JP4840323B2 - 衛星測位用受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、衛星測位システムに用いられる測位衛星からから送信される測位信号の受信処理を複数の受信処理系で行う衛星測位用受信装置に関する。

移動体の現在位置や速度を求める測位システムとして、ＧＰＳ（Global Positioning System）が実用化され、航空、船舶の航法用のみならず、カーナビゲーションシステムでも広く使われている。ＧＰＳ以外にも、ロシアで開発・運用されているＧＬＯＮＡＳＳ（Global Orbiting Navigation Satellite System）や、欧州連合（ＥＵ）を中心とする国際協力により開発・運用されているＧａｌｉｌｅｏ等の測位システムが知られている。例えば、ＧＰＳとＧａｌｉｌｅｏとでは、測位衛星が送信する測位信号のスペクトル拡散変調に用いる擬似雑音（ＰＮコード）や搬送波周波数等の設定は異なるが、大まかな測位原理、測位演算は同じである。

ここで、測位信号の受信処理を複数の受信処理系で行うことにより複数の測位システムを共用可能な衛星測位用受信装置（以下、単に受信装置ともいう。）として、ＧＰＳを構成する測位衛星（以下、ＧＰＳ衛星）からの測位信号と、ＧＬＯＮＡＳＳを構成する測位衛星（以下、ＧＬＯＮＡＳＳ衛星）からの測位信号とを受信可能なＧＰＳ／ＧＬＯＮＡＳＳ共用受信装置が知られている（例えば、特許文献１参照。）。この受信装置は、初段のイメージ除去ミキサにおいて、ＧＰＳ衛星およびＧＬＯＮＡＳＳ衛星の測位信号の搬送波周波数の中間値を局部発振信号の周波数とすることにより、ＧＰＳ衛星の測位信号とＧＬＯＮＡＳＳ衛星の測位信号とを分離するとともに、ＲＦ（無線周波数）信号からＩＦ（中間周波数）信号へと周波数を変換し、２系統の受信処理系で異なる搬送波周波数の測位信号を受信処理している。
特開平７−１２８４２３号公報

しかしながら、特許文献１の受信装置では、搬送波周波数の異なるＧＰＳ衛星の測位信号とＧＬＯＮＡＳＳ衛星の測位信号とを初段のイメージ（影像）除去ミキサで分離し、イメージ除去ミキサで搬送波周波数から中間周波数に変換された両測位信号のＩＦ信号を、さらに後段のミキサで周波数変換している。

つまり、特許文献１の受信装置は、所謂ダブルスーパーへテロダインの構成となっている。ダブルスーパーへテロダイン構成の受信装置ではミキサにより２段階の周波数変換を行うので、１段目の変換処理で混入したノイズ成分は、２段目の変換処理で乗数的に増加する。その結果、ダブルスーパーへテロダイン構成の受信装置には、ノイズ性能が低いという問題がある。

また、特許文献１のように、搬送波周波数の異なる測位信号に対し、搬送波周波数の中間値を局部発振信号の周波数として１段目の中間周波数に変換する方式では、測位信号同士の搬送波周波数の差が大きくなると、１段目の中間周波数が高くなる。例えば、ＧＰＳのＬ１信号の搬送波周波数（１５７５．４２ＭＨｚ）とＬ５信号の搬送波周波数（１１７６．４５ＭＨｚ）との中間値を局部発振信号の周波数として両測位信号を１段目の中間周波数に変換すると、中間周波数は約２００ＭＨｚになる。

このように２００ＭＨｚの高周波数の信号に対し、例えば１０ＭＨｚ程度の帯域幅を設定して帯域制限するＢＰＦ(Band-pass filter)を回路で構成することは、入力周波数に対して帯域幅の比率が小さくなるので困難である。特に、ＩＣでは回路のばらつきが大きくなるので、１００ＭＨｚを超える高周波数の信号を帯域制限する場合、ばらつきを考慮し、帯域幅を広げてＢＰＦを構成する必要が生じる。しかし、帯域幅を広げるとノイズが混入しやすくなる。それ故、特許文献１の方式で周波数の差が大きい測位信号を中間周波数に変換する場合、１段目のＢＰＦをＩＣ化することは困難である。

