both the transmission side and the reception side use a plurality of antennas, but may also be used to refer to general multi-antenna technology.
マルチアンテナ信号の処理アルゴリズムによって得られる利点としては、次の4つが挙げられる。
(1)空間ダイバーシチ(Spatial Diversity)
(2)合成利得(Coherent Gain)
(3)干渉波除去(Interference Mitigation)
(4)空間多重(Spatial Multiplexing)
Advantages obtained by the multi-antenna signal processing algorithm include the following four.
(1) Spatial diversity
(2) Synthetic gain
(3) Interference mitigation (Interference Mitigation)
(4) Spatial Multiplexing
前記空間ダイバーシチは、空間的に離れたアンテナを用いることで、マルチパスなどの影響による通信品質の劣化を小さくすることである。
前記合成利得は、受信側・送信側の各アンテナの信号に対して伝搬路の情報(振幅、位相の変化)を利用した重みをかけることで、希望方向からの受信電力と雑音の比を大きくすることである。
The space diversity is to reduce deterioration in communication quality due to the influence of multipath or the like by using spatially separated antennas.
The combined gain increases the ratio of received power and noise from the desired direction by applying a weight using the propagation path information (changes in amplitude and phase) to the signals on the receiving and transmitting antennas. It is to be.
前記干渉波除去は、各アンテナからの受信信号に対して、所望信号以外の到来信号(干渉信号)を打ち消すように重みをかけて合成する。受信アンテナ数よりも一つ小さい数の干渉信号を除去することができる。到来信号の伝搬係数が未知であるならば、なんらかの学習アルゴリズムを用いる必要がある。
前記空間多重は、干渉波除去を応用して同時に複数の通信路を確立する方法である。一人のユーザが複数のアンテナから異なる信号を送信して通信容量を増やす方法と、複数のユーザが同時に通信を行って周波数利用効率を高める方法とがある。後者の方法は、SDMA(Space Division Multiple Access)と呼ばれる。
In the interference wave removal, a received signal from each antenna is combined with a weight so as to cancel an incoming signal (interference signal) other than the desired signal. A number of interference signals smaller than the number of receiving antennas can be removed. If the propagation coefficient of the incoming signal is unknown, some learning algorithm must be used.
The spatial multiplexing is a method of establishing a plurality of communication paths simultaneously by applying interference wave cancellation. There are a method in which a single user transmits different signals from a plurality of antennas to increase the communication capacity, and a method in which a plurality of users simultaneously communicate to increase frequency utilization efficiency. The latter method is called SDMA (Space Division Multiple Access).
さて、近年注目を浴びているマルチアンテナ技術として、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing;直交周波数分割多重)方式を用いたOFDM−MIMOがある。
OFDM方式は、複数の搬送波(サブキャリア)を周波数軸上に多数配置するとともに、複数の搬送波を一部重ならせて周波数利用効率を上げたものである。OFDMは、地上波デジタル放送、無線LANなどの伝送方式に採用されている。
As a multi-antenna technique that has recently attracted attention, there is OFDM-MIMO using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) scheme.
In the OFDM method, a plurality of carrier waves (subcarriers) are arranged on the frequency axis, and the plurality of carrier waves are partially overlapped to improve frequency use efficiency. OFDM is employed in transmission systems such as terrestrial digital broadcasting and wireless LAN.
OFDM−MIMOにおける重要な技術の一つとして、重み(ウェイト)の更新が挙げられる。
例えば、ウェイトは、マルチアンテナ技術において上記(2)の合成利得により、希望波方向からの受信電力と雑音電力の比を大きくして、希望波方向に強い指向性を向ける(ビームフォーミング)場合に用いられる。
なお、ビームフォーミングでは、希望波方向に強い指向性を向けるのに加えて、希望波以外の受信信号による影響を小さくすることもできる。
One important technique in OFDM-MIMO is updating weights.
For example, in the case of the multi-antenna technique, when the ratio of the received power and the noise power from the desired wave direction is increased by the combined gain of (2) above in the multi-antenna technique and strong directivity is directed in the desired wave direction (beam forming) Used.
In beam forming, in addition to directing strong directivity in the desired wave direction, the influence of received signals other than the desired wave can be reduced.
ウェイトは、参照信号を用いて生成される。例えば、OFDMでは、受信側と送信側で既知の信号(パイロット信号)が挿入されているので、このパイロット信号を参照信号として、ウェイトを更新することができる。 The weight is generated using the reference signal. For example, in OFDM, since a known signal (pilot signal) is inserted on the reception side and transmission side, the weight can be updated using this pilot signal as a reference signal.
ウェイトの更新アルゴリズムとしては、LMS(Least Mean Square)、RLS(Recursive Least−Squares)があり、これらが適切に動作した場合には誤差エネルギーを最小化し、(1)〜(4)のすべての利点を得ることができる。 As weight update algorithms, there are LMS (Least Mean Square) and RLS (Recursive Last-Squares). When these operate properly, error energy is minimized, and all advantages (1) to (4) are provided. Can be obtained.
OFDMのパイロット信号は、時間軸方向に所定間隔で配置されているため、パイロット信号を受信する度に、逐次、ウェイトを更新することが可能である。
定常状態(伝搬係数に時間的に変化がない場合)においては、ある程度の回数以上のウェイトの更新を行うことで、ウェイトの計算結果が収束し、干渉信号や雑音信号の影響を小さくすることができる。
Since the OFDM pilot signals are arranged at predetermined intervals in the time axis direction, it is possible to sequentially update the weight each time the pilot signal is received.
In steady state (when there is no temporal change in the propagation coefficient), updating the weight more than a certain number of times can converge the weight calculation result and reduce the influence of interference signals and noise signals. it can.
ウェイトの更新方法については、例えば、特許文献1に記載されている。
図14は、特許文献1の図8の信号配列図を示している。この信号配列図は、OFDM方式による地上デジタルテレビ放送方式の信号配列である。同図では、縦軸をシンボル方向(時間軸方向)iとし、横軸をキャリア方向(周波数軸方向)kとしたキャリア−シンボル空間上のサブキャリア配置を示している。図中の黒丸はスキャッタード・パイロット(Scattered Pilot)SPを示し、白丸はデータ信号(データサブキャリア)を示している。
同図の信号配列の場合、同一のSPキャリア番号kpについては、4シンボル周期でSP信号が繰り返される。
The weight update method is described in
FIG. 14 shows a signal arrangement diagram of FIG. This signal arrangement diagram is a signal arrangement of the digital terrestrial television broadcasting system based on the OFDM system. In the figure, the subcarrier arrangement in the carrier-symbol space is shown in which the vertical axis is the symbol direction (time axis direction) i and the horizontal axis is the carrier direction (frequency axis direction) k. In the figure, black circles indicate scattered pilot SP, and white circles indicate data signals (data subcarriers).
In the case of the signal arrangement shown in the figure, for the same SP carrier number kp, the SP signal is repeated at a cycle of 4 symbols.
特許文献1では、LMSアルゴリズムを適用してウェイトを更新する方法が説明されている。
同文献によれば、あるキャリア番号kpの時刻iにあるSP信号を用いて更新されたウェイトwb kp(i)があるときに、次のウェイトの更新は、同じキャリア番号kpの4シンボル後に位置するSP信号(キャリア番号kp,時刻i+4)を用いてウェイト更新値wb kp(i+4)を算出する。
上記のような更新の仕方は、SP信号を有するどのキャリア番号kpについても同じである。
According to this document, when there is a weight wb kp (i) updated by using an SP signal at time i of a certain carrier number kp, the next weight update is performed 4 symbols after the same carrier number kp. The weight update value wb kp (i + 4) is calculated using the SP signal (carrier number kp, time i + 4).
The updating method as described above is the same for any carrier number kp having an SP signal.
すなわち、特許文献1の更新の仕方は、図15において矢印で示すように、どのキャリア番号kpについても同じであり、ウェイト更新の仕方は一つだけであった。
従来、ウェイト更新の仕方について、適切な考察が行われたことがなく、上記のような単一のウェイト更新方法しか想定されていなかった。 Conventionally, no appropriate consideration has been given to the way of updating weights, and only a single weight updating method as described above has been assumed.
そこで、本発明は、ウェイト更新の仕方を多様化するための新たな技術を提供することを目的とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide a new technique for diversifying the way of updating weights.
本発明は、受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて、信号合成に用いられるウェイトの更新を行う通信装置において、ウェイトの更新に用いられるパイロット信号の順序を制御する順序制御部を備え、前記順序制御部は、ウェイトの更新に用いられるパイロット信号の順序がそれぞれ異なる複数の更新順序ルールを有している。 The present invention provides a communication apparatus that updates weights used for signal synthesis based on pilot signals included in a received signal, and includes a sequence control unit that controls the order of pilot signals used for weight updates, The control unit has a plurality of update order rules in which the order of pilot signals used for updating the weights is different.
上記本発明によれば、順序制御部が、複数の更新順序ルールを実行することができるため、ウェイトの更新の仕方を多様化することができる。 According to the present invention, since the order control unit can execute a plurality of update order rules, the way of updating weights can be diversified.
