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JP4692154B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

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Description

本発明は、昇降圧比が大きく、回生動作等により双方向に動作させるＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に小型化の技術に関する。
近年、自動車の電装品には、４２Ｖ系と１４Ｖ系とが用いられている。４２Ｖ系の直流電源（第１バッテリ）は、発電機からの電力により充電され、ＤＣ／ＤＣコンバータにより１４Ｖ系の直流電源（第２バッテリ）を充電すると共に１４Ｖ系の電装品に電力を供給する。また、第２バッテリの電力が余剰の場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータにより第２バッテリから第１バッテリに電力を供給する動作が行われている。
また、４２Ｖ系の電装品を駆動するための１４Ｖ系のＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電流が大きく、出力電流とスイッチ素子の電流が同一であることから、大電流のスイッチ素子が並列に接続して用いられている。
図６は従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である（特許文献１）。図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、第１直流電源としての直流電源Ｖｄｃ１（例えば４２Ｖ）と第２直流電源としての直流電源Ｖｄｃ２（例えば１４Ｖ）とを有し、直流電源Ｖｄｃ１と直流電源Ｖｄｃ２との間で双方向に電力を供給することにより昇降圧を行う双方向コンバータである。
図６において、直流電源Ｖｄｃ１の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２との直列回路が接続されている。スイッチＱ２の両端には、リアクトルＬ１と電流検出回路１０７と直流電源Ｖｄｃ２との直列回路が接続されている。
電流検出回路１０７は、リアクトルＬ１に流れる電流を検出して昇降圧切替回路１０８に出力する。昇降圧切替回路１０８は、直流電源Ｖｄｃ１の電圧と直流電源Ｖｄｃ２の電圧とを検出し、直流電源Ｖｄｃ２の電圧と直流電源Ｖｄｃ１の電圧と電流検出回路１０７で検出された電流の極性とに基づいて昇降圧切替を行うための切替信号を制御回路１１０に出力する。
制御回路１１０は、昇降圧切替回路１０８からの切替信号に基づいてスイッチＱ１及びスイッチＱ２をオン／オフ制御することにより、直流電源Ｖｄｃ１から直流電源Ｖｄｃ２への降圧制御（充電制御）、直流電源Ｖｄｃ２から直流電源Ｖｄｃ１への昇圧制御（放電制御又は回生動作）を行う。
次に、このように構成された従来のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を、図７に示す降圧時の各信号のタイミングチャート及び図８に示す昇圧時の各信号のタイミングチャートを参照しながら説明する。
なお、図７及び図８において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ２ｖはスイッチＱ２のドレイン−ソース間電圧、Ｑ２ｉはスイッチＱ２のドレイン電流、Ｌ１ｉはリアクトルＬ１に流れる電流を示している。
まず、図７に示す降圧時の動作、即ち、直流電源Ｖｄｃ１の電力を直流電源Ｖｄｃ２に供給することにより、４２Ｖから１４Ｖに降圧する動作を説明する。時刻ｔ０において、スイッチＱ２がオフで、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１プラス→Ｑ１→Ｌ１→Ｖｄｃ２→Ｖｄｃ１マイナスの経路で電流が流れて、直流電源Ｖｄｃ２が充電される。このため、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは直線的に増加する。同時にリアクトルＬ１の電流Ｌ１ｉも直線的に増加する。
時刻ｔ１１〜時刻ｔ１２において、スイッチＱ１がオフし、スイッチＱ２がオンすると、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは急速にゼロ値になり、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは急速に一定値まで上昇した後に直線的に減少していく。このとき、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーにより、Ｌ１→Ｖｄｃ２→Ｑ２→Ｌ１の経路で電流が流れる。このため、直流電源Ｖｄｃ２が充電される。リアクトルＬ１の電流Ｌ１ｉもピーク値から、入力電圧と出力電圧との差の値に対応した傾斜で減少する。時刻ｔ１２以降の動作は、時刻ｔ０〜時刻ｔ１２までの動作と同様である。なお、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉ及びリアクトルＬ１の電流Ｌ１ｉは、正方向の電流となる。