また、特許文献１では、ミキサが３個必要である。さらに、特許文献１では、２段階で測位信号の周波数を変換しているので、各受信処理系に２個のＢＰＦ(Band-pass filter)が設置されている。その結果、回路が大型化するという問題がある。回路が大型化すると、消費電力の増加や製造コストの上昇といった問題が発生する。

本発明はこのような問題を解決するためになされたものであり、複数の搬送波周波数の測位信号を受信処理可能で、耐ノイズ性能が高く、ＩＣ化が容易で、小型化、省電力化、低コスト化を実現する衛星測位用受信装置を提供することを目的とする。

請求項１から４に記載の発明では、一つの発振信号生成手段により生成された基準発振信号を、分周手段により受信処理系毎に測位信号の搬送波周波数に応じて分周して局部発振信号を生成し、混合手段により局部発振信号と測位信号とをそれぞれ混合することにより測位信号を１段で中間周波数に周波数変換する。

このように、複数の受信処理系において複数の搬送波周波数の測位信号を受信処理可能な受信装置において、搬送波周波数の測位信号を１段の周波数変換処理で中間周波数に変換するので、２段以上の変換処理で搬送波周波数の測位信号を中間周波数に変換する構成に比べ、耐ノイズ性能が向上する。

また、受信処理系毎に測位信号の周波数に応じて基準発振信号を分周し局部発振信号の周波数を設定するので、１段目のミキサで、測位信号の搬送波周波数を極力低い中間周波数に変換できる。これにより、中間周波数に変換した受信信号を帯域制限するフィルタ部を外付けすることなく容易にＩＣ化できる。

さらに、１段の周波数変換処理で中間周波数に変換するので、回路を小型化し、その結果として省電力化および低コスト化を実現できる。
また、請求項１から４に記載の発明では、分周手段の分周比の設定により、搬送波周波数の異なる測位信号を受信処理したり、搬送波周波数の同じ測位信号を受信処理したり、あるいは、これらの組み合わせを選択できる。

さらに請求項１から４に記載の発明では、分周手段は、複数の受信処理系のうち少なくとも一つの受信処理系に対し、受信処理する測位信号の搬送波周波数に応じて基準発振信号を分周する分周比を切り替えて局部発振信号を生成する。

これにより、例えば受信装置の用途に応じて分周比を予め切り替えておけば、同じ受信装置により、異なる組み合わせの搬送波周波数の測位信号を処理できる。また、受信処理系の数よりも多い種類の搬送波周波数の測位信号を処理できる。

請求項２に記載の発明では、搬送波周波数の異なる測位信号を受信処理する。これにより、耐ノイズ性能が高く、容易にＩＣ化でき、小型化、省電力化、低コスト化を実現する衛星測位用受信装置で、搬送波周波数の異なる測位信号を受信処理できる。

請求項３に記載の発明では、複数のアンテナが受信した搬送波周波数の同じ測位信号をアンテナの数と同数の受信処理系で受信処理する。
複数のアンテナで同じ搬送波周波数の測位信号を受信すると、受信装置が受信する測位信号にアンテナの位置の違いにより位相差が生じる。そして、複数のアンテナが受信する同じ搬送波周波数の測位信号の位相差に基づき、受信装置を設置している移動体の姿勢を検出できる。

請求項４に記載の発明では、搬送波周波数の同じ測位信号を処理する少なくとも二つの受信処理系において、少なくとも一つの受信処理系に設置された周波数フィルタの周波数帯域幅は他の受信処理系に設置された周波数フィルタの周波数帯域幅よりも広い。