前記複数の更新順序ルールそれぞれに従った順序制御により得られた複数のウェイトを用いて信号合成を行うように構成されているのが好ましい。この場合、複数の更新順序ルールにより得られた複数のウェイトを利用して、信号合成を行うことで、単一の更新順序ルールの場合よりも、適切な出力を得ることが可能となる。 It is preferable that signal synthesis is performed using a plurality of weights obtained by order control according to each of the plurality of update order rules. In this case, by performing signal synthesis using a plurality of weights obtained by a plurality of update order rules, it is possible to obtain a more appropriate output than in the case of a single update order rule.
前記複数の更新順序ルールそれぞれに従った順序制御により得られた複数のウェイトを合成した合成ウェイトを生成するウェイト合成部と、前記合成ウェイトから、データ信号用のウェイトを補間するウェイト補間部と、前記ウェイト補間部で得られたデータ信号用のウェイトを、受信したデータ信号に乗じて出力信号を得るウェイト乗算部と、を備えているのが好ましい。この場合、複数のウェイトを合成した合成ウェイトによって、適切な出力信号を得ることができる。 A weight combining unit that generates a combined weight by combining a plurality of weights obtained by order control according to each of the plurality of update order rules, a weight interpolation unit that interpolates a weight for a data signal from the combined weight, It is preferable that a weight multiplier for multiplying the received data signal by the weight for the data signal obtained by the weight interpolator to obtain an output signal is provided. In this case, an appropriate output signal can be obtained by a combined weight obtained by combining a plurality of weights.
前記ウェイト合成部は、複数のウェイトを重み付けして合成するのが好ましい。この場合、より適切な合成ウェイトを得ることが可能である。 Preferably, the weight combining unit weights and combines a plurality of weights. In this case, it is possible to obtain a more appropriate composite weight.
前記複数の更新順序ルールそれぞれに従った順序制御により得られた複数のウェイトそれぞれから、データ信号用のウェイトを補間する複数のウェイト補間部と、複数のウェイト補間部で得られた複数のデータ信号用のウェイトそれぞれを、受信したデータ信号に乗じて、複数の出力信号を得るための複数のウェイト乗算部と、複数の出力信号を合成して合成出力信号を得る出力合成部と、を備えているのが好ましい。この場合、複数の出力信号を合成して、適切な出力信号を得ることができる。 A plurality of weight interpolation units for interpolating data signal weights from a plurality of weights obtained by order control according to the plurality of update order rules, and a plurality of data signals obtained by the plurality of weight interpolation units. A plurality of weight multiplying units for multiplying each received weight by the received data signal to obtain a plurality of output signals, and an output combining unit for combining the plurality of output signals to obtain a combined output signal. It is preferable. In this case, an appropriate output signal can be obtained by combining a plurality of output signals.
前記出力合成部は、複数の出力信号を重み付けして合成するのが好ましい。この場合、より適切な合成出力信号を得ることができる。 It is preferable that the output synthesis unit weights and synthesizes a plurality of output signals. In this case, a more appropriate combined output signal can be obtained.
前記複数の更新順序ルールそれぞれに従った順序制御により得られた複数のウェイトを用いて、データ信号用のウェイトを補間するウェイト補間部と、前記ウェイト補間部で得られたデータ信号用のウェイトを、受信したデータ信号に乗じて出力信号を得るウェイト乗算部と、を備えているのが好ましい。この場合、複数のウェイトから、適切なウェイト補間を行うことができる。 A weight interpolation unit that interpolates data signal weights using a plurality of weights obtained by order control according to each of the plurality of update order rules, and a data signal weight obtained by the weight interpolation unit. And a weight multiplying unit that multiplies the received data signal to obtain an output signal. In this case, appropriate weight interpolation can be performed from a plurality of weights.
前記ウェイト補間部は、データ信号用のウェイト補間する際に用いる複数のウェイトに重み付けをして補間するのが好ましい。この場合、より適切なウェイト補間を行うことができる。 It is preferable that the weight interpolation unit weights and interpolates a plurality of weights used for weight interpolation for data signals. In this case, more appropriate weight interpolation can be performed.
他の観点からみた本発明は、受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて、信号合成に用いられるウェイトを更新する方法であって、受信信号に対し、ウェイトの更新に用いられるパイロット信号の順序がそれぞれ異なる複数の更新順序ルールを適用して、複数のウェイトを得ることを特徴とする。 Another aspect of the present invention is a method for updating weights used for signal synthesis based on a pilot signal included in a received signal, and the order of pilot signals used for updating weights with respect to the received signal is A plurality of weights are obtained by applying a plurality of different update order rules.
上記更新方法によれば、異なる複数の更新順序ルールによって、複数のウェイトを得ることができる。 According to the update method, a plurality of weights can be obtained by a plurality of different update order rules.
本発明によれば、ウェイトの更新の仕方を多様化することができる According to the present invention, it is possible to diversify how to update weights.
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
本実施形態では、通信方式としてWiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access, IEEE802.16)を例として説明する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
In the present embodiment, WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access, IEEE 802.16) will be described as an example of a communication method.
図1は、WiMAXにおいて採用されているOFDMのサブキャリア配置を示している。OFDMは、周波数多重方式の一種であり、周波数軸上で直交するように多数配置された搬送波(サブキャリア)にQAM変調をかけ、デジタル情報の伝送を行う通信方式である。 FIG. 1 shows an OFDM subcarrier arrangement employed in WiMAX. OFDM is a type of frequency multiplexing method, and is a communication method in which digital information is transmitted by applying QAM modulation to a large number of carriers (subcarriers) arranged so as to be orthogonal on the frequency axis.
OFDMのサブキャリアには、データサブキャリア(Data Sub−Carrier)、パイロットサブキャリア(Pilot Sub−Carrier)、ヌルサブキャリア(Null Sub−Carrier)の3種類がある。
データサブキャリア(データ信号)は、データや制御用メッセージを送信するためのサブキャリアであある。パイロットサブキャリアは、受信側及び送信側で既知の信号(パイロット信号)であり、伝搬係数推定に用いられたり、ウェイト更新の参照信号として用いられたりする。
There are three types of OFDM subcarriers: a data subcarrier (Data Sub-Carrier), a pilot subcarrier (Pilot Sub-Carrier), and a null subcarrier (Null Sub-Carrier).
The data subcarrier (data signal) is a subcarrier for transmitting data and a control message. The pilot subcarrier is a known signal (pilot signal) on the reception side and the transmission side, and is used for propagation coefficient estimation or as a reference signal for weight update.
ヌルサブキャリアは、実際には何も送信されないサブキャリアであり、低周波数域側のガードサブバンド(ガードサブキャリア)、高周波数域側のガードサブバンド(ガードサブキャリア)、及びDCサブキャリア(中心周波数サブキャリア)によって構成されている。 A null subcarrier is a subcarrier in which nothing is actually transmitted, and a guard subband on the low frequency side (guard subcarrier), a guard subband on the high frequency side (guard subcarrier), and a DC subcarrier ( Center frequency subcarrier).
図2は、ヌルサブキャリアを除いたデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアの2次元配置を示している。図2において、横軸は周波数軸であり、縦軸は時間軸である。
図2の横軸のl(1〜L)はサブキャリア番号を示している。サブキャリア番号は、ヌルサブキャリアを除くサブキャリアについて、周波数の小さい順に番号を付したものである。なお、ヌルサブキャリアを含めた全サブキャリアの数を1024とした場合、データサブキャリア及びパイロットサブキャリアの総数Lは、840となる。
図2の縦軸のkは、シンボル番号を示している。シンボル番号は、到来時間の早い順にシンボルに番号を付したものである。
FIG. 2 shows a two-dimensional arrangement of data subcarriers and pilot subcarriers excluding null subcarriers. In FIG. 2, the horizontal axis is the frequency axis, and the vertical axis is the time axis.
1 (1-L) on the horizontal axis in FIG. 2 indicates the subcarrier number. The subcarrier number is a number in which the subcarriers excluding the null subcarrier are numbered in ascending order of frequency. When the number of all subcarriers including null subcarriers is 1024, the total number L of data subcarriers and pilot subcarriers is 840.
K on the vertical axis in FIG. 2 indicates a symbol number. The symbol number is a number assigned to symbols in order of arrival time.
なお、図2では、シンボル方向(時間軸方向)に3個×周波数軸方向に4個の計12個のサブキャリアによって1つのタイル構造を構成している。タイルは、ユーザ割当の際の最小単位となるものである。
タイルの四隅には、パイロットサブキャリアが配置され、タイル内の他のサブキャリアはデータサブキャリアとされている。
図2に示すように、上記タイルが時間軸方向及び周波数軸方向に規則的に並んでいる。この結果、パイロットサブキャリアは、複数の周波数軸方向位置に存在するとともに、複数の時間軸方向位置に存在する。
In FIG. 2, one tile structure is configured by a total of 12 subcarriers, 3 in the symbol direction (time axis direction) and 4 in the frequency axis direction. A tile is a minimum unit for user allocation.
