JP4746667B2 - 電動機の相電流推定装置および電動機の磁極位置推定装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動機の相電流推定装置および電動機の磁極位置推定装置に関する。

従来、例えば指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる２つの第１および第２基本電圧ベクトル成分を、１ＰＷＭ周期（搬送波周期の１周期）をなす第１の期間内に出力すると共に、第１および第２基本電圧ベクトル成分に対しそれぞれ１８０度位相が異なる２つの第３および第４基本電圧ベクトル成分を、第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力することで、例えば変調度が小さい場合や出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態において所望の長さのパルス幅を確保するインバータ装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
また、従来、例えば指令電圧ベクトルが小さい場合に、所定期間での平均値がゼロとなるパルス電圧を指令電圧ベクトルに重畳することで、指令電圧ベクトルを正側および負側に増大させて、センサレス制御での電動機の電圧方程式から回転子の位置角度および回転速度を演算する制御装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開２００５−１２９３４号公報 特開平０９−２３３９００号公報

ところで、上記従来技術に係るインバータ装置においては、所望の長さのパルス幅を確保するために、指令電圧ベクトルを２つの第１および第２の期間の各ＰＷＭ周期内のベクトルに分解したときに発生する高調波成分（つまり、分解により得られるベクトルと指令電圧ベクトルとの差）に起因して、騒音およびトルク脈動が増大し、電流制御の安定性が劣化してしまうという問題が生じる。
また、上記従来技術に係る制御装置においては、パルス電圧を指令電圧ベクトルに重畳することに起因して高調波成分が発生し、電流制御の安定性が劣化してしまうという問題が生じる。
しかも、上記従来技術に係るインバータ装置および制御装置においては、電動機の回転速度およびトルクが小さい場合にはインバータの変調率が低下し、例えばセンサレス制御時などにおいてインバータの直流側電流から相電流を推定する際に直流側電流を適切に検出するために要する所望の長さのパルス幅（つまりパルス幅変調におけるパルス幅）を確保することが困難になるという問題が生じる。そして、この変調率が小さい領域は、インバータの入力電圧が増大することに伴い、拡大してしまうという問題が生じる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、高調波成分の発生に起因する騒音およびトルク脈動の増大を防止し、電流制御の所望の安定性を確保しつつ、相電流の推定精度を適切に向上させることが可能な電動機の相電流推定装置および磁極位置の推定精度を適切に向上させることが可能な電動機の磁極位置推定装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１態様に係る電動機の相電流推定装置は、パルス幅変調信号により３相交流の電動機への通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのインバータ１３）と、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号生成部２５）と、前記インバータにより前記電動機の他制制御および自制制御をおこなう制御手段（例えば、実施の形態での制御装置２４）と、前記インバータの直流側電流を検出する直流側電流センサ（例えば、実施の形態での直流側電流センサ３１）と、前記直流側電流センサにより検出された前記直流側電流に基づいて相電流を推定する相電流推定手段（例えば、実施の形態での相電流推定部２３）とを備え、前記制御手段は、前記他制制御および前記自制制御の実行時に、前記相電流推定手段による前記相電流の推定が可能である変調率範囲を規定する所定の変調率下限値と前記インバータの変調率との偏差に応じた制御指令値と、該制御指令値に対応する制御検出値との偏差がゼロとなるようにフィードバック制御をおこなう。

さらに、本発明の第２態様に係る電動機の相電流推定装置では、前記制御手段は、ｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系を設定し、前記他制制御の実行時に、前記制御指令値としてのγ軸電流指令値と、前記制御検出値としてのγ軸電流検出値との偏差がゼロとなるように電流フィードバック制御をおこなう。

さらに、本発明の第３態様に係る電動機の磁極位置推定装置は、本発明の第１態様または第２態様に係る電動機の相電流推定装置と、前記自制制御の実行時に前記電動機の回転角を推定して推定回転角信号を出力する回転角推定手段（例えば、実施の形態での磁極位置誤差推定部４８および磁極位置演算部４９）とを備える。