次に、図８に示す昇圧時の動作、即ち、直流電源Ｖｄｃ２の電力を直流電源Ｖｄｃ１に供給することにより、１４Ｖから４２Ｖに昇圧する動作（回生動作）を説明する。時刻ｔ１１において、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンすると、Ｖｄｃ２プラス→Ｌ１→Ｑ２→Ｖｄｃ２マイナスの経路で電流が流れる。このため、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは直線的に増加する。同時にリアクトルＬ１の電流Ｌ１ｉも直線的に増加する。
時刻ｔ１２〜時刻ｔ１３において、スイッチＱ２がオフし、スイッチＱ１がオンすると、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは急速にゼロ値になり、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは急速に一定値まで上昇した後に直線的に減少していく。このとき、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーにより、Ｖｄｃ２プラス→Ｌ１→Ｑ１→Ｖｄｃ１→Ｖｄｃ２マイナスの経路で電流が流れて、直流電源Ｖｄｃ１が充電される。また、リアクトルＬ１の電流Ｌ１ｉは減少する。時刻ｔ１３以降の動作は、時刻ｔ１１〜時刻ｔ１３までの動作と同様である。なお、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉ、及びリアクトルＬ１の電流Ｌ１ｉは、負方向の電流である。
特開２００３−３０４６４４号公報
しかしながら、図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータにあっては、リアクトルＬ１が大型化する。リアクトルＬ１を小型化するためには、スイッチ素子のスイッチング周波数を高くする必要がある。しかし、スイッチング周波数を高くすると、スイッチ素子の損失が増大する。
また、直流電源Ｖｄｃ１と直流電源Ｖｄｃ２との昇降圧比が大きい場合には、スイッチ素子の導通角が狭くなり、スイッチ素子を有効に利用できない。
本発明は、昇降圧比が大きく電流が双方向で高効率化及び小型化を図ることができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
本発明は、前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、第１直流電源と第２直流電源との間で双方向に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータであって、第１巻線と第２巻線とからなる１次巻線と２次巻線とを各々有する第１トランス及び第２トランスと、前記第１直流電源と第１スイッチと前記第１トランスの前記第１巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第２スイッチと、前記第１直流電源と第３スイッチと前記第２トランスの前記第１巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第４スイッチと、前記第２スイッチの両端に接続され、前記第１トランスの前記第２巻線と前記第２直流電源とからなる第１直列回路と、前記第４スイッチの両端に接続され、前記第２トランスの前記第２巻線と前記第２直流電源とからなる第２直列回路と、前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、前記第１スイッチと前記第３スイッチとを１／２周期の位相差でオン／オフさせ、前記第２スイッチと前記第４スイッチとを１／２周期の位相差でオン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
請求項２の発明は、請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記各トランスについて前記１次巻線の巻数ｎｐと前記第１巻線の巻数ｎｐ２と前記第２巻線の巻数ｎｐ１とした場合に、Ａ＝ｎｐ／ｎｐ１＝（ｎｐ１＋ｎｐ２）／ｎｐ１で決められる巻数比Ａを調整することを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、閉磁路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記コアの第１脚には前記第１トランスの１次巻線が巻回され、前記コアの第２脚には前記第２トランスの１次巻線が巻回され、前記コアの第３脚に空隙が形成されていることを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項１又は請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、閉磁路が形成された複数脚からなるコアを有し、前記コアの複数脚の内の１脚には、前記第１トランスの１次巻線からなる第１コイルと前記第２トランスの１次巻線からなる第２コイルとが巻回され、前記第１コイルと前記第２コイルとの間には磁気分路が設けられていることを特徴とする。