Pilot subcarriers are arranged at the four corners of the tile, and the other subcarriers in the tile are data subcarriers.
As shown in FIG. 2, the tiles are regularly arranged in the time axis direction and the frequency axis direction. As a result, pilot subcarriers exist at a plurality of positions in the frequency axis direction and exist at a plurality of positions in the time axis direction.
図3は、本実施形態に係る通信装置の機能ブロックを示している。この通信装置1としては、主に基地局を想定する。この通信装置1は、複数のアンテナ素子11を有し、フィルタリング処理部14によって、空間フィルタリング特性を適応的に制御するアダプティブアレーアンテナシステムを構成している。
FIG. 3 shows functional blocks of the communication apparatus according to the present embodiment. As this
通信装置1は、各アンテナ素子11に対応してRF(Radio Frequency)部12及びFFT部13が設けられている。RF部12は、送信側で付加されたガードインターバルの除去やA/D変換などの処理を行う。FFT部では、直列/並列変換や離散フーリエ変換などの処理を行う。
各FFT部13の出力(マルチアンテナ信号)は、フィルタリング処理部14に与えられる。フィルタリング処理部14では、伝搬環境に応じた空間フィルタリング特性を適応的に求める。
The
The output (multi-antenna signal) of each
図3には、通信装置1が通信しようとしている移動局(希望局)2以外に、干渉源となる干渉局(移動局)3,4を示した。希望局及び干渉局3,4の総数はM個とする。
希望局2及び干渉局3,4は、それぞれ、並列/直列変換や逆離散フーリエ変換などの処理を行うIFFT部21,31,41と、ガードインターバルの付加やD/A変換などの処理を行うRF部22,32,42と、アンテナ素子23,33,43を備えている。
In FIG. 3, in addition to the mobile station (desired station) 2 with which the
The desired
送信側通信装置2,3,4と受信側通信装置1との間の伝搬路は、フェージング伝搬路となっている。サブキャリアは、フェージング伝搬路を通過すると、その振幅と位相が変化する。変化量は、サブキャリアの位置(時間軸方向位置と周波数軸方向位置)によって変わる。
The propagation path between the transmission
受信側通信装置1の前記フィルタリング処理部14は、各アンテナ素子11に対応する各FTT部からの出力信号に対して適当なウェイトをかけて合成し、各サブキャリアにおける所望信号を抽出して、出力信号として出力する。
図4は、図3における所望信号、出力信号、受信信号(厳密には、通信装置1のアンテナ素子11に対応するFFT部13からの信号)の関係を示すフィルタリングモデルを示している。
The
4 shows a filtering model showing the relationship between the desired signal, the output signal, and the received signal (strictly speaking, the signal from the
図4において、kはシンボル番号、lはサブキャリア番号を示す。また、Mは所望信号及び干渉信号の数を示す。
雑音信号Z(k,l)は、各アンテナ素子11における雑音を表す複素N×1ベクトルである。
受信信号X(k,l)は、各アンテナ素子11に対応するFFT部からの出力からなる複素N×1ベクトルである。
伝達関数Hm(k,l)(m=1〜M)は、各信号の各サブキャリアが、アンテナ素子数Nのフェージング伝搬路で受ける振幅と位相の変化を並べた複素N×1ベクトルである。
ウェイトW(k,l)は、受信信号の各要素に対して掛ける複素数重みの複素共役を並べたN×1ベクトルである。図4において、上付のHは、複素共役転置を表す。また、以下において、上付のTは転置を表す。
In FIG. 4, k indicates a symbol number, and l indicates a subcarrier number. M represents the number of desired signals and interference signals.
The noise signal Z (k, l) is a complex N × 1 vector representing noise in each
The received signal X (k, l) is a complex N × 1 vector composed of the output from the FFT unit corresponding to each
The transfer function H m (k, l) (m = 1 to M) is a complex N × 1 vector in which changes in amplitude and phase that each subcarrier of each signal receives in a fading propagation path with N antenna elements are arranged. is there.
The weight W (k, l) is an N × 1 vector in which complex conjugates of complex weights to be multiplied for each element of the received signal are arranged. In FIG. 4, the superscript H represents a complex conjugate transpose. In the following, the superscript T represents transposition.
図4の各信号の関係は、式(1)(2)のように表される。
前記フィルタリング処理部14の目的は、干渉信号の影響を受けている受信信号X(k,l)から所望信号S1(k,l)だけを推定することである。
図5にフィルタリング処理部14の詳細を示している。フィルタリング処理部14は、受信信号X(k,l)を逐次的に保存する第1バッファ(受信信号記憶部;受信パイロット信号記憶部)141を備えている。第1バッファ141に蓄えられた受信信号X(k,l)は、ウェイト乗算部142に与えられる。ウェイト乗算部142は、受信信号(データサブキャリア)X(k,l)にウェイト(合成ウェイト)W(k,l)を乗じて、合成した出力信号Y(k,l)=W(k,l)HX(k,l)を出力する。
The purpose of the
FIG. 5 shows details of the
また、第1バッファ141の受信信号(パイロットサブキャリア)X(k,l)は、ウェイトの更新に用いるため、ウェイト計算部143に与えられる。第1バッファ141に記憶している受信信号は、ウェイト乗算部142及びウェイト計算部143で使われなくなると随時消去される。
第1バッファ41で受信信号を蓄積しておくことで、本実施形態のように様々な方向にウェイト更新を行うとともに複数のウェイト更新を行っても容易に対応できる。
Further, the received signal (pilot subcarrier) X (k, l) of the
By accumulating received signals in the
ウェイト計算部143は、別個独立にウェイト更新を行うP個(複数個)のウェイト計算部143−1〜143−Pを有している。
それぞれのウェイト計算部143−1〜143−Pでは、受信信号に含まれるパイロットサブキャリアを用いた更新処理により、それぞれ、ウェイトの更新を行う。各ウェイト計算部143−1〜143−Pによって得られたP個(複数個)のウェイトW1(k,l)〜WP(k,l)は、ウェイト合成部147へ与えられる。
なお、ウェイト計算部の詳細は後述する。
The
Each of the weight calculation units 143-1 to 143-P updates the weight by an update process using pilot subcarriers included in the received signal. P weights W 1 (k, l) to W P (k, l) obtained by the respective weight calculation units 143-1 to 143-P are given to the
Details of the weight calculation unit will be described later.
ウェイト合成部147は、各ウェイト計算部143−1〜143−Pから出力された複数のウェイトW1(k,l)〜WP(k,l)を合成して、合成ウェイトW(k,l)を生成し、この合成ウェイトW(k,l)を、第2バッファ144へ与える。
このウェイト合成部147の詳細についても後述する。
The
Details of the
第2バッファ(ウェイト記憶部;合成ウェイト記憶部)144は、ウェイト合成部147によって合成された各パイロットサブキャリアの位置でのウェイトW(k,l)を逐次的に保存する。第2バッファ144の更新ウェイトは、後述のウェイト補間部145において使用されなくなると随時消去される。
The second buffer (weight storage unit; combined weight storage unit) 144 sequentially stores the weight W (k, l) at the position of each pilot subcarrier combined by the
ウェイト補間部145は、パイロットサブキャリア位置でのウェイトを用いて、データサブキャリア位置でのウェイトW(k,l)を補間する。補間して得られたウェイトW(k,l)はウェイト乗算部142に与える。
図6は、ウェイト補間の一例を示している。図6の例では、タイル単位での線形補間を行う。具体的には、図6(b)に示すタイルのパイロットサブキャリア位置でのウェイトW1,W4,W9,W12に対して、図6(a)に示す演算を行うことにより、データサブキャリア位置でのウェイトW2,W3,W5,W6,W7,W8,W10,W11を算出する。
この演算をすべてのタイルについて行うことで、全データサブキャリア位置でのウェイトを算出することができる。
The
FIG. 6 shows an example of weight interpolation. In the example of FIG. 6, linear interpolation is performed in tile units. Specifically, by performing the calculation shown in FIG. 6A on the weights W 1 , W 4 , W 9 , and W 12 at the pilot subcarrier positions of the tile shown in FIG. Weights W 2 , W 3 , W 5 , W 6 , W 7 , W 8 , W 10 , W 11 at the subcarrier position are calculated.
By performing this calculation for all tiles, weights at all data subcarrier positions can be calculated.
[ウェイト計算部によるウェイト更新処理]
本実施形態のウェイト計算部143−1〜143−Pは、それぞれ、RLSアルゴリズムによってウェイトを更新するように構成されている。ただし、他のアルゴリズム、例えば、LMSアルゴリズムやSMIアルゴリズムを用いても良い。
[Weight update processing by weight calculator]
Each of the weight calculation units 143-1 to 143-P of the present embodiment is configured to update the weights by the RLS algorithm. However, other algorithms such as an LMS algorithm or an SMI algorithm may be used.