本発明の第１態様に係る電動機の相電流推定装置によれば、相電流の推定が可能である変調率範囲を規定する所定の変調率下限値とインバータの変調率との偏差に応じた制御指令値と、制御検出値との偏差がゼロとなるようにフィードバック制御をおこなうことから、インバータの直流側電流から相電流を推定する際に直流側電流を適切に検出するために要する所望の長さのパルス幅（つまりパルス幅変調におけるパルス幅）を確保することができる。これにより、例えば電動機の回転速度が所定値未満で小さい場合などであっても、高調波電圧の発生あるいは印加を必要とせずに、例えば高調波電圧に起因して騒音およびトルク脈動が増大したり、電流制御の安定性が劣化してしまうことを防止しつつ、相電流の推定精度を適切に向上させることができる。

さらに、本発明の第２態様に係る電動機の相電流推定装置によれば、他制制御の実行時に、γ軸電流指令値と、γ軸電流検出値との偏差がゼロとなるように電流フィードバック制御をおこなうことにより、電動機の回転速度が自制制御の実行可能となる回転速度に到達するまでの期間において、インバータの変調率が所定の変調率下限値未満に低下してしまうことを防止することができる。これにより、インバータの直流側電流から相電流を推定する際に直流側電流を適切に検出するために要する所望の長さのパルス幅（つまりパルス幅変調におけるパルス幅）を確保し、相電流の推定精度を適切に向上させることができる。

さらに、本発明の第３態様に係る電動機の磁極位置推定装置によれば、相電流の推定に加えて、誘起電圧に基づく磁極位置の推定をおこなうことができる。

以下、本発明の電動機の相電流推定装置および電動機の磁極位置推定装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態による電動機の相電流推定装置１０ａ（以下、単に、相電流推定装置１０ａと呼ぶ）は、電動機の磁極位置推定装置１０（以下、単に、磁極位置推定装置１０と呼ぶ）に具備されている。相電流推定装置１０ａは、例えば３相交流のブラシレスＤＣモータ１１（以下、単に、モータ１１と呼ぶ）に通電される各相電流を推定し、このモータ１１は、界磁に利用する永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備えて構成されている。そして、磁極位置推定装置１０は、モータ１１の磁極位置（つまり、所定の基準回転位置からの回転子の磁極の回転角度）を推定する。
相電流推定装置１０ａは、例えば図１に示すように、バッテリ１２を直流電源とするインバータ１３と、モータ制御装置１４とを備えて構成されている。

この３相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）交流のモータ１１の駆動はモータ制御装置１４から出力される制御指令を受けてインバータ１３によりおこなわれる。
インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、このブリッジ回路１３ａがパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。

このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。そして、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがバッテリ１２の正極側端子に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースがバッテリ１２の接地された負極側端子に接続されてローサイドアームを構成している。そして、各相毎に、ハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースはローサイドアームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのドレイン−ソース間には、ソースからドレインに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。

インバータ１３は、例えばモータ１１の駆動時等においてモータ制御装置１４から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線への通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。

モータ制御装置１４は、後述するように、回転直交座標をなすγ−δ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）を行うものであり、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃを演算し、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてインバータ１３に対するゲート信号であるＰＷＭ信号を出力する。そして、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをγ−δ座標上に変換して得たγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃとの各偏差がゼロとなるように制御をおこなう。
モータ制御装置１４は、モータ１１の制御モードとして、例えばモータ１１の起動時などにおける他制制御と、モータ１１の誘起電圧の変動などから回転角度を推定し、この推定結果に応じてモータ１１の駆動制御をおこなう自制制御とを切り換えて実行する。

モータ制御装置１４は、例えば電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１と、過電流保護装置２２と、相電流推定部２３と、制御装置２４と、ＰＷＭ信号生成部２５とを備えて構成されている。
電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１は、インバータ１３のブリッジ回路１３ａとバッテリ１２の負極側端子との間において、インバータ１３のブリッジ回路１３ａの直流側電流Ｉｄｃを検出する直流側電流センサ３１に接続され、直流側電流センサ３１から出力される検出信号を過電流保護装置２２および相電流推定部２３に出力する。
なお、直流側電流センサ３１はインバータ１３のブリッジ回路１３ａとバッテリ１２の正極側端子との間に配置されてもよい。

