JP4682429B2 - Switched reluctance motor control method, position angle determination mechanism and program thereof - Google Patents

Description

【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
トルクの脈動の増加、効率の低下、運転範囲の縮小等を回避しつつ、２つの相に同時に磁束を発生させないようにするため、各相のスイッチングトランジスタのオン／オフは排他的に行われる。具体的には図２４に示されるように、スイッチングトランジスタＴ_u+，Ｔ_u-がオンする際の位置角θ_0uはスイッチングトランジスタＴ_w+，Ｔ_w-がオフする際の位置角θ_1wと等しく設定され、スイッチングトランジスタＴ_v+，Ｔ_v-のオンする際の位置角θ_0vはスイッチングトランジスタＴ_u+，Ｔ_u-のオフする際の位置角θ_1uと等しく設定され、スイッチングトランジスタＴ_w+，Ｔ_w-がオンする際の位置角θ_0wはスイッチングトランジスタＴ_v+，Ｔ_v-がオフする際の位置角θ_1vと等しく設定される。
【００１８】
しかし、位置角θ_0u〜θ_1uにおいてＵ相コイル９４ｕに流れていた電流ｉ_uは、位置角θ_1u＝θ_0vを越えてもフリーホイールダイオードＤ_u+，Ｄ_u-によって還流される。そのため、スイッチングトランジスタＴ_v+，Ｔ_v-を介してＶ相コイル９４ｖに電流が流れる期間の初頭の期間Ｈにおいては、図２６のグラフに示されるように電流ｉ_vのみならず、電流ｉ_uも流れてしまう。但し図２６において時刻ｔ_0u，ｔ_1u，ｔ_0v，ｔ_1vは、それぞれ位相角θ_0u，θ_1u，θ_0v，θ_1vに対応した時刻である。
【００１９】
このように複数の相に電流が流れる期間Ｈ（以下「電流オーバーラップ期間」と称す）が存在すると、図２５に示された較正曲線と式（１）とに基づいて求めた位置角θは不正確となる。その理由は、ｕ相に流れる電流ｉ_uがｖ相コイル９４ｖに鎖交する磁束鎖交数λ_vuを生成するからである。従って、正確には式（１）の代わりに式（２）を採用しなければならない。
【００２０】
【数２】

【００２１】
図２２には電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖに流れる電流ｉ_u，ｉ_vの方向、電流ｉ_vが突極９１ｖ，９２ｖに与える磁束鎖交数λ_vv、電流ｉ_uが突極９１ｕ，９２ｕに与える磁束鎖交数λ_uu、電流ｉ_uが突極９１ｖ，９２ｖに与える磁束鎖交数λ_vu、電流ｉ_uが突極９１ｗ，９２ｗに与える磁束鎖交数λ_wuを模式的に示している。
【００２２】
図２５に示された較正曲線は、コイルに流れる電流と、当該コイルが巻回された突極に鎖交する磁束についてのものであり、巻回された突極と異なる突極に対してコイルが与える磁束についてのものではない。従って、磁束鎖交数λ_vuを無視して、式（３）を用いて磁束鎖交数λ_vvを見積もり、これと電流ｉ_vとを用いて図２５の較正曲線から位置角θを求めても不正確となる。
【００２３】
【数３】