周波数フィルタの周波数帯域幅が広がると、受信信号にノイズが混入しやすくなるが、受信信号のピークは先鋭になる。その結果、受信信号の検出精度が向上するとともに、受信信号のマルチパスを低減することができる。

一方、周波数フィルタの周波数帯域幅が狭くなると、受信信号のピークの先鋭度は鈍化するが、受信信号にノイズが混入しにくくなる。その結果、耐ノイズ性能は向上する。
このように、搬送波周波数の同じ測位信号を異なる周波数帯域幅の周波数フィルタで受信処理することにより、受信状態または要求性能に応じて、受信信号の検出精度または耐ノイズ性能のいずれかを選択できる。

以下、本発明の実施の形態を図に基づいて説明する。
なお、本実施形態では、受信可能な測位信号として、ＧＰＳおよびＧａｌｉｌｅｏの各衛星測位システムで用いられる以下の３周波５種類の測位信号を受信処理の対象とする。

（１）ＧＰＳ−Ｌ１およびＧａｌｉｌｅｏ−Ｅ１（共に１５７５．４２ＭＨｚ）
（２）ＧＰＳ−Ｌ２（１２２７．６ＭＨｚ）
（３）ＧＰＳ−Ｌ５およびＧａｌｉｌｅｏ−Ｅ５ａ（共に１１７６．４５ＭＨｚ）
上記の（１）〜（３）の各測位信号の搬送波周波数は、何れもｆｏ＝１．０２３ＭＨｚの逓倍で構成されている。すなわち、上記（１）のＧＰＳ−Ｌ１およびＧａｌｉｌｅｏ−Ｅ１の測位信号（以下、これらを併せて単にＬ１とも表記する）の搬送波周波数は１５４０ｆｏ、上記（２）のＧＰＳ−Ｌ２の測位信号（以下、単にＬ２とも表記する）の搬送波周波数は１２００ｆｏ、上記（３）のＧＰＳ−Ｌ５およびＧａｌｉｌｅｏ−Ｅ５ａの測位信号（以下、これらを併せて単にＬ５とも表記する）の搬送波周波数は１１５０ｆｏで表される。

ＧＰＳおよびＧａｌｉｌｅｏでは、測位衛星が測位信号を送信する際、所定のＰＮコードを用いて測位信号にスペクトル拡散変調が施されている。測位衛星からの測位信号を受信した受信装置１００（図１参照）は、受信した測位信号を無線周波数（ＲＦ）から中間周波数（ＩＦ）へと周波数変換する。そして、受信装置１００で中間周波数に変換された測位信号に対し、信号処理部６（図１参照）は、測位信号を送信している測位衛星からの搬送波および当該測位衛星でスペクトル拡散変調に用いたＰＮコードを捕捉して、受信した測位信号を復調する。信号処理部６は、この復調した測位信号を用いて当該測位衛星までの擬似距離や各測位衛星の位置を算出したり、電階層遅延等の各種誤差を補正し、算出した各種データによる現在位置、速度、方位等の算出を行う。

受信装置１００が受信する測位システムは、例えば信号処理部６のＲＯＭ等で設定されている。
［第１実施形態］
本発明の第１実施形態による受信装置の構成を図１に示す。

（受信装置１００）
図１の受信装置１００は、１チップまたは複数チップのＩＣで構成されている。受信装置１００は、アンテナ２が受信した搬送波周波数の異なる測位信号を２系統の受信処理系で中間周波数に変換し、デジタル信号として出力する。信号処理部６は、受信装置１００が出力するデジタル化された測位信号を復調して測位演算を行う。受信装置１００は、信号処理部６を含めてＩＣ化されてもよい。