請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１直流電源と前記第２直流電源との間に流れる電流を検出する電流検出手段を有し、前記制御回路は、前記電流検出手段で検出された電流の極性を判別することにより、前記第１スイッチ乃至前記第４スイッチの各スイッチのオン／オフ時間を制御することを特徴とする。
請求項１の発明によれば、まず、降圧時には、第１スイッチをオンすると、第１トランスの１次巻線を介して第２直流電源に電流が流れ、第１トランスの２次巻線に電圧が発生し、リアクトルにエネルギーが蓄えられる。リアクトルに蓄えられたエネルギーは第２トランスの２次巻線を介して第２トランスの１次巻線に電圧を発生させ、第２トランスの第２巻線→第２直流電源→第４スイッチ→第２トランスの第２巻線の経路で電流が流れて、第２直流電源に還流される。次に、第３スイッチをオンすると、第２トランスの１次巻線を介して第２直流電源に電流が流れ、第２トランスの２次巻線に電圧が発生し、リアクトルにエネルギーが蓄えられる。リアクトルに蓄えられたエネルギーは第１トランスの２次巻線を介して第１トランスの１次巻線に電圧を発生させ、第１トランスの第２巻線→第２直流電源→第２スイッチ→第１トランスの第２巻線の経路で電流が流れて、第２直流電源に還流される。
昇圧時には、第２スイッチがオンで、第３スイッチがオンになると、第２直流電源→第１トランスの第２巻線→第２スイッチ→第２直流電源の経路で電流が流れ、リアクトルに蓄えられたエネルギーは第２トランスの２次巻線を介して第２トランスの１次巻線に電圧を発生させ、第２直流電源→第２トランスの１次巻線→第３スイッチ→第１直流電源→第２直流電源の経路で電流が流れ、第１直流電源が充電される。次に、第４スイッチがオンで、第１スイッチがオンになると、第２直流電源→第２トランスの第２巻線→第４スイッチ→第２直流電源の経路で電流が流れ、リアクトルに蓄えられたエネルギーは第１トランスの２次巻線を介して第１トランスの１次巻線に電圧を発生させ、第２直流電源→第１トランスの１次巻線→第１スイッチ→第１直流電源→第２直流電源の経路で電流が流れ、第１直流電源が充電される。
即ち、エネルギー蓄積素子としてのリアクトルの周波数を２倍の周波数にすることができるため、リアクトルを小型化できる。また、２つのコンバータの電流も平衡させることができる。
請求項２の発明によれば、トランスの巻数比を調整することにより、スイッチの導通角を最適化でき、スイッチの電流を低減でき、小型のスイッチ素子を使用できると共に、損失を低減して、高効率化を図れ、２つのコンバータ電流を平衡させることができる。
請求項３の発明によれば、３脚のコアを用いることにより、第１トランスと第２トランスとリアクトルを一体化したので、回路を簡単化でき、更なる小型、高効率化が図れる。
請求項４の発明によれば、第１コイルと第２コイルとの結合が良くなり、両コイルで生成された磁束は、ほとんど磁気分路を通るため、磁気分路のギャップにより、広い範囲でインダクタンスを調整できる。従って、ピーク電流の多く流れる用途に対して、ギャップを大きくすることにより、コアが飽和せずに使用できる。
請求項５の発明によれば、電流検出手段が第１直流電源と第２直流電源との間に流れる電流を検出し、制御回路が、電流検出手段で検出された電流の極性を判別することにより、第１スイッチ乃至第４スイッチの各スイッチのオン／オフ時間を制御するので、第１スイッチ乃至第４スイッチに過電流が流れるのを防止できる。
以下、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータのいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータは、２つのトランスを設け、各々のトランスにより、１８０度位相差で動作する各々のコンバータ出力を合成し、周波数を２倍にしてリアクトルに加えることにより、エネルギー蓄積素子としてのリアクトルを小型化し、各コンバータの電流平衡を達成させることを特徴とする。
また、トランスの１次巻線にタップを設けて１次巻線を第１巻線と第２巻線とにし、単巻変圧器として動作させ、昇降圧比の高いコンバータでは、スイッチ素子（スイッチ）の導通率を上げ、流れる電流を低減させ、損失も低減させることにより、コンバータの小型化及び高効率化を図る。また、磁気回路の工夫により、トランスとリアクトルの一体化を行い、さらに回路の小型化を図ることを特徴とする。
図１は実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源の電圧を昇降圧するコンバータであり、直流電源Ｖｄｃ１（本発明の第１直流電源に対応）、直流電源Ｖｄｃ２（本発明の第２直流電源に対応）、トランスＴ１（本発明の第１トランスに対応）、トランスＴ２（本発明の第２トランスに対応）、スイッチＱ１（本発明の第１スイッチに対応）、スイッチＱ２（本発明の第２スイッチに対応）、スイッチＱ３（本発明の第３スイッチに対応）、スイッチＱ４（本発明の第４スイッチに対応）、リアクトルＬ３（本発明のリアクトルに対応）、電流検出回路７、昇降圧切替回路８及び制御回路１０を有して構成されている。