【００２４】
そこで、ある相のコイルについての電圧及び電流から位置角を正確に得るために、他の相のコイルに流れる電流の影響を考慮した較正曲線をも準備する手法が、例えば特開平５−１９９７９４号公報（以下、単に「公報」と称す）において提案されている。しかしながら他の相に流れる電流に対応させて磁化曲線を測定する手間や、記憶させるデータが膨大となることから、回転を制御する装置の複雑化、ひいてはコストアップが懸念される。
【００２５】
記憶させるデータ量を少なくするために、磁化曲線をファジー理論を採用してモデル化する技術も、例えば「磁化曲線を利用したＳＲＭの位置センサレス制御法」（小坂、落合、松井、電気学会論文誌Ｄ、Vol.120,No.2,2000,pp216-222：以下、単に「文献」と称す）において提案されているが、制御の実装過程が複雑になるという問題が懸念される。
【００２６】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたもので、ある相のコイルについての電圧及び電流から位置角を正確に得るために、他の相のコイルに流れる電流の影響を簡易に低減するという課題を解決するものである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
この発明のうち請求項１にかかるものは、第１の相（Ｕ）に対応し、第１のコイル（９４ｕ）が巻回される第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）と、前記第１の相から転流される第２の相（Ｖ）に対応し、第２のコイル（９４ｖ）が巻回され、前記第１の突極に隣接して配置される第２の突極（９１ｖ，９２ｖ）とを有する固定子（９０）と、前記固定子に囲まれる回転子（８０）と、を備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の制御方法である。前記第１及び第２のコイル（９４ｕ，９４ｖ）に対し、前記回転子と前記固定子の間において前記第１の突極と第２の突極とで同じ方向に磁束を発生させる第１及び第２の電流（ｉ _u ，ｉ _v ）を供給する。
そして前記第１の相（Ｕ）へと転流する第３の相（Ｗ）についての第３の電流（ｉ _w ）が、前記第１の電流（ｉ _u ）よりも小さい値で流れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記回転子（８０）の位置角（θ）と、前記第１の電流とに基づいて、前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ７０１〜Ｓ７０６）、当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める（６０）。
【００３２】
この発明のうち請求項２にかかるものは、請求項１記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記第１の電流（ｉ_u）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第１相期間（Ｕ）で前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数（λ_u）を求めるための積分計算の初期値として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において最後に求められた前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数を採用し、当該磁束鎖交数に基づいて前記真性第１相期間での前記位置角（θ）を求める（６０）。
【００３３】
この発明のうち請求項３にかかるものは、請求項１及び請求項２のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記位置角（θ）と、前記第１の電流（ｉ_u）とに基づいて、前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数（λ_u）を求めるに際してファジー理論を用いる。
【００３４】
この発明のうち請求項４にかかるものは、第１の電流（ｉｗ）が流れる第１の相（Ｗ）と、前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉｕ）が流れる第２の相（Ｕ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の制御方法である。前記第１の電流が、前記第２の電流よりも小さい値で流れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ７０１〜Ｓ７０６）、当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める（６０）。
【００３５】
この発明のうち請求項５にかかるものは、請求項４記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記第２の電流（ｉ_u）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｕ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λ_u）を求めるための積分計算の初期値として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数を採用し、当該磁束鎖交数に基づいて前記真性第２相期間での前記位置角（θ）を求める（６０）。
【００３６】
この発明のうち請求項６にかかるものは、請求項４及び請求項５のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記位置角（θ）と、前記第２の電流（ｉ_u）とに基づいて、前記第２の相（Ｕ）についての磁束鎖交数（λ_u）を求めるに際してファジー理論を用いる。
【００３７】
この発明のうち請求項７にかかるものは、第１の電流（ｉ_u）が流れる第１の相（Ｕ）と、前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉ_v）が流れる第２の相（Ｖ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の制御方法である。前記第１の電流及び前記第２の電流が流れている電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についてのインダクタンス（Ｌ）を介して（Ｓ９０１〜Ｓ９０４）前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ９０５）、当該磁束鎖交数に基づいて前記電流オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める（６０）。
【００３８】
この発明のうち請求項８にかかるものは、請求項７記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記第２の電流（ｉ_v）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｖ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λ_v）を求めるための積分計算の初期値として、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数（λ_N-1）を採用し、当該磁束鎖交数に基づいて前記真性第２相期間での前記位置角（θ_N）を求める（６０）。
【００３９】
この発明のうち請求項９にかかるものは、請求項７及び請求項８のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記位置角（θ）と、前記第２の電流（ｉ_v）とに基づいて、前記第２の相（Ｖ）についての磁束鎖交数（λ_v）を求めるに際して前記インダクタンスの前記位置角についての微分（ｄＬ／ｄθ）も介される。
【００４３】
この発明のうち請求項１０にかかるものは、第１の電流（ｉｗ）が流れる第１の相（Ｗ）と、前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉｕ）が流れる第２の相（Ｕ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の位置角決定機構（２００）であって、前記第１の電流が、前記第２の電流よりも小さい値で流れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求める磁束鎖交数算出部（５４ａ）と、当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める回転位置演算部（６０）とを備える。
【００４４】
この発明のうち請求項１１にかかるものは、請求項１０記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２００）であって、前記第２の電流（ｉ_u）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｕ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λ_u）を積分計算で求める磁束鎖交数演算部（５３）と、前記積分計算の初期値として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数を格納する積分初期値設定部（５９）とを更に備える。
【００４５】
この発明のうち請求項１２にかかるものは、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２００）であって、前記磁束鎖交数算出部（５４ａ）は前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、ファジー理論を用いて前記第２の相（Ｕ）についての磁束鎖交数（λ_u）を求める。
【００４６】
この発明のうち請求項１３にかかるものは、第１の電流（ｉ_u）が流れる第１の相（Ｕ）と、前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉ_v）が流れる第２の相（Ｖ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の位置角決定機構（２０１）であって、前記第１の電流及び前記第２の電流が流れている電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についてのインダクタンス（Ｌ）を介して前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求める磁束鎖交数算出部（５４ｂ）と、当該磁束鎖交数に基づいて前記電流オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める回転位置演算部（６０）とを備える。
【００４７】
この発明のうち請求項１４にかかるものは、請求項１３記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２０１）であって、前記第２の電流（ｉ_v）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｖ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λ_v）を積分計算で求める磁束鎖交数演算部（５３）と、前記積分計算の初期値として、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数（λ_N-1）を格納する積分初期値設定部（５９）とを更に備える。
【００４８】
この発明のうち請求項１５にかかるものは、請求項１３及び請求項１４のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２０１）であって、前記磁束鎖交数算出部（５４ｂ）は、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記位置角（θ）と、前記第２の電流（ｉ_v）とに基づいて、前記インダクタンスの前記位置角についての微分（ｄＬ／ｄθ）も介して、前記第２の相（Ｖ）についての磁束鎖交数（λ_v）を求める。
【００４９】
この発明のうち請求項１６にかかるものは、請求項１乃至請求項９に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法をコンピュータに実現させるプログラムである。
【００５０】
【作用】
この発明の内、請求項１にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法においては、スイッチトリラクタンスモータ（１００）に、第１のコイル（９４ｕ）に流れる電流（ｉ_u）から、第２のコイル（９４ｖ）に流れる電流（ｉ_v）へ転流した直後の電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）で発生した磁束は、第２の突極（９１ｖ，９２ｖ）には流れ込まない。
【００５３】
この発明の内、請求項１乃至請求項６にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求項１０乃至請求項１２にかかるスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構においては、磁束鎖交数（λ）を介して位置角（θ）についてのフィードバックが行われる。
【００５４】
この発明の内、請求項７乃至請求項９にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求項１３乃至請求項１５にかかるスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構においては、インダクタンス（Ｌ）を用いて磁束鎖交数（λ）が求められる。
【００５５】
【発明の実施の形態】
第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態において採用されるインバータ３００の回路図である。簡単にいえば、インバータ３００は、図２３に示されたインバータ４００に対し、スイッチングトランジスタＴ_v+，Ｔ_v-、フリーホイールダイオードＤ_v+，Ｄ_v-の接続をＶ相コイル９４ｖの巻線方向に対して反対に設けた構成を有している。
【００５６】
即ち、Ｕ相コイル９４ｕ及びＷ相コイル９４ｗに直流電源Ｖ_DCからそれぞれ電流ｉ_u，ｉ_wを流す場合、それぞれ黒丸が付された側から電流が供給され、反対側から引き抜かれる。フリーホイールダイオードＤ_u+，Ｄ_u-，Ｄ_w+，Ｄ_w-によって還流する場合も電流ｉ_u，ｉ_wの方向は同じである。しかし、Ｖ相コイル９４ｖに直流電源Ｖ_DCから供給する場合及びフリーホイールダイオードＤ_v+，Ｄ_v-によって還流する場合のいずれも、電流ｉ_vは黒丸が付されていない側から供給され、黒丸が付された側から引き抜かれる。つまりＶ相コイル９４ｖはＵ相コイル９４ｕ及びＷ相コイル９４ｗとは逆方向に電流が供給される。
【００５７】
インバータ３００によってＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗに対して上記のようにして電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wが供給されると、それぞれ突極９１ｕから突極９２ｕへと流れる磁束、突極９２ｖから突極９１ｖへと流れる磁束、突極９１ｗから突極９２ｗへと流れる磁束、を発生させる。つまりＶ相に関しては磁束の向きが従来とは反対になる。このため、位置角θ_1u＝θ_0v以後の電流オーバーラップ期間Ｈにおいて電流ｉ_uが発生させる磁束は電流ｉ_vによる起磁力に阻まれ、磁束鎖交数λ_vuは殆どゼロとなる。
【００５８】
図２は電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖに流れる電流ｉ_u，ｉ_vの方向、電流ｉ_vが突極９１ｖ，９２ｖに与える磁束鎖交数λ_vv、電流ｉ_uが突極９１ｕ，９２ｕに与える磁束鎖交数λ_uu、電流ｉ_uが突極９１ｗ，９２ｗに与える磁束鎖交数λ_wuを模式的に示している。
【００５９】
以上のようにして本実施の形態によれば、それぞれＵ相及びＶ相に対応して隣接して配置された突極９２ｕ，９１ｖあるいは突極９２ｖ，９１ｕのいずれにおいても、自身に巻回されたコイル９４ｕ，９４ｖによって自身に発生する磁束は回転子８０と固定子９０の間において同じ方向となる。従ってスイッチトリラクタンスモータに流す電流をＵ相からＶ相に転流した直後の電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相についての磁極となる突極９１ｕ，９２ｕに流れる磁束はＶ相についての磁極となる突極９１ｖ，９２ｖには流れ込まない。従ってＶ相に電流ｉ_vが流れる期間のスイッチトリラクタンスモータ１００の位置角θの検出においては、Ｕ相に流れる電流ｉ_uの影響を排除することができる。従って、図２５に示されるようなＶ相コイル９４ｖに鎖交する磁束鎖交数λ_vvと位置角θの関係のみを較正曲線として用いても精度良く位置角θの検出を行うことができる。
【００６０】
図３は本実施の形態の効果を説明するグラフであり、横軸に位置角θ（°）を、縦軸に電流ｉ_v（Ａ）を、それぞれ採っている。グラフＬ０は式（３）及び図３に示された較正曲線から計算によって位置角θを求めて得られた理想値を示す。一方、グラフＬ１，Ｌ２はそれぞれ、従来と同様にして電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相の電流ｉ_uが磁束鎖交数λ_vuを生成した場合、本実施の形態に示すように磁束鎖交数λ_vuが発生しない場合を示している。
【００６１】
同図から明白なように、グラフＬ２は殆どグラフＬ０と重なっており、本実施の形態によって電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相の電流ｉ_uが流れても、これがＶ相に転流した後の位置角θの検出に影響を殆ど与えないことがわかる。
【００６２】
しかも本実施の形態によれば、速度情報を用いて位置角θの検出を行わないので、速度制御系のゲインを高めることができ、スイッチトリラクタンスモータ１００の応答性を向上することもできる。
【００６３】
かかる効果はスイッチトリラクタンスモータ１００に流す電流をＶ相からＷ相に転流した直後の電流オーバーラップ期間Ｈについても同様にして得られることはいうまでもない。
【００６４】
また、必ずしも三相交流で駆動されるスイッチトリラクタンスモータにのみ適用されるものではなく、二相、四相等の他の多相交流で駆動されるスイッチトリラクタンスモータに適用されてもよい。また固定子９０や回転子８０の突極の数も、６−４極に限定されるものではなく、１２−８極、８−６極などの他の極数を備えたスイッチトリラクタンスモータに適用されてもよい。
【００６５】
第２の実施の形態．
第１の実施の形態ではＶ相についての磁束の向きを変えたので、Ｗ相からＵ相に転流した直後（位置角θ_1w＝θ_0uの直後）の電流オーバーラップ期間Ｈについては、第１の実施の形態の効果が期待できない。そこで本実施の形態では、当該期間において（後述するように、正確には若干異なる期間であるが）、減少しつつある電流ｉ_wがＵ相の磁極となる突起９１ｕ，９２ｕに流れ込んでも、これによる位置角θの誤差を低減する技術を採用する。
【００６６】
図４は本実施の形態において採用される位置角決定機構２００の構成を例示するブロック図である。
【００６７】
位置角決定機構２００において推定相選択処理部５１が設けられている。推定相選択処理部５１は最大電流相選択部５１ａと検出相選択部５１ｂとを備えている。最大電流相選択部５１ａには、各相に流れる電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wが供給される。これら三者の中で最大値を採る電流ｉ_zに対応する相がインバータ（例えば図１に示されたインバータ３００）によって励磁されている相であると判断し、当該相を示す励磁相信号Ｚ（ＺはＵ，Ｖ，Ｗのいずれか一つを示す）が出力される。検出相選択部５１ｂにはＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖ，Ｗ相コイル９４ｗの電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wが入力されており、これらのうち、励磁相Ｚに対応する電圧ｖ_z（ｚはｕ，ｖ，ｗのいずれか一つを示す）が出力される。
【００６８】
推定相選択処理部５１の動作は、ノイズを無視できる理想的な場合には図５に示されるフローチャートで実現されてもよい。ステップＳ５０１において電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wが入力される。ステップＳ５０２に進み、電流ｉ_uが電流ｉ_vより大きいかが判断される。判断結果が「ＹＥＳ」であればステップＳ５０４に進む。判断結果が「ＮＯ」であればステップＳ５０３に進む。ステップＳ５０３では電流ｉ_vが電流ｉ_wより大きいかが判断される。判断結果が「ＹＥＳ」であればステップＳ５０５に進む。判断結果が「ＮＯ」であればステップＳ５０６に進む。
【００６９】
ステップＳ５０４ではＵ相の方がＶ相よりも大きな電流が流れていた事に基づき、インバータによって励磁されている相はＵ相であると判断し、励磁相信号Ｚは励磁相がＵ相である旨を出力する（図中、励磁相信号Ｕとしている）。同様にしてステップＳ５０５ではＶ相の方がＷ相よりも大きな電流が流れていた事に基づき、励磁相がＶ相である旨（図中、励磁相信号Ｖとしている）を出力する。同様にしてステップＳ５０６では励磁相がＷ相（図中、励磁相信号Ｗとしている）である旨を出力する。
【００７０】
ステップＳ５０４，Ｓ５０５，Ｓ５０６が実行された後は、それぞれステップＳ５０７，Ｓ５０８，Ｓ５０９により、電流ｉ_zと電圧ｖ_zとして、電流ｉ_uと電圧ｖ_u、電流ｉ_vと電圧ｖ_v、電流ｉ_wと電圧ｖ_wが設定される。
【００７１】
図４に示された推定相選択処理部５１の動作でも、図５に示されたフローチャートの動作でも、励磁相Ｚの判定は各相の電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wの大小関係に基づいている。従って、図２４に示されたスイッチングトランジスタのオン／オフや、図２６に示された電流オーバーラップ期間Ｈのいずれともずれた期間として励磁相が判断される。
【００７２】
図６は励磁相の判断を、Ｗ相からＵ相への転流時点近傍で示すタイミングチャートである。ここで時刻ｔ_1wは位置角θ_1wに対応してスイッチングトランジスタＴ_w+，Ｔ_w-がオフする時刻であり、時刻ｔ_ouは位置角θ_ouに対応してスイッチングトランジスタＴ_u+，Ｔ_u-がオンする時刻である。例えば図１に示されるインバータ３００において、時刻ｔ_1w＝ｔ_ouにおいてスイッチングトランジスタの動作によってＷ相からＵ相へと転流を行う制御が行われても、その後の電流オーバーラップ期間Ｈ中で電流ｉ_u＝ｉ_wとなる時刻ｔ_1w’＝ｔ_ou’になって初めて、励磁相ＺはＵ相であると判断される。
【００７３】
図４に戻り、位置角決定機構２００において磁束鎖交数演算部５３は、励磁相に対応した電流ｉ_z、電圧ｖ_zを受け、Ｖ相について示された式（３）を各相に読み替えて磁束鎖交数λを求める。例えば図６に即して言えば時刻ｔ_1w’＝ｔ_ou’以前では電流ｉ_w、電圧ｖ_wに基づいて磁束鎖交数λ_wwを求める。
【００７４】
一方、位置角決定機構２００において磁化曲線モデル部５４ａは、後述する近似によって磁束鎖交数を求める磁束鎖交数算出部として機能する。そしてこの２つの求め方のいずれかによって求められた磁束鎖交数λと、インバータに流れる電流に基づき、図２５に示される較正曲線を用いて、回転位置演算部６０は位置角θを求める演算を行う。
【００７５】
磁束鎖交数λを求める方法を切り替えるため、位置角決定機構２００はフロー切り替え機構５８を備えている。もちろん、これと同様の機能が実現できればソフトウェアの処理を採用してもよいが、便宜上、１つのＡＮＤゲート５８ａと３つのスイッチ５８ｂ，５８ｃ，５８ｄを用いてフロー切り替え機構５８を構成した場合を例示している。
【００７６】
位置角決定機構２００において電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wは電流オーバーラップ判定部５７にも与えられる。ここでは測定している時点が電流オーバーラップ期間Ｈ内であるか否かに対応してそれぞれ値１，０を採る判定信号ｘを出力する。かかる判断は電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wの２つが所定値以上であること、理想的には非零であることを検出することによって実現することができる。
【００７７】
また位置角決定機構２００において励磁相信号Ｚは相互誘導作用判定部５６にも与えられる。ここでは励磁相がＵ相であるか否かに対応してそれぞれ値１，０を採る判定信号ｙを出力する。
【００７８】
ＡＮＤゲート５８ａにおいて判定信号ｘ，ｙの論理積を採ることにより、ＡＮＤゲート５８ａの出力は、ｉ_u＞ｉ_w＞０である電流オーバーラップ期間Ｈ（以下「特定オーバーラップ期間Ｈ’」とも称す）内であるか否かに対応して変動する。なお図６に示されるように、特定オーバーラップ期間Ｈ’の終期は電流オーバーラップ期間Ｈの終期と一致するが、その始期は電流オーバーラップ期間Ｈの始期よりも遅れる。
【００７９】
特定オーバーラップ期間Ｈ’内である場合にはスイッチ５８ｃをオンにし、積分初期値設定部５９から式（３）の計算のための初期値が新たに磁束鎖交数演算部５３に与えられる。但し特定オーバーラップ期間Ｈ’内ではスイッチ５８ｄによって磁化曲線モデル部５４ａの出力を回転位置演算部６０に与えさせる。特定オーバーラップ期間Ｈ’内でない場合には、スイッチ５８ｃをオフにし、スイッチ５８ｄを介して磁束鎖交数演算部５３の出力を回転位置演算部６０に与えさせる。
【００８０】
特定オーバーラップ期間Ｈ’内でない場合には、Ｕ相、Ｗ相の場合も読み替えて、式（３）に基づいて求められた磁束鎖交数λが回転位置演算部６０での演算に採用され、位置角θが決定される。これは特に電流オーバーラップ期間Ｈ以外では従来から行われてきた手法と同様である。また第１の実施の形態を採用することにより、電流オーバーラップ期間Ｈ内であっても、Ｕ相からＶ相への転流時、Ｖ相からＷ相への転流時において位置角θを正確に求めることができる。しかし、第１の実施の形態で問題を回避できない、Ｗ相からＵ相への特定オーバーラップ期間Ｈ’では、磁化曲線モデル部５４ａの近似計算によって磁束鎖交数を求める。
【００８１】
図７及び図８は両者相まって位置角決定機構２００の上述の動作を概念的に示すフローチャートである。まず図７に示されたステップＳ６０１〜Ｓ６１０において電流オーバーラップ期間Ｈ内であるか否かが判断され、電流オーバーラップ判定部５７の動作に対応している。まずこれらのステップに移行する前にカウント値Ｃは０に設定されているものとする。
【００８２】
ステップＳ６０１において電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wが入力され、ステップＳ６０２において電流ｉ_uは０か否かが判断される。もちろんこの判断はノイズを無視した理想的な場合を例示しており、実際には許容される最低値よりも小さいか否かが判断されることになる。以下のステップＳ６０４，Ｓ６０６についても同様である。
【００８３】
ステップＳ６０２の判断結果が「ＹＥＳ」であればそのまま、「ＮＯ」であればステップＳ６０３においてカウント値Ｃを１だけインクリメントして、いずれもステップＳ６０４に進む。
【００８４】
ステップＳ６０４において電流ｉ_vは０か否かが判断される。ステップＳ６０４の判断結果が「ＹＥＳ」であればそのまま、「ＮＯ」であればステップＳ６０５においてカウント値Ｃを１だけインクリメントして、いずれもステップＳ６０６に進む。
【００８５】
ステップＳ６０６において電流ｉ_wは０か否かが判断される。ステップＳ６０６の判断結果が「ＹＥＳ」であればそのまま、「ＮＯ」であればステップＳ６０７においてカウント値Ｃを１だけインクリメントして、いずれもステップＳ６０８に進む。
【００８６】
ステップＳ６０８ではカウント値Ｃの値が１より大きいか否かを判断する。カウント値Ｃの値が１より大きければステップＳ６０２，Ｓ６０４，Ｓ６０６の少なくとも２つにおいて判断結果が「ＮＯ」であり、電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wの２つが非零であると判断されたことになる。従ってその場合には電流オーバーラップ期間Ｈ内であるとしてステップＳ６０８の判断結果は「ＹＥＳ」となり、ステップＳ６０９へと進み、判定信号ｘに１を設定する。本フローチャートにおいて記号「＝」はその左辺に右辺の値を設定することを示している。ステップＳ６０８における判断結果が「ＮＯ」であれば、ステップＳ６１０へと進み、電流オーバーラップ期間Ｈ内ではないとして判定信号ｘに０を設定する。ステップＳ６０９，Ｓ６１０のいずれの場合も、新たにステップＳ６０１〜Ｓ６０８が実行される事に備えて、カウント値Ｃに０をセットしておく。
【００８７】
ステップＳ６０９，Ｓ６１０のいずれが実行された場合でも、接続子Ｊ１を介して図８のステップＳ６１１に進み、励磁相信号Ｚが入力される。ステップＳ６１２ではステップＳ６１１で入力された励磁相信号Ｚについての判断が実行される。励磁相がＵ相であればステップＳ６１３に進んで判定信号ｙに１を、Ｕ相でなければステップＳ６１４に進んで判定信号ｙに０を、それぞれ設定する。つまりステップＳ６１１〜Ｓ６１４は相互誘導作用判定部５６の動作に対応している。
【００８８】
ステップＳ６１５はＡＮＤゲート５８ａの動作に対応しており、判定信号ｘ，ｙの論理積が０であるか否かが判断される。即ち、判定信号ｘ，ｙの少なくともいずれか一方が０である場合にはステップＳ６１６に、判定信号ｘ，ｙの双方が１である場合にはステップＳ６２１に、それぞれ進む。
【００８９】
ステップＳ６１６〜Ｓ６２０は、特定オーバーラップ期間Ｈ’内でない場合の処理であって、まずステップＳ６１６でスイッチ５８ｃがオフしているか否かについて判断する。オフしている場合は、既に式（３）の計算が行われており、これに引き続いて新たな電流ｉ_z、電圧ｖ_zを用いてステップＳ６１９で式（３）に基づいて磁束鎖交数λを計算する。オンしている場合は特定オーバーラップ期間Ｈ’から初めて抜け出た場合の磁束鎖交数λを計算するので、ステップＳ６１７へ進み、スイッチ５８ｃを経由して積分初期値設定部５９から初期値を磁束鎖交数演算部５３へ与え、その後ステップＳ６１８においてスイッチ５８ｃをオフする。ステップＳ６１８，Ｓ６１９のいずれが実行された場合でも、ステップＳ６２０に進み、スイッチ５８ｄを介して磁束鎖交数演算部５３で求められた磁束鎖交数λを回転位置演算部６０に与える。これにより磁束鎖交数演算処理は終了し、図示されないメインルーチンへと復帰する。
【００９０】
ステップＳ６２１以降は、特定オーバーラップ期間Ｈ’内での処理であって、スイッチ５８ｄを介して磁化曲線モデル部５４ａで求められた磁束鎖交数λを回転位置演算部６０に与える。更にこの磁束鎖交数λを用い、ステップＳ６２２において、積分初期値設定部５９に格納される式（３）のための積分初期値を更新する。そしてスイッチＳ６２３においてスイッチ５８ｃをオンし、当該積分初期値を磁束鎖交数演算部５３に与える。ステップＳ６２２，Ｓ６２３は特定オーバーラップ期間Ｈ’内においても繰り返し実行されるが、これは回転位置演算部６０に与えられる磁束鎖交数λには寄与しない。ステップＳ６１７の準備のために行われる処理である。
【００９１】
以上のようにして、特定オーバーラップ期間Ｈ’からＵ相についての電流ｉ_uのみが流れる状態（本明細書において「真性Ｕ相期間」と称す）に移行する際には、特定オーバーラップ期間Ｈ’において磁化曲線モデル部５４ａの近似計算によって最後に求められた、即ち真性Ｕ相期間の直前に求められた磁束鎖交数λ_uを初期値として、式（３）の積分によって磁束鎖交数λ_uを計算する。その一方、特定オーバーラップ期間Ｈ’へと移行する際には、それまでの期間で最後に求められていた、即ち特定オーバーラップ期間Ｈ’の直前で求められていた位置角θを初期値として、以下に述べる方法で磁束鎖交数λを求める。そのため、図示されてはいないが、図８の「復帰」の後にスイッチ５８ｂが一時的にオンされ、これを介して回転位置演算部６０から得られた位置角θがサンプリングされて回転位置記憶部５５へ伝達される。そして回転位置記憶部５５は特定オーバーラップ期間Ｈ’中、磁化曲線モデル部５４ａでの近似計算の初期値として、その直前に回転位置演算部６０で求められた位置角θを記憶する。
【００９２】
図９は磁化曲線モデル部５４ａの構成を例示するブロック図である。また図１０は磁化曲線モデル部５４ａの動作を示すフローチャートであり、ステップＳ６２１に対応している。
【００９３】
磁化曲線モデル部５４ａは例えばファジー判断部５４１と線形補間部５４２とを備えている。ファジー判断部５４１には最大電流相選択部５１ａから電流ｉ_zが、線形補間部５４２には回転位置記憶部５３から位置角θが、それぞれ与えられる。これは図１０のステップＳ７０１で実行される。そして最大電流相選択部５１ａは電流ｉ_zと、例えば図２５に示された較正曲線に基づいて設定されるメンバーシップ関数とから、複数個、例えば７個の暫定的な磁束鎖交数λ（θ₁），λ（θ₂），…，λ（θ₇）を求める。これはステップＳ７０２で実行される。そして線形補間部５４２はこれらの暫定的な磁束鎖交数λ（θ₁）〜λ（θ₇）と、回転位置記憶部５３から与えられた位置角θとに基づいて磁束鎖交数λを求める。これはステップＳ７０３〜Ｓ７０６に対応する。
【００９４】
ステップＳ７０３においてまずパラメータｊを０に設定する。そしてステップＳ７０４でｊを１だけインクリメントしつつ、ステップＳ７０５を繰り返し実行する。ステップＳ７０５では回転位置記憶部５３から得られた位置角θが位置角θ_j以上で位置角θ_j+1以下となるか否かを判断する。特定オーバーラップ期間Ｈ’で位置角θが通常採り得る値に鑑みて、例えば位置角θ₁，θ₂，θ₃，θ₄，θ₅，θ₆，θ₇をそれぞれ５０．０，５２．５，５７．５，６５．０，７２．５，７７．５，８２．５（°）に設定しておけば、ｊ＝１〜６のいずれかでステップＳ７０５の判断基準となる不等式が満足される（固定子９０と回転子８０との対称性により、７５°＜θ＜１２０°では図２５において１５０°−θのグラフを参照する）。
【００９５】
そしてステップＳ７０６に進み、ステップＳ７０５の判断基準を満足させたｊに対して、式（４）を用いた線形補間によって、回転位置記憶部５３から得られた位置角θに対する磁束鎖交数λ（θ）を求める。
【００９６】
【数４】