受信装置１００は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０２、ＲＦ増幅器１１０、１３０、位相器１１２、１３２、ミキサ１１４、１３４、複素フィルタ１１６、１３６、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）アンプ１１８、１３８、Ａ／Ｄコンバータ１２０、１４０、分周器１５０、１６０、１６２、１６４、ＰＤ(Phase Detector)１５２、ＣＰ(Comparator)１５４、ＬＰＦ(Low-pass filter)１５６、およびＶＣＯ(Voltage Controlled Oscillator)１５６等から構成されている。分周器１６０、１６２は特許請求の範囲に記載した「分周手段」に相当する。

ＲＦ増幅器１１０、位相器１１２、ミキサ１１４、複素フィルタ１１６、ＡＧＣアンプ１１８、およびＡ／Ｄコンバータ１２０は一つの受信処理系を構成し、ＲＦ増幅器１３０、位相器１３２、ミキサ１３４、複素フィルタ１３６、ＡＧＣアンプ１３８、およびＡ／Ｄコンバータ１４０はもう一つの受信処理系を構成している。ミキサ１１４、１３４は、特許請求の範囲に記載した「混合手段」に相当する。

また、ＰＤ１５２、ＣＰ１５４、ＬＰＦ１５６および分周器１５０、１６４は、発振信号生成手段としてのＶＣＯ１５８が発振する基準発振信号の位相および周波数を分周器１５０、１６４の分周比に応じて固定する回路である。

アンテナ２は、Ｌ１およびＬ２、またはＬ１およびＬ５に極を持ちＬ１およびＬ２、またはＬ１およびＬ５の測位信号を受信するデュアルバンドアンテナ、あるいはＬ１の周波数帯を１つの極としてＬ２とＬ５との両周波数帯の中間の周波数帯にもう１つの極を持つか、あるいはＬ１、Ｌ２、Ｌ５の各測位信号の周波数帯に極を持つトリプルバンドアンテナである。このアンテナ２により、ＧＰＳ衛星およびＧａｌｉｌｅｏ衛星からの測位信号を受信する。

アンテナ２で受信された各測位信号のＲＦ信号は、ＬＮＡ１０２によって低雑音で増幅される。ＬＮＡ１０２は、Ｌ１およびＬ２、またはＬ１およびＬ５に極を持ちＬ１およびＬ２、またはＬ１およびＬ５を通過させるデュアルバンドか、あるいはＬ１を一つの極としてＬ２とＬ５との両周波数帯の中間の周波数帯にもう１つの極を持つトリプルバンドか、あるいは一つの極でＬ１、Ｌ２およびＬ５の周波数帯を増幅するワイドバンドでもよい。

ＬＮＡ１０２によって増幅された各測位信号のＲＦ信号は、ＢＰＦ(Band-pass filter)４によって帯域制限される。ＢＰＦ４は、例えばＳＡＷ(Surface Acoustic Wave)フィルタ等で構成されている。ＢＰＦ４は、Ｌ１およびＬ２またはＬ１およびＬ５の周波数帯を通過させるデュアルバンド、あるいはＬ１、Ｌ２、Ｌ５の各周波数帯を通過させるトリプルバンドで構成されている。

ＢＰＦ４により帯域制限された各測位信号のＲＦ信号は、各受信処理系のＲＦ増幅器１１０、１３０でそれぞれ増幅された後、位相器１１２、１３２により位相を９０°ずらされ、ミキサ１１４、１３４により測位信号の搬送波周波数に応じた周波数の局部発振信号と混合されることによって、中間周波数に周波数変換される。

以下、図１の第１実施形態の受信装置１００でＬ１およびＬ５を受信処理する例について説明する。
ミキサ１１４、１３４でＬ１、Ｌ５の測位信号と混合される局部発振信号は、温度補償型の水晶発振器(Temperature Compensated Xtal Oscillator：ＴＣＸＯ)８が発振するリファレンスクロック（周波数：４０ｆｏ）との比較周波数が十分に高くなるように設定されたＶＣＯ１５８が発振する基準発振信号（周波数：４６３２ｆｏ）を、分周器１６０、１６２でそれぞれ１／３（周波数：１５４４ｆｏ）、１／４（周波数：１１５８ｆｏ）の周波数に分周することで得られる。