トランスＴ１は、第１巻線５ａ（巻数ｎｐ２）とこの第１巻線５ａに直列に接続された第２巻線５ｂ（巻数ｎｐ１）とからなる１次巻線５（巻数ｎｐ＝ｎｐ１＋ｎｐ２）と、第１巻線５ａ及び第２巻線５ｂに電磁結合する２次巻線５ｃ（巻数ｎｓ）とを有する。トランスＴ２は、トランスＴ１と同一に構成され、第１巻線６ａ（巻数ｎｐ２）とこの第１巻線６ａに直列に接続された第２巻線６ｂ（巻数ｎｐ１）とからなる１次巻線６（巻数ｎｐ＝ｎｐ１＋ｎｐ２）と、第１巻線６ａ及び第２巻線６ｂに電磁結合する２次巻線６ｃ（巻数ｎｓ）とを有する。
直流電源Ｖｄｃ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１とトランスＴ１の第１巻線５ａとが直列に接続された直列回路の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２が接続されている。直流電源Ｖｄｃ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ３とトランスＴ２の第１巻線６ａとが直列に接続された直列回路の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ４が接続されている。
スイッチＱ２の両端には、トランスＴ１の第２巻線５ｂと電流検出回路７と直流電源Ｖｄｃ２とからなる直列回路が接続されている。スイッチＱ４の両端には、トランスＴ２の第２巻線６ｂと電流検出回路７と直流電源Ｖｄｃ２とからなる直列回路が接続されている。トランスＴ１の２次巻線５ｃとトランスＴ２の２次巻線６ｃとが直列に接続された直列回路の両端にはリアクトルＬ３が接続されている。
電流検出回路７は、トランスＴ１とトランスＴ２との両方に流れる電流を検出して昇降圧切替回路８に出力する。昇降圧切替回路８は、直流電源Ｖｄｃ１の電圧と直流電源Ｖｄｃ２の電圧とを検出し、直流電源Ｖｄｃ２の電圧と直流電源Ｖｄｃ１の電圧と電流検出回路７で検出された電流の極性とに基づいて昇降圧切替を行うための切替信号を制御回路１０に出力する。
制御回路１０は、昇降圧切替回路８からの切替信号に基づいて、スイッチＱ１とスイッチＱ３とを１８０°の位相差でオン／オフさせ、スイッチＱ２とスイッチＱ４とを１８０°の位相差でオン／オフさせることにより、直流電源Ｖｄｃ１から直流電源Ｖｄｃ２への降圧制御（充電制御）、直流電源Ｖｄｃ２から直流電源Ｖｄｃ１への昇圧制御（放電制御又は回生動作）を行う。
スイッチＱ１とスイッチＱ２とトランスＴ１とは第１コンバータを構成し、スイッチＱ３とスイッチＱ４とトランスＴ２とは第２コンバータを構成している。なお、負荷ＲＬは直流電源Ｖｄｃ２に並列に接続されている。
次に、このように構成された実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を、図２に示す降圧時の各信号のタイミングチャート及び図３に示す昇圧時の各信号のタイミングチャートを参照しながら説明する。
なお、図２及び図３において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ２ｖはスイッチＱ２のドレイン−ソース間電圧、Ｑ２ｉはスイッチＱ２のドレイン電流、Ｑ３ｖはスイッチＱ３のドレイン−ソース間電圧、Ｑ３ｉはスイッチＱ３のドレイン電流、Ｑ４ｖはスイッチＱ４のドレイン−ソース間電圧、Ｑ４ｉはスイッチＱ４のドレイン電流、Ｌ３ｉはリアクトルＬ３に流れる電流、Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲートに印加される信号、Ｑ２ｇはスイッチＱ２のゲートに印加される信号、Ｑ３ｇはスイッチＱ３のゲートに印加される信号、Ｑ４ｇはスイッチＱ４のゲートに印加される信号を示している。
まず、図２に示す降圧時の動作、即ち、直流電源Ｖｄｃ１の電力を直流電源Ｖｄｃ２に供給することにより、４２Ｖから１４Ｖに降圧する動作を説明する。時刻ｔ０において、即ち、スイッチＱ４がオン状態で且つスイッチＱ２及びスイッチＱ３がオフ状態において、スイッチＱ１がオンになると、Ｖｄｃ１プラス→Ｑ１→５ａ→５ｂ→Ｖｄｃ２→Ｖｄｃ１マイナスの経路で電流が流れて、直流電源Ｖｄｃ２が充電される。このため、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは直線的に増加する。同時に、トランスＴ１の２次巻線５ｃにも電圧が発生し、５ｃ→Ｌ３→６ｃ→５ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが流れる。
この電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄積すると共にトランスＴ２の２次巻線６ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ２の１次巻線６には、巻数に応じた電圧が誘起される。