各ウェイト計算部143−1〜143−Pは、受信信号中のパイロットサブキャリアX(k,l)と、対応する所望信号の参照信号(パイロットサブキャリア)S(k,l)と、ウェイト更新パラメータPと、を用いて、現在のウェイトWi(kprev,lprev)を新たなウェイトWi(k,l)に更新する。なお、iは、1〜Pまでの整数である。 Each weight calculation unit 143-1 to 143-P includes pilot subcarriers X (k, l) in the received signal, reference signals (pilot subcarriers) S (k, l) corresponding to the desired signals, and weight updates. The current weight W i (k prev , l prev ) is updated to a new weight W i (k, l) using the parameter P. Note that i is an integer from 1 to P.
RLSアルゴリズムによるウェイト更新演算式は、下記式(3)(4)のとおりである。なお、ウェイト計算部143では、式(4)で用いられるパラメータPiの更新値Pinextも算出する。Piの更新演算式は、下記式(5)のとおりである。
図7は、ウェイト計算部143−1〜143−Pの詳細を示している。なお、複数のウェイト計算部の構成は、それぞれ共通している。
図7に示すように、各ウェイト計算部143−1〜143−Pは、上記式(3)〜(5)に基づくウェイト更新を行うウェイト更新部143aを有している。上記式(3)〜(5)で用いられる値のうち、パイロットサブキャリアX(k,l)は、順序制御部146を介して、第1バッファ141から取得される。
FIG. 7 shows details of the weight calculation units 143-1 to 143-P. The configuration of the plurality of weight calculation units is common to each other.
As illustrated in FIG. 7, each of the weight calculation units 143-1 to 143-P includes a
また、所望信号の参照信号(パイロットサブキャリア)S(k,l)は、参照信号生成部143bによって生成され、ウェイト更新部143aに与えられる。ウェイト更新パラメータPi(N×N行列)は、第4バッファ(ウェイト更新パラメータ記憶部)143cに保存されており、ウェイト更新部143aは、当該第4バッファ143cからパラメータPiを取得する。また、ウェイト更新部143aによって更新されたパラメータPinextは、第4バッファ143cに更新保存され、次回のウェイト更新時のパラメータPiとして用いられる。
Further, the reference signal (pilot subcarrier) S (k, l) of the desired signal is generated by the reference
また、上記式(4)(5)におけるαは、忘却係数であり、0〜1の間の値をとる。αの値を調整することによって、周波数軸方向、時間軸方向に対する伝達関数の変動への追従特性を調整することができる。 Moreover, (alpha) in said Formula (4) (5) is a forgetting factor, and takes the value between 0-1. By adjusting the value of α, it is possible to adjust the follow-up characteristic to the variation of the transfer function in the frequency axis direction and the time axis direction.
ウェイト更新部143aによって、上記式(3)に従い更新されたウェイトWi(k,l)は、第3バッファ(ウェイト記憶部)143dに逐次的に保存される。第3バッファ143dに記憶されているウェイトWi(k,l)は、ウェイト更新部143aで次回ウェイト更新に用いられる。また、第3バッファ143dに記憶されているウェイトWi(k,l)は、ウェイト合成部147において、同じパイロットサブキャリア位置(k,l)での他のウェイトと合成するために用いられる。
The weights W i (k, l) updated by the
複数の第3バッファ143dによって、複数のウェイトW1(k,l)〜WP(k,l)を保存しておくことにより、あるパイロットサブキャリア位置でのウェイトが得られるタイミングが、複数のウェイト更新部143aにおいて異なっていても、ウェイト合成部147は、容易にウェイトを合成することができる。
なお、第3バッファ143dに保存されているウェイトは、ウェイト合成部147において使われなくなると消去される。
By storing a plurality of weights W 1 (k, l) to W P (k, l) by a plurality of
The weight stored in the
[ウェイト更新順序制御]
前述のように、各ウェイト更新部143aは、それぞれ、順序制御部146を介して、第1バッファ141から受信信号(パイロットサブキャリア)X(k,l)を取得する。
順序制御部146は、第1バッファ141に保存されている受信信号の中から、パイロットサブキャリアを分離して抽出する。
そして、順序制御部146は、複数のウェイト更新部143aがウェイト更新に用いるパイロットサブキャリアの順序を制御する。具体的には、順序制御部146は、分離したパイロットサブキャリアを、各ウェイト更新部143aが、ウェイト更新に用いる順番に並べ替える。そして、順序制御部146は、並び替えたパイロットサブキャリアを、並び替えた順番で、それぞれのウェイト更新部143aに与える。
[Weight update order control]
As described above, each
The
Then, the
ここで、順序制御部146は、パイロットサブキャリアの並び替えルール(以下、「更新順序ルール」という)を複数有している。順序制御部146は、各ルールに従った順序制御を実行することができる。
順序制御部146は、更新順序ルールとして、ウェイト更新部143aの数(P個)に対応した数(P個)のルールを備えている。これらのルールは、パイロットサブキャリアの並び替えの仕方が異なる。すなわち、複数のルールは、それぞれ、更新の仕方が異なるものである。
Here,
The
順序制御部146は、当該ルールに従って、各ウェイト更新部143aに与えるパイロットサブキャリアの並び替えを行う。したがって、各ウェイト更新部143aは、それぞれ、パイロットサブキャリアを異なる順番でウェイト更新に用いる。
なお、更新順序ルールは、伝搬環境に応じて動的に変更することも可能である。
The
Note that the update order rule can be dynamically changed according to the propagation environment.
図8は、更新順序ルールが2つの場合、すなわちP=2の場合、のウェイト更新例を示している。図8の例では、周波数軸方向に多く更新する第1更新順序ルールと、時間軸方向に多く更新する第2更新順序ルールとがある。 FIG. 8 shows an example of weight update when there are two update order rules, that is, when P = 2. In the example of FIG. 8, there are a first update order rule that is updated in the frequency axis direction and a second update order rule that is updated in the time axis direction.
第1更新順序ルールでは、まず、図8のD11方向への更新を行う。すなわち、同一シンボル(同一時間k=1)において周波数軸方向にある複数のパイロットサブキャリアを対象(1,1)〜(1,L)として、周波数の小さいパイロットサブキャリアから順番に用いてウェイト更新を行う(周波数軸方向更新制御D1)。なお、周波数軸方向制御D11の移動幅は、L(=840)サブキャリア分である。 In the first update order rule, first, update in the direction D11 in FIG. 8 is performed. That is, a plurality of pilot subcarriers in the frequency axis direction at the same symbol (same time k = 1) are targeted (1, 1) to (1, L), and weight updating is performed using pilot subcarriers in ascending order of frequency. (Frequency axis direction update control D1). The movement width of the frequency axis direction control D11 is L (= 840) subcarriers.
前記周波数軸方向更新制御D11を行って、最大のサブキャリア番号Lを持つパイロットサブキャリア(1,L)まできたら、次に、図8のD12方向への更新を行う。すなわち、(1,L)の位置から時間軸方向へ移動し、時間軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリア(3,L)をウェイト更新に用いる(時間軸方向更新制御1D2)。なお、時間軸方向更新の移動幅(パイロット間隔)は、2シンボル分である。 When the frequency axis direction update control D11 is performed and the pilot subcarrier (1, L) having the largest subcarrier number L is reached, update in the direction D12 in FIG. That is, it moves in the time axis direction from the position (1, L), and the next pilot subcarrier (3, L) in the time axis direction is used for weight update (time axis direction update control 1D2). Note that the movement width (pilot interval) for time axis direction update is two symbols.
時間軸方向更新制御D12後は、図8のD13方向への更新を行う。すなわち、同一シンボル(同一時間)における周波数の大きいパイロットサブキャリアから順に、ウェイト更新に用いる(周波数軸方向更新制御D13)。換言すると、前記更新制御とは逆方向にウェイト更新を行う。なお、周波数軸方向更新制御D13の移動幅は、L(=840)サブキャリア分である。 After the time axis direction update control D12, the update is performed in the direction D13 of FIG. That is, it is used for weight update in order from the pilot subcarrier having the highest frequency in the same symbol (same time) (frequency axis direction update control D13). In other words, weight update is performed in the opposite direction to the update control. Note that the movement width of the frequency axis direction update control D13 is L (= 840) subcarriers.
前記周波数軸方向更新制御D13を行って、最小のサブキャリア番号1を持つパイロットサブキャリア(3,1)まできたら、図8のD14方向への更新を行う。すなわち、(3,1)の位置から時間軸方向へ移動し、時間軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリア(4,1)をウェイト更新に用いる(時間軸方向更新制御D14)。なお、時間軸方向更新制御D14の移動幅(パイロット間隔)は、1シンボル分である。
時間軸方向更新制御D14後は、前記周波数軸方向更新D11を行い、上記処理D11〜D14を繰り返す。
When the frequency axis direction update control D13 is performed and the pilot subcarrier (3, 1) having the
After the time axis direction update control D14, the frequency axis direction update D11 is performed, and the above processes D11 to D14 are repeated.