Ｌ１の測位信号は、ミキサ１１４において１５４４ｆｏの局部発振信号と混合されることにより、１５４０ｆｏの搬送波周波数から４ｆｏの中間周波数に周波数変換される。Ｌ５の測位信号は、ミキサ１３４において周波数が１１５８ｆｏの局部発振信号と混合されることにより、１１５０ｆｏの搬送波周波数から８ｆｏの中間周波数に周波数変換される。

ミキサ１１４、１３４で中間周波数に変換された測位信号は、複素フィルタ１１６、１３６によりイメージを除去される。
複素フィルタ１１６、１３６でイメージ除去された測位信号は、ＡＧＣアンプ１１８、１３８により次のＡ／Ｄコンバータ１２０、１４０変換に必要な入力レベルまで増幅される。ＡＧＣアンプ１１８、１３８によって増幅された測位信号は、Ａ／Ｄコンバータ１２０、１４０によってデジタル信号に変換され、信号処理部６に供給される。

信号処理部６は、測位信号の拡散変調に用いられたＰＮコードと同一のＰＮコードを生成し、測位信号のスペクトル逆拡散を行う。信号処理部６は、逆拡散した測位信号の解析により、測位衛星と受信装置１００との擬似距離や各測位衛星の位置の算出、電階層遅延等の各種誤差の補正、算出した各種データによる現在位置、速度、方位等の算出等の各種処理を実行する。

上記第１実施形態では、測位信号の搬送波周波数に応じて受信処理系毎に分周器１６０、１６２の分周比を設定し、位相器１１２、１３２、ミキサ１１４、１３４および複素フィルタ１１６、１３６による１段の周波数変換処理で測位信号を中間周波数に変換している。これにより、２段以上の周波数変換処理を行う構成に比べ、耐ノイズ性能が向上する。

さらに、測位信号の搬送周波数に応じて受信処理系毎に局部発振信号の周波数を設定するので、１段目のミキサ１１４、１３４で４ｆｏおよび８ｆｏという低い中間周波数に搬送周波数を変換できる。これにより、複素フィルタ１１６、１３６を容易にＩＣ化できるので、受信装置１００を１個または複数のチップでＩＣ化できる。

また、１段の周波数変換で搬送波周波数の測位信号を中間周波数に変換するので、受信装置１００を小型化し、省電力化および低コスト化を実現できる。
［第２実施形態］
本発明の第２実施形態による受信装置１００の構成を図２に示す。図２の受信装置１００において、分周器１５０、１６０、１６２、１６４の分周比の設定が異なる以外の回路構成は、図１の第１実施形態の受信装置１００と実質的に同一である。

第１実施形態に対し、図２の第２実施形態の受信装置１００では、分周器１６０、１６２の分周比を切り替えることにより、Ｌ１とＬ２、またはＬ１とＬ５の三種類の搬送周波数の測位信号を受信処理する。

（Ｌ１およびＬ２の受信処理）
図２の第２実施形態の受信装置１００においてＬ１およびＬ２を受信処理する場合、ミキサ１１４、１３４で測位信号と混合される局部発振信号は、ＶＣＯ１５８が発振する基準発振信号の周波数を１０８３６ｆｏとし、分周器１６０、１６２でそれぞれ１／７（周波数：１５４８ｆｏ）、１／９（周波数：１２０４ｆｏ）の周波数に分周することで得ることができる。

Ｌ１の測位信号は、ミキサ１１４において１５４８ｆｏの局部発振信号と混合されることにより、１５４０ｆｏの搬送波周波数から８ｆｏの中間周波数に周波数変換される。Ｌ２の測位信号は、ミキサ１３４において周波数が１２０４ｆｏの局部発振信号と混合されることにより、１２００ｆｏの搬送波周波数から４ｆｏの中間周波数に周波数変換される。