トランスＴ２の１次巻線６に流れる電流は、１次巻線６の巻数ｎｐ（＝ｎｐ１＋ｎｐ２）と２次巻線６ｃの巻数ｎｓにより決定され、ｎｐ＝ｎｓである場合には、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉと等しい電流が流れる。この電流により、トランスＴ２の第２巻線６ｂには、Ｔ２ｎｐ１ｉ＝（ｎｓ／ｎｐ１）・Ｑ１ｉ＝（ｎｐ／ｎｐ１）・Ｑ１ｉの電流が、６ｂ→Ｖｄｃ２→Ｑ４→６ｂの経路で流れる。このため、電流Ｑ４ｉも直線的に増加する。従って、直流電源Ｖｄｃ２に流れ込む電流（負荷電流）は、ＩＬ＝Ｑ１ｉ＋Ｔ２ｎｐ１ｉ（＝Ｑ４ｉ）となる。
次に、時刻ｔ１において、即ち、スイッチＱ３がオフ状態で且つスイッチＱ４がオン状態において、スイッチＱ１がオフになり、スイッチＱ２がオンになると、リアクトルＬ３の電流Ｌ３ｉにより、トランスＴ１の第２巻線５ｂには、電流Ｔ２ｎｐ１ｉと同値の電流Ｔ１ｎｐ１ｉが、５ｂ→Ｖｄｃ２→Ｑ２→５ｂの経路で流れる。このため、直流電源Ｖｄｃ２に流れ込む電流は、Ｔ１ｎｐ１ｉ＋Ｔ２ｎｐ１ｉ＝２・Ｑ１ｉ・（ｎｐ／ｎｐ１）となる。なお、時刻ｔ１から時刻ｔ２においては、リアクトルＬ３の電流Ｌ３ｉ、トランスＴ１の第２巻線５ｂの電流Ｔ１ｎｐ１ｉ（＝Ｑ２ｉ）、及びトランスＴ２の第２巻線６ｂの電流Ｔ２ｎｐ１ｉ（＝Ｑ４ｉ）は、直線的に減少していく。
次に、時刻ｔ２において、即ち、スイッチＱ１がオフ状態で且つスイッチＱ２がオン状態において、スイッチＱ４がオフになり、スイッチＱ３がオンになると、電流は、Ｖｄｃ１プラス→Ｑ３→６ａ→６ｂ→Ｖｄｃ２→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このため、スイッチＱ３の電流Ｑ３ｉは直線的に増加する。同時に、トランスＴ２の２次巻線６ｃにも電圧が発生し、６ｃ→５ｃ→Ｌ３→６ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが流れる。
この電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄積すると共にトランスＴ１の２次巻線５ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ１の１次巻線５には、巻数に応じた電圧が誘起される。
トランスＴ１の１次巻線５に流れる電流は、１次巻線５の巻数ｎｐ（＝ｎｐ１＋ｎｐ２）と２次巻線５ｃの巻数ｎｓにより決定され、ｎｐ＝ｎｓである場合には、スイッチＱ３の電流Ｑ３ｉと等しい電流が流れる。この電流により、トランスＴ１の第２巻線５ｂには、Ｔ１ｎｐ１ｉ＝（ｎｓ／ｎｐ１）・Ｑ３ｉ＝（ｎｐ／ｎｐ１）・Ｑ３ｉの電流が、５ｂ→Ｖｄｃ２→Ｑ２→５ｂの経路で流れる。このため、電流Ｑ２ｉも直線的に増加する。従って、直流電源Ｖｄｃ２に流れ込む電流（負荷電流）は、ＩＬ＝Ｑ３ｉ＋Ｔ１ｎｐ１ｉ（＝Ｑ２ｉ）となる。
次に、時刻ｔ３において、即ち、スイッチＱ１がオフ状態で且つスイッチＱ２がオン状態において、スイッチＱ３がオフになり、スイッチＱ４がオンになると、リアクトルＬ３の電流Ｌ３ｉにより、トランスＴ２の第２巻線６ｂには、電流Ｔ１ｎｐ１ｉと同値の電流Ｔ２ｎｐ１ｉが、６ｂ→Ｖｄｃ２→Ｑ４→６ｂの経路で流れる。このため、直流電源Ｖｄｃ２に流れ込む電流は、Ｔ１ｎｐ１ｉ＋Ｔ２ｎｐ１ｉ＝２・Ｑ３ｉ・（ｎｐ／ｎｐ１）となる。
なお、時刻ｔ３から時刻ｔ４においては、リアクトルＬ３の電流Ｌ３ｉ、トランスＴ１の第２巻線５ｂの電流Ｔ１ｎｐ１ｉ（＝Ｑ２ｉ）、及びトランスＴ２の第２巻線６ｂの電流Ｔ２ｎｐ１ｉ（＝Ｑ４ｉ）は、直線的に減少していく。時刻ｔ４においては、時刻ｔ０における動作と同様である。
このように、スイッチＱ１とスイッチＱ３とが１８０°位相をずらして、動作するため、リアクトルＬ３は交互に励磁される。このため、スイッチＱ１，スイッチＱ３のスイッチング周波数の２倍の周波数でリアクトルＬ３が動作することになり、リアクトルＬ３のインダクタンスを小さくすることができる。また、リアクトルＬ３の電流は、スイッチＱ１の電流と同等であり、図６に示す従来のＤＣ／ＤＣコンバータのリアクトルＬ１の電流の１／２であり、リアクトルＬ３の容量は、リアクトルＬ１の１／４相当となり小型化できる。
また、スイッチＱ１とスイッチＱ３とに流れる電流は、リアクトルＬ３の電流により決定され、トランスＴ１とトランスＴ２とは同一トランスを使用するため、等しくなり、強制的に平衡される。また、トランスＴ１とトランスＴ２とは、エネルギー蓄積を行わないため、小型のトランスで良く、全体として小型化が図れる。また、スイッチング周波数は、従来と同じであり、電流は１／２以下となる。
また、昇降圧比が高い場合には、スイッチのオン時間が非常に短いため、トランスＴ１、及びトランスＴ２のタップ位置（第１巻線５ａ，６ａと第２巻線５ｂ，６ｂとの接続位置）により、出力電流ＩＬは、ほぼ、ＩＬ≒２・Ｔ１ｎｐ１ｉ＝２・ｎｐ／ｎｐ１であり、ｎｐ／ｎｐ１の２倍の電流を出力できる。
また、ｎｐ／ｎｐ１＝２（ｎｐ１＝ｎｐ２）とした場合には、スイッチＱ１、スイッチＱ３の電流に対して、ほぼ４倍の電流を負荷ＲＬに供給できる。この場合、スイッチＱ１、スイッチＱ３のオン時間は、ｎｐ１＝ｎｐ（タップなしの場合）のほぼ２倍となる。従って、トランスＴ１、及びトランスＴ２の巻数比Ａ＝ｎｐ／ｎｐ１を（Ａ≧１）とすることにより、昇降圧比の大きなＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチＱ１、スイッチＱ３のオン時間を適正化することができる。