過電流保護装置２２は、直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃに応じて所定の過電流保護の動作をおこなう。
相電流推定部２３は、ＰＷＭ信号生成部２５から出力されるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に応じた検出タイミングで直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃに基づき、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する。なお、この相電流推定部２３の動作の詳細は後述する。

制御装置２４は、例えば図４に示すように、実際のモータ１１が有する回転直交座標のｄ−ｑ軸に対して、実際の回転角と推定または指定した回転角との差である位相差Δθｅおよび回転速度ωｅを有する回転直交座標のγ−δ軸を設定し、このγ−δ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなう。
制御装置２４は、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃを生成し、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、ＰＷＭ信号生成部２５に出力する。
また、制御装置２４は、相電流推定部２３から出力される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをγδ座標上に変換して得たγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃとの各偏差がゼロとなるように電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなう。
なお、この制御装置２４の動作の詳細は後述する。

ＰＷＭ信号生成部２５は、正弦波状の電流を３相のステータ巻線に通電するために、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波などのキャリア信号とを比較して、インバータ１３の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。そして、インバータ１３において３相の各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１１の各ステータ巻線への通電を順次転流させることで、各ステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。

ＰＷＭ信号生成部２５からインバータ１３に入力されるゲート信号は、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフ状態の組み合わせに応じて、例えば下記表１および図２（Ａ）〜（Ｈ）に示すように、８通りの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８（つまり、６０度ずつ位相が異なる基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の状態）に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）信号となる。なお、下記表１においては、ハイ側（Ｈｉｇｈ）およびロー側（Ｌｏｗ）の各トランジスタのうちオン状態となるトランジスタを示しており、図２（Ａ）〜（Ｈ）においてはオン状態となるトランジスタが網掛け表示されている。
そして、インバータ１３のブリッジ回路１３ａの直流側には各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８に応じて断続的に各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが発生し、直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつ、あるいは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつの符号が反転したもの、あるいは、ゼロとなる。

相電流推定部２３は、例えば、三角波などのキャリア信号の１周期の期間において、上述した各スイッチング状態Ｓ２〜Ｓ７（つまり、６０度ずつ位相が異なる基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の状態）のうちの所定の２組の状態において直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから３相の相電流のうち２相の相電流を取得する。そして、これらの２相の相電流に基づき、３相の相電流のうち他の１相の相電流を推定する。そして、直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから推定して得た３相の相電流の各推定値を制御装置２４に出力する。

例えば図３に示すように、三角波のキャリア信号を用いた３相変調時においては、三角波のキャリア（搬送波）信号の谷側の頂点（キャリア頂点）に対して対称な電圧パターンでのキャリア信号の１周期Ｔｓの期間において、２相分の各相電流の検出値を２回取得することができる。
つまり、相電流推定部２３は、キャリア頂点に対して対称な２回の基本電圧ベクトルＶ１の状態において、キャリア頂点に対して対称な時刻ｔｕ１，ｔｕ２（つまり、谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐに対して、同一の時間間隔Ｔ１を有する時刻）で直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから、第１Ｕ相電流Ｉｕ１および第２Ｕ相電流Ｉｕ２を取得し、さらに、キャリア頂点に対して対称な２回の基本電圧ベクトルＶ３の状態において、キャリア頂点に対して対称な時刻ｔｗ１，ｔｗ２（つまり、谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐに対して、同一の時間間隔Ｔ２を有する時刻）で直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから、第１Ｗ相電流Ｉｗ１および第２Ｗ相電流Ｉｗ２を取得する。

そして、相電流推定部２３は、各相毎に、各相電流Ｉｕ１，Ｉｕ２およびＩｗ１，Ｉｗ２に基づき平均値を算出し、各平均値を谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐでの電流値とする。
そして、相電流推定部２３は、同一タイミングでの各相電流の電流値の総和はゼロであることを用いて、２相の相電流（例えば、Ｕ相電流およびＷ相電流）の電流値（つまり、谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐでの電流値）から、他の１相の相電流（例えば、Ｖ相電流）の電流値を算出する。
なお、相電流推定部２３は、各相電流Ｉｕ１，Ｉｕ２およびＩｗ１，Ｉｗ２に基づき平均値を算出して、２相の相電流から他の１相の相電流を推定するとしたが、これに限定されず、他の推定方法によって各相電流を推定してもよい。