（Ｌ１およびＬ５の受信処理）
図２の第２実施形態の受信装置１００においてＬ１およびＬ５を受信処理する場合、ミキサ１１４、１３４で測位信号と混合される局部発振信号は、ＶＣＯ１５８が発振する基準発振信号の周波数を９２８８ｆｏとし、分周器１６０、１６２の分周比をそれぞれ１／６（周波数：１５４８ｆｏ）、１／８（周波数：１１６１ｆｏ）の周波数に分周することで得ることができる。

Ｌ１の測位信号は、ミキサ１１４において周波数が１５４８ｆｏの局部発振信号と混合されることにより、１５４０ｆｏの搬送波周波数から８ｆｏの中間周波数に周波数変換される。Ｌ５の測位信号は、ミキサ１３４において周波数が１１６１ｆｏの局部発振信号と混合されることにより、１１５０ｆｏの搬送波周波数から１１ｆｏの中間周波数に周波数変換される。

ミキサ１１４、１３４で中間周波数に変換された測位信号は、複素フィルタ１１６、１３６によりイメージを除去される。このとき、分周器１６０、１６２の分周比を切り替えることによりＬ１とＬ２またはＬ１とＬ５の三種類の搬送波周波数の測位信号を受信する図２の構成では、Ｌ２またはＬ５の測位信号を中間周波数に変換するときに、Ｌ１の測位信号を同じ８ｆｏの中間周波数に変換するので、Ｌ１を受信処理する受信処理系の複素フィルタ１１６の帯域および中心周波数を変更することなく使用できる。

一方、Ｌ２またはＬ５を受信処理する受信処理系では、Ｌ２とＬ５の中間周波数が４ｆｏ、１１ｆｏと異なっている。ここで、Ｌ２の帯域幅は２ＭＨｚであり、Ｌ５の帯域幅は２０ＭＨｚである。そこで、２０ＭＨｚの帯域幅のＬ５を処理できるように複素フィルタ１３６の帯域幅を設定しておけば、複素フィルタ１３６の周波数特性を変更することなく、あるいは変更したとしても僅かな変更でＬ１およびＬ５を処理できる。これにより、Ｌ５用に複素フィルタ１３６の帯域幅を設定しておけば、Ｌ２を受信処理するときに極力減衰させることなくＬ２信号を通過させることができる。

以上説明したように、第２実施形態では、分周器１６０、１６２の分周比を切り替えることにより、Ｌ１およびＬ２またはＬ１およびＬ５の三種類の搬送波周波数の測位信号を二つの受信処理系で受信処理できる。

つまり、受信装置１００の回路構成を変更することなく、異なる組み合わせの搬送周波数の測位信号を受信処理できる。また、受信処理系の数よりも多い種類の搬送周波数の測位信号を受信処理できる。

［第３実施形態］
本発明の第３実施形態を図３に示す。図３の受信装置１００においては、分周器１６０、１６２の分周比の設定値以外の回路構成は図２の第２実施形態と実質的に同一である。

図３の受信装置１００では、図２の第２実施形態のデュアルバンドのアンテナ２およびデュアルバンドのＢＰＦ４に代えて、シングルバンドのアンテナ１０、２０、シングルバンドのＬＮＡ１２、２２およびシングルバンドのＢＰＦ１４、２４を使用する。そして、ＩＣ内のＬＮＡ１０２は使用しない。

アンテナ１０、２０、ＬＮＡ１２、２２およびＢＰＦ１４、２４は、Ｌ１の周波数帯を１つの極とするシングルバンドである。この構成の第３実施形態では、２系統の受信処理系で同じ搬送波周波数のＬ１信号を受信処理する。ＬＮＡ１２、２２は、アンテナ１０、２０自体に設置されているか、外付けでもよい。