一方、第2更新順序ルールでは、まず、図8のD21方向への更新を行う。すなわち、同一サブキャリア(同一サブキャリア番号=1)において、時間軸方向に複数存在するパイロットサブキャリア(1,1)〜(k,1)を対象として、シンボル番号の小さいパイロットサブキャリアから順番に用いてウェイト更新を行う(時間軸方向更新制御D21)。 On the other hand, in the second update order rule, first, update in the direction D21 in FIG. 8 is performed. That is, in the same subcarrier (same subcarrier number = 1), a plurality of pilot subcarriers (1, 1) to (k, 1) existing in the time axis direction are targeted in order from the pilot subcarrier having the smallest symbol number. To update the weight (time axis direction update control D21).
なお、1回の時間軸方向更新制御D21の移動幅(時間方向の移動幅)は、任意の長さでよいが、例えば、1フレーム(サブフレーム)分のシンボル長とすることができる。
WiMAXでは、1基本フレームは、アップリンクサブフレームとダウンリンクサブフレームを含み、基地局は、アップリンクサブフレームを受け取る。このアップリンクサブフレームは、15シンボルで構成されている。したがって、1回の時間軸方向更新制御D21での移動幅は、最大15シンボル分とするのが好ましい。
Note that the movement width (movement width in the time direction) of one time axis direction update control D21 may be an arbitrary length, but may be, for example, a symbol length for one frame (subframe).
In WiMAX, one basic frame includes an uplink subframe and a downlink subframe, and the base station receives the uplink subframe. This uplink subframe is composed of 15 symbols. Therefore, it is preferable that the movement width in one time axis direction update control D21 is a maximum of 15 symbols.
前記時間軸方向更新制御D21を行って、所定のシンボル番号=kのパイロットサブキャリア(k,1)まできたら、次に周波数方向D22への更新を行う。すなわち、(k,1)の位置から周波数軸方向へ移動し、周波数軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリア(k,4)をウェイト更新に用いる(周波数軸方向更新制御D2)。なお、周波数軸方向更新制御D22の移動幅は、サブキャリア3個分である。 When the time axis direction update control D21 is performed and the pilot subcarrier (k, 1) of the predetermined symbol number = k is reached, the update in the frequency direction D22 is performed next. That is, it moves in the frequency axis direction from the position (k, 1), and the next pilot subcarrier (k, 4) in the frequency axis direction is used for weight update (frequency axis direction update control D2). Note that the movement width of the frequency axis direction update control D22 is equal to three subcarriers.
周波数軸方向更新制御D22後は、図8のD23方向への更新を行う。すなわち、同一サブキャリア(同一サブキャリア番号=4)において、時間軸方向に複数存在するパイロットサブキャリア(k,4)〜(1,4)を対象として、シンボル番号の大きいパイロットサブキャリアから順番に用いてウェイト更新を行う(時間軸方向更新制御D23)。 After the frequency axis direction update control D22, the update is performed in the direction D23 of FIG. That is, in the same subcarrier (same subcarrier number = 4), a plurality of pilot subcarriers (k, 4) to (1, 4) existing in the time axis direction are targeted in order from the pilot subcarrier having the largest symbol number. To update the weight (time axis direction update control D23).
なお、1回の時間軸方向更新制御D23の移動幅(時間方向の移動幅)も、任意の長さでよいが、最大で、1フレーム(サブフレーム)分のシンボル長(15シンボル分)が好ましい。 Note that the movement width (movement width in the time direction) of one time axis direction update control D23 may be an arbitrary length, but the maximum symbol length (15 symbols) for one frame (subframe). preferable.
時間軸方向更新制御D23を行って、最小のシンボル番号1を持つパイロットサブキャリア(1,4)まできたら、図8のD24方向への更新を行う。すなわち、(1,4)の位置から時間軸方向へ移動し、周波数軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリア(1,5)をウェイト更新に用いる(周波数軸方向更新制御D24)。なお、周波数軸方向更新の移動幅は、サブキャリア1個分である。
周波数軸方向更新制御D24後は、前記時間軸方向更新制御D21を行い、上記処理D1〜D24を繰り返す。なお、D4方向への更新が行えなくなったら、シンボル番号kよりも時間的に後にある次のk個のシンボルを用いて同様に更新を行えばよい。
When the time axis direction update control D23 is performed and the pilot subcarrier (1, 4) having the
After the frequency axis direction update control D24, the time axis direction update control D21 is performed, and the above processes D1 to D24 are repeated. If updating in the D4 direction cannot be performed, updating may be performed in the same manner using the next k symbols that are temporally after the symbol number k.
前記第1更新順所ルールでは、周波数軸方向へ移動して行われる更新の方が、時間軸方向へ移動して行われる更新よりも多くなされる。したがって、各サブキャリアの位置における伝搬係数の相互相関を考えたときに、周波数軸方向のサブキャリア間での相互相関が時間軸方向での相互相関よりも大きい場合には、適切なウェイトが早期に得られる。 In the first update order rule, the update performed by moving in the frequency axis direction is performed more than the update performed by moving in the time axis direction. Therefore, when considering the cross-correlation of propagation coefficients at the position of each subcarrier, if the cross-correlation between subcarriers in the frequency axis direction is larger than the cross-correlation in the time axis direction, an appropriate weight is given early. Is obtained.
一方、前記第2更新順序ルールでは、時間軸方向へ移動して行われる更新の方が、周波数軸方向へ移動して行われる更新よりも多くなされる。したがって、各サブキャリアの位置における伝搬係数の相互相関を考えたときに、時間軸方向のサブキャリア間での相互相関が周波数軸方向での相互相関よりも大きい場合には、適切なウェイトが早期に得られる。 On the other hand, in the second update order rule, the update performed by moving in the time axis direction is performed more than the update performed by moving in the frequency axis direction. Therefore, when considering the cross-correlation of propagation coefficients at the position of each subcarrier, if the cross-correlation between subcarriers in the time axis direction is larger than the cross correlation in the frequency axis direction, an appropriate weight is given early. Is obtained.
[伝搬係数の相互相関とウェイト更新との関係について]
伝搬係数の相互相関は、周波数軸方向の方が大きい場合と、時間軸方向の方が大きい場合がある。例えば、基地局の通信相手である移動局が高速移動している場合には、時々刻々と伝搬環境が変化するため、時間軸方向の相互相関が低くなり、相対的に周波数方向の相互相関の方が大きくなる。
一方、移動局が低速又は停止している場合には、時間が推移しても伝搬環境にはほとんど変化がないため、時間軸方向の方が、相互相関が大きくなる。
この点につき、以下詳述する。
[Relationship between cross-correlation of propagation coefficients and weight update]
The cross-correlation of propagation coefficients may be larger in the frequency axis direction and larger in the time axis direction. For example, when the mobile station that is the communication partner of the base station is moving at high speed, the propagation environment changes from moment to moment, so the cross-correlation in the time axis direction becomes lower and the cross-correlation in the frequency direction becomes relatively lower. Will be bigger.
On the other hand, when the mobile station is slow or stopped, there is almost no change in the propagation environment even if the time changes, so the cross-correlation becomes larger in the time axis direction.
This will be described in detail below.
図9は、WiMAX Uplink PUSCのサブキャリアの2次元配列を示している。このサブキャリア配列上の各パイロットサブキャリア位置における伝搬係数hA,hB,hC,hD,hEの相関係数を下記条件により算出した。
中心周波数:2600MHz
ドップラー周波数:(1)7.2Hz,(2)288Hz
遅延分散:(a)0.37μsec (b)2.2μsec
FIG. 9 shows a two-dimensional arrangement of subcarriers of WiMAX Uplink PUSC. The correlation coefficients of the propagation coefficients h A , h B , h C , h D , h E at each pilot sub carrier position on this sub carrier arrangement were calculated under the following conditions.
Center frequency: 2600MHz
Doppler frequency: (1) 7.2 Hz, (2) 288 Hz
Delay dispersion: (a) 0.37 μsec (b) 2.2 μsec
なお、ドップラー周波数(1)7.2Hzは、移動局の移動速度が3km/hの場合、ドップラー周波数(2)288Hzは、移動局の移動速度が120km/hの場合に相当する。
遅延分散(a)0.37μsecは、ITU−R M.1225 Vehicular ch.Aの値であり平均的な遅延分散を示す。遅延分散(b)2.2μsecは、ITU−R M.1225 Vehicular ch.Bの値であり、建物等が多く遅延分散が大きい場合を示している。
上記(1)と(a)の組み合わせが、想定される平均的な環境であり、上記(2)(b)の組み合わせが想定環境の中で最悪に近い場合である。
The Doppler frequency (1) 7.2 Hz corresponds to the case where the moving speed of the mobile station is 3 km / h, and the Doppler frequency (2) 288 Hz corresponds to the case where the moving speed of the mobile station is 120 km / h.
Delay dispersion (a) 0.37 μsec is determined by ITU-R M.I. 1225 Vehicular ch. This is the value of A and indicates the average delay dispersion. Delay dispersion (b) 2.2 μsec is calculated according to ITU-R M.D. 1225 Vehicular ch. The value of B indicates that there are many buildings and the delay dispersion is large.
The combination of (1) and (a) is an assumed average environment, and the combination of (2) and (b) is the worst case in the assumed environment.