【００９７】
その後は、図８を参照して、ステップＳ６２２に処理が進み、ステップＳ６２２，Ｓ６２３を経由して図示されないメインルーチンに復帰する。そして、回転位置演算部６０によって改めて位置角θが求められる。
【００９８】
以上のようにして、磁化曲線モデル部５４ａは、回転位置演算部６０による位置角θと、新たに測定された電流ｉ_zとを用いて磁束鎖交数λを求める。そして、この求めた磁束鎖交数λから回転位置演算部６０が新たに位置角θを求める。このようにして磁束鎖交数λを介して位置角θについてのフィードバックを行うことにより、特定オーバーラップ期間Ｈ’においても回転位置演算部６０が用いる較正曲線として図２５に相当するもの一つのみを採用しても、位置角θを精度良く算出することができる。
【００９９】
以下、ファジー判断部５４１の動作を説明する。式（５）は電流ｉについての磁束鎖交数λの推論規則である。
【０１００】
【数５】

【０１０１】
また図１１は式（５）電流ｉについてのメンバーシップ関数を示すグラフである。ここでは電流の単位として例えばアンペアを採用している。図１２は電流ｉが１０．５アンペアの場合の適合度を例示するグラフである。ここではメンバーシップ関数Ａ₃，Ａ₄は折れ線で規定されており、メンバーシップ関数Ａ₃，Ａ₄についてのそれぞれ適合度μ_A3，μ_A4は、１＋（１０．５−１０）／（１０−１２）＝０．７５，０＋（１２−１０．５）／（１２−１０）＝０．２５と求められる。またその他のメンバーシップ関数についての適合度は０となる。
【０１０２】
式（６）は適合度と式（５）の推論規則に基づいて磁束鎖交数λを求める演算を示しており、適合度μ_Amに対して推論規則に示された値Λ_mの重み付けを与えた加算が行われている。
【０１０３】
【数６】

【０１０４】
このようにファジー理論による磁束鎖交数λの計算は、較正曲線を得るために予め測定しておくべき電流のバリエーションを低減することができて望ましい。このようなファジー理論を用いた磁束鎖交数λの計算は、位置角θの計算手法において本件とは異なるものの、例えば上述の文献に示されている。
【０１０５】
なお、本実施の形態では第１の実施の形態を前提としているが、必ずしもインバータ３００を採用する場合のみならず、従来のインバータ４００を採用した場合にも適用できる。つまり、Ｕ相からＶ相への、またＶ相からＷ相への転流の際にも図１０のフローチャートを採用することができる。この場合、相互誘導作用判定部５６による判定信号ｙを必要とせず、従ってアンドゲート５８ａも必要ない。図１３はこのような変形を示すフローチャートである。図８におけるステップＳ６１１〜Ｓ６１４は不要であり、接続子Ｊ１からステップＳ６１５に直接に処理が進み、かつステップＳ６１５は「ｘ＝０であるか」という判断を行うステップＳ６２４に置換される。そしてＸ＝０であればステップＳ６２４の判断はＹＥＳとなってステップＳ６１６へと進み、Ｘ＝１であればステップＳ６２４の判断はＮＯとなってステップＳ６２１へと進む。その後の処理は図８に示されたフローチャートと同様に進む。
【０１０６】
第３の実施の形態．
本実施の形態でも、必ずしもインバータ３００を採用する場合のみならず、図２３に示されるような従来のインバータを採用した場合にも適用できる手法を提示する。例えば減少しつつある電流ｉ_uによる磁束鎖交数λ_vuがＶ相の磁極となる突起９１ｖ，９２ｖに流れ込んでも、これによる位置角θの誤差を低減する技術を採用する。
【０１０７】
Ｖ相の磁極となる突起９１ｖ，９２ｖにおいて、自身に巻回されるＶ相コイル９４ｖに流れる電流ｉ_vによって与えられる磁束鎖交数数λ_vvの時間微分を考えると、式（７）となる。
【０１０８】
【数７】

【０１０９】
但しインダクタンスＬはＶ相コイル９４ｖのインダクタンスであって、本来的には電流ｉ_v及び位置角θの関数である。しかし、図２４、図２５を参照して理解されるように、Ｕ相からＶ相への転流時近傍、即ちθ＝７５°近傍では磁束鎖交数λ_vvは電流ｉ_vに関してほぼ線形であり、インダクタンスＬは位置角θのみの関数として近似している。また角周波数ωは位置角θの時間微分である。
【０１１０】
そして式（７）はある時刻ｔの近傍の微小時間Δｔにおいて式（８）で近似できる。
【０１１１】
【数８】

【０１１２】
ここで、Ｌ_aveは、当該微小時間Δｔ中でのインダクタンスＬの平均値であり、Δλ_vvは磁束鎖交数λ_vvの、Δｉ_vは電流ｉ_vの、Δθは位置角θの、それぞれ微小時間Δｔ中での変動分を示す。
【０１１３】
図１４は励磁相の判断を、Ｕ相からＶ相への転流時点近傍で示すタイミングチャートである。ここで時刻ｔ_ovは位置角θ_1u，θ_ovに対応しており、スイッチングトランジスタＴ_u+，Ｔ_u-がオフ、スイッチングトランジスタＴ_v+，Ｔ_v-がオンする時刻である。なお、電流ｉ_v、位置角θを求めるためのサンプリング時刻として、時刻ｔ_K-2，ｔ_K-1，ｔ_K，ｔ_N-1，ｔ_Nを例示している。但し図においてはｔ_K-2＜ｔ_K-1＜ｔ_ov＜ｔ_K＜ｔ_N-1＜ｔ_e＜ｔ_Nの関係にあり、時刻ｔ_eは実質的に電流ｉ_uが０となる時刻であって電流オーバーラップ期間Ｈの終期である。
【０１１４】
時刻ｔ_M-1，ｔ_Mにおける磁束鎖交数λ_vvをそれぞれλ_M-1，λ_Mとし、時刻ｔ_M-1，ｔ_Mにおける電流ｉ_vをそれぞれｉ_M-1，ｉ_Mとし、時刻ｔ_M-1，ｔ_Mにおける位置角θをそれぞれθ_M-1，θ_Mとし、位置角θ_MでのｄＬ／ｄθの値をｄＬ／ｄθ］_Mとして表すと、式（８）は式（９）で表すことができる。
【０１１５】
【数９】

【０１１６】
式（９）においてインダクタンスＬの平均値Ｌ_ave及び位置角θ_Mは、式（１０）を用いて求めることができる。
【０１１７】
【数１０】

【０１１８】
但し角速度ω_M-1は１サンプル周期Ｔにおいて一定であると近似している。例えば角速度ω_M-1は、１サンプル周期前、及び２サンプル周期前に求められた位置角θ_M-1，θ_M-2を用いてω_M-1＝（θ_M-1−θ_M-2）／Ｔとして計算できるので、結局位置角θ_Mは式（１１）で計算できる。
【０１１９】
【数１１】