制御装置２４は、例えば図５に示すように、速度制御部４１と、指令γ軸電流生成部４２と、指令δ軸電流生成部４３と、第１制御切換部４４と、電流制御部４５と、γδ−３相変換部４６と、３相−γδ変換部４７と、磁極位置誤差推定部４８と、磁極位置演算部４９と、電気角−機械角変換部５０と、機械角−電気角変換部５１と、積分器５２と、第２制御切換部５３と、指令電圧−変調率変換部５４とを備えて構成されている。

速度制御部４１は、外部から入力される回転速度指令値ωｒｃに基づき、例えば他制制御の実行時においてはオープンループ制御により、また、例えば自制制御の実行時においては電気角−機械角変換部５０から出力される回転速度ωｒ（機械角）に応じたクローズループ制御により、トルク指令Ｔｃを演算する。そして、トルク指令Ｔｃを出力する。
なお、制御装置２４は、この速度制御部４１の代わりにトルク制御部を備え、トルク制御を実行してもよい。

指令γ軸電流生成部４２は、例えば図６に示すように、変調率偏差演算部６１と、ＰＩ制御部６２と、指令γ軸電流演算部６３とを備えて構成され、特に、他制制御の実行時での指令γ軸電流Ｉγｃを生成する。
変調率偏差演算部６１は、所定の変調率下限値ＲＴＬから、指令電圧−変調率変換部５４から出力される変調率ＲＴｃを減算して得た値を、変調率偏差ΔＲＴとして出力する。
なお、所定の変調率下限値ＲＴＬは、インバータ１３の直流側電流Ｉｄｃを直流側電流センサ３１によって適切に検出するための所望の長さのパルス幅（つまりパルス幅変調におけるパルス幅）を確保することができるインバータ１３の変調率の下限値である。

ＰＩ制御部６２は、変調率偏差ΔＲＴがゼロになるようにしてＰＩ（比例・積分）制御をおこない、変調率偏差ΔＲＴを制御増幅して得た指令γ軸電流制御値Ｉγｃ＊を出力する。これにより、インバータ１３の変調率ＲＴｃが所定の変調率下限値ＲＴＬよりも小さくなるほど、指令γ軸電流制御値Ｉγｃ＊が大きくなる。
指令γ軸電流演算部６３は、例えば指令γ軸電流制御値Ｉγｃ＊と指令γ軸電流Ｉγｃとの対応関係を示す所定マップに対するマップ検索などにより指令γ軸電流Ｉγｃを演算し、指令γ軸電流Ｉγｃを出力する。
なお、指令γ軸電流制御値Ｉγｃ＊と指令γ軸電流Ｉγｃとの対応関係を示す所定マップでは、例えば図６に示すように、指令γ軸電流制御値Ｉγｃ＊がゼロから所定値までの範囲に対して指令γ軸電流Ｉγｃが一定の所定下限値となるように、かつ、指令γ軸電流制御値Ｉγｃ＊が所定値から増大することに伴い、指令γ軸電流Ｉγｃが所定下限値から増大傾向に変化するように設定されている。そして、他制制御時は、指令γ軸電流Ｉγｃの所定下限値は、モータ１１の負荷に応じて設定される。一方、自制制御時は、所定下限値はゼロあるいはモータ１１の種類に応じた所定値が設定され、例えばＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータの場合には、所定値として負値が設定されることによりリラクタンストルクが考慮されてもよい。
なお、指令γ軸電流生成部４２は、ＰＩ（比例・積分）制御以外の他の方法によって指令γ軸電流Ｉγｃを生成してもよい。

指令δ軸電流生成部４３は、例えば図７および下記数式（１）に示すように、トルク指令Ｔｃと、モータ１１の極対数ｑと、永久磁石の磁束成分φと、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑと、指令γ軸電流Ｉγｃとに基づき、指令δ軸電流Ｉδｃを演算し、指令δ軸電流Ｉδｃを出力する。