また、図10に示す信号点(サブキャリア)n,mの伝搬係数hn,hmの相関係数ρは、時間変化モデルをJakesモデル、遅延プロファイルを指数減衰遅延プロファイルとした場合、下記式のようにして求まる。
下記表1は、図9の伝搬係数hAと他の伝搬係数hB,hC,hD,hEとの間の相関係数の計算結果を示している。
表1からわかるように、伝搬係数hAと伝搬係数hBとの間の相関係数[hB:ρ]及び伝搬係数hAと伝搬係数hCとの間の相関係数[hC:ρ]については、移動局の移動速度が低速である場合[(1)(a),(1)(b)]には、相関係数がほぼ1であり大きい。
したがって、このような場合には、時間軸方向更新制御が好ましい。つまり、時間軸方向への更新が多く行われる第2更新順序ルールが好ましいものとなる。
As can be seen from Table 1, the correlation coefficient between the propagation coefficients h A and propagation coefficients h B [h B: ρ] and the correlation coefficient between the propagation coefficients h A and propagation coefficients h C [h C: With respect to ρ], when the moving speed of the mobile station is low [(1) (a), (1) (b)], the correlation coefficient is almost 1, which is large.
Therefore, in such a case, the time axis direction update control is preferable. That is, the second update order rule that performs many updates in the time axis direction is preferable.
一方、遅延分散が平均的で、移動局の移動速度が高速である場合[(2)(a)]には、伝搬係数hAと伝搬係数hcとの間の相関係数[hD:ρ]が、[hB:ρ]及び[hC:ρ]よりも小さくなる。
したがって、移動局の移動速度が高速である場合には、周波数軸方向更新制御を行うのが好ましい。つまり、周波数軸方向への更新が多く行われる第1更新順序ルールが好ましいものとなる。なお、遅延分散が大きい場合には、時間軸方向への更新を優先的に行うのが望ましい。
On the other hand, when the delay dispersion is average and the moving speed of the mobile station is high [(2) (a)], the correlation coefficient [h D : between the propagation coefficient h A and the propagation coefficient h c : ρ] is smaller than [h B : ρ] and [h C : ρ].
Therefore, when the moving speed of the mobile station is high, it is preferable to perform frequency axis direction update control. That is, the first update order rule that performs many updates in the frequency axis direction is preferable. When delay dispersion is large, it is desirable to preferentially update in the time axis direction.
順序制御部146が、複数のルールを有していることで、伝搬環境に応じて、適切な一のルールを選択して用いることが可能である。ただし、ここでは、複数のルールを用いてウェイト更新を行う。
Since the
さて、上記2つの更新順序ルールに従った順序制御の実行により、k個のシンボルに含まれる複数のパイロットサブキャリア(k,l)=(1,1),(1,4),・・・,(1,L),(3,1),・・・,(3,L),・・・,(k−2,1),・・・,(k−2,L),・・・,(k,1),・・・,(k,L)について、それぞれ2つ(複数)のウェイトW1(k,l),W2(k,l)が得られる。 Now, by executing the order control according to the two update order rules, a plurality of pilot subcarriers (k, l) = (1, 1), (1, 4),... Included in k symbols. , (1, L), (3, 1), ..., (3, L), ..., (k-2, 1), ..., (k-2, L), ... , (K, 1),..., (K, L), two (plural) weights W 1 (k, l) and W 2 (k, l) are obtained.
各ルールによって得られた2つのウェイトW1(k,l),W2(k,l)は、それぞれ、第3バッファ143d,143dに保存される。なお、第3バッファ143dには、図8に示すkシンボルに含まれる全てのパイロットサブキャリアのウェイトが保存されるため、後述のウェイト合成が容易に行える。
Two weights W 1 (k, l) and W 2 (k, l) obtained by each rule are stored in the
[ウェイト合成]
ウェイト合成部147では、各ウェイト計算部143−1,143−2のウェイト更新部143a,143aで計算され、第3バッファ143dに蓄積されているW1(k,l),W2(k,l)を用いて、パイロットサブキャリア(k,l)位置での合成されたウェイトW(k,l)を生成する。
[Weight composition]
In the
ウェイト合成のための演算式は、下記式のとおりである。
上記式のように、ウェイト合成部147では、ウェイト合成用の重み(ウェイト)β1(k,l),β2(k,l)を用いた重み付き合成が行われる。ウェイト合成用ウェイトβ1(k,l),β2(k,l)は、ウェイト合成ウェイト生成部148(図5参照)によって生成され、ウェイト合成部147に与えられる。なお、ウェイト合成用ウェイトは、ウェイト合成ウェイト生成部148に予め設定されていてもよいし、更新順序ルール等を用いて動的に生成してもよい。
As in the above equation, the
ウェイト合成用ウェイトβ1(k,l),β2(k,l)は、各ウェイトW1(k,l),W2(k,l)の更新回数、時間軸方向の伝達関数の変化度合い、周波数方向の伝達関数の変化度合い等を考慮して決定される。 The weight combining weights β 1 (k, l) and β 2 (k, l) are the number of updates of the weights W 1 (k, l) and W 2 (k, l) and the change of the transfer function in the time axis direction. It is determined in consideration of the degree, the change degree of the transfer function in the frequency direction, and the like.
例えば、図8のパイロットサブキャリア(3,1)における、第1更新順序ルールによるウェイトW1(3,1)と、第2更新順序ルールによるウェイトW2(3,1)に着目する。 For example, attention is paid to the weight W 1 (3, 1) based on the first update order rule and the weight W 2 (3, 1) based on the second update order rule in the pilot subcarrier (3, 1) in FIG.
第1更新順序ルールによるウェイトW1(3,1)は、更新制御D11,D12,D13を経て、数百回ものウェイト更新が行われた結果であり、ウェイト推定精度が比較的高いものである。
一方、第2更新順序ルールによるウェイトW2(3,1)は、2回目のウェイト更新の結果であり、ウェイト推定精度が比較的低い。
したがって、ウェイト更新回数の多い、ウェイトW1(3,1)のウェイト合成ウェイトβ1(3,1)を大きくし、ウェイトW2(3,1)のウェイト合成ウェイトβ2(3,1)を小さくすることで、合成ウェイトW(3,1)には、十分な回数更新されて精度の高いウェイトW1(3,1)を大きく反映させることができる。
The weight W 1 (3, 1) based on the first update order rule is a result of updating the weight several hundred times through the update control D11, D12, D13, and the weight estimation accuracy is relatively high. .
On the other hand, the weight W 2 (3, 1) according to the second update order rule is a result of the second weight update, and the weight estimation accuracy is relatively low.
Therefore, the weight combined weight β 1 (3,1) of the weight W 1 (3,1), which has a large number of weight update times, is increased, and the weight combined weight β 2 (3,1) of the weight W 2 (3,1) is increased. By reducing the value, the combined weight W (3, 1) can be updated a sufficient number of times and the weight W 1 (3, 1) with high accuracy can be largely reflected.
また別の例として、図8のパイロットサブキャリア(1,4)における、第1更新順序ルールによるウェイトW1(1,4)と、第2更新順序ルールによるウェイトW2(1,4)に着目する。 As another example, the weight W 1 (1, 4) according to the first update order rule and the weight W 2 (1, 4) according to the second update order rule in the pilot subcarrier (1, 4) of FIG. Pay attention.
第1更新順序ルールによるウェイトW1(1,4)は、2回目のウェイト更新の結果であり、ウェイト推定精度が比較的低い。
一方、第2更新順序ルールによるウェイトW2(1,4)は、より多くのウェイト更新が行われた結果であり、ウェイト推定精度が比較的高いものである。
したがって、ウェイト更新回数の多い、ウェイトW2(1,4)のウェイト合成ウェイトβ2(1,4)を大きくし、ウェイトW1(1,4)のウェイト合成ウェイトβ1(1,4)を小さくすることで、合成ウェイトW(1,4)には、十分な回数更新されて精度の高いウェイトW2(1,4)を大きく反映させることができる。
The weight W 1 (1, 4) according to the first update order rule is a result of the second weight update, and the weight estimation accuracy is relatively low.
On the other hand, the weight W 2 (1, 4) according to the second update order rule is a result of more weight updates, and the weight estimation accuracy is relatively high.
Therefore, the weight combined weight β 2 (1,4) of the weight W 2 (1,4), which has a large number of weight update times, is increased, and the weight combined weight β 1 (1,4) of the weight W 1 (1,4) is increased. Can be made to reflect the weight W 2 (1, 4), which is updated a sufficient number of times and highly accurate, in the combined weight W (1, 4).
なお、ウェイト合成用ウェイトβ1(k,l),β2(k,l)をそれぞれどの程度の大きさにするかは、各パイロットサブキャリア位置(k,l)によって異なる。 Note that the size of the weight combining weights β 1 (k, l) and β 2 (k, l) depends on each pilot subcarrier position (k, l).
上記のように、ウェイト更新回数に応じて、ウェイト合成用ウェイトβ1(k,l),β2(k,l)を調整することで、どのパイロットサブキャリア位置(k,l)のウェイトについても十分な回数更新された更新結果を反映させることができる。 As described above, by adjusting the weight combining weights β 1 (k, l) and β 2 (k, l) according to the number of weight updates, the weight of which pilot subcarrier position (k, l) is adjusted. Also, the update result updated a sufficient number of times can be reflected.
