JP4722752B2 - Ｏｆｄｍ信号受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、受信したＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing、直交周波数分割多重）信号に対する干渉キャンセル機能を有するＯＦＤＭ信号受信装置に関する。

干渉キャンセラを用いる技術の一つとして、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いてＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output) チャネルを構成し、受信側で伝送路推定回路と干渉キャンセラを用いて各受信アンテナの受信信号から各送信アンテナからの送信信号を分離して復元することにより、送信アンテナの数だけチャネルを増加させ、周波数利用効率を向上させる手法がある。

ここで、２本ずつの送信アンテナおよび受信アンテナからなる２×２ＭＩＭＯ伝送システムにおいて、ＯＦＤＭ信号伝送に適用した場合の構成を図１８を参照して説明する（特許文献１）。

図１８において、ＯＦＤＭ信号送信装置１００は、マッピング回路１０１−１，１０１−２に２系統の入力データ系列Ｓ１，Ｓ２を入力して指定された変調方式の複素信号にマッピングし、次にプリアンブル挿入回路１０２−１，１０２−２で送信信号の先頭に所定のプリアンブル信号を付加した送信信号系列Ｄ₁[i], Ｄ₂[i]を生成し、高速逆フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ）１０３−１，１０３−２でそれをサブキャリア群に分割してマルチキャリア伝送を行うＯＦＤＭ信号を生成し、Ｄ／Ａ変換器１０４−１，１０４−２でＯＦＤＭ信号をアナログ信号に変換し、さらに送信機（Ｔｘ）１０５−１，１０５−２で所定の送信周波数に変換し、２本の送信アンテナ１０６−１，１０６−２から送信する構成である。

ＯＦＤＭ信号受信装置１１０は、２本の受信アンテナ１１１−１，１１１−２で受信した各信号を受信機（Ｒｘ）１１２−１，１１２−２およびＡ／Ｄ変換器１１３−１，１１３−２でディジタル信号に変換し、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１１４−１，１１４−２で各サブキャリアの受信信号系列ｘ₁[i], ｘ₂[i]を復調し、次に伝送路推定回路１１５で４通りの伝送路パスの各サブキャリア成分（ｈ₁₁[i],ｈ₁₂[i],ｈ₂₁[i],ｈ₂₂[i] ）の伝達係数行列Ｈ[i] を推定し、干渉キャンセラ１１６でその逆行列Ｈ[i]^-1 とＦＦＴ１１４−１，１１４−２から出力される受信信号系列ｘ₁[i], ｘ₂[i]を乗算することによりチャネル間の相互干渉を補償し、最後に干渉キャンセラ１１６の出力を識別回路１１７−１，１１７−２でビット列に変換し、出力データ系列Ｙ１，Ｙ２として出力する。

なお、本構成例では、ＯＦＤＭ信号伝送において伝送品質を向上させるために行う誤り訂正処理と、マルチパスによる遅延波の影響を除去するために付加するガードインターバルについての説明を省略する。

各受信アンテナ１１１−１，１１１−２の受信信号の中には、２本の送信アンテナ１０６−１，１０６−２から輻射された各送信信号が混在して含まれている。以下に、受信信号から各送信信号系列を分離して復元する動作原理について説明する。図１９は、バースト伝送におけるｉ番目のサブキャリアの２系統の送信信号系列を示す。これは、ＯＦＤＭ信号送信装置１００のＩＦＦＴ１０３−１，１０３−２に入力する送信信号系列Ｄ₁[i], Ｄ₂[i]に相当する。先頭の伝達係数推定用のプリアンブル信号は、既知パタンＰ₁[i], Ｐ₂[i]を用いて構成する。送信アンテナ１０６−１から送信されるプリアンブル信号（Ｐ₁[i], ０）、送信アンテナ１０６−２から送信されるプリアンブル信号（０，Ｐ₂[i]）と、これらに対応する受信プリアンブル信号（Ｐ^r ₁₁[i],Ｐ^r ₁₂[i],Ｐ^r ₂₁[i],Ｐ^r ₂₂[i] ）との関係は、伝達係数（ｈ₁₁[i],ｈ₁₂[i],ｈ₂₁[i],ｈ₂₂[i] ）を成分とする２行２列の伝達係数行列Ｈ[i] を用いて次のように表される。

これにより、伝達係数逆行列Ｈ[i]^-1は、次のように推定することができる。

一方、データ信号系列については、時刻ｎにおけるｉ番目の送信サブキャリアＤ₁[i](n),Ｄ₂[i](n) と、ＯＦＤＭ信号受信装置１１０のＦＦＴ１１４−１，１１４−２から出力される受信サブキャリアｘ₁[i](n),ｘ₂[i](n) の関係は、次のように表される。

なお、受信信号中に含まれる熱雑音成分は省略した。受信サブキャリアｘ₁[i](n),ｘ₂[i](n) に対して、(3) 式で求めた伝達係数逆行列Ｈ[i]^-1 を乗算することにより、次のように送信サブキャリアＤ₁[i](n),Ｄ₂[i](n) が得られる。

このように、従来のＭＩＭＯ伝送システムでは、同一時刻に同一周波数チャネルで２本の送信アンテナから送信し、受信側の２本の受信アンテナの受信信号から伝送路推定回路と干渉キャンセラを用いて、各送信アンテナからの送信信号を分離して復元することができる。
特開２００２−３７４２２４号公報