第１制御切換部４４は、例えばスイッチ（ＳＷ）を備え、外部から入力される回転速度指令値ωｒｃに基づき、指令δ軸電流生成部４３から出力される指令δ軸電流Ｉδｃまたは予め設定された所定値（例えば、ゼロなど）の何れか一方を選択して、指令δ軸電流Ｉδｃとして出力する。
第１制御切換部４４は、例えば図８に示すように、回転速度指令値ωｒｃが所定回転速度未満となる停止時および低速域ではモータ１１の制御モードを他制制御として、予め設定された所定値（例えば、ゼロなど）を選択して、指令δ軸電流Ｉδｃとして出力する。一方、回転速度指令値ωｒｃが所定回転速度以上となる中高速域ではモータ１１の制御モードを自制制御として、指令δ軸電流生成部４３から出力される指令δ軸電流Ｉδｃを選択して、指令δ軸電流Ｉδｃとして出力する。

電流制御部４５は、指令γ軸電流生成部４２から出力される指令γ軸電流Ｉγｃと３相−γδ変換部４７から出力されるγ軸電流Ｉγとの偏差ΔＩγを算出し、第１制御切換部４４から出力される指令δ軸電流Ｉδｃと３相−γδ変換部４７から出力されるδ軸電流Ｉδとの偏差ΔＩδを算出する。そして、例えばＰＩ（比例・積分）動作などにより、偏差ΔＩγを制御増幅してγ軸電圧指令値Ｖγを算出し、偏差ΔＩδを制御増幅してδ軸電圧指令値Ｖδを算出する。そして、γ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδを出力する。

γδ−３相変換部４６は、第２制御切換部５３から出力されるモータ１１の磁極位置推定値θにより、γ−δ座標上でのγ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相電圧指令ＶｕおよびＶ相電圧指令ＶｖおよびＷ相電圧指令Ｖｗに変換する。
３相−γδ変換部４７は、第２制御切換部５３から出力されるモータ１１の磁極位置推定値θにより、相電流推定部２３から出力される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの推定値を、γ−δ座標上でのγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδに変換する。

磁極位置誤差推定部４８は、例えば、電流制御部４５から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδと、３相−γδ変換部４７から出力されるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδとに基づき、モータ１１の回転時にモータ１１が発生する誘起電圧が回転速度によって変化することを利用して位相差Δθｅを推定する。

磁極位置演算部４９は、磁極位置誤差推定部４８から出力される位相差Δθｅと、この位相差Δθｅの収束目標値であるゼロ（位相差Δθｅ＝０）の偏差を演算し、この偏差がゼロになるようにＰＩ制御をおこない、モータ１１の回転速度推定値ωｅを演算する。さらに、磁極位置演算部４９は、回転速度推定値ωｅを積分して磁極位置推定値θｅを演算する。そして、磁極位置推定値θｅおよび回転速度推定値ωｅを出力する。

電気角−機械角変換部５０は、モータ１１の極対数ｑに応じて、磁極位置演算部４９から出力される回転速度推定値ωｅを回転速度ωｒ（機械角）に変換し、回転速度ωｒ（機械角）を出力する。
機械角−電気角変換部５１は、モータ１１の極対数ｑに応じて、外部から入力される回転速度指令値ωｒｃを回転速度指令値ωｅｃ（電気角）に変換し、回転速度指令値ωｅｃ（電気角）を出力する。
積分器５２は、機械角−電気角変換部５１から出力される回転速度指令値ωｅｃ（電気角）を積分して磁極位置指令値θｅｃを演算し、磁極位置指令値θｅｃを出力する。