【０１２０】
以上のことから、時刻ｔ_Mでの磁束鎖交数λ_Mは、磁束鎖交数λ_M-1と、位置角θ_M-1，θ_M-2、電流ｉ_M-1，ｉ_M、インダクタンスＬ_M-1，Ｌ_Mと、インダクタンスの微分値ｄＬ／ｄθ］_Mに基づいて、求めることができる。インダクタンスＬ_M-1，Ｌ_Mと、インダクタンスの微分値ｄＬ／ｄθ］_Mは、位置角位置角θ_M-1，θ_Mにより、図２５に示された較正曲線から得ることができる。あるいは予めテーブルとしてインダクタンスＬ及びその微分値ｄＬ／ｄθを、位置角θに関してのテーブルとして設定しておいても良い。
【０１２１】
このようにして求められた磁束鎖交数λ_Mと、電流ｉ_Mと、較正曲線とが使用され、改めて位置角θ_Mを求め、これを更新する。
【０１２２】
本実施の形態では電流オーバーラップ期間Ｈにおいて上述のようにして位置角θ_Mを求めるので、その最初には上述の説明でＫ＝Ｍとおいて、真性Ｕ相の最後に求められていた磁束鎖交数λ_K-1を用いて磁束鎖交数λ_Kが求まり、最終的な位置角θ_Kも求められる。その後は、磁束鎖交数λ_vvの初期値は真性Ｕ相で求めたものとは異なり、電流オーバーラップ期間Ｈで求められたものが採用されるが、上記手順がサンプリング毎に繰り返される。従って式（３）の計算を用いることが無く、従って式（２）に存在するｄλ_vu／ｄｔの影響を受けることなく、図２５に示された較正曲線を用いて、精度良く位置角θを求めることができる。
【０１２３】
図１５は本実施の形態において採用される位置角決定機構２０１の構成を例示するブロック図である。位置角決定機構２０１は図４に示された位置角決定機構２００と同様にして、検出相選択部５１ｂ、磁束鎖交数演算部５３、回転位置記憶部５５、電流オーバーラップ判定部５７、積分初期値設定部５９、回転位置円算部６０を有している。しかし、位置角決定機構２００の最大電流相検出部５１ａは電流相選択部５１ｃに、磁化曲線モデル部５４ａは磁化曲線モデル部５４ｂに、それぞれ置換されている。またアンドゲート５８ａは省略されている。
【０１２４】
検出相選択部５１ｂ及び電流相選択部５１ｃには、いずれも転流タイミング信号Ｑが与えられる。検出相選択部５１ｂ及び電流相選択部５１ｃからは、転流タイミング信号Ｑが与えられる度に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれか一つに循環的に対応して更新される電圧ｖ_z、電流ｉ_z（ｚはｕ，ｖ，ｗのいずれか一つを示す）がそれぞれ出力される。
【０１２５】
電流オーバーラップ判定部５７は位置角決定機構２００における動作と同様にして、換言すればステップＳ６０１〜Ｓ６０９（図７）を実行して、判定信号ｘを出力する。スイッチ５８ｃ，５８ｄのオン／オフは第２の実施の形態と同様に行われる。但し、ステップＳ６０９，Ｓ６１０からステップＳ６１６，Ｓ６２１に至るまでは図１３に示されたステップＳ６２４が実行される。これにより、特定オーバーラップ期間Ｈ’（図６）ではなく、その始期と終期にそれぞれ最大限サンプリング期間Ｔの誤差は生じうるものの、電流オーバーラップ期間ＨにおいてステップＳ６２１が実行されることになる。
【０１２６】
図１６は磁化曲線モデル部５４ｂの動作を示すフローチャートである。磁化曲線モデル部５４ｂも磁束鎖交数算出部として機能する。図１６に示されたフローチャートはステップＳ６２１に対応しており、例えばＭ≧Ｋに設定される。先ずステップＳ９０１において位置角θ_M-1，θ_M-2、電流ｉ_M-1を入力する。例えば１サンプル周期前の位置角θ_M-1は回転位置記憶部５５が格納しており、２サンプル周期前の位置角θ_M-2は、電流相選択部５１ｃから得られた１サンプル周期前の電流電流ｉ_M-1と共に、磁化曲線モデル部５４ｂが記憶しておくことができる。
【０１２７】
ステップＳ９０２において、式（１１）を計算し、位置角θ_Mを仮に求める。そしてステップＳ９０３において電流相選択部５１ｃから現在の電流ｉ_Mを入力する。電流ｉ_M、位置角θ_Mを用いて図２５に例示される較正曲線から、あるいは予めこれらに関するテーブルとして求めておいたインダクタンスＬから、インダクタンスＬ_Mを求める。同様にして、微分値ｄＬ／ｄθ］_Mを求める。また同様にして電流ｉ_M-1、位置角θ_M-1を用いてインダクタンスＬ_M-1を求め、式（１０）に基づいてインダクタンスの平均値Ｌ_aveを求める。磁化曲線モデル部５４ｂが１サンプル周期前のインダクタンスＬ_M-1を記憶していても良く、その場合にはステップＳ９０４においては電流ｉ_M-1、位置角θ_M-1を用いる必要はない。
【０１２８】
あるいは図１６においてステップＳ９０４のブロックに示されるように、電流ｉ_M-1，ｉ_Mを用いることなくインダクタンスＬ_Mや微分値ｄＬ／ｄθ］_Mを求めても良い。上述のようにインダクタンスＬは位置角θのみの関数として近似出来るからである。その場合、ステップＳ９０３とＳ９０４とはその順序を入れ替えても良い。
【０１２９】
磁化曲線モデル部５４ｂによって記憶された１サンプル前に求められた磁束鎖交数λ_M-1と、上述のようにして求められ、あるいは記憶されていた値から、式（９）を計算して磁束鎖交数λ_Mが求められる。これによりインダクタンスＬによる磁束鎖交数演算処理は終了し、処理がステップＳ６２２（図８）へと進む。この後は第２の実施の形態と同様にしてステップＳ６２２，Ｓ６２３を経由して図示されないメインルーチンへと復帰し、回転位置演算部６０によって改めて位置角θ_Mが求められる。更にその後は、パラメータＭが１ずつ更新されて上述の処理が進む。
【０１３０】
図１４に示されるように、時刻ｔ_e直後のサンプリングタイミングの時刻ｔ_Nでは既に電流オーバーラップ期間Ｈを経過している。よってステップＳ６１０（図７）に示されるようにｘ＝０に設定され、ステップＳ６２４（図１３）の判断によってステップＳ６１６へと進む。そして時刻ｔ_N-1において求められ積分初期値設定部５９に記憶された磁束鎖交数λ_N-1を積分初期値として、磁束鎖交数演算部５３で式（３）を用いて、時刻ｔ_Nでの磁束鎖交数λ_Nを計算する。そして磁束鎖交数λ_Nに基づいて回転位置演算部６０によって位置角θ_Nが求められる。これ以降は新たに電流オーバーラップ期間Ｈが開始するまでは式（３）を用いた計算により磁束鎖交数λを求め、ひいては位置角θを求めることになる。
【０１３１】
もちろん、本実施の形態で示されたステップＳ９０１の内容をＷ相からＵ相に転流する際の電流オーバーラップ期間Ｈにおいてのみ採用し、Ｕ相からＶ相へ、またＶ相からＷ相へ転流する際の電流オーバーラップ期間Ｈにおいて、第１の実施の形態に示される技術を採用してもよい。
【０１３２】
第４の実施の形態．
図１７は本発明の第４の実施の形態において採用されるインバータ３０１の回路図である。簡単にいえば、インバータ３０１は、図２３に示されたインバータに対し、スイッチングトランジスタ及びフリーホイールダイオードを、いずれもスイッチングトランジスタとフリーホイールダイオードとの並列接続に置換した構成を有している。
【０１３３】
Ｕ相に関して具体的に説明すると、直流電源Ｖ_DCの正極にはスイッチングトランジスタＴ_u1+，Ｔ_u0+のそれぞれの正側端（例えばコレクタ）とフリーホイールダイオードＤ_u0+，Ｄ_u1+のそれぞれのカソードが共通に接続されている。また直流電源Ｖ_DCの負極にはスイッチングトランジスタＴ_u0-，Ｔ_u1-のそれぞれの負側端（例えばエミッタ）とフリーホイールダイオードＤ_u1-，Ｄ_u0-のそれぞれのアノードが共通に接続されている。そしてＵ相コイル９４ｕの黒丸が付された側にはスイッチングトランジスタＴ_u0+の負側端、スイッチングトランジスタＴ_u1-の正側端、フリーホイールダイオードＤ_u1+のアノード、フリーホイールダイオードＤ_u0-のカソードが共通に接続されている。またＵ相コイル９４ｕの黒丸が付されていない側にはスイッチングトランジスタＴ_u1+の負側端、スイッチングトランジスタＴ_u0-の正側端、フリーホイールダイオードＤ_u0+のアノード、フリーホイールダイオードＤ_u1-のカソードが共通に接続されている。
【０１３４】
Ｖ相に関して具体的に説明すると、直流電源Ｖ_DCの正極にはスイッチングトランジスタＴ_v1+，Ｔ_v0+のそれぞれの正側端（例えばコレクタ）とフリーホイールダイオードＤ_v0+，Ｄ_v1+のそれぞれのカソードが共通に接続されている。また直流電源Ｖ_DCの負極にはスイッチングトランジスタＴ_v0-，Ｔ_v1-のそれぞれの負側端（例えばエミッタ）とフリーホイールダイオードＤ_v1-，Ｄ_v0-のそれぞれのアノードが共通に接続されている。そしてＶ相コイル９４ｖの黒丸が付された側にはスイッチングトランジスタＴ_v0+の負側端、スイッチングトランジスタＴ_v1-の正側端、フリーホイールダイオードＤ_v1+のアノード、フリーホイールダイオードＤ_v0-のカソードが共通に接続されている。またＶ相コイル９４ｖの黒丸が付されていない側にはスイッチングトランジスタＴ_v1+の負側端、スイッチングトランジスタＴ_v0-の正側端、フリーホイールダイオードＤ_v0+のアノード、フリーホイールダイオードＤ_v1-のカソードが共通に接続されている。
【０１３５】
Ｗ相に関して具体的に説明すると、直流電源Ｖ_DCの正極にはスイッチングトランジスタＴ_w1+，Ｔ_w0+のそれぞれの正側端（例えばコレクタ）とフリーホイールダイオードＤ_w0+，Ｄ_w1+のそれぞれのカソードが共通に接続されている。また直流電源Ｖ_DCの負極にはスイッチングトランジスタＴ_w0-，Ｔ_w1-のそれぞれの負側端（例えばエミッタ）とフリーホイールダイオードＤ_w1-，Ｄ_w0-のそれぞれのアノードが共通に接続されている。そしてＷ相コイル９４ｗの黒丸が付された側にはスイッチングトランジスタＴ_w0+の負側端、スイッチングトランジスタＴ_w1-の正側端、フリーホイールダイオードＤ_w1+のアノード、フリーホイールダイオードＤ_w0-のカソードが共通に接続されている。またＷ相コイル９４ｗの黒丸が付されていない側にはスイッチングトランジスタＴ_w1+の負側端、スイッチングトランジスタＴ_w0-の正側端、フリーホイールダイオードＤ_w0+のアノード、フリーホイールダイオードＤ_w1-のカソードが共通に接続されている。
【０１３６】
本実施の形態では各相のコイルの巻線方向のいずれに対してもスイッチングトランジスタとフリーホイールダイオードとの並列接続が設けられている。従って、これらのスイッチングトランジスタの導通を制御することにより、各相のコイルのいずれの方向にも電流を流すことができる。これにより、第１の実施の形態と同様にして、それぞれＵ相及びＶ相に対応して隣接して配置された突極９２ｕ，９１ｖあるいは突極９２ｖ，９１ｕのいずれにおいても、自身に巻回されたコイル９４ｕ，９４ｖによって自身に発生する磁束は回転子８０と固定子９０の間において同じ方向となる。従って第１の実施の形態と同様に電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相についての磁極となる突極９１ｕ，９２ｕに流れる磁束がＶ相についての磁極となる突極９１ｖ，９２ｖには流れ込まない。そして第１の実施の形態と同様に図２５に示されるようなＶ相コイル９４ｖに鎖交する磁束鎖交数λ_vvと位置角θの関係のみを較正曲線として用いても正確に行うことができる。しかも、本実施の形態ではスイッチングトランジスタの導通を制御することにより、Ｗ相からＵ相へと転流するさいにも、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１３７】
図１８はスイッチングトランジスタＴ_u0+，Ｔ_u0-，Ｔ_u1+，Ｔ_u1-，Ｔ_v0+，Ｔ_v0-，Ｔ_v1+，Ｔ_v1-，Ｔ_w0+，Ｔ_w0-，Ｔ_w1+，Ｔ_w1-のオン／オフのタイミングを示すタイミングチャートである。位置角θ_0u〜θ_1uにおいてスイッチングトランジスタＴ_u0+，Ｔ_u0-のみがオンすることによりＵ相コイル９４ｕに電流ｉ_uが図中の矢印方向へと流れる。そして位置角θ_0v（＝θ_1u）〜θ_1vにおいてはスイッチングトランジスタＴ_v1+，Ｔ_v1-のみがオンすることによりＶ相コイル９４ｖに電流ｉ_vが図中の矢印方向と反対方向に流れる。従って第１の実施の形態と同様にして電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相についての磁極となる突極９１ｕ，９２ｕに流れる磁束がＶ相についての磁極となる突極９１ｖ，９２ｖには流れ込まない。
【０１３８】
同様にして位置角θ_0w（＝θ_1v）〜θ_1wにおいてスイッチングトランジスタＴ_w0+，Ｔ_w0-のみがオンすることによりＷ相コイル９４ｗに電流ｉ_wが図中の矢印方向へと流れる。また位置角θ_2u（＝θ_1w）〜θ_3uにおいてスイッチングトランジスタＴ_u1+，Ｔ_u1-のみがオンすることによりＵ相コイル９４ｕに電流ｉ_uが図中の矢印方向と反対方向に流れる。また位置角θ_2v（＝θ_3u）〜θ_3vにおいてスイッチングトランジスタＴ_v0+，Ｔ_v0-のみがオンすることによりＶ相コイル９４ｖに電流ｉ_vが図中の矢印方向に流れる。また位置角θ_2w（＝θ_3v）〜θ_3wにおいてスイッチングトランジスタＴ_w1+，Ｔ_w1-のみがオンすることによりＷ相コイル９４ｗに電流ｉ_wが図中の矢印方向と反対方向に流れる。
【０１３９】
以上のようにスイッチングトランジスタＴ_u0+，Ｔ_u0-，Ｔ_v0+，Ｔ_v0-，Ｔ_w0+，Ｔ_w0-，Ｔ_u1+，Ｔ_u1-，Ｔ_v1+，Ｔ_v1-，Ｔ_w1+，Ｔ_w1-のオン／オフを制御することにより、いずれの相間の転流の際にも、第１の実施の形態の効果を得ることができる。
【０１４０】
図１９は図１８に示されたスイッチングを採用してスイッチトリラクタンスモータ（図中ＳＲＭとして示す）７９を駆動する制御システムを例示するブロック図である。スイッチトリラクタンスモータ７９としては、例えば図２２に示されたスイッチトリラクタンスモータ１００が採用される。回転位置演算部７８はスイッチトリラクタンスモータ７９に流れる巻線電流ｉ、印加した電圧ｖに基づき、適当な演算方法に則って位置角θを求める。このようにして得られた位置角θを時間微分して、速度演算部７６は角速度ωを求める。このようにして得られた角速度ωは、角速度指令ω^*と共に、ＰＩ演算を行う速度制御演算部７１に与えられる。速度制御演算部７１は角速度指令ω^*通りの角速度でスイッチトリラクタンスモータを駆動するのに必要なトルクを計算する。このようにして計算されたトルクはトルク／電流換算部７２で、各相コイルに流すべき電流値の振幅に換算される。そして、例えば図１７に示されるように、各相コイルの黒丸が付された側からその反対側へ流れる方向を正とし、電流極性発生部７５は当該電流の極性の正負を決定する。図１９ではこの電流値の正負の決定を便宜上、乗算器７０で示している。
【０１４１】
符号が決定された電流値は励磁電流指令発生部７３に送られ、当該電流を流すべき期間を決定する。この際、位相制御部７７によって現状の位置角θを参照している。励磁電流指令発生部７３の出力は電流制御部７４に送られ、ここでインバータ３０１のスイッチングトランジスタのオン／オフを制御するスイッチング信号Ｊに変換される。この際、現状の検出電流ｉを参照している。
【０１４２】
電流極性発生部７５以外は従来の技術を採用して図１９に示された構成を実現することができる。例えば回転位置演算部７８の実現には上述の公報に開示された技術や、上述の論文に開示された技術を採用することができる。
【０１４３】
図２０は電流極性発生部７５の動作を示すフローチャートである。かかる動作を行うならば電流極性発生部７５はハードウェアで構成してもよいし、上記フローチャートを実現するソフトウェアを実行させるコンピュータあるいはその一部であってもよい。励磁電流指令発生部７３からのトリガ信号を受け、ステップＳ８０１において電流極性Ｆ１を入力する。これは後述するステップＳ８０９において記憶されていた、前回流していた電流の極性である。次にステップＳ８０２においてこの電流極性Ｆ１の極性を反転する。例えば図２０のステップＳ８０２のブロック中に示されるように、電流極性Ｆ１の値に（−１）を乗じてこれを更新する。そして乗算器へと電流極性Ｆ１を出力し、またステップＳ８０９で電流極性Ｆ１を記憶する。その後、図示されないメインルーチンへと復帰する。
【０１４４】
これにより、図１８を用いて説明したように、各相コイルには、黒丸が付された側から反対側へと、その逆へと、相間で転流されるたびに交互に電流が流れる。
【０１４５】
効果の例示．
図２１は、本発明の効果を例示するグラフである。同図（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれぞれ電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wの経時変化を、同図（ｄ）は従来の技術による位置角θの演算誤差を、それぞれ例示している。また同図（ｅ）は実施の形態１による位置角θの演算誤差を示している。実施の形態１で述べたように、Ｕ相からＶ相への転流、Ｖ相からＷ相への転流においては磁束鎖交数λ_vu，λ_wvの影響を受けない。これを反映して、図２１（ｅ）のグラフは同図（ｄ）のグラフと比較して、Ｖ相及びＷ相での演算誤差が低減している。しかしながら、Ｗ相からＵ相への転流時には、磁束鎖交数λ_uwの影響を受けるので、Ｕ相での演算誤差はそれほど減少していない。
【０１４６】
同図（ｆ）は実施の形態４による位置角θの演算誤差を示している。実施の形態４ではいずれの相の間の転流においても電流オーバーラップ期間における前の相の電流の影響を受けないので、全ての相において演算誤差が低減している。実施の形態２及び実施の形態３を採用した場合も図２１（ｆ）のグラフとほぼ同程度に演算誤差を低減することができる。
【０１４７】
なお、各実施例の動作制御をコンピュータに行わせるプログラムについても本発明の範疇にある。
【０１４８】
【発明の効果】
この発明の内、請求項１にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法によれば、第２のコイル（９４ｖ）に電流（ｉ_v）が流れる期間のスイッチトリラクタンスモータの位置検出においては、第１のコイル（９４ｕ）に流れる電流（ｉ_u）の影響を排除することができる。従って、第２の突極（９１ｖ；９２ｖ）において第２のコイル（９４ｖ）に鎖交する磁束（λ_vv）と位置角（θ）の関係のみを較正曲線として用いても正確に位置検出を行うことができる。
【０１５１】
この発明の内、請求項１乃至請求項６にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求項１０乃至請求項１２にかかるスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構によれば、特定オーバーラップ期間（Ｈ’）においても回転位置演算部（６０）が用いる較正曲線を一つのみ採用しても、位置角（θ）を正確に算出することができる。
【０１５２】
この発明の内、請求項７乃至請求項９にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求項１３乃至請求項１５にかかるスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構によれば、電流オーバーラップ期間（Ｈ）においても回転位置演算部（６０）が用いる較正曲線を一つのみ採用しても、位置角（θ）を正確に算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態において採用されるインバータ３００の回路図である。
【図２】電流オーバーラップ期間Ｈにおける磁束の態様を示す模式図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態の効果を説明するグラフである。
【図４】本発明の第２の実施の形態において採用される位置角決定機構２００を例示するブロック図である。