従来のＭＩＭＯ伝送システムでは、複数の送信アンテナは同一装置内か、あるいは近接して設置されており、送信信号を同期させることができた。このため、それぞれの送信アンテナからプリアンブル信号を同時刻に送信することが可能であり、受信側ではプリアンブル信号を同時刻に受信し、チャネル間の相互干渉とならずに伝送路推定を行うことができるので、干渉キャンセラは送信信号を分離することができた。

しかし、図２０に示す他セル間干渉の場合はこれとは異なり、希望局と干渉局が相互に同期して同時刻にプリアンブル信号を送信するとは限らない。すなわち、希望局に対して非同期の干渉局が存在する場合、受信局は希望局のプリアンブル信号を受信中に、干渉局からの未知の信号を受信することになり、希望信号に対して伝送路推定を正常に行うことができない。このため、希望局と干渉局が存在する環境では、従来のＭＩＭＯ伝送システムで用いられていた干渉キャンセル技術を適用することができない。

本発明は、希望信号に対して非同期の干渉信号がある場合に受信信号中に含まれる干渉信号成分を除去し、良好な受信特性を得ることができるＯＦＤＭ信号受信装置を提供することを目的とする。

第１の発明は、希望局からＯＦＤＭ信号として送信された希望信号と、該希望局に対して非同期の干渉局からＯＦＤＭ信号として送信された干渉信号を２本の受信アンテナで受信し、各受信アンテナの受信信号をそれぞれフーリエ変換して各サブキャリアの受信信号を復調するＯＦＤＭ信号受信装置において、２本の受信アンテナで受信した受信信号中に含まれる希望信号と干渉信号の各プリアンブル信号を用いて、希望信号および干渉信号の各伝達係数を算出する伝送路推定手段と、伝送路推定手段で得られた希望信号および干渉信号の各伝達係数に基づいて、第１の受信アンテナで受信した受信信号と第２の受信アンテナで受信した受信信号から算出した希望信号の伝達係数とを乗算した信号から、第２の受信アンテナで受信した受信信号と第１の受信アンテナで受信した受信信号から算出した希望信号の伝達係数とを乗算した信号を減算し、さらに各伝達係数から得られる定数を乗算することにより、受信信号中に含まれる希望信号成分を抑圧して干渉信号成分を抽出する干渉抽出手段と、伝送路推定手段で得られた干渉信号の伝達係数と干渉抽出手段で抽出された干渉信号成分とを乗算して受信信号から減算することにより、受信信号中に含まれる干渉信号成分を除去して希望信号成分のみを出力する干渉補償手段とを備える。

ここで、伝送路推定手段で得られた希望信号の伝達係数に基づいて干渉補償手段から出力される希望信号成分を同相合成する合成手段を備えてもよい。

第２の発明は、希望局からＯＦＤＭ信号として送信された希望信号と、該希望局に対して非同期の複数Ｊ個の干渉局からそれぞれＯＦＤＭ信号として送信された複数の干渉信号を複数Ｍ個（Ｍ≧Ｊ＋１）の受信アンテナで受信し、各受信アンテナの受信信号をそれぞれフーリエ変換して各サブキャリアの受信信号を復調するＯＦＤＭ信号受信装置において、複数の受信アンテナで受信した受信信号中に含まれる希望信号と複数の干渉信号の各プリアンブル信号を用いて、希望信号および複数の干渉信号の各伝達係数を算出する伝送路推定手段と、伝送路推定手段で得られた希望信号および複数の干渉信号の各伝達係数に基づいて、Ｋ＝１，２，・・・，Ｊとして、第Ｍの受信アンテナで受信した受信信号と第Ｋの受信アンテナで受信した受信信号から算出した希望信号の伝達係数とを乗算した信号から、第Ｋの受信アンテナで受信した受信信号と第Ｍの受信アンテナで受信した受信信号から算出した希望信号の伝達係数とを乗算した信号を減算し、得られた複数Ｊ個の信号を要素とするベクトルに対し、さらに各伝達係数から得られる定数行列を乗算することにより、受信信号中に含まれる希望信号成分を抑圧して複数Ｊ個の干渉信号成分を抽出する干渉抽出手段と、伝送路推定手段で得られた複数の干渉信号の伝達係数と干渉抽出手段で抽出された複数の干渉信号成分とをそれぞれ乗算して受信信号から減算することにより、受信信号中に含まれる干渉信号成分を除去して希望信号成分のみを出力する干渉補償手段と、伝送路推定手段で得られた希望信号の伝達係数に基づいて干渉補償手段から出力される複数の希望信号成分を同相合成する合成手段とを備える。

第１の発明および第２の発明のＯＦＤＭ信号受信装置において、伝送路推定手段は、プリアンブル信号とは別に、希望信号と干渉信号の送信信号系列に配置したトレーニング信号系列を用いて希望信号および干渉信号の各伝達係数を算出する構成としてもよい。

第１の発明は、ＯＦＤＭ信号の受信過程においてプリアンブル信号を用いて伝送路を推定し、算出した伝達係数を用いて希望信号を抑圧して干渉信号を抽出し、この干渉信号を用いて受信信号中に含まれる干渉信号成分をサブキャリアごとに除去することができる。このため、他セルからの干渉を受けているような干渉信号が希望信号と非同期の場合でも、干渉信号抑圧効果を実現することができる。