分周器１６０、１６２の分周比は１／３に設定されている。分周器１６２の分周比は、第１実施形態のようにＬ５を受信するときは１／４に設定される。
つまり、受信装置１００は、回路構成を変更することなく、第２実施形態と同様にＬ１およびＬ２またはＬ１およびＬ５の三種類の搬送波周波数の測位信号を受信処理できるとともに、Ｌ１に関しては二つの受信処理系を備える構成である。

（２系統でＬ１の受信処理）
二つの受信処理系で同じＬ１の測位信号を受信処理する場合、アンテナ１０、２０で受信された測位信号は、ＬＮＡ１２、ＢＰＦ１４とＬＮＡ２２、ＢＰＦ２４との２系統でそれぞれ増幅され帯域制限される。

ミキサ１１４、１３４でＬ１の測位信号と混合される局部発振信号は、図３の受信装置１００においては、水晶発振器８が発振するリファレンスクロック（周波数：４０ｆｏ）との比較周波数が十分に高くなるように設定されたＶＣＯ１５８が発振する基準発振信号（周波数：４６４４ｆｏ）を、分周器１６０、１６２でそれぞれ１／３（周波数：１５４８ｆｏ）の周波数に分周することで得られる。

Ｌ１の測位信号は、ミキサ１１４、１３４において１５４８ｆｏの局部発振信号と混合されることにより、１５４０ｆｏの搬送波周波数から８ｆｏの中間周波数に周波数変換される。

第３実施形態において、二つの受信処理系で同じＬ１の測位信号を受信処理する場合、Ｌ５の周波数帯域幅を有する受信処理系でＬ１の測位信号を処理するので、Ｌ５の広い周波数帯域幅を有する受信処理系で受信処理されたＬ１の測位信号に基づき、測位信号を高精度に検出できる。また、マルチパスによる測位誤差を低減することができる。

（Ｌ１およびＬ５の受信処理）
また、第３実施形態において、Ｌ１、Ｌ５を受信処理する場合、ＶＣＯ１５８が発振する基準発振信号（周波数：４６４４ｆｏ）を、分周器１６０、１６２でそれぞれ１／３（周波数：１５４８ｆｏ）、１／４（周波数：１１６１ｆｏ）の周波数に分周して局部発振信号を得ることができる。Ｌ５の測位信号は、ミキサ１３４において周波数が１１６１ｆｏの局部発振信号と混合されることにより、１１５０ｆｏの搬送波周波数から１１ｆｏの中間周波数に周波数変換される。

Ｌ１およびＬ５を受信処理する受信処理系では、Ｌ１の中間周波数が８ｆｏ、Ｌ５の中間周波数が１１ｆｏと異なっている。ここで、Ｌ１の帯域幅は２ＭＨｚであり、Ｌ５の帯域幅は２０ＭＨｚである。そこで、２０ＭＨｚの帯域幅のＬ５を処理できるように複素フィルタ１３６の帯域幅を設定しておけば、複素フィルタ１３６の周波数特性を変更することなく、あるいは変更したとしても僅かな変更でＬ１およびＬ５を処理できる。

以上説明した第３実施形態では、受信装置１００の用途に応じて、Ｌ１の測位信号を二つの受信処理系で処理するか、あるいはＬ１およびＬ５の測位信号を処理するのかを選択すればよい。

さらに、第３実施形態では、２個のアンテナ１０、２０から同じＬ１信号を受信し、二つの受信処理系で受信処理することにより、２個のアンテナ１０、２０の設置位置の違いから受信するＬ１信号に位相差が生じる。この受信信号の位相差から、車両の姿勢を検出することができる。

［第４実施形態］
本発明の第４施形態を図４に示す。
図４に示す第４実施形態では、２個のアンテナでそれぞれＬ１信号を受信するのではなく、１個のアンテナ１０から受信したＬ１信号を二つの受信処理系に分配し、二つの受信処理系で同じＬ１信号を受信処理する例である。