【図５】推定相選択処理部５１の動作を示すフローチャートである。
【図６】励磁相の判断を示すタイミングチャートである。
【図７】図８と相まって位置角決定機構２００の上述の動作を概念的に示すフローチャートである。
【図８】図７と相まって位置角決定機構２００の上述の動作を概念的に示すフローチャートである。
【図９】磁化曲線モデル部５４ａの構成を示すブロック図である。
【図１０】磁化曲線モデル部５４ａの動作を示すフローチャートである。
【図１１】本発明の第２の実施の形態で採用されるメンバーシップ関数を示すグラフである。
【図１２】電流ｉに対する適合度を例示するグラフである。
【図１３】本発明の第２の実施の形態の変形を示すフローチャートである。
【図１４】励磁相の判断を示すタイミングチャートである。
【図１５】本発明の第３の実施の形態において採用される位置角決定機構２０１を例示するブロック図である。
【図１６】磁化曲線モデル部５４ｂの動作を示すフローチャートである。
【図１７】本発明の第４の実施の形態において採用されるインバータ３０１の回路図である。
【図１８】インバータ３０１のスイッチングのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１９】スイッチトリラクタンスモータ７９を駆動する制御システムを例示するブロック図である。
【図２０】電流極性発生部７５の動作を示すフローチャートである。
【図２１】本発明の効果を例示するグラフである。
【図２２】スイッチトリラクタンスモータ１００の構造を模式的に示す断面図である。
【図２３】従来の技術で採用されるインバータの回路図である。
【図２４】従来の技術で採用されるインバータのスイッチングのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図２５】電流ｉ_vと磁束鎖交数λ_vvとの関係を例示するグラフである。
【図２６】電流オーバーラップ期間Ｈを示すグラフである。
【符号の説明】
５４ａ，５４ｂ 磁化曲線モデル部
６０ 回転位置演算部
８０ 回転子
９０ 固定子
９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９２ｗ 突極
９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ 各相コイル
１００ スイッチトリラクタンスモータ
２００，２０１ 位置角決定機構
３００，２０１ インバータ
Ｈ’ 特定オーバーラップ期間
ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w 各相電流
θ 位置角
λ，λ_uu，λ_wu，λ_vv 磁束鎖交数[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a technique for commutating a current supplied to a multiphase load, and can be applied to, for example, position detection of a switched reluctance motor.
[0002]
[Prior art]
FIG. 22 is a sectional view schematically showing the structure of the switched reluctance motor 100 and perpendicular to the rotation axis. Here, a U-phase, V-phase, and W-phase three-phase alternating current is adopted. The rotor 80 made of a magnetic material has four salient poles 81 to 84, and the stator 90 made of a magnetic material has six salient poles 91u. , 91v, 91w, 92u, 92v, and 92w are illustrated as an example.
[0003]
The rotor 80 is surrounded by the stator 90 in the sectional view. The salient poles 81 to 84 are equally distributed to the stator 90 and project. The salient poles 91 u, 91 v, 91 w, 92 u, 92 v, 92 w are protruded by being equally distributed to the rotor 80. However, the salient poles 91u, 91v, 91w are arranged in three equal parts.
[0004]
The salient poles 91u and 92u, the salient poles 91v and 92v, and the salient poles 91w and 92w are arranged to face each other, and these three pairs of salient poles correspond to the U phase, the V phase, and the W phase, respectively. That is, the U-phase coil 94u is disposed on the salient poles 91u and 92u, the V-phase coil 94v is disposed on the salient poles 91v and 92v, and the W-phase coil 94w is disposed on the salient poles 91w and 92w in the same direction on the respective opposing axes. It is wound. For example, the U-phase coil 94u is wound in the same direction on an imaginary line 93u indicating an axis on which the salient poles 91u and 92u are opposed. The same applies to the V-phase coil 94v and the W-phase coil 94w.
[0005]
FIG. 23 is a circuit diagram of an inverter 400 that supplies current to the U-phase coil 94u, the V-phase coil 94v, and the W-phase coil 94w. Switched reluctance motor 100 with DC power supply V_DCDC current V_DCSwitching transistor T_{u +}To the U-phase coil 94u from the side marked with a black circle._uIs supplied from the opposite side and the switching transistor T_u-Current i to the negative electrode_uIs pulled out. Similarly, the V-phase coil 94v has a DC power supply V_DCSwitching transistor T_{v +}Current i from the side marked with a black circle_vIs supplied from the opposite side and the switching transistor T_v-Current i to the negative electrode_vIs pulled out. The W-phase coil 94w has a DC power supply V._DCSwitching transistor T_{W +}Current i from the side marked with a black circle_wIs supplied from the opposite side and the switching transistor T_W-Current i to the negative electrode_wIs pulled out.
[0006]
Switching transistor T_{u +}, T_u-Immediately after turning OFF, the electromagnetic energy stored in the U-phase coil 94u causes the current i_uIs a freewheel diode D_{u +}, D_u-Continue to flow through. Similarly, the current i flowing through the V-phase coil 94v_vIs a freewheel diode D_{v +}, D_v-, And the current i flowing through the W-phase coil 94w_wIs a freewheel diode D_{w +}, D_w-To reflux.
[0007]
As described above, the current i is applied to the U-phase coil 94u, the V-phase coil 94v, and the W-phase coil 94w by the inverter 400._u, I_v, I_wAre supplied from the salient pole 91u to the salient pole 92u through the rotor 80, the magnetic flux from the salient pole 91v to the salient pole 92v via the rotor 80, and from the salient pole 91w to the rotor 80, respectively. To generate a magnetic flux that flows to the salient pole 92w.
[0008]
In the switched reluctance motor 100, the magnetic flux generated as described above passes through the rotor 80 via the salient poles 81 to 84, and rotational torque is generated so that the electromagnetic energy is minimized. From another viewpoint, the salient poles 81 to 84 are attracted to the salient poles 91u, 91v, 91w, 92u, 92v, and 92w that have become magnetic poles by the generated magnetic flux, and the rotor 80 rotates. Therefore, in order to rotate the rotor 80 stably, it is necessary to match the position angle between the rotor 80 and the stator 90 to generate the magnetic flux.
[0009]
FIG. 24 shows the switching transistor T_{u +}, T_u-, T_{v +}, T_v-, T_{w +}, T_w-It is a timing chart which shows the timing of ON / OFF of. The position angle θ indicates the direction in which the virtual line 93u indicating the direction in which the salient poles 91u and 92u face each other and the virtual line 85 in which the salient poles 82 and 84 face each other or the salient poles 81 and 83 in FIG. One of the angles at which the imaginary line 86 intersects is adopted, and the direction in which the position angle θ increases is selected as the rotation direction of the rotor 80, here the clockwise direction in FIG.
[0010]
Inductance L for U phase, V phase, W phase_u, L_v, L_wAre the maximum values L at θ = 90 °, 120 °, and 60 °, respectively._maxAre the minimum values L at θ = 45 °, 75 ° and 105 °, respectively._minAre both functions of a period of 90 ° with respect to the position angle θ. For reference, the range of 360 ° is also shown for the electrical angle ψ.
[0011]
Accurate detection of the position angle θ is important because the speed at which the switched reluctance motor 100 rotates is determined based on the derivative of the position angle θ. That is, the detection error of the position angle θ leads to the estimation of the speed pulsation different from the actual one. As the gain of the speed control system of the switched reluctance motor is larger, the speed pulsation is estimated larger. In order to minimize the pulsation of the current flowing through the switched reluctance motor, it is desirable to accurately detect the position angle θ.
[0012]
In some cases, an optical or magnetic position sensor may be attached to the rotating shaft (not shown) of the switched reluctance motor 100 to detect the position angle θ. However, the system is enlarged, the reliability is lowered, and the cost is increased. And the installation environment is limited. In order to solve this, there has been proposed a method for estimating the position angle θ based on a magnetization curve obtained by viewing the rotor 80 and the stator 90 together.
[0013]
FIG. 25 shows the current i flowing through the v-phase coil 94v._vAnd current i_vThe number of flux linkages λ linked to the v-phase coil 94v by_vvAnd a positional angle θ is drawn as a parameter. Current i_vWhen the value of is fixed, the dependence of the inductance Lv on the position angle θ shown in FIG. 24 is reflected to reflect the number of flux linkages λ when the position angle θ is 30 °._vvTakes the maximum value, and the flux linkage number λ is λ when the position angle θ is 75 °._vvTakes the minimum value. If the value of the position angle θ is fixed, the current i_vAs the value increases, the flux linkage number λ_vvThe value of increases.
[0014]
If the characteristics shown in FIG. 25 are measured in advance as a calibration curve, the number of flux linkages λ during operation of the switched reluctance motor 100 will be described._vvAnd current i_vIs obtained from the calibration curve. Such a calibration curve can be transferred to other phases if only one phase is prepared by configuring the rotor 80, the stator 90, and the coils 94u, 94v, 94w symmetrically with respect to the rotation axis. Can do.
[0015]
Magnetic flux linkage number λ_vvThe value of v is the voltage generated across the v-phase coil 94v._v, The DC resistance of the v-phase coil 94v is R_vCan be estimated by integral calculation based on equation (1).
[0016]
[Expression 1]