また、干渉補償手段の後段に接続した合成手段で干渉補償後の受信信号を同相合成することにより、良好な受信特性を得ることができる。

第２の発明は、干渉局が２以上であっても、少なくとも干渉局数より１つ多い受信アンテナを用い、希望信号と各干渉信号のプリアンブル信号を用いて伝送路を推定し、算出したそれぞれの伝達係数を用いて希望信号を抑圧して各干渉信号を抽出し、この各干渉信号を用いて受信信号中に含まれる各干渉信号成分をサブキャリアごとに除去することができる。このため、他セルからの干渉を受けているような干渉信号が希望信号と非同期の場合でも、干渉信号抑圧効果を実現することができる。さらに、干渉補償手段の後段に接続した合成手段で干渉補償後の受信信号を同相合成することにより、良好な受信特性を得ることができる。

また、第１の発明および第２の発明において、伝送路推定にプリアンブル信号とは別に配置したトレーニング信号系列を用いることにより、高精度に伝送路推定を行うことが可能となり、干渉信号抑圧効果を高めることができる。

（第１の実施形態）
図１は、本発明のＯＦＤＭ信号受信装置の第１の実施形態を示す。なお、従来技術の説明では２×２ＭＩＭＯ伝送システムにおける干渉キャンセラを示したが、本実施形態では２つの受信アンテナに希望局１からの希望信号と、これ以外の第三の干渉局２からの干渉信号を受けているＯＦＤＭ信号受信装置について説明する。

図１において、ＯＦＤＭ信号受信装置は、２本の受信アンテナ１１−１，１１−２で受信した各信号を受信機（Ｒｘ）１２−１，１２−２およびＡ／Ｄ変換器１３−１，１３−２でそれぞれディジタルの受信信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１３−１，１３−２から出力される受信信号Ｒ＝（ｒ₁ ，ｒ₂)はそれぞれ分岐し、一方は高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１４−１，１４−２に入力して各サブキャリアの受信信号Ｘ[i] ＝（ｘ₁[i], ｘ₂[i]）が復調され、他方は伝送路推定部１５に入力し、受信した希望信号と干渉信号のプリアンブル信号を用いて希望信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^d _1d[i],ｈ ^d _2d[i] と、干渉信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^u _1u[i],ｈ ^u _2u[i] が算出される。ＦＦＴ１４−１，１４−２から出力される受信信号Ｘ[i] ＝（ｘ₁[i], ｘ₂[i]）はそれぞれ分岐し、一方は干渉抽出部１６に、他方は干渉補償部１７に入力される。

干渉抽出部１６では、ＦＦＴ１４−１，１４−２から出力される受信信号Ｘ[i] ＝（ｘ₁[i], ｘ₂[i]）と、伝送路推定部１５から出力される希望信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^d _1d[i],ｈ ^d _2d[i] および干渉信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^u _1u[i],ｈ ^u _2u[i] を入力し、受信信号中の希望信号成分を抑圧した干渉信号成分Ｕex[i] を抽出する。干渉補償部１７では、ＦＦＴ１４−１，１４−２から出力される受信信号Ｘ[i] と、干渉抽出部１６から出力される干渉信号成分Ｕex[i] と、伝送路推定部１５から出力される干渉信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^u _1u[i],ｈ ^u _2u[i] を入力し、受信信号から干渉信号成分を除去した希望信号Ｙ[i] ＝（ｙ₁[i], ｙ₂[i]）を出力する。この希望信号Ｙ[i] ＝（ｙ₁[i], ｙ₂[i]）は、識別回路（ＤＥＴ）１８−１，１８−２に入力してビット列に変換され、出力データ系列Ｚ[i] ＝（ｚ₁[i], ｚ₂[i]）として出力される。

図２は、第１の実施形態における送信信号系列のフォーマットを示す。ここでは、希望信号の送信信号系列を示すが、干渉信号も同様のフォーマットになっている。送信信号系列の先頭には通常のＯＦＤＭ方式のバースト伝送でタイミング同期、周波数同期および伝送路推定のために用いられる既知パタンのプリアンブル信号が配置されている。ここで、希望信号および干渉信号のプリアンブル信号をＫ個のデータ値として
希望信号：Ｐd(0), Ｐd(1), …，Ｐd(K-1)
干渉信号：Ｐu(0), Ｐu(1), …，Ｐu(K-1)
と表す。なお、希望信号と干渉信号を区別するために、それぞれのプリアンブル信号は異なるものとする。

図３は、第１の実施形態における伝送路推定部１５の構成例を示す。図３において、伝送路推定部１５は、入力される受信信号Ｒ＝（ｒ₁ ，ｒ₂)をそれぞれ分岐し、一方は希望信号を検出するマッチドフィルタ２１−１，２１−２に入力し、他方は干渉信号を検出するマッチドフィルタ２２−１，２２−２に入力する。マッチドフィルタ２１−１，２１−２は各受信信号中に含まれる希望信号のインパルス応答を算出し、各インパルス応答を高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）２３−１，２３−２に入力してフーリエ変換し、希望信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^d _1d[i],ｈ ^d _2d[i] を算出する。