また、第1更新順序ルールによるウェイト更新回数と、第2更新順序ルールによるウェイト更新回数と、がほぼ同じであるパイロットサブキャリア位置(k,l)であっても、ウェイト合成用ウェイトβ1(k,l),β2(k,l)を異ならせた方がよい場合がある。 In addition, even if the number of weight updates by the first update order rule is the same as the number of weight updates by the second update order rule and the pilot subcarrier position (k, l), the weight combining weight β 1 ( In some cases, it is better to vary k, l) and β 2 (k, l).
例えば、伝搬係数の相互相関が周波数軸方向に大きい場合には、周波数軸方向の更新回数が多い第1更新順序ルールによるウェイトW1(k,l)の方が、ウェイト推定精度が高い。よって、β1(k,l)をβ2(k,l)よりも大きくした方が良い。
一方、伝搬係数の相互相関が時間軸方向に大きい場合には、時間軸方向の更新回数が多い第2更新順序ルールによるウェイトW2(k,l)の方が、ウェイト推定精度が高い。よって、β2(k,l)をβ1(k,l)よりも大きくした方が良い。
For example, when the cross correlation of the propagation coefficients is large in the frequency axis direction, the weight W 1 (k, l) based on the first update order rule having a large number of updates in the frequency axis direction has higher weight estimation accuracy. Therefore, it is better to make β 1 (k, l) larger than β 2 (k, l).
On the other hand, when the cross correlation of the propagation coefficients is large in the time axis direction, the weight W 2 (k, l) based on the second update order rule having a large number of updates in the time axis direction has higher weight estimation accuracy. Therefore, it is better to make β 2 (k, l) larger than β 1 (k, l).
このように、ウェイト合成用ウェイトβ1(k,l),β2(k,l)については、パイロットサブキャリア位置、ウェイト更新回数、伝搬係数の相互相関が大きい方向を考慮して、ウェイト推定精度が高いものがより強く合成ウェイトに反映されるように、ウェイト合成用ウェイト決定すればよい。
このような考慮を行うことで、様々な伝搬環境に対する対応が容易となる。
As described above, the weight estimation for the weight combining weights β 1 (k, l) and β 2 (k, l) is performed in consideration of the direction in which the cross correlation of the pilot subcarrier position, the number of weight updates, and the propagation coefficient is large. A weight combining weight may be determined so that a higher accuracy is more strongly reflected in the combined weight.
By taking such considerations, it becomes easy to deal with various propagation environments.
なお、合成ウェイトを決定する際に、P個のウェイトすべてを使用する必要はなく、一部のウェイトだけを使っても良い。 When determining the composite weight, it is not necessary to use all P weights, and only some of the weights may be used.
[第2実施形態]
図11は、フィルタリング処理部14の変形例(第2実施形態)を示している。なお、この第2実施形態において特に説明をしない点については、図1〜図10に示すものと同様である。
[Second Embodiment]
FIG. 11 shows a modification (second embodiment) of the
この第2実施形態では、複数のウェイト計算部143−1〜143−Pで得られた複数のウェイトW1(k,l)〜WP(k,l)を合成せずに、それぞれのウェイトW1(k,l)〜WP(k,l)を用いて複数の出力信号Y1(k,l)〜YP(k,l)を別々に得る。そして、複数の出力信号Y1(k,l)〜YP(k,l)を合成し、合成出力Y(k,l)を得る。 In the second embodiment, a plurality of weights W 1 (k, l) to W P (k, l) obtained by the plurality of weight calculation units 143-1 to 143-P are combined without being combined. A plurality of output signals Y 1 (k, l) to Y P (k, l) are obtained separately using W 1 (k, l) to W P (k, l). Then, a plurality of output signals Y 1 (k, l) to Y P (k, l) are synthesized to obtain a synthesized output Y (k, l).
より詳細には、第2実施形態では、ウェイト計算部143−1〜143−PがP個(複数個)設けられていることに対応して、第2バッファ144−1〜144−P、ウェイト補間部145−1〜145−P、及びウェイト乗算部142−1〜142−PもP個(複数個)設けられている。 More specifically, in the second embodiment, the second buffers 144-1 to 144 -P, the weights correspond to the fact that there are P (a plurality of) weight calculation units 143-1 to 143 -P. P (multiple) interpolation units 145-1 to 145-P and weight multiplication units 142-1 to 142-P are also provided.
P個のウェイト乗算部142−1〜142−Pから出力される複数の出力信号Y1(k,l)=W1(k、l)HX(k、l)〜YP(k,l)=WP(k,l)HX(k,l)は、それぞれ、複数の第5バッファ(出力信号記憶部)149−1〜149−Pに保存される。第5バッファ149−1〜149−Pに複数の出力信号を記憶させておくことで、複数の出力信号Y1(k,l)〜YP(k,l)が生成されるタイミングが異なっていても容易に合成出力信号を生成することができる。
A plurality of
さらに、第2実施形態では、複数の出力信号Y1(k,l)〜YP(k,l)を合成して合成出力信号Y(k,l)を生成する出力合成部150が備わっている。
図8に示す例のように更新順序ルール数P=2である場合、出力合成のための演算式は、下記の通りである。
When the update order rule number P = 2 as in the example shown in FIG. 8, an arithmetic expression for output synthesis is as follows.
上記式のように、出力合成部150では、出力合成用の重み(ウェイト)γ1(k,l),γ2(k,l)を用いた重み付き合成が行われる。ウェイト合成用ウェイトγ1(k,l),γ2(k,l)は、出力合成ウェイト生成部151によって生成され、出力合成部150に与えられる。なお、出力合成用ウェイトは、出力合成ウェイト生成部151に予め設定されていてもよいし、更新順序ルール等を用いて動的に生成してもよい。
As in the above equation, the
出力合成ウェイトγ1(k,l),γ2(k,l)も、ウェイト合成用ウェイトβ1(k,l),β2(k,l)と同様に、ウェイトの更新回数、時間軸方向の伝達関数の変化度合い、周波数方向の伝達関数の変化度合い等を考慮して決定される。
つまり、あるデータサブキャリア位置(k,l)における出力精度は、更新順序ルールによって異なるため、出力精度が高い出力信号が合成出力信号Y(k,l)により強く反映されるようにすることで、良好な合成出力信号Y(k,l)を得ることができる。
Similarly to the weight synthesis weights β 1 (k, l) and β 2 (k, l), the output synthesis weights γ 1 (k, l) and γ 2 (k, l) are also updated in terms of the number of weight updates and the time axis. It is determined in consideration of the degree of change in the transfer function in the direction, the degree of change in the transfer function in the frequency direction, and the like.
That is, since the output accuracy at a certain data subcarrier position (k, l) varies depending on the update order rule, an output signal with high output accuracy is strongly reflected in the combined output signal Y (k, l). , A good combined output signal Y (k, l) can be obtained.
なお、合成出力信号を生成する際に、P個の出力信号すべてを使用する必要はなく、一部の出力信号だけを使用してもよい。 Note that when generating the combined output signal, it is not necessary to use all the P output signals, and only a part of the output signals may be used.
[第3実施形態]
図12は、フィルタリング処理部14の他の変形例(第3実施形態)を示している。なお、この第3実施形態に特に説明をしない点については、図1〜図10に示すものと同様である。
[Third Embodiment]
FIG. 12 shows another modification (third embodiment) of the
この第3実施形態では、複数のウェイト計算部143−1〜143−Pで得られた複数のウェイトW1(k,l)〜WP(k,l)を合成せずに、それぞれのウェイトW1(k,l)〜WP(k,l)を用いて、データサブキャリア位置におけるウェイトの補間を行う。 In the third embodiment, a plurality of weights W 1 (k, l) to W P (k, l) obtained by the plurality of weight calculation units 143-1 to 143-P are combined without being combined. Using W 1 (k, l) to W P (k, l), weight interpolation at the data subcarrier position is performed.
より詳細には、第3実施形態では、ウェイト計算部143−1〜143−PがP個(複数個)設けられていることに対応して、第2バッファ144−1〜144−Pが複数設けられている。
そして、ウェイト補間部145は、第2バッファ144−1〜144−Pから複数のウェイトW1(k,l)〜WP(k,l)を取得して、データサブキャリアのためのウェイト補間を行う。
More specifically, in the third embodiment, a plurality of second buffers 144-1 to 144-P are provided in correspondence with the provision of P (a plurality) of weight calculation units 143-1 to 143-P. Is provided.
Then, the
図13は、第3実施形態におけるウェイト補間の一例を示している。図13(b)に示すように、あるタイルについて、第1更新順序ルールによってパイロットサブキャリア位置でのウェイトW1 1,W4 1,W9 1,W12 1が得られており、第2更新順序ルールによって対応するパイロットサブキャリア位置でのウェイトW1 2,W4 2,W9 2,W12 2が得られているものとする。 FIG. 13 shows an example of weight interpolation in the third embodiment. As shown in FIG. 13B, the weights W 1 1 , W 4 1 , W 9 1 , W 12 1 at the pilot subcarrier positions are obtained for a certain tile according to the first update order rule, and the second It is assumed that the weights W 1 2 , W 4 2 , W 9 2 , and W 12 2 at the corresponding pilot subcarrier positions are obtained by the update order rule.