[0017]
[Problems to be solved by the invention]
In order not to generate magnetic flux in two phases at the same time while avoiding an increase in torque pulsation, a decrease in efficiency, a reduction in operating range, etc., the switching transistors of each phase are exclusively turned on / off. Specifically, as shown in FIG. 24, the switching transistor T_{u +}, T_u-Angle θ when turning on_0uIs the switching transistor T_{w +}, T_w-Angle θ when turning off_1wIs set equal to the switching transistor T_{v +}, T_v-Position angle θ when turning on_0vIs the switching transistor T_{u +}, T_u-Position angle θ when turning off_1uIs set equal to the switching transistor T_{w +}, T_w-Angle θ when turning on_0wIs the switching transistor T_{v +}, T_v-Angle θ when turning off_1vIs set equal to
[0018]
However, the position angle θ_0u~ Θ_1uCurrent i flowing in the U-phase coil 94u in FIG._uIs the position angle θ_1u= Θ_0vFreewheel diode D_{u +}, D_u-To reflux. Therefore, the switching transistor T_{v +}, T_v-In the initial period H of the period in which the current flows through the V-phase coil 94v via_vAs well as the current i_uWill also flow. However, in FIG._0u, T_1u, T_0v, T_1vIs the phase angle θ_0u, Θ_1u, Θ_0v, Θ_1vIs the time corresponding to.
[0019]
Thus, when there is a period H in which current flows in a plurality of phases (hereinafter referred to as “current overlap period”), the position angle θ obtained based on the calibration curve shown in FIG. Inaccurate. The reason is that the current i flowing in the u phase_uIs the flux linkage number λ that is linked to the v-phase coil 94v._vuThis is because Therefore, the expression (2) must be adopted instead of the expression (1).
[0020]
[Expression 2]