即ち、トランスＴ１の巻数比Ａ及びトランスＴ２の巻数比Ａを調整することにより、スイッチＱ１とスイッチＱ３の導通角を最適化でき、小型のスイッチ素子を使用できると共に、損失を低減して、高効率化を図れ、２つのコンバータ電流を平衡させることができる。
次に、直流電源Ｖｄｃ１に電力が回生される場合の動作、即ち、図３に示す昇圧時の動作について説明する。即ち、直流電源Ｖｄｃ２の電圧が制御回路１０の設定電圧より高くなった場合には、昇降圧切替回路８は、昇圧のための切替信号を制御回路１０に出力する。制御回路１０は、昇圧のための切替信号により、スイッチＱ１（スイッチＱ３）のオンデューティを可変させる。即ち、スイッチＱ１（スイッチＱ３）のオン期間が減少し、スイッチＱ２（スイッチＱ４）のオン期間が増大する。
図３の時刻ｔ１〜ｔ２（スイッチＱ１，Ｑ３がオフ、スイッチＱ２，Ｑ４がオン）期間では、直流電源Ｖｄｃ２からリアクトルＬ３にエネルギーが蓄積される。
図３の時刻ｔ２において、即ち、スイッチＱ１がオフ状態で且つスイッチＱ２がオン状態において、スイッチＱ４がオフになり、スイッチＱ３がオンになると、Ｖｄｃ２プラス→５ｂ→Ｑ２→Ｖｄｃ２プラスの経路で電流が流れる。
そして、リアクトルＬ３の電流によりトランスＴ２の１次巻線６に電流が誘導され、Ｖｄｃ２プラス→６ｂ→６ａ→Ｑ３→Ｖｄｃ１→Ｖｄｃ２マイナスの経路で直流電源Ｖｄｃ１に向かって電流が流れ、直流電源Ｖｄｃ１が充電される。即ち、時刻ｔ２〜ｔ３（スイッチＱ１，Ｑ４がオフ、スイッチＱ２，Ｑ３がオン）期間では、リアクトルＬ３に蓄積されたエネルギーがスイッチＱ３を介して直流電源Ｖｄｃ１に放出され、直流電源Ｖｄｃ１が充電される。
同様に、時刻ｔ３〜ｔ４（スイッチＱ１，Ｑ３がオフ、スイッチＱ２，Ｑ４がオン）期間では、直流電源Ｖｄｃ２からリアクトルＬ３にエネルギーが蓄積される。
同様に、時刻ｔ０（時刻ｔ４）において、即ち、スイッチＱ３がオフ状態で且つスイッチＱ４がオン状態において、スイッチＱ２がオフになり、スイッチＱ１がオンになると、Ｖｄｃ２プラス→６ｂ→Ｑ４→Ｖｄｃ２マイナスの経路で電流が流れる。
そして、リアクトルＬ３の電流によりトランスＴ１の１次巻線５に電流が誘導され、Ｖｄｃ２プラス→５ｂ→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１→Ｖｄｃ２マイナスの経路で直流電源Ｖｄｃ１に向かって電流が流れ、電源Ｖｄｃ１が充電される。即ち、時刻ｔ４〜ｔ５（スイッチＱ２，Ｑ３がオフ、スイッチＱ１，Ｑ４がオン）期間では、リアクトルＬ３に蓄積されたエネルギーがスイッチＱ１を介して直流電源Ｖｄｃ１に放出され、直流電源Ｖｄｃ１が充電される。
この場合には、直流電源Ｖｄｃ２から直流電源Ｖｄｃ１に電力を供給することになり、電力変換の向きは逆方向となり、回生動作となる。
直流電源Ｖｄｃ２の電圧が大幅に高い場合は、回生電力が大きくなり、スイッチＱ１（スイッチＱ３）のオン時間がほぼゼロとなり、スイッチＱ２（スイッチＱ４）は、オンとなる。このため、スイッチＱ２（スイッチＱ４）の電流は、増大し、スイッチＱ２（スイッチＱ４）が破壊する。このスイッチＱ２（スイッチＱ４）の破壊を防止するために、スイッチＱ２（スイッチＱ４）のオン期間を減じる必要がある。
このときの動作は、通常動作（直流電源Ｖｄｃ１から直流電源Ｖｄｃ２に電力を供給）時とは逆動作、即ち、直流電源Ｖｄｃ２から直流電源Ｖｄｃ１に電力を供給する状態となる。
このため、電流検出回路７により電流の極性（向き）を検出すると、電流の極性は負（直流電源Ｖｄｃ２から直流電源Ｖｄｃ１に流れる電流の向きを負とする。）である。昇降圧切替回路８は、電流検出回路７で検出された電流の極性を判別することにより、昇降圧動作を切替えるための切替信号を制御回路１０に出力する。制御回路１０は、スイッチＱ１（スイッチＱ３）のオン期間を増加させ、スイッチＱ２（スイッチＱ４）のオン期間を減少させるように制御する。
これにより、スイッチＱ２（スイッチＱ４）に過電流が流れるのを防止できるので、スイッチＱ２（スイッチＱ４）が破壊しなくなる。
なお、回生動作時には、昇降圧動作を切替えるための切替信号を外部から制御回路１０に入力しても良い。
以上では、降圧コンバータ動作が順方向で説明したが、昇圧コンバータが順方向の場合には、上述の説明中の回生動作が順方向となり、同様にして、降圧動作が回生動作と考えて制御することにより同様に動作する。
図４は実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。図４に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータに対して、トランスＴ１の第１巻線５ａと第２巻線５ｂとの間にスイッチＱ１を接続し、トランスＴ２の第１巻線６ａと第２巻線６ｂとの間にスイッチＱ２を接続したことを特徴とする。