そして、ウェイト補間部145では、当該タイルのデータサブキャリア位置でのウェイトW2,W3,W5,W6,W7,W8,W10,W11を、図13(a)の演算を行うことにより、算出する。
図13(b)の演算は、各ルールで得られた複数のウェイトによる重み付き線形補間である。
The
The calculation in FIG. 13B is weighted linear interpolation with a plurality of weights obtained by each rule.
図6に説明した線形補間であれば、あるデータサブキャリア位置でのウェイトを求める場合、1つのタイル内の4つパイロットサブキャリア位置でのウェイトW1,W4,W9,W12を用いていた。
一方、図13(b)の演算の場合、あるタイルのあるデータサブキャリア位置でのウェイト(例えば、W6)を求める際に、当該タイルについて複数の更新順序ルールで求めたW1 1,W4 1,W9 1,W12 1とW1 2,W4 2,W9 2,W12 2を用いて、ウェイト補間を行うことができる。
With the linear interpolation described in FIG. 6, when obtaining weights at a certain data subcarrier position, weights W 1 , W 4 , W 9 , and W 12 at four pilot subcarrier positions in one tile are used. It was.
On the other hand, in the case of the calculation of FIG. 13B, when obtaining a weight (for example, W 6 ) at a certain data subcarrier position of a certain tile, W 1 1 , W obtained by a plurality of update order rules for the tile. Weight interpolation can be performed using 4 1 , W 9 1 , W 12 1 and W 1 2 , W 4 2 , W 9 2 , W 12 2 .
そして、図6(a)のδの値を適切に設定することによって、W1 1,W4 1,W9 1,W12 1とW1 2,W4 2,W9 2,W12 2のうち推定精度が高いウェイトを優先的に用いて、ウェイト補間を行うことができる(重み付き補間)。
つまり、図6(a)のδの値それぞれは、各ウェイトW1 1,W4 1,W9 1,W12 1,W1 2,W4 2,W9 2,W12 2のうち、いずれのウェイトを優先して用いるかを示す補間パラメータ(重み)となっているのである。
なお、補間パラメータδは、補間パラメータ生成部152によって生成され、ウェイト補間部145に与えられる。
Then, by appropriately setting the value of δ in FIG. 6A, W 1 1 , W 4 1 , W 9 1 , W 12 1 and W 1 2 , W 4 2 , W 9 2 , W 12 2 Weight interpolation can be performed by preferentially using weights with high estimation accuracy (weighted interpolation).
That is, each of the values of δ in FIG. 6A corresponds to the weights W 1 1 , W 4 1 , W 9 1 , W 12 1 , W 1 2 , W 4 2 , W 9 2 , W 12 2 . This is an interpolation parameter (weight) indicating which weight is used preferentially.
The interpolation parameter δ is generated by the interpolation
上記のようにすることで、推定精度が高いウェイトによって、良好なウェイト補間が行える。
なお、ウェイト補間の際に、P個の更新順序ルールで得られたウェイトすべてを使用する必要はなく、一部の更新順序ルールで得られたウェイトだけを使用してもよい。
By doing as described above, good weight interpolation can be performed with weights with high estimation accuracy.
In the weight interpolation, it is not necessary to use all the weights obtained by the P update order rules, and only the weights obtained by a part of the update order rules may be used.
本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の意図を逸脱しないかぎり、様々な変形が可能である。例えば、本発明は、WiMAXに限らず、例えば、地上デジタル放送のための装置に適用することができる。
また、上記実施形態では、複数の更新順序ルールをすべて実行したが、複数のルールのうちの一のルールを選択的に使用してもよい。
The present invention is not limited to the embodiment described above, and various modifications can be made without departing from the spirit of the present invention. For example, the present invention is not limited to WiMAX but can be applied to, for example, an apparatus for digital terrestrial broadcasting.
In the above embodiment, all the plurality of update order rules are executed. However, one of the plurality of rules may be selectively used.
さらにまた、図5のウェイト合成部147に替えて、複数のウェイトの中から一のウェイト(推定精度の良好なウェイト)を選択するウェイト選択部を設けても良い。
また、図11の出力合成部150に替えて、複数の出力信号の中から一の出力信号(良好な出力信号)を選択する出力選択部を設けても良い。
また、図12のウェイト補間部145では、複数の更新順序ルールのうち一の更新順序ルールで得られたウェイト(推定精度の良好なウェイト)を選択して、ウェイト補間を行っても良い。
Furthermore, a weight selection unit that selects one weight (a weight with good estimation accuracy) from a plurality of weights may be provided instead of the
Further, an output selection unit that selects one output signal (good output signal) from a plurality of output signals may be provided instead of the
In addition, the
1:通信装置(基地局) 2:希望局 3:干渉局 4:干渉局 11:アンテナ素子 12:RF部 13:FFT部 14:フィルタリング処理部 141:第1バッファ(受信パイロット信号記憶部) 142:ウェイト乗算部 143:ウェイト計算部 143a:ウェイト更新部 143b:参照信号生成部 143c:第4バッファ(ウェイト更新パラメータ記憶部) 143d:第3バッファ(ウェイト記憶部) 144:第2バッファ(ウェイト記憶部、合成ウェイト記憶部) 145:ウェイト補間部 146:順序制御部 147:ウェイト合成部 149:第5バッファ(出力信号記憶部) 150:出力合成部 151:出力合成ウェイト生成部 152:補間パラメータ生成部
1: Communication device (base station) 2: Desired station 3: Interfering station 4: Interfering station 11: Antenna element 12: RF unit 13: FFT unit 14: Filtering processing unit 141: First buffer (received pilot signal storage unit) 142 : Weight multiplication unit 143:
Claims (9)
ウェイトの更新に用いられるパイロット信号の順序を制御する順序制御部を備え、
前記順序制御部は、ウェイトの更新に用いられるパイロット信号の順序がそれぞれ異なる複数の更新順序ルールを有していることを特徴とする通信装置。 Regarding the weight of the reception beam in the communication apparatus constituting the multi-antenna system, the weight updated at the previous weight update is updated based on the pilot signal used for the update, thereby calculating the weight at the position of the pilot signal. In communication equipment,
An order control unit for controlling the order of pilot signals used for updating weights;
The communication apparatus according to claim 1, wherein the order control unit has a plurality of update order rules in which the order of pilot signals used for updating weights is different.
前記合成ウェイトから、データ信号用のウェイトを補間するウェイト補間部と、
前記ウェイト補間部で得られたデータ信号用のウェイトを、受信したデータ信号に乗じて出力信号を得るウェイト乗算部と、
を備えていることを特徴とする請求項1又は2記載の通信装置。 A weight combining unit that generates a combined weight by combining a plurality of weights obtained by order control according to each of the plurality of update order rules;
A weight interpolation unit for interpolating data signal weights from the combined weights;
A weight multiplication unit for multiplying the received data signal by the weight for the data signal obtained by the weight interpolation unit to obtain an output signal;
The communication apparatus according to claim 1, further comprising:
複数のウェイト補間部で得られた複数のデータ信号用のウェイトそれぞれを、受信したデータ信号に乗じて、複数の出力信号を得るための複数のウェイト乗算部と、
複数の出力信号を合成して合成出力信号を得る出力合成部と、
を備えていることを特徴とする請求項1又は2記載の通信装置。 A plurality of weight interpolation units for interpolating weights for data signals from a plurality of weights obtained by order control according to each of the plurality of update order rules;
A plurality of weight multiplication units for obtaining a plurality of output signals by multiplying the received data signals by the respective weights for the plurality of data signals obtained by the plurality of weight interpolation units;
An output combining unit that combines a plurality of output signals to obtain a combined output signal;
The communication apparatus according to claim 1, further comprising:
前記ウェイト補間部で得られたデータ信号用のウェイトを、受信したデータ信号に乗じて出力信号を得るウェイト乗算部と、
を備えていることを特徴とする請求項1又は2記載の通信装置。 A weight interpolation unit that interpolates weights for data signals using a plurality of weights obtained by order control according to each of the plurality of update order rules;
A weight multiplication unit for multiplying the received data signal by the weight for the data signal obtained by the weight interpolation unit to obtain an output signal;
The communication apparatus according to claim 1, further comprising:
受信信号に対し、ウェイトの更新に用いられるパイロット信号の順序がそれぞれ異なる複数の更新順序ルールを適用して、複数のウェイトを得ることを特徴とするウェイト更新方法。 A method of calculating a weight at a position of a pilot signal by updating a weight of a received beam in a multi-antenna system based on a pilot signal used for updating the weight updated in the previous weight update,
A weight update method, wherein a plurality of weights are obtained by applying a plurality of update order rules, each having a different order of pilot signals used for updating weights, to a received signal.
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