[0021]
FIG. 22 shows the current i flowing through the U-phase coil 94u and the V-phase coil 94v during the current overlap period H._u, I_vDirection, current i_vMagnetic flux linkage number λ given to salient poles 91v, 92v_vv, Current i_uMagnetic flux linkage number λ applied to the salient poles 91u, 92u_uu, Current i_uMagnetic flux linkage number λ given to salient poles 91v, 92v_vu, Current i_uFlux linkage number λ given to salient poles 91w, 92w_wuIs schematically shown.
[0022]
The calibration curve shown in FIG. 25 is for the current flowing through the coil and the magnetic flux interlinking with the salient pole around which the coil is wound. It is not about the magnetic flux given by. Therefore, the flux linkage number λ_vu, And the number of flux linkages λ using equation (3)_vvEstimate this and current i_vIf the position angle θ is obtained from the calibration curve of FIG.
[0023]
[Equation 3]

[0024]
Therefore, in order to accurately obtain the position angle from the voltage and current of a coil of a certain phase, a method of preparing a calibration curve considering the influence of the current flowing through the coil of another phase is disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 5-199794. It is proposed in a gazette (hereinafter simply referred to as “gazette”). However, it takes time to measure the magnetization curve corresponding to the current flowing in the other phases and the data to be stored becomes enormous, so there is a concern about the complexity of the device for controlling the rotation and the cost increase.
[0025]
In order to reduce the amount of data to be stored, a technique for modeling a magnetization curve by using fuzzy theory is also available, for example, “SRM position sensorless control method using magnetization curve” (Kosaka, Ochiai, Matsui, IEEJ Transactions D, Vol. 120, No. 2, 2000, pp 216-222: hereinafter simply referred to as “literature”), there is a concern that the control implementation process becomes complicated.
[0026]
The present invention has been made in view of such circumstances, and in order to accurately obtain the position angle from the voltage and current of a coil of a certain phase, the problem of easily reducing the influence of the current flowing through the coil of the other phase. It is a solution.
[0027]
[Means for Solving the Problems]
  According to the first aspect of the present invention,Corresponding to the first phase (U), the first salient pole (92u, 91u) around which the first coil (94u) is wound, and the second phase (V) commutated from the first phase ), A stator (90) having a second salient pole (91v, 92v) wound around the second coil (94v) and disposed adjacent to the first salient pole; A control method for a switched reluctance motor (100) comprising a rotor (80) surrounded by the stator. For the first and second coils (94u, 94v), first and second magnetic fluxes are generated between the rotor and the stator in the same direction between the first salient pole and the second salient pole. Second current (i _u , I _v ).
And the third current (i) for the third phase (W) commutating to the first phase (U) _w ) Is the first current (i _u ) In a specific overlap period (H ′) flowing at a value smaller than ()), based on the position angle (θ) of the rotor (80) and the first current, the first salient pole ( 91u, 92u) is obtained (S701 to S706), and the position angle in the specific overlap period is obtained again based on the number of magnetic flux linkages (60).
[0032]
  Claim of the invention2The claim is1The switched reluctance motor control method according to claim 1, wherein the first current (i_u) Are supplied to the switched reluctance motor (100) during the intrinsic first phase period (U), the number of flux linkages (λ_u) Is used as the initial value of the integral calculation for obtaining the magnetic flux linkage number at the first salient pole (91u, 92u) obtained last in the specific overlap period (H ′). The position angle (θ) in the intrinsic first phase period is determined based on the number of intersections (60).
[0033]
  Claim of the invention3The claim is1And claims2The switched reluctance motor control method according to any one of the above, wherein, in the specific overlap period (H ′), the position angle (θ) and the first current (i_u) And the number of flux linkages (λ in the first salient poles (91u, 92u))._u) Is used to find fuzzy theory.
[0034]
  Claim of the invention41 includes a first phase (W) in which the first current (iw) flows and a second phase (U) in which the second current (iu) commutated from the first current flows. It is a control method of the switched reluctance motor (100) provided. In the specific overlap period (H ′) in which the first current flows at a value smaller than the second current, the position angle (θ) of the switched reluctance motor and the second current are Based on this, the number of flux linkages (λ) for the second phase is obtained (S701 to S706), and the position angle in the specific overlap period is found again based on the number of flux linkages (60).
[0035]
  Claim of the invention5The claim is4The switched reluctance motor control method according to claim 2, wherein the second current (i_u) Is supplied to the switched reluctance motor (100) in the intrinsic second phase period (U), the flux linkage number (λ) for the second phase._u) Is used as the initial value of the integral calculation for obtaining the magnetic flux linkage number for the second phase obtained last in the specific overlap period (H ′), and based on the flux linkage number. The position angle (θ) in the intrinsic second phase period is determined (60).
[0036]
  Claim of the invention6The claim is4And claims5The switched reluctance motor control method according to any one of the above, wherein, in the specific overlap period (H ′), the position angle (θ) and the second current (i_u) And the flux linkage (λ) for the second phase (U)._u) Is used to find fuzzy theory.
[0037]
  Claim of the invention7The first current (i_u) And a second current (i) commutated from the first current._v) Is a control method of the switched reluctance motor (100) including the second phase (V). Based on the position angle (θ) of the switched reluctance motor and the second current in the current overlap period (H) in which the first current and the second current flow, the second current (S901 to S904) to determine the number of flux linkages (λ) for the second phase (S905), and the current overlap period based on the number of flux linkages. The position angle is determined again (60).
[0038]
  Claim of the invention8The claim is7The switched reluctance motor control method according to claim 2, wherein the second current (i_v) Is supplied to the switched reluctance motor (100) in the intrinsic second phase period (V), the flux linkage number (λ) for the second phase._v) As the initial value of the integral calculation for obtaining the magnetic flux linkage number (λ for the second phase obtained last in the current overlap period (H)._N-1), And based on the number of magnetic flux linkages, the position angle (θ_N) Is determined (60).
[0039]
  Claim of the invention9The claim is7And claims8The switched reluctance motor control method according to claim 1, wherein, in the current overlap period (H), the position angle (θ) and the second current (i_v) And the flux linkage (λ) for the second phase (V)._v) Is also determined through differentiation (dL / dθ) of the inductance with respect to the position angle.
[0043]
  Claim 1 of the present invention01 includes a first phase (W) in which the first current (iw) flows and a second phase (U) in which the second current (iu) commutated from the first current flows. The position angle determination mechanism (200) of the switched reluctance motor (100), wherein the first current flows at a value smaller than the second current in a specific overlap period (H ′) A magnetic flux linkage number calculating unit (54a) for obtaining a magnetic flux linkage number (λ) for the second phase based on a position angle (θ) of the switched reluctance motor and the second current; And a rotational position calculation unit (60) for again obtaining the position angle in the specific overlap period based on the number of magnetic flux linkages.
[0044]
  Claim 1 of the present invention1According to claim 10The switched reluctance motor position angle determination mechanism (200) according to claim 2, wherein the second current (i_u) Is supplied to the switched reluctance motor (100) in the intrinsic second phase period (U), the flux linkage number (λ) for the second phase._u) For the second phase obtained last in the specific overlap period (H ′) as an initial value of the integral calculation. An integral initial value setting unit (59) for storing numbers is further provided.
[0045]
  Claim 1 of the present invention2According to claim 10And claim 11The position angle determination mechanism (200) of the switched reluctance motor according to any one of the above, wherein the flux linkage number calculation unit (54a) uses fuzzy theory in the specific overlap period (H ′). The flux linkage number (λ) for the second phase (U)_u)
[0046]
  Claim of the invention13The first current (i_u) And a second current (i) commutated from the first current._vA position angle determination mechanism (201) of the switched reluctance motor (100) including a second phase (V) through which the first current and the second current flow. In a period (H), based on the position angle (θ) of the switched reluctance motor and the second current, the inductance of the second phase via the inductance (L) of the second phase A magnetic flux linkage number calculating unit (54b) for obtaining the magnetic flux linkage number (λ), and a rotational position calculating unit (60) for again obtaining the position angle in the current overlap period based on the magnetic flux linkage number. Prepare.
[0047]
  Claim of the invention14The claim is13The position angle determination mechanism (201) of the switched reluctance motor according to claim 2, wherein the second current (i_v) Is supplied to the switched reluctance motor (100) in the intrinsic second phase period (V), the flux linkage number (λ) for the second phase._v) For the second phase obtained last in the current overlap period (H) as an initial value of the integral calculation. (Λ_N-1) For storing an integral initial value setting unit (59).
[0048]
  Claim of the invention15The claim is13And claims14The switched reluctance motor position angle determination mechanism (201) according to any one of the above, wherein the magnetic flux linkage number calculating unit (54b) is configured to detect the position angle (H) during the current overlap period (H). θ) and the second current (i_v) And the magnetic flux linkage (λ) for the second phase (V) via the differential (dL / dθ) of the inductance with respect to the position angle._v)
[0049]
  Claim of the invention16The claim is1To claims9The program which makes a computer implement | achieve the control method of the switched reluctance motor described in 1 above.
[0050]
[Action]
  Of this invention, ContractClaim1Of Controlled Switched Reluctance MotorTo the lawThe switched reluctance motor (100) has a current (i) flowing through the first coil (94u)._u) To the second coil (94v) current (i_vIn the current overlap period (H) immediately after commutation to), the magnetic flux generated at the first salient pole (92u, 91u) does not flow into the second salient pole (91v, 92v).
[0053]
  Claims of this invention1To claims6A method for controlling a switched reluctance motor according to claim 1,0To claim 12In the position angle determination mechanism of the switched reluctance motor according to (2), feedback on the position angle (θ) is performed via the magnetic flux linkage number (λ).
[0054]
  Claims of this invention7To claims9For controlling a switched reluctance motor according to claim 113To claims15In the position angle determination mechanism of the switched reluctance motor according to the above, the flux linkage number (λ) is obtained using the inductance (L).
[0055]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
First embodiment.
FIG. 1 is a circuit diagram of an inverter 300 employed in the first embodiment of the present invention. In short, the inverter 300 is different from the inverter 400 shown in FIG._{v +}, T_v-, Freewheel diode D_{v +}, D_v-Is provided opposite to the winding direction of the V-phase coil 94v.
[0056]
That is, the DC power source V is connected to the U-phase coil 94u and the W-phase coil 94w._DCTo current i_u, I_wCurrent is supplied from the side marked with a black circle and drawn from the opposite side. Freewheel diode D_{u +}, D_u-, D_{w +}, D_w-The current i_u, I_wThe direction of is the same. However, the DC power source V is connected to the V-phase coil 94v._DCWhen supplying from a freewheel diode D_{v +}, D_v-The current i_vIs supplied from the side without the black circle and pulled out from the side with the black circle. That is, the V-phase coil 94v is supplied with a current in the opposite direction to the U-phase coil 94u and the W-phase coil 94w.
[0057]
The inverter 300 supplies the current i to the U-phase coil 94u, the V-phase coil 94v, and the W-phase coil 94w as described above._u, I_v, I_wAre generated, the magnetic flux flowing from the salient pole 91u to the salient pole 92u, the magnetic flux flowing from the salient pole 92v to the salient pole 91v, and the magnetic flux flowing from the salient pole 91w to the salient pole 92w, respectively. That is, with respect to the V phase, the direction of the magnetic flux is opposite to the conventional one. For this reason, the position angle θ_1u= Θ_0vIn the subsequent current overlap period H, the current i_uThe magnetic flux generated by_vThe magnetic flux linkage number λ_vuIs almost zero.
[0058]
FIG. 2 shows the current i flowing in the U-phase coil 94u and the V-phase coil 94v in the current overlap period H._u, I_vDirection, current i_vMagnetic flux linkage number λ given to salient poles 91v, 92v_vv, Current i_uMagnetic flux linkage number λ applied to the salient poles 91u, 92u_uu, Current i_uFlux linkage number λ given to salient poles 91w, 92w_wuIs schematically shown.
[0059]
As described above, according to the present embodiment, any of salient poles 92u and 91v or salient poles 92v and 91u arranged adjacent to each other corresponding to the U phase and the V phase is wound around itself. The magnetic flux generated by the coils 94 u and 94 v is in the same direction between the rotor 80 and the stator 90. Therefore, the magnetic flux flowing in the salient poles 91u and 92u, which are the magnetic poles for the U phase, in the current overlap period H immediately after the current flowing through the switched reluctance motor is commutated from the U phase to the V phase, It does not flow into the poles 91v and 92v. Therefore, the current i_vIn the detection of the position angle θ of the switched reluctance motor 100 during the period when the current flows, the current i flowing in the U phase_uThe influence of can be eliminated. Therefore, the flux linkage number λ interlinking with the V-phase coil 94v as shown in FIG._vvThe position angle θ can be detected accurately even if only the relationship between the position angle θ and the position angle θ is used as the calibration curve.
[0060]
FIG. 3 is a graph for explaining the effect of the present embodiment. The horizontal axis represents the position angle θ (°), and the vertical axis represents the current i._v(A) is taken respectively. The graph L0 shows the ideal value obtained by calculating the position angle θ from the equation (3) and the calibration curve shown in FIG. On the other hand, the graphs L1 and L2 respectively show the U-phase current i in the current overlap period H as in the conventional case._uIs the flux linkage number λ_vuIs generated, as shown in the present embodiment, the flux linkage number λ_vuThis shows the case where no occurs.
[0061]
As is clear from the figure, the graph L2 almost overlaps the graph L0, and according to the present embodiment, the current i of the U phase in the current overlap period H._uIt can be seen that even if the current flows, it hardly affects the detection of the position angle θ after commutation to the V phase.
[0062]
In addition, according to the present embodiment, since the position angle θ is not detected using the speed information, the gain of the speed control system can be increased, and the response of the switched reluctance motor 100 can be improved.
[0063]
It goes without saying that such an effect can be obtained in the same manner for the current overlap period H immediately after the current flowing through the switched reluctance motor 100 is commutated from the V phase to the W phase.
[0064]
Further, the present invention is not necessarily applied only to a switched reluctance motor driven by a three-phase AC, and may be applied to a switched reluctance motor driven by another multiphase AC such as a two-phase or a four-phase. Further, the number of salient poles of the stator 90 and the rotor 80 is not limited to 6-4 poles, but is applied to a switched reluctance motor having other pole numbers such as 12-8 poles and 8-6 poles. May be applied.
[0065]
Second embodiment.
In the first embodiment, since the direction of the magnetic flux for the V phase is changed, immediately after commutation from the W phase to the U phase (position angle θ_1w= Θ_0uFor the current overlap period H immediately after (1), the effect of the first embodiment cannot be expected. Therefore, in the present embodiment, the current i that is decreasing in the period (although it is a slightly different period as will be described later)._wAdopts a technique for reducing the error of the position angle θ due to the flow into the protrusions 91u and 92u serving as U-phase magnetic poles.
[0066]
FIG. 4 is a block diagram illustrating the configuration of the position angle determination mechanism 200 employed in the present embodiment.
[0067]
In the position angle determination mechanism 200, an estimated phase selection processing unit 51 is provided. The estimated phase selection processing unit 51 includes a maximum current phase selection unit 51a and a detection phase selection unit 51b. The maximum current phase selector 51a has a current i flowing through each phase._u, I_v, I_wIs supplied. The current i taking the maximum value among these three_zIs determined to be a phase excited by an inverter (for example, the inverter 300 shown in FIG. 1), and an excitation phase signal Z (Z is one of U, V, and W) indicating the phase. Is output). The detection phase selector 51b includes the voltage v of the U-phase coil 94u, the V-phase coil 94v, and the W-phase coil 94w._u, V_v, V_wAmong these, voltage v corresponding to excitation phase Z_z(Z represents any one of u, v, and w) is output.
[0068]
The operation of the estimation phase selection processing unit 51 may be realized by the flowchart shown in FIG. 5 in an ideal case where noise can be ignored. In step S501, the current i_u, I_v, I_wIs entered. Proceeding to step S502, current i_uIs the current i_vIt is judged whether it is larger. If the determination result is “YES”, the process proceeds to step S504. If the determination result is “NO”, the process proceeds to step S503. In step S503, the current i_vIs the current i_wIt is judged whether it is larger. If the determination result is “YES”, the process proceeds to step S505. If the determination result is “NO”, the process proceeds to step S506.
[0069]
In step S504, based on the fact that a larger current flows in the U phase than in the V phase, it is determined that the phase excited by the inverter is the U phase, and the excitation phase signal Z indicates that the excitation phase is the U phase. Is output (excitation phase signal U in the figure). Similarly, in step S505, based on the fact that a larger current flows in the V phase than in the W phase, the fact that the excitation phase is the V phase (excitation phase signal V in the figure) is output. Similarly, in step S506, the fact that the excitation phase is the W phase (excitation phase signal W in the figure) is output.
[0070]
After Steps S504, S505, and S506 are executed, the current i is changed through Steps S507, S508, and S509, respectively._zAnd voltage v_zAs current i_uAnd voltage v_u, Current i_vAnd voltage v_v, Current i_wAnd voltage v_wIs set.
[0071]
Whether the estimated phase selection processing unit 51 shown in FIG. 4 or the flowchart shown in FIG. 5 is used, the excitation phase Z is determined by the current i of each phase._u, I_v, I_wBased on the magnitude relationship. Therefore, the excitation phase is determined as a period deviated from the on / off state of the switching transistor shown in FIG. 24 and the current overlap period H shown in FIG.
[0072]
FIG. 6 is a timing chart showing the determination of the excitation phase near the time of commutation from the W phase to the U phase. Where time t_1wIs the position angle θ_1wCorresponding to the switching transistor T_{w +}, T_w-Is the time to turn off and the time t_ouIs the position angle θ_ouCorresponding to the switching transistor T_{u +}, T_u-Is the time to turn on. For example, in the inverter 300 shown in FIG._1w= T_ouIn the current overlap period H during the subsequent current overlap period H, control is performed to perform commutation from the W phase to the U phase by the operation of the switching transistor._u= I_wTime t_1w'= T_ouOnly after 'is determined that the excitation phase Z is the U phase.
[0073]
Returning to FIG. 4, in the position angle determination mechanism 200, the flux linkage number calculating unit 53 performs the current i corresponding to the excitation phase._z, Voltage v_zThe formula (3) shown for the V phase is read as each phase to determine the flux linkage number λ. For example, referring to FIG._1w'= T_ou'Before the current i_w, Voltage v_wBased on the flux linkage number λ_wwAsk for.
[0074]
On the other hand, in the position angle determination mechanism 200, the magnetization curve model unit 54a functions as a magnetic flux linkage number calculating unit for obtaining the magnetic flux linkage number by approximation described later. Then, based on the flux linkage number λ obtained by either of these two methods and the current flowing through the inverter, the rotational position calculation unit 60 uses the calibration curve shown in FIG. 25 to calculate the position angle θ. I do.
[0075]
In order to switch the method of obtaining the flux linkage number λ, the position angle determination mechanism 200 includes a flow switching mechanism 58. Of course, software processing may be adopted as long as the same function can be realized, but for convenience, a case where the flow switching mechanism 58 is configured by using one AND gate 58a and three switches 58b, 58c, 58d is illustrated. is doing.
[0076]
In the position angle determination mechanism 200, the current i_u, I_v, I_wIs also given to the current overlap determination unit 57. Here, the determination signals x each having a value of 1 or 0 are output corresponding to whether or not the measurement time is within the current overlap period H. Such judgment is based on the current i_u, I_v, I_wIt can be realized by detecting that two of these are greater than or equal to a predetermined value, ideally non-zero.
[0077]
Further, in the position angle determination mechanism 200, the excitation phase signal Z is also given to the mutual induction action determination unit 56. Here, determination signals y each having a value of 1 or 0 are output in correspondence with whether or not the excitation phase is the U phase.
[0078]
By taking the logical product of the determination signals x and y in the AND gate 58a, the output of the AND gate 58a is i._u> I_wIt fluctuates in accordance with whether or not the current overlap period H is greater than 0 (hereinafter also referred to as “specific overlap period H ′”). As shown in FIG. 6, the end of the specific overlap period H ′ coincides with the end of the current overlap period H, but its start is delayed from the start of the current overlap period H.
[0079]
If it is within the specific overlap period H ′, the switch 58 c is turned on, and an initial value for the calculation of the equation (3) is newly given to the magnetic flux linkage calculation unit 53 from the integral initial value setting unit 59. However, within the specific overlap period H ′, the output of the magnetization curve model unit 54 a is given to the rotational position calculation unit 60 by the switch 58 d. If it is not within the specific overlap period H ′, the switch 58 c is turned off, and the output of the magnetic flux linkage number calculator 53 is given to the rotational position calculator 60 via the switch 58 d.
[0080]
If it is not within the specific overlap period H ′, the case of the U phase and the W phase is also read, and the flux linkage number λ obtained based on the equation (3) is adopted in the calculation in the rotational position calculation unit 60. The position angle θ is determined. This is the same as that conventionally performed except for the current overlap period H. Further, by adopting the first embodiment, even during the current overlap period H, the position angle θ can be set at the time of commutation from the U phase to the V phase and at the time of commutation from the V phase to the W phase. It can be determined accurately. However, in the specific overlap period H ′ from the W phase to the U phase where the problem cannot be avoided in the first embodiment, the flux linkage number is obtained by the approximate calculation of the magnetization curve model unit 54a.
[0081]
7 and 8 are flowcharts conceptually showing the above-described operation of the position angle determination mechanism 200 together. First, in steps S601 to S610 shown in FIG. 7, it is determined whether or not it is within the current overlap period H, which corresponds to the operation of the current overlap determination unit 57. First, it is assumed that the count value C is set to 0 before proceeding to these steps.
[0082]
In step S601, the current i_u, I_v, I_wIn step S602, the current i_uWhether or not is 0 is determined. Of course, this determination exemplifies an ideal case in which noise is ignored, and it is determined whether or not the determination is actually smaller than the allowable minimum value. The same applies to the following steps S604 and S606.
[0083]
If the determination result in step S602 is “YES”, the count value C is incremented by 1 in step S603 as it is, and if “NO”, both proceed to step S604.
[0084]
In step S604, the current i_vWhether or not is 0 is determined. If the determination result in step S604 is “YES”, the count value C is incremented by 1 in step S605 as it is, and if it is “NO”, both proceed to step S606.
[0085]
In step S606, the current i_wWhether or not is 0 is determined. If the determination result in step S606 is “YES”, the count value C is incremented by 1 in step S607 as it is, and if “NO”, both proceed to step S608.
[0086]
In step S608, it is determined whether the count value C is greater than one. If the count value C is greater than 1, the determination result is “NO” in at least two of steps S602, S604, and S606, and the current i_u, I_v, I_wAre determined to be non-zero. Therefore, in this case, it is determined that the current overlap period H is in effect, the determination result in step S608 is “YES”, the process proceeds to step S609, and 1 is set to the determination signal x. In this flowchart, the symbol “=” indicates that the value on the right side is set to the left side. If the determination result in step S608 is “NO”, the process proceeds to step S610, and the determination signal x is set to 0 because it is not within the current overlap period H. In either case of steps S609 and S610, 0 is set to the count value C in preparation for newly executing steps S601 to S608.
[0087]
Regardless of which step S609 or S610 is executed, the process proceeds to step S611 in FIG. 8 via the connector J1, and the excitation phase signal Z is input. In step S612, determination on the excitation phase signal Z input in step S611 is executed. If the excitation phase is the U phase, the process proceeds to step S613 and 1 is set to the determination signal y, and if it is not the U phase, the process proceeds to step S614 and 0 is set to the determination signal y. That is, steps S611 to S614 correspond to the operation of the mutual induction action determination unit 56.
[0088]
Step S615 corresponds to the operation of the AND gate 58a, and it is determined whether or not the logical product of the determination signals x and y is zero. That is, when at least one of the determination signals x and y is 0, the process proceeds to step S616, and when both the determination signals x and y are 1, the process proceeds to step S621.
[0089]
Steps S616 to S620 are processing when it is not within the specific overlap period H ′. First, in step S616, it is determined whether or not the switch 58c is turned off. If it is off, the calculation of equation (3) has already been performed, and subsequently a new current i_z, Voltage v_zIn step S619, the flux linkage number λ is calculated based on the equation (3). If it is on, the flux linkage number λ is calculated when the flux exits for the first time from the specific overlap period H ′. Therefore, the process proceeds to step S617, and the initial value is obtained from the integral initial value setting unit 59 via the switch 58c. This is given to the linkage calculation unit 53, and then the switch 58c is turned off in step S618. Regardless of which step S618 or S619 is executed, the process proceeds to step S620, and the magnetic flux linkage number λ obtained by the magnetic flux linkage number calculation unit 53 is given to the rotational position calculation unit 60 via the switch 58d. As a result, the flux linkage number calculation process ends, and the process returns to the main routine (not shown).
[0090]
Step S621 and subsequent steps are processing within the specific overlap period H ′, and the magnetic flux linkage number λ obtained by the magnetization curve model unit 54a is given to the rotational position calculation unit 60 via the switch 58d. Further, using this flux linkage number λ, in step S622, the integral initial value for equation (3) stored in integral integral value setting unit 59 is updated. Then, in the switch S623, the switch 58c is turned on, and the integration initial value is given to the flux linkage number calculating unit 53. Steps S622 and S623 are repeatedly executed even within the specific overlap period H ′, but this does not contribute to the flux linkage number λ given to the rotational position calculation unit 60. This is processing for preparing for step S617.
[0091]
As described above, the current i for the U phase from the specific overlap period H ′._uIn the transition to the state in which only the gas flows (referred to herein as the “intrinsic U phase period”), it is finally obtained by the approximate calculation of the magnetization curve model portion 54a in the specific overlap period H ′, ie, the intrinsic U Magnetic flux linkage number λ found just before the phase period_uIs the initial value, and the flux linkage number λ is obtained by the integration of equation (3)._uCalculate On the other hand, when shifting to the specific overlap period H ′, the position angle θ obtained last in the previous period, that is, the position angle θ obtained immediately before the specific overlap period H ′ is used as an initial value. The magnetic flux linkage number λ is obtained by the method described below. Therefore, although not shown, the switch 58b is temporarily turned on after “return” in FIG. 8, and the position angle θ obtained from the rotation position calculation unit 60 is sampled through this, and the rotation position storage unit is sampled. 55 is transmitted. Then, during the specific overlap period H ′, the rotation position storage unit 55 stores the position angle θ obtained by the rotation position calculation unit 60 immediately before that as an initial value of the approximate calculation in the magnetization curve model unit 54a.
[0092]
FIG. 9 is a block diagram illustrating the configuration of the magnetization curve model unit 54a. FIG. 10 is a flowchart showing the operation of the magnetization curve model unit 54a, corresponding to step S621.
[0093]
The magnetization curve model unit 54a includes, for example, a fuzzy determination unit 541 and a linear interpolation unit 542. The fuzzy determination unit 541 receives the current i from the maximum current phase selection unit 51a._zHowever, the linear interpolation unit 542 is given the position angle θ from the rotational position storage unit 53. This is executed in step S701 in FIG. Then, the maximum current phase selection unit 51a_zAnd a membership function set based on the calibration curve shown in FIG. 25, for example, a plurality of, for example, seven provisional flux linkage numbers λ (θ₁), Λ (θ₂), ..., λ (θ₇) This is executed in step S702. The linear interpolation unit 542 then uses these provisional flux linkage numbers λ (θ₁) To λ (θ₇) And the position angle θ given from the rotational position storage unit 53, the flux linkage number λ is obtained. This corresponds to steps S703 to S706.
[0094]
In step S703, the parameter j is first set to zero. In step S704, step S705 is repeatedly executed while incrementing j by 1. In step S705, the position angle θ obtained from the rotational position storage unit 53 is changed to the position angle θ._jThe position angle θ_{j + 1}It is determined whether or not In view of the value that the position angle θ can normally take in the specific overlap period H ′, for example, the position angle θ₁, Θ₂, Θ_Three, Θ_Four, Θ_Five, Θ₆, Θ₇Are set to 50.0, 52.5, 57.5, 65.0, 72.5, 77.5, and 82.5 (°), respectively, j = 1-6, step S705 The inequalities that serve as the determination criteria are satisfied (due to the symmetry between the stator 90 and the rotor 80, refer to the graph of 150 ° −θ in FIG. 25 when 75 ° <θ <120 °).
[0095]
Then, the process proceeds to step S706, and the magnetic flux linkage number λ () with respect to the position angle θ obtained from the rotational position storage unit 53 is obtained by linear interpolation using equation (4) for j that satisfies the criterion of step S705. θ) is obtained.
[0096]
[Expression 4]