第２制御切換部５３は、例えばスイッチ（ＳＷ）を備え、外部から入力される回転速度指令値ωｒｃに基づき、磁極位置演算部４９から出力される磁極位置推定値θｅまたは積分器５２から出力される磁極位置指令値θｅｃの何れか一方を選択して、磁極位置推定値θとして出力する。
第２制御切換部５３は、例えば図８に示すように、回転速度指令値ωｒｃが所定回転速度未満となる停止時および低速域ではモータ１１の制御モードを他制制御として、積分器５２から出力される磁極位置指令値θｅｃを選択して、磁極位置推定値θとして出力する。一方、回転速度指令値ωｒｃが所定回転速度以上となる中高速域ではモータ１１の制御モードを自制制御として、磁極位置演算部４９から出力される磁極位置推定値θｅを選択して、磁極位置推定値θとして出力する。

指令電圧−変調率変換部５４は、γδ−３相変換部４６から出力される各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、インバータ１３の入力電圧Ｖｄｃ（つまり、バッテリ１２などからインバータ１３に印加される直流電圧）とに基づき、インバータ１３の変調率ＲＴｃを算出し、変調率ＲＴｃを出力する。
なお、指令電圧−変調率変換部５４は、電流制御部４５から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδと、インバータ１３の入力電圧Ｖｄｃとに基づき、インバータ１３の変調率ＲＴｃを算出してもよい。

本実施の形態による電動機の相電流推定装置１０ａおよび電動機の磁極位置推定装置１０は上記構成を備えており、次に、相電流推定装置１０ａおよび磁極位置推定装置１０の動作、特に、モータ１１の制御モードに応じた動作について説明する。

モータ制御装置１４は、回転速度指令値ωｒｃが所定回転速度ωｒｌｏｗ未満となる停止時および低速域ではモータ１１の他制制御を実行する。
先ず、モータ１１の停止時には、モータ１１の回転駆動に対する負荷を超えるようにして、例えば、指令γ軸電流生成部４２から正の値の指令γ軸電流Ｉγｃが出力される。この指令γ軸電流Ｉγｃは、モータ１１を所望の安定性にて回転駆動可能な下限指令γ軸電流以上に設定されると共に、インバータ１３の変調率を所定の変調率下限値ＲＴＬ以上とするように設定される。所定の変調率下限値ＲＴＬは、インバータ１３の直流側電流Ｉｄｃを直流側電流センサ３１によって適切に検出するための所望の長さのパルス幅（つまりパルス幅変調におけるパルス幅）を確保することができる値であると共に、指令γ軸電流生成部４２のＰＩ制御部６２から出力される指令γ軸電流制御値Ｉγｃ＊に生じるＰＩ制御ゲインに応じたオーバーシュートあるいはアンダーシュートに対して所定程度の余裕のある値とされている。

そして、電流制御部４５から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγに応じた電圧印加によってモータ１１は磁極位置が固定される。この状態での電圧値は、インバータ１３の変調率を所定の変調率下限値ＲＴＬ以上とし、電流制御部４５の積分器の初期値とされる。これにより、インバータ１３の直流側電流Ｉｄｃを直流側電流センサ３１によって適切に検出可能となり、直流側電流センサ３１から出力される検出信号に応じて３相の相電流が適切に推定可能となり、相電流推定部２３から出力される３相の相電流の推定値に応じて電流のフィードバック制御が適切に実行可能となる。

そして、モータ１１の低速域では、外部から入力される回転速度指令値ωｒｃに基づき、オープンループ制御が実行される。
このとき、回転速度指令値ωｒｃの増大に伴い、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（あるいはγ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδ）が増大し、インバータ１３の変調率ＲＴｃが増大する。これに伴い、指令γ軸電流生成部４２から出力される指令γ軸電流Ｉγｃは、下限指令γ軸電流以上の範囲内で減少傾向に変化する。

モータ１１の自制制御の実行時には、外部から入力される回転速度指令値ωｒｃと、電気角−機械角変換部５０から出力される回転速度ωｒ（機械角）とに応じて、クローズループ制御が実行される。
このとき、回転速度指令値ωｒｃの増大に伴い、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（あるいはγ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδ）が増大し、インバータ１３の変調率ＲＴｃが増大する。これに伴い、指令γ軸電流生成部４２から出力される指令γ軸電流Ｉγｃは、減少傾向に変化する。この指令γ軸電流Ｉγｃには、所定の下限指令γ軸電流としてゼロあるいはモータ１１の種類に応じた所定値が設定され、例えばＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータの場合には所定値として負値を設定することによってリラクタンストルクを考慮してもよく、この場合には、さらに、モータ１１のトルク変動を抑制するようにして指令δ軸電流Ｉδｃを演算してもよい。