また、直流電源Ｖｄｃ１とトランスＴ１の第１巻線５ａとスイッチＱ１とが直列に接続された直列回路の両端には、スイッチＱ２が接続されている。直流電源Ｖｄｃ１とトランスＴ２の第１巻線６ａとスイッチＱ３とが直列に接続された直列回路の両端には、スイッチＱ４が接続されている。
このように構成された実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータの動作は、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作と同様であるので、同様な効果が得られる。
また、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを近接して設け、スイッチＱ３とスイッチＱ４とを近接して設けているので、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを一体化し、スイッチＱ３とスイッチＱ４とを一体化できる。これにより、回路をＩＣ化、モジュール化することができる。
（トランスとリアクトルとを一体化した磁気回路の例）
図５は実施例１及び実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータのトランスとリアクトルとを一体化した磁気回路を示す図である。図５では、トランスとリアクトルとを一体化する手法を示している。
実施例１及び実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるトランスＴ１は、図５（ａ）に示すように、閉磁路が形成された磁性材料からなるコア２１の第１脚２１ａに１次巻線５（巻数ｎｐ）を巻回し、コア２１の第２脚２１ｂに２次巻線５ｃを巻回して構成されている。トランスＴ２は、閉磁路が形成されたコア２２の第１脚２２ｂに１次巻線６（巻数ｎｐ）を巻回し、コア２２の第２脚２２ａに２次巻線６ｃを巻回して構成されている。リアクトルＬ３は、ギャップ（空隙）が形成されたコア２３の第１脚２３ａに巻線７を巻回して構成されている。コア２３の第２脚２３ｂにギャップ２４が形成されている。
このトランスＴ１とトランスＴ２とリアクトルＬ３とは、図５（ｂ）に示すように、接続されている。これより、図５（ａ）に示すトランスＴ１とトランスＴ２とリアクトルＬ３のコアを一体化して図５（ｃ）としても動作は変化しない。
図５（ｃ）に示す磁気回路は、閉磁路が形成されたコア３０の第１脚３０ａにトランスＴ１の１次巻線５を巻回し、第２脚３０ｂにトランスＴ１の２次巻線５ｃを巻回し、第３脚３０ｃに巻線７を巻回し、第４脚３０ｄにトランスＴ２の１次巻線６を巻回し、第５脚３０ｅにトランスＴ２の２次巻線６ｃを巻回し、第６脚３０ｆにはギャップ３４が形成されている。トランスＴ１の２次巻線５ｃを貫く磁束は、Φ１であり、リアクトルＬ３の巻線７を貫く磁束は、Φ２であり、トランスＴ２の２次巻線６ｃを貫く磁束は、Φ３である。
ここで、トランスＴ１の２次巻線５ｃ（巻数ｎｓ）とトランスＴ２の２次巻線６ｃ（巻数ｎｓ）とリアクトルＬ３とは、リング状（閉ループ状）に接続されているため、トランスＴ１の２次巻線５ｃの電圧をＶ１とし、リアクトルＬ３の巻線７の電圧をＶ２とし、トランスＴ２の２次巻線６ｃの電圧をＶ３とすると、各巻線５ｃ，６ｃ，７に発生する電圧の総和は、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＝０である。
各巻線５ｃ，６ｃ，７の巻数が互いに等しく、その巻数をＮとした場合に、巻線が巻回されるコアの磁束Φは、ｄΦ／ｄｔ＝Ｖであるため、各巻線の電圧の総和が零であるので、コアの磁束変化の総和も零となる。従って、図５（ａ）に示す磁気回路から図５（ｃ）に示す磁気回路に置き換えても、磁束の総和は、Φ１＋Φ２＋Φ３＝０であるため、動作に影響しない。
また、ΔΦ１＋ΔΦ２＋ΔΦ３＝０（ΔΦ１，ΔΦ２，ΔΦ３は、各々Φ１，Φ２，Φ３の磁束の変化を示す）であるため、磁束Φ１が通る脚３０ｂ、磁束Φ２が通る脚３０ｃ、磁束Φ３が通る脚３０ｅの３つの脚を全て取り去って、図５（ｄ）に示すような磁気回路としても動作に影響しない。図５（ｄ）に示す磁気回路は、閉磁路が形成されたコア４０の第１脚４０ａにトランスＴ１の１次巻線５を巻回し、第２脚４０ｂにトランスＴ２の１次巻線６を巻回し、第３脚４０ｃにギャップ４４が形成されている。即ち、磁気回路を小型化することができる。
このように、３脚からなるコアを用いることにより、２個のトランスとリアクトルを簡単化して、回路構成を簡単化できる。
また、図５（ｅ）に示すように、閉磁路が形成されたコア５０の中央脚５０ａに、トランスＴ１の１次巻線５からなる第１コイルと、トランスＴ２の１次巻線６からなる第２コイルとを巻回し、２つのコイル間に磁性材料からなる磁気分路５２を設けている。この磁気分路５２とコア５０の外側脚との間にはギャッブ５４が形成されている。
図５（ｅ）に示すような磁気回路の場合には、第１コイルと第２コイルとの結合が良くなり、両コイルで生成された磁束は、ほとんど磁気分路５２を通るため、磁気分路５２のギャップ５４により、広い範囲でインダクタンスを調整できる。従って、ピーク電流の多く流れる用途に対して、ギャップ５４を大きくすることにより、コアが飽和せずに使用できる。