ここで、ＦＦＴ２３−１で算出される伝達係数ｈ ^d _1d[i]は、受信アンテナ１１−１に受信された希望信号の伝達係数のｉ番目のサブキャリアに対応した成分であり、ＦＦＴ２３−２で算出される伝達係数ｈ ^d _2d[i]は、受信アンテナ１１−２に受信された希望信号の伝達係数のｉ番目のサブキャリアに対応した成分である。同様に、マッチドフィルタ２２−１，２２−２は、各受信信号中に含まれる干渉信号のインパルス応答を算出し、そのインパルス応答を高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）２４−１，２４−２に入力してフーリエ変換し、干渉信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^u _1u[i],ｈ ^u _2u[i] を算出する。

図４は、第１の実施形態におけるマッチドフィルタ２１の構成例を示す。図４において、希望信号を検出するマッチドフィルタ２１は、Ｋ−１個の遅延回路２５−１〜２５−(K-1) と、Ｋ個の乗算回路２６−１〜２６−Ｋと、合成回路２７から構成され、各遅延回路の遅延量Ｔはサンプリング周期である。各遅延回路２５−１〜２５−(K-1) で順次遅延させた受信信号ｒ₁ （ｒ₂ ）は、各乗算回路２６−１〜２６−Ｋで希望信号のプリアンブル信号の複素共役Ｐd(0)^* , Ｐd(1)^* , …，Ｐd(K-1)^* とそれぞれ乗算され、合成回路２７は各乗算結果を合成して出力する。これにより、それぞれの受信信号中に含まれる希望信号のインパルス応答を算出する。

同様に、干渉信号を検出するマッチドフィルタ２２では、乗算回路２６−１〜２６−Ｋの係数を干渉信号のプリアンブル信号の複素共役Ｐu(0)^* , Ｐu(1)^* , …，Ｐu(K-1)^* とすることにより、干渉信号のインパルス応答を算出する。

各マッチドフィルタで算出するインパルス応答の一例を図５に示す。マルチパス環境で受信した信号のインパルス応答には、複数の到来波（例では３波）が存在する。このインパルス応答を先頭波から64個のサンプリングデータをフーリエ変換して求めた伝達係数を図６に示す。図６において、横軸は周波数に相当し、縦軸の値が対応するサブキャリア成分の伝達係数となる。なお、インパルス応答および伝達係数は複素数であるが、図５および図６はそれぞれ振幅成分で表している。

一方、ＯＦＤＭシンボルの番号をｎとして、希望信号のｉ番目の送信サブキャリアＤ[i](n)と、干渉信号のｉ番目の送信サブキャリアＵ[i](n)と、ＦＦＴ１４−１，１４−２から出力される受信サブキャリアｘ₁[i](n),ｘ₂[i](n) との関係は、次のように表される。
ｘ₁[i](n) ＝ｈ^d _1d[i]・Ｄ[i](n)＋ｈ^u _1u[i]・Ｕ[i](n) …(6-1)
ｘ₂[i](n) ＝ｈ^d _2d[i]・Ｄ[i](n)＋ｈ^u _2u[i]・Ｕ[i](n) …(6-2)
これらの出力を干渉抽出部１６に入力し、サブキャリアごとに希望信号を除去して干渉信号を抽出する。

図７は、第１の実施形態における干渉抽出部１６の構成例を示す。図７において、干渉抽出部１６は、希望信号抑圧回路３１、演算回路３２、干渉信号分離回路３３により構成される。希望信号抑圧回路３１は、乗算回路３４−１，３４−２にＦＦＴ１４−１，１４−２から出力される受信信号ｘ₁[i], ｘ₂[i]と、伝送路推定部１５から出力される希望信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^d _2d[i] ，ｈ ^d _1d[i] を入力してそれぞれ乗算し、減算回路３５で乗算回路３４−１の出力から乗算回路３４−２の出力を減算する構成である。減算後の信号のｉ番目のサブキャリア成分は、次のように希望信号が除かれて干渉信号成分のみとなる。
ｈ ^d _2d[i]・ｘ₁[i](n)−ｈ ^d _1d[i]・ｘ₂[i](n)
＝（ｈ ^d _2d[i]・ｈ^u _1u[i]−ｈ ^d _1d[i]・ｈ^u _2u[i])・Ｕ[i](n)
＝Δ[i] ・Ｕ[i](n) …(7)

演算回路３２は、伝送路推定部１５から出力される希望信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^d _1d[i],ｈ ^d _2d[i] および干渉信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^u _1u[i],ｈ ^u _2u[i] を用い、次に示すように各伝達係数の関数である１／Δ[i] を算出する。
１／Δ[i] ＝１／（ｈ ^d _2d[i]・ｈ ^u _1u[i]−ｈ ^d _1d[i]・ｈ ^u _2u[i]) …(8)
干渉信号分離回路３３は、乗算回路３６で希望信号抑圧回路３１の出力と演算回路３２の出力１／Δ[i] を乗算する構成であり、受信信号中の希望信号成分を抑圧した干渉信号成分Ｕ[i](n)を抽出し、干渉信号成分Ｕex[i](n)として出力する。