また、指令δ軸電流Ｉδｃは、上記数式（１）に基づき算出され、例えばＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）モータの場合にはｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが等しい（Ｌｄ＝Ｌｑ）ことから、指令γ軸電流Ｉγｃが変更されたとしても指令δ軸電流Ｉδｃは変化しない。
一方、例えばＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータの場合にはｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが異なる（Ｌｄ≠Ｌｑ）ことから、指令γ軸電流Ｉγｃの変更に伴って、指令δ軸電流Ｉδｃは変化する。このとき、例えば図９に示すインバータ１３の変調率の補正（つまり、所定の変調率下限値ＲＴＬに基づく指令γ軸電流生成部４２でのＰＩ制御）の前後のように、トルク指令Ｔｃは不変に維持される。
そして、回転速度指令値ωｒｃが中高速域の所定回転速度ωｒｌｏｗ以上に到達した時点で他制制御の実行は停止され、自制制御の実行が開始される。

上述したように、本実施形態による電動機の相電流推定装置１０ａによれば、相電流の推定が可能である変調率範囲を規定する所定の変調率下限値ＲＴＬとインバータ１３の変調率ＲＴｃとの変調率偏差ΔＲＴに応じた指令γ軸電流Ｉγｃおよび指令δ軸電流Ｉδｃと、γ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδとの各偏差ΔＩγ，ΔＩδを算出し、各偏差ΔＩγ，ΔＩδがゼロとなるように電流のフィードバック制御をおこなう。これにより、インバータ１３の直流側電流Ｉｄｃから相電流を推定する際に直流側電流Ｉｄｃを適切に検出するために要する所望の長さのパルス幅（つまりパルス幅変調におけるパルス幅）を確保することができる。そして、例えばモータ１１の回転速度が小さい場合などであっても、高調波電圧の発生あるいは印加を必要とせずに、例えば高調波電圧に起因して騒音およびトルク脈動が増大したり、電流制御の安定性が劣化してしまうことを防止しつつ、相電流の推定精度を適切に向上させることができる。

特に、モータ１１の他制制御の実行時に、変調率偏差ΔＲＴに応じた指令γ軸電流Ｉγｃとγ軸電流Ｉγとの偏差がゼロとなるように電流フィードバック制御をおこなうことにより、モータ１１の電気的回路定数の設定誤差の影響を抑制し、モータ１１の回転速度指令値ωｒｃが自制制御の実行可能となる所定回転速度ωｒｌｏｗに到達するまでの期間において、インバータ１３の変調率ＲＴｃが所定の変調率下限値ＲＴＬ未満に低下してしまうことを防止することができる。これにより、インバータ１３の直流側電流Ｉｄｃから相電流を推定する際に直流側電流Ｉｄｃを適切に検出するために要する所望の長さのパルス幅（つまりパルス幅変調におけるパルス幅）を確保し、相電流の推定精度を適切に向上させることができる。
しかも、インバータ１３の変調率ＲＴｃに基づき電流制御をおこなうことから、例えばインバータ１３の入力電圧が変動したとしても、安定な制御を継続することができる。

さらに、本実施形態による電動機の磁極位置推定装置１０によれば、相電流の推定に加えて、誘起電圧に基づく磁極位置の推定を適切におこなうことができる。
また、インバータ１３の変調率ＲＴｃを所定の変調率下限値ＲＴＬ以上に維持することから、デッドタイムに起因する誤差および各トランジスタのオン抵抗によって発生するオン電圧による誤差を低減することができ、モータ１１の低速域まで良好な磁極位置の推定をおこなうことができる。