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置の電源回路に適用可能である。
実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。 実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータの降圧時の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧時の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。 実施例１及び実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータのトランスとリアクトルとを一体化した磁気回路を示す図である。 従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。 従来のＤＣ／ＤＣコンバータの降圧時の各部における信号のタイミングチャートである。 従来のＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧時の各部における信号のタイミングチャートである。
符号の説明
Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２ 直流電源
Ｌ１，Ｌ３ リアクトル
ＲＬ 負荷
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチ
Ｔ１，Ｔ２ トランス
５ トランスＴ１の１次巻線
６ トランスＴ２の１次巻線
５ａ トランスＴ１の第１巻線
６ａ トランスＴ２の第１巻線
５ｂ トランスＴ１の第２巻線
６ｂ トランスＴ２の第２巻線
５ｃ，６ｃ ２次巻線
１０，１１０ 制御回路
２４，３４，４４，５４ ギャップ
２１，２２，２３，３０，４０，５０ コア
５２ 磁気分路

Claims (5)

  1. 第１直流電源と第２直流電源との間で双方向に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    第１巻線と第２巻線とからなる１次巻線と２次巻線とを各々有する第１トランス及び第２トランスと、
    前記第１直流電源と第１スイッチと前記第１トランスの前記第１巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第２スイッチと、
    前記第１直流電源と第３スイッチと前記第２トランスの前記第１巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第４スイッチと、
    前記第２スイッチの両端に接続され、前記第１トランスの前記第２巻線と前記第２直流電源とからなる第１直列回路と、
    前記第４スイッチの両端に接続され、前記第２トランスの前記第２巻線と前記第２直流電源とからなる第２直列回路と、
    前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、
    前記第１スイッチと前記第３スイッチとを１／２周期の位相差でオン／オフさせ、前記第２スイッチと前記第４スイッチとを１／２周期の位相差でオン／オフさせる制御回路と、
    を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 前記各トランスについて前記１次巻線の巻数ｎｐと前記第１巻線の巻数ｎｐ２と前記第２巻線の巻数ｎｐ１とした場合に、Ａ＝ｎｐ／ｎｐ１＝（ｎｐ１＋ｎｐ２）／ｎｐ１で決められる巻数比Ａを調整することを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  3. 閉磁路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記コアの第１脚には前記第１トランスの１次巻線が巻回され、前記コアの第２脚には前記第２トランスの１次巻線が巻回され、前記コアの第３脚に空隙が形成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  4. 閉磁路が形成された複数脚からなるコアを有し、前記コアの複数脚の内の１脚には、前記第１トランスの１次巻線からなる第１コイルと前記第２トランスの１次巻線からなる第２コイルとが巻回され、前記第１コイルと前記第２コイルとの間には磁気分路が設けられていることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  5. 前記第１直流電源と前記第２直流電源との間に流れる電流を検出する電流検出手段を有し、
    前記制御回路は、前記電流検出手段で検出された電流の極性を判別することにより、前記第１スイッチ乃至前記第４スイッチの各スイッチのオン／オフ時間を制御することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
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