図８は、第１の実施形態における干渉補償部１７の構成例を示す。図８において、干渉補償部１７は、干渉信号制御回路４１および干渉減算回路４２により構成される。干渉信号制御回路４１は、乗算回路４３−１，４３−２で干渉抽出部１６から出力される干渉信号成分Ｕex[i](n)と、伝送路推定部１５から出力される干渉信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ^u _1u[i]，ｈ^u _2u[i]をそれぞれ乗算して干渉減算回路４１に与える。干渉減算回路４１は、減算回路４４−１でＦＦＴ１４−１から出力される受信信号ｘ₁[i]から乗算回路４３−１の乗算結果を減算し、減算回路４４−２でＦＦＴ１４−２から出力される受信信号ｘ₂[i]から乗算回路４３−２の乗算結果を減算する。減算回路４４−１，４４−２の出力ｙ₁[i]，ｙ₂[i]は、(6-1),(6-2) 式より次のようになる。
ｙ₁[i]＝ｘ₁[i](n)−ｈ ^u _1u[i]・Ｕex[i](n)→ｈ^d _1d[i]・Ｄ[i](n) …(9-1)
ｙ₂[i]＝ｘ₂[i](n)−ｈ ^u _2u[i]・Ｕex[i](n)→ｈ^d _2d[i]・Ｄ[i](n) …(9-2)
この結果、干渉補償部１７の出力ｙ₁[i]，ｙ₂[i]は、受信信号中の干渉信号を除去した希望信号のみとなる。

このように、希望信号と干渉信号の既存のプリアンブル信号を用いて伝送路推定を行い、算出した伝達係数により干渉信号を抽出し、これを用いて干渉補償を行うことができる。本実施形態の構成では、干渉信号を抽出するために２本の受信アンテナを用いており、それぞれの受信信号について干渉補償処理を行っている。

（第２の実施形態）
第１の実施形態は、干渉信号の特性を利用した伝送路推定により干渉信号の抽出および除去を行っているが、第２の実施形態では、プリアンブル信号の前に配置するトレーニング信号系列を用いて伝送路推定を行うことを特徴とする。

図９は、第２の実施形態における送信信号系列のフォーマットを示す。送信信号系列の先頭には既知パタンのプリアンブル信号の前にトレーニング信号系列が配置される。このトレーニング信号系列は、既存のプリアンブル信号を用いるのに比べて伝送路推定精度を向上させることを目的に付加するものである。例えば、±１からなるＰＮ系列をトレーニング信号系列とし、これをＢＰＳＫ変調のシングルキャリアで送信する。ここで、希望信号および干渉信号のトレーニング信号系列をＫ' 個のデータ値として
希望信号：Ｃd(0), Ｃd(1), …，Ｃd(K'-1)
干渉信号：Ｃu(0), Ｃu(1), …，Ｃu(K'-1)
と表す。なお、希望信号と干渉信号を区別するために、それぞれのプリアンブル信号は異なるものとし、相互に直交性が強いものとする。

図１０は、第２の実施形態におけるマッチドフィルタ２１の構成例を示す。図４に示す第１の実施形態におけるマッチドフィルタ２１と異なる点は、各乗算回路２６−１〜２６−Ｋの係数として希望信号のトレーニング信号系列の複素共役Ｃd(0)^* , Ｃd(1)^* , …，Ｃd(K'-1)^*を用いることである。なお、干渉信号を検出するマッチドフィルタ２２においても同様である。このトレーニング信号系列を用いることにより、マッチドフィルタで算出するインパルス応答、さらにフーリエ変換して求める伝達係数の推定精度を向上させることができる。その結果、干渉抽出部（図１，図７：１６）では、より高精度に干渉信号を抽出することができ、干渉補償部（図１，図８：１７）における干渉抑圧特性が良好となる。以下に示す実施形態においても同様である。

（第３の実施形態）
図１１は、本発明のＯＦＤＭ信号受信装置の第３の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、図１に示す第１の実施形態の構成における干渉補償部１７の出力段にＳＤ合成部１９を配置し、干渉補償部１７で受信信号から干渉信号成分を除去した希望信号Ｙ[i] ＝（ｙ₁[i], ｙ₂[i]）を同相合成し、その合成出力Ｗ[i] を識別回路１８で識別して出力データ系列Ｚ[i] として出力するところにある。ＳＤ合成部１９には、伝送路推定部１５から出力される希望信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^d _1d[i],ｈ ^d _2d[i] が入力される。

図１２は、第３の実施形態におけるＳＤ合成部１９の構成例を示す。図１２において、ＳＤ合成部１９は、伝送路推定部１５から出力される希望信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^d _1d[i] ，ｈ ^d _2d[i] を複素共役演算部５１に入力し、乗算回路５２−１，５２−２に干渉補償部１７から出力される干渉信号成分が除去された希望信号ｙ₁[i], ｙ₂[i]と、複素共役演算部５１から出力される希望信号の伝達係数の複素共役ｈ ^d _1d[i]^* ，ｈ ^d _2d[i]^* を入力してそれぞれ乗算し、加算回路５３で乗算回路５２−１，５２−２の各出力を合成する。合成後のｉ番目の信号Ｗ[i] は次のように表される。
Ｗ[i] ＝ｈ ^d _1d[i]^*・ｙ₁[i](n)＋ｈ ^d _2d[i]^*・ｙ₂[i](n)
＝（｜ｈ ^d _1d[i]｜²＋｜ｈ ^d _2d[i]｜²)・Ｄ[i](n) …(10)