なお、上述した実施の形態において、相電流推定部２３は、三角波のキャリア信号を用いた３相変調時に対して、キャリア信号の１周期Ｔｓの期間において２相分の各相電流の検出値から各相毎に平均値を算出し、各平均値を谷側のキャリア頂点の時刻Ｔｓ／２での電流値とするとしたが、これに限定されず、例えば２相変調時に対しても、キャリア信号の１周期Ｔｓの期間において２相分の各相電流の検出値から各相毎に平均値を算出し、各平均値を谷側のキャリア頂点の時刻Ｔｓ／２での電流値としてもよい。なお、相電流推定部２３は、２相分の各相電流の検出値から各相毎に平均値を算出して、２相の相電流から他の１相の相電流を推定するとしたが、これに限定されず、他の推定方法によって各相電流を推定してもよい。

なお、上述した実施の形態においては、他制制御時に変調率偏差ΔＲＴに応じた指令γ軸電流Ｉγｃに基づき電流のフィードバック制御をおこなうとしたが、これに限定されず、変調率偏差ΔＲＴに応じた指令δ軸電流Ｉδｃに基づき電流のフィードバック制御をおこなってもよい。この場合、モータ１１の停止時には、電流制御部４５から出力されるδ軸電圧指令値Ｖδに応じた電圧印加がおこなわれる。
また、上述した実施の形態において、制御装置２４は、変調率偏差ΔＲＴに応じてγ−δ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなうとしたが、これに限定されず、変調率偏差ΔＲＴに応じて電圧のフィードバック制御をおこなってもよい。

本発明の実施形態に係る電動機の相電流推定装置および電動機の磁極位置推定装置の構成図である。 図１に示すインバータの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８を示す図である。 本発明の実施形態に係る搬送波と各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフのパターンと各相電流の検出タイミングの例を示す図である。 本発明の実施形態に係る回転直交座標のγ−δ軸およびｄ−ｑ軸の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係る電動機の相電流推定装置および電動機の磁極位置推定装置の構成図である。 図５に示す指令γ軸電流生成部の構成図である。 図５に示す指令δ軸電流生成部の構成図である。 本発明の実施形態に係るモータの制御モードに応じた回転速度指令値ωｒｃと指令γ軸電流Ｉγｃおよび指令δ軸電流Ｉδｃと位相差Δθｅとの変化の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係るインバータの変調率の補正（つまり、所定の変調率下限値ＲＴＬに基づく指令γ軸電流生成部でのＰＩ制御）の前後における電流動作点の変化の一例を示す図である。

符号の説明

１０ 電動機の相電流推定装置
１０ 電動機の磁極位置推定装置
１１ モータ
１３ インバータ
２３ 相電流推定部（相電流推定手段）
２４ 制御装置（制御手段）
２５ ＰＷＭ信号生成部（パルス幅変調信号生成手段）
３１ 直流側電流センサ
４８ 磁極位置誤差推定部
４９ 磁極位置演算部

Claims (3)

1. パルス幅変調信号により３相交流の電動機への通電を順次転流させるインバータと、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段と、前記インバータにより前記電動機の他制制御および自制制御をおこなう制御手段と、
   前記インバータの直流側電流を検出する直流側電流センサと、前記直流側電流センサにより検出された前記直流側電流に基づいて相電流を推定する相電流推定手段とを備え、
   前記制御手段は、前記他制制御および前記自制制御の実行時に、前記相電流推定手段による前記相電流の推定が可能である変調率範囲を規定する所定の変調率下限値と前記インバータの変調率との偏差に応じた制御指令値と、該制御指令値に対応する制御検出値との偏差がゼロとなるようにフィードバック制御をおこなうことを特徴とする電動機の相電流推定装置。
2. 前記制御手段は、ｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系を設定し、前記他制制御の実行時に、前記制御指令値としてのγ軸電流指令値と、前記制御検出値としてのγ軸電流検出値との偏差がゼロとなるように電流フィードバック制御をおこなうことを特徴とする請求項１に記載の電動機の相電流推定装置。
3. 請求項１または請求項２の何れか１つに記載の電動機の相電流推定装置と、
   前記自制制御の実行時に前記電動機の回転角を推定して推定回転角信号を出力する回転角推定手段とを備えることを特徴とする電動機の磁極位置推定装置。

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