第３実施形態に比べ、１個のアンテナ１０でＬ１信号を受信するので、Ｌ１信号の位相差から車両の姿勢を検出することはできない。しかし、第３実施形態と同様に、Ｌ５の周波数帯域幅を有する受信処理系でＬ１の測位信号を処理するので、Ｌ５の周波数帯域幅を有する受信処理系で受信処理されたＬ１の測位信号に基づき、測位信号を高精度に検出できる。また、マルチパスによる測位誤差を低減することができる。

第４実施形態において、Ｌ１、Ｌ５を受信処理する場合は、シングルバンドのＢＰＦをデュアルバンドのＢＰＦに代えればよい。
［他の実施形態］
上記実施形態では、二つの受信処理系で測位信号を受信処理する例について説明した。これに対し、受信処理系は二つに限らず三つ以上でもよい。この場合、二つの受信処理系で同じ搬送波周波数の測位信号を受信処理し、他の受信処理系でそれとは異なる搬送波周波数の測位信号を受信処理してもよい。

３種類の搬送周波数の測位信号を受信装置１００で受信処理する場合、高精度な測位結果が得られる搬送波測位を実施できる。
このように、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。

第１実施形態の受信装置を示すブロック図。 第２実施形態の受信装置を示すブロック図。 第３実施形態の受信装置を示すブロック図。 第４実施形態の受信装置を示すブロック図。

符号の説明

２、１０、２０：アンテナ、４、１４、２４：ＢＰＦ、６：信号処理部、１００：受信装置（衛星測位用受信装置）、１１４、１３４：ミキサ（混合手段）、１１６、１３６：複素フィルタ、１５８：ＶＣＯ（発振信号生成手段）、１６０、１６２：分周器（分周手段）

Claims (4)

1. 衛星測位システムで用いられる測位衛星から送信される測位信号の受信処理を複数の受信処理系で行う衛星測位用受信装置において、
   所定周波数の基準発振信号を生成する一つの発振信号生成手段と、
   前記発振信号生成手段により生成された前記基準発振信号を、前記受信処理系毎に前記測位信号の搬送波周波数に応じて分周し、複数の前記受信処理系のうち少なくとも一つの前記受信処理系に対し、受信処理する前記測位信号の前記搬送波周波数に応じて前記基準発振信号を分周する分周比を切り替えて局部発振信号を生成する分周手段と、
   前記受信処理系毎に設けられ、前記局部発振信号と前記測位信号とをそれぞれ混合することにより前記測位信号を１段で中間周波数に変換する混合手段と、
   を備えることを特徴とする衛星測位用受信装置。
2. 少なくとも二つの前記受信処理系で受信処理される前記測位信号の前記搬送波周波数は異なっており、
   前記分周手段は、前記搬送波周波数の異なる前記測位信号を受信処理する前記受信処理系に対し分周比を変えて前記局部発振信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の衛星測位用受信装置。
3. 複数のアンテナが受信した同じ前記搬送波周波数の前記測位信号を前記アンテナと同数の前記受信処理系が入力し、
   前記分周手段は、前記搬送波周波数の同じ前記測位信号を受信処理する前記受信処理系に対し同じ周波数に分周した前記局部発振信号を生成することを特徴とする請求項１または２に記載の衛星測位用受信装置。
4. 前記受信処理系に設置された周波数フィルタをさらに備え、
   少なくとも二つの前記受信処理系は前記搬送波周波数の同じ前記測位信号を入力し、
   前記分周手段は、前記搬送波周波数の同じ前記測位信号を受信処理する前記受信処理系に対し同じ周波数に分周した前記局部発振信号を生成し、
   前記搬送波周波数の同じ前記測位信号を処理する前記受信処理系において、少なくとも一つの前記受信処理系に設置された前記周波数フィルタの周波数帯域幅は他の前記受信処理系に設置された前記周波数フィルタの周波数帯域幅よりも広いことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の衛星測位用受信装置。

Images