（第４の実施形態）
図１３は、本発明のＯＦＤＭ信号受信装置の第４の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、図１に示す第１の実施形態および図１１に示す第３の実施形態が２本の受信アンテナ１１−１，１１−２を用いて１つの干渉局２からの干渉信号をキャンセルする構成であるのに対して、一般に複数の受信アンテナを用いて複数の干渉信号をキャンセルするように拡張したところにある。ここで、干渉局の数をＪ、用いる受信アンテナの数をＭとした場合に、Ｍ≧Ｊ＋１とする。希望局１から受信アンテナ１１−ｍまでの伝達係数をｈ^d _md[i]、干渉局２−ｊから受信アンテナ１１−ｍまでの伝達係数をｈ^u _mj[i]で表す（ｍ＝１，２，…，Ｍ、ｊ＝１，２，…，Ｊ）。

本実施形態の特徴は、図１１に示す第３の実施形態の構成に対して受信系統がＭ個あるとともに、伝送路推定部１５′、干渉抽出部１６′、干渉補償部１７′、ＳＤ合成部１９′の構成にある。

伝送路推定部１５′は、各受信アンテナ１１−１〜１１−Ｍの受信信号Ｒ＝（ｒ₁ ，…，ｒ_M)から希望信号と干渉信号の各サブキャリアの伝達係数を求める。詳しくは図１４を参照して説明する。干渉抽出部１６′は、ＦＦＴ１４−１〜１４−Ｍから出力される各受信信号Ｒのフーリエ変換後の受信信号Ｘ[i](n)＝(ｘ₁[i](n),…，ｘ_M[i](n)) を入力し、各受信信号中に含まれるＪ個の干渉局からの干渉信号成分Ｕex[i](n)＝（ｕ₁[i](n),…, ｕ_J[i](n))を抽出する。詳しくは図１５を参照して説明する。干渉補償部１７′は、フーリエ変換後の受信信号Ｘ[i](n)から干渉信号成分Ｕex[i](n)を減算し、受信信号中の各干渉信号成分を除去する。詳しくは、図１６を参照して説明する。ＳＤ合成部１９′は、干渉補償後の希望信号Ｙ[i](n)＝(ｙ₁[i](n)，…, ｙ_M[i](n)）を同相合成し、合成出力Ｗ[i](n)として出力する。詳しくは、図１７を参照して説明する。

図１４は、第４の実施形態における伝送路推定部１５′の構成例を示す。図１４において、伝送路推定部１５′は受信アンテナ１１−１〜１１−Ｍの受信信号Ｒ＝（ｒ₁ ，…，ｒ_M ）をそれぞれ分岐し、希望信号検出回路２８と干渉信号検出回路２９−１〜２９−Ｊに入力する構成である。

希望信号検出回路２８は、Ｍ個のマッチドフィルタ２１−１〜２１−Ｍと高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）２３−１〜２３−Ｍから構成される。受信信号Ｒ＝（ｒ₁ ，…，ｒ_M ）を入力するマッチドフィルタ２１−１〜２１−Ｍは、各受信信号中に含まれる希望信号のインパルス応答を算出し、各インパルス応答をＦＦＴ２３−１〜２３−Ｍに入力してフーリエ変換し、希望信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^d _1d[i],…，ｈ ^d _Md[i] を算出する。

干渉信号検出回路２９−ｊは、Ｍ個のマッチドフィルタ２２−ｊ−１〜２２−ｊ−Ｍと高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）２４−ｊ−１〜２４−ｊ−Ｍから構成される。受信信号Ｒ＝（ｒ₁ ，…，ｒ_M ）を入力するマッチドフィルタ２２−ｊ−１〜２２−ｊ−Ｍは、各受信信号中に含まれる干渉信号のインパルス応答を算出し、各インパルス応答をＦＦＴ２４−ｊ−１〜２４−ｊ−Ｍに入力してフーリエ変換し、干渉信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^u _1j[i],…，ｈ ^u _Mj[i] を算出する。

希望信号検出回路２８および干渉信号検出回路２９−ｊの構成は同じであるが、希望信号検出回路２８のマッチドフィルタ２１−１〜２１−Ｍでは各乗算回路の係数に希望信号のプリアンブル信号またはトレーニング信号を用いて伝送路を推定し、干渉信号検出回路２９−ｊのマッチドフィルタ２２−ｊ−１〜２２−ｊ−Ｍでは各乗算回路の係数に干渉信号のプリアンブル信号またはトレーニング信号を用いて伝送路を推定する。

一方、図１３において、ＯＦＤＭシンボルの番号をｎとして、希望信号のｉ番目の送信サブキャリアＤ[i](n)と、干渉局２−ｊによる干渉信号のｉ番目の送信サブキャリアＵ_j [i](n)と、ＦＦＴ１４−ｍでフーリエ変換された受信信号ｘ_m[i](n) との関係は次のように表される。

これらの出力を干渉抽出部１６′に入力し、サブキャリアごとに希望信号を除去して干渉信号を抽出する。

図１５は、第４の実施形態における干渉抽出部１６′の構成例を示す。図１５において、干渉抽出部１６′は、希望信号抑圧回路３１−１〜３１−Ｊ、演算回路３２、干渉信号分離回路３３により構成される。希望信号抑圧回路３１−ｊは、乗算回路３４−ｊ−１，３１−ｊ−２にＦＦＴ１４−Ｍ，１４−ｍから出力される受信信号ｘ_M[i](n)，ｘ_m[i](n)と、伝送路推定部１５′から出力される希望信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^d _md[i]，ｈ ^d _Md[i]を入力してそれぞれ乗算し、減算回路３５−ｊで乗算回路３１−ｊ−１の出力から乗算回路３１−ｊ−２の出力を減算する。ここでは、ｊ＝ｍとし、希望信号抑圧回路３１−１〜３１−Ｊに、ＦＦＴ１４−１〜１４−Ｊから出力される受信信号ｘ₁[i](n)〜ｘ_J[i](n)をそれぞれ入力し、ＦＦＴ１４−Ｍから出力される受信信号ｘ_M[i](n) を共通に入力しているが、それらはＭ個の受信信号ｘ₁[i](n)〜ｘ_M[i](n)のうち任意のＪ個と１個の組み合わせでよい。すなわち、希望信号抑圧回路３１−１〜３１−Ｊは、Ｍ個ある受信信号のうちＪ＋１個の受信信号とそれらに対応する希望信号の伝達係数との乗算を行い，それぞれ希望信号を抑圧した干渉信号成分を出力する。

希望信号抑圧回路３１−ｊから出力されるｉ番目の信号ｖ_m[i](n) は次のように表される。

これにより、希望信号抑圧回路３１−ｊの出力ｖ_m[i](n) は希望信号が除かれて干渉信号成分のみとなる。ここで、希望信号抑圧回路３１−１〜３１−ＪのＪ個の出力をＶ[i](n)＝（ｖ₁[i](n)，…，ｖ_J[i](n)) としてベクトル表示し、(12)式のｓ_mj[i] を要素するＪ行Ｊ列の行列をＳ[i] とすると、(12)式は次のように表される。
Ｖ[i](n)＝Ｓ[i]・Ｕ[i](n) …(13)

Ｓ[i] の各要素ｓ_mj[i] は、伝送路推定部１５′で算出したの各サブキャリアの伝達係数ｈ ^d _1d[i],…，ｈ ^d _Md[i] および干渉信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^u _1j[i],…，ｈ ^u _Mj[i] から計算できる。演算回路３２では、このＳ[i] の逆行列Ｓ^-1[i] を算出し、これを干渉信号分離回路３３でＶ[i](n)と乗算することにより、受信信号中の希望信号成分を抑圧した干渉信号成分Ｕex[i](n)＝(ｕ₁[i](n),…, ｕ_J[i](n)) が次のように得られ、これを干渉補償部１７′に入力する。
Ｕex[i](n)＝Ｓ^-1[i]・Ｖ[i](n) …(14)

図１６は、第４の実施形態における干渉補償部１７′の構成例を示す。図１６において、干渉補償部１７′は、干渉信号制御回路４１および干渉減算回路４２から構成される。干渉信号制御回路４１は、干渉抽出部１６′から出力される干渉信号成分Ｕex[i](n)に対して、各要素が干渉信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ^u _mj[i]からなるＭ行Ｊ列の干渉伝達係数行列Ｈ^u[i]を乗算し、干渉減算回路４２の減算回路４４−１〜４４−ＭはＸ[i](n)から干渉信号制御回路４１の出力を減算する。干渉減算回路４２の出力Ｙ[i](n)＝（ｙ₁[i](n),…, ｙ_M[i](n))は、(11)式より次のようになる。

この結果、干渉補償部１７′の出力Ｙ[i](n)は、受信信号中の干渉信号を除去した希望信号のみとなる。

図１７は、第４の実施形態におけるＳＤ合成部１９′の構成例を示す。図１７において、ＳＤ合成部１９′は、伝送路推定部１５′から出力される希望信号の各サブキャリアの伝達係数ｈ ^d _1d[i] 〜ｈ ^d _Md[i] を複素共役演算部５１′に入力し、乗算回路５２−１〜５２−Ｍに干渉補償部１７′から出力される干渉信号成分が除去された希望信号Ｙ[i] と、複素共役演算部５１′から出力される希望信号の伝達係数の複素共役ｈ ^d _1d[i]^* 〜ｈ ^d _Md[i]^*を入力してそれぞれ乗算し、合成回路５３′で乗算回路５２−１〜５２−Ｍの各出力を合成する。合成後のｉ番目の信号Ｗ[i] は次のように表される。

このように干渉補償部１７′では、干渉信号を除去した複数の受信信号を同相合成することができ、より良好な受信特性を得ることができる。

本発明のＯＦＤＭ信号受信装置の第１の実施形態を示す図。 第１の実施形態における送信信号系列のフォーマットを示す図。 第１の実施形態における伝送路推定部１５の構成例を示す図。 第１の実施形態におけるマッチドフィルタ２１の構成例を示す図。 インパルス応答の例を示す図。 伝達係数の例を示す図。 第１の実施形態における干渉抽出部１６の構成例を示す図。 第１の実施形態における干渉補償部１７の構成例を示す図。 第２の実施形態における送信信号系列のフォーマットを示す図。 第２の実施形態におけるマッチドフィルタ２１の構成例を示す図。 本発明のＯＦＤＭ信号受信装置の第３の実施形態を示す図。 第３の実施形態におけるＳＤ合成部１９の構成例を示す図。 本発明のＯＦＤＭ信号受信装置の第４の実施形態を示す図。 第４の実施形態における伝送路推定部１５′の構成例を示す図。 第４の実施形態における干渉抽出部１６′の構成例を示す図。 第４の実施形態における干渉補償部１７′の構成例を示す図。 第４の実施形態におけるＳＤ合成部１９′の構成例を示す図。 ＭＩＭＯ伝送システムの構成例を示す図。 従来技術における送信信号系列のフォーマットを示す図。 他セル間干渉の例を示す図。

符号の説明

１ 希望局
２ 干渉局
１１ 受信アンテナ
１２ 受信機（Ｒｘ）
１３ Ａ／Ｄ変換器
１４ 高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）
１５ 伝送路推定部
１６ 干渉抽出部
１７ 干渉補償部
１８ 識別回路（ＤＥＴ）
１９ ＳＤ合成部
２１，２２ マッチドフィルタ
２３，２４ 高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）
２５ 遅延回路（Ｔ）
２６ 乗算回路
２７ 合成回路
３１ 希望信号抑圧回路
３２ 演算回路
３３ 干渉信号分離回路
３４，３６ 乗算回路
３５ 減算回路
４１ 干渉信号制御回路
４２ 干渉減算回路
４３ 乗算回路
４４ 減算回路
５１ 位相共役演算部
５２ 乗算回路
５３ 合成回路

Claims (4)

1. 希望局からＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号として送信された希望信号と、該希望局に対して非同期の干渉局からＯＦＤＭ信号として送信された干渉信号を２本の受信アンテナで受信し、各受信アンテナの受信信号をそれぞれフーリエ変換して各サブキャリアの受信信号を復調するＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記２本の受信アンテナで受信した受信信号中に含まれる希望信号と干渉信号の各プリアンブル信号を用いて、希望信号および干渉信号の各伝達係数を算出する伝送路推定手段と、
   前記伝送路推定手段で得られた前記希望信号および前記干渉信号の各伝達係数に基づいて、第１の受信アンテナで受信した受信信号と第２の受信アンテナで受信した受信信号から算出した希望信号の伝達係数とを乗算した信号から、第２の受信アンテナで受信した受信信号と第１の受信アンテナで受信した受信信号から算出した希望信号の伝達係数とを乗算した信号を減算し、さらに各伝達係数から得られる定数を乗算することにより、前記受信信号中に含まれる希望信号成分を抑圧して干渉信号成分を抽出する干渉抽出手段と、
   前記伝送路推定手段で得られた前記干渉信号の伝達係数と前記干渉抽出手段で抽出された干渉信号成分とを乗算して前記受信信号から減算することにより、前記受信信号中に含まれる干渉信号成分を除去して希望信号成分のみを出力する干渉補償手段と
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記伝送路推定手段で得られた前記希望信号の伝達係数に基づいて前記干渉補償手段から出力される希望信号成分を同相合成する合成手段を備えた
   ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
3. 希望局からＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号として送信された希望信号と、該希望局に対して非同期の複数Ｊ個の干渉局からそれぞれＯＦＤＭ信号として送信された複数の干渉信号を複数Ｍ個（Ｍ≧Ｊ＋１）の受信アンテナで受信し、各受信アンテナの受信信号をそれぞれフーリエ変換して各サブキャリアの受信信号を復調するＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記複数の受信アンテナで受信した受信信号中に含まれる希望信号と複数の干渉信号の各プリアンブル信号を用いて、希望信号および複数の干渉信号の各伝達係数を算出する伝送路推定手段と、
   前記伝送路推定手段で得られた前記希望信号および前記複数の干渉信号の各伝達係数に基づいて、Ｋ＝１，２，・・・，Ｊとして、第Ｍの受信アンテナで受信した受信信号と第Ｋの受信アンテナで受信した受信信号から算出した希望信号の伝達係数とを乗算した信号から、第Ｋの受信アンテナで受信した受信信号と第Ｍの受信アンテナで受信した受信信号から算出した希望信号の伝達係数とを乗算した信号を減算し、得られた複数Ｊ個の信号を要素とするベクトルに対し、さらに各伝達係数から得られる定数行列を乗算することにより、前記受信信号中に含まれる希望信号成分を抑圧して複数Ｊ個の干渉信号成分を抽出する干渉抽出手段と、
   前記伝送路推定手段で得られた前記複数の干渉信号の伝達係数と前記干渉抽出手段で抽出された複数の干渉信号成分とをそれぞれ乗算して前記受信信号から減算することにより、前記受信信号中に含まれる干渉信号成分を除去して希望信号成分のみを出力する干渉補償手段と、
   前記伝送路推定手段で得られた前記希望信号の伝達係数に基づいて前記干渉補償手段から出力される複数の希望信号成分を同相合成する合成手段と
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
4. 請求項１または請求項３に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記伝送路推定手段は、前記プリアンブル信号とは別に、前記希望信号と前記干渉信号の送信信号系列に配置したトレーニング信号系列を用いて希望信号および干渉信号の各伝達係数を算出する構成である
   ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。

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