[0097]
Thereafter, referring to FIG. 8, the process proceeds to step S622, and returns to the main routine (not shown) via steps S622 and S623. Then, the rotational angle calculation unit 60 newly obtains the position angle θ.
[0098]
As described above, the magnetization curve model unit 54a detects the position angle θ by the rotational position calculation unit 60 and the newly measured current i._zIs used to find the flux linkage number λ. Then, the rotational position calculation unit 60 newly obtains the position angle θ from the obtained magnetic flux linkage number λ. By performing feedback on the position angle θ through the flux linkage number λ in this way, only one of the calibration curves corresponding to FIG. 25 is used as the calibration curve used by the rotational position calculation unit 60 even in the specific overlap period H ′. Even if is adopted, the position angle θ can be accurately calculated.
[0099]
Hereinafter, the operation of the fuzzy determination unit 541 will be described. Equation (5) is an inference rule for the flux linkage number λ for the current i.
[0100]
[Equation 5]

[0101]
FIG. 11 is a graph showing the membership function for the current i in equation (5). Here, for example, ampere is adopted as a unit of current. FIG. 12 is a graph illustrating the fitness when the current i is 10.5 amperes. Here, membership function A_Three, A_FourIs defined by a polygonal line and the membership function A_Three, A_FourRelevance for each μ_A3, Μ_A41+ (10.5-10) / (10-12) = 0.75, 0+ (12-10.5) / (12-10) = 0.25. The fitness for other membership functions is zero.
[0102]
Equation (6) shows an operation for obtaining the flux linkage number λ based on the fitness and the inference rule of Equation (5)._AmThe value Λ shown in the inference rule for_mThe addition giving the weight of is performed.
[0103]
[Formula 6]

[0104]
Thus, the calculation of the flux linkage number λ by the fuzzy theory is desirable because it can reduce the variation of the current that should be measured in advance to obtain the calibration curve. The calculation of the flux linkage number λ using the fuzzy theory is different from the present case in the calculation method of the position angle θ, but is shown in the above-mentioned document, for example.
[0105]
Although the first embodiment is premised on the present embodiment, the present invention is not limited to the case where the inverter 300 is employed, but can be applied to the case where the conventional inverter 400 is employed. That is, the flowchart of FIG. 10 can also be employed when commutating from the U phase to the V phase and from the V phase to the W phase. In this case, the determination signal y by the mutual induction action determination unit 56 is not required, and therefore the AND gate 58a is not required. FIG. 13 is a flowchart showing such a modification. Steps S611 to S614 in FIG. 8 are not necessary, the process proceeds directly from the connector J1 to step S615, and step S615 is replaced with step S624 that determines whether “x = 0”. If X = 0, the determination in step S624 is YES and the process proceeds to step S616. If X = 1, the determination in step S624 is NO and the process proceeds to step S621. Subsequent processing proceeds in the same manner as in the flowchart shown in FIG.
[0106]
Third embodiment.
Also in the present embodiment, a technique that can be applied not only when the inverter 300 is employed but also when a conventional inverter as shown in FIG. 23 is employed is presented. For example, a decreasing current i_uMagnetic flux linkage number due to λ_vuAdopts a technique for reducing the error of the position angle θ due to the flow into the protrusions 91v and 92v serving as the V-phase magnetic poles.
[0107]
The current i flowing in the V-phase coil 94v wound around itself at the protrusions 91v and 92v serving as the V-phase magnetic poles._vThe number of flux linkages λ given by_vvWhen the time differentiation of is considered, it becomes Formula (7).
[0108]
[Expression 7]

[0109]
However, the inductance L is the inductance of the V-phase coil 94v and is essentially the current i._vAnd a function of the position angle θ. However, as will be understood with reference to FIGS. 24 and 25, in the vicinity of commutation from the U phase to the V phase, that is, in the vicinity of θ = 75 °, the flux linkage number λ_vvIs the current i_vAnd the inductance L approximates as a function of the position angle θ only. The angular frequency ω is a time derivative of the position angle θ.
[0110]
Equation (7) can be approximated by Equation (8) at a minute time Δt near a certain time t.
[0111]
[Equation 8]

[0112]
Where L_aveIs the average value of the inductance L during the minute time Δt, and Δλ_vvIs the flux linkage number λ_vvOf Δi_vIs the current i_vΔθ represents the variation of the position angle θ in the minute time Δt.
[0113]
FIG. 14 is a timing chart showing the determination of the excitation phase near the time of commutation from the U phase to the V phase. Where time t_ovIs the position angle θ_1u, Θ_ovSwitching transistor T_{u +}, T_u-Is off, switching transistor T_{v +}, T_v-Is the time to turn on. The current i_vAs a sampling time for obtaining the position angle θ, time t_K-2, T_K-1, T_K, T_N-1, T_NIs illustrated. However, in the figure t_K-2<T_K-1<T_ov<T_K<T_N-1<T_e<T_NAnd the time t_eIs substantially the current i_uIs the time when becomes zero, and is the end of the current overlap period H.
[0114]
Time t_M-1, T_MFlux linkage number at λ_vvRespectively_M-1, Λ_MAnd time t_M-1, T_MCurrent i at_vI_M-1, I_MAnd time t_M-1, T_MThe position angle θ at_M-1, Θ_MAnd the position angle θ_MThe value of dL / dθ at dL / dθ]_MWhen expressed as, the formula (8) can be expressed by the formula (9).
[0115]
[Equation 9]

[0116]
In equation (9), the average value L of the inductance L_aveAnd position angle θ_MCan be obtained using equation (10).
[0117]
[Expression 10]

[0118]
However, angular velocity ω_M-1Is approximated to be constant in one sample period T. For example, angular velocity ω_M-1Is the position angle θ obtained one sample period before and two sample periods before_M-1, Θ_M-2Using ω_M-1= (Θ_M-1−θ_M-2) / T, so the position angle θ_MCan be calculated by equation (11).
[0119]
[Expression 11]

[0120]
From the above, time t_MMagnetic flux linkage number at λ_MIs the flux linkage number λ_M-1And the position angle θ_M-1, Θ_M-2, Current i_M-1, I_M, Inductance L_M-1, L_MAnd inductance differential value dL / dθ]_MOn the basis of Inductance L_M-1, L_MAnd inductance differential value dL / dθ]_MIs the position angle position angle θ_M-1, Θ_MCan be obtained from the calibration curve shown in FIG. Alternatively, the inductance L and its differential value dL / dθ may be set in advance as a table as a table regarding the position angle θ.
[0121]
The flux linkage number λ obtained in this way_MAnd current i_MAnd the calibration curve are used again, the position angle θ_MAnd update this.
[0122]
In the present embodiment, the position angle θ is as described above in the current overlap period H._MFirst, K = M in the above description, and the flux linkage number λ obtained at the end of the intrinsic U phase is calculated._K-1Using the flux linkage number λ_KAnd the final position angle θ_KIs also required. After that, the flux linkage number λ_vvUnlike the value obtained in the intrinsic U phase, the value obtained in the current overlap period H is adopted, but the above procedure is repeated for each sampling. Therefore, the calculation of equation (3) is not used, and therefore dλ existing in equation (2)._vuThe position angle θ can be obtained with high accuracy by using the calibration curve shown in FIG. 25 without being affected by / dt.
[0123]
FIG. 15 is a block diagram illustrating the configuration of the position angle determination mechanism 201 employed in the present embodiment. The position angle determination mechanism 201 is the same as the position angle determination mechanism 200 shown in FIG. 4. The detection phase selection unit 51b, the magnetic flux linkage number calculation unit 53, the rotational position storage unit 55, the current overlap determination unit 57, the integration An initial value setting unit 59 and a rotational position circle calculation unit 60 are provided. However, the maximum current phase detection unit 51a of the position angle determination mechanism 200 is replaced with a current phase selection unit 51c, and the magnetization curve model unit 54a is replaced with a magnetization curve model unit 54b. The AND gate 58a is omitted.
[0124]
The detection phase selector 51b and the current phase selector 51c are both supplied with a commutation timing signal Q. Each time the commutation timing signal Q is given from the detection phase selection unit 51b and the current phase selection unit 51c, the voltage v updated in a cyclic manner corresponding to any one of the U phase, the V phase, and the W phase._z, Current i_z(Z represents any one of u, v, and w) is output.
[0125]
Similarly to the operation in the position angle determination mechanism 200, the current overlap determination unit 57 executes steps S601 to S609 (FIG. 7) and outputs the determination signal x. The switches 58c and 58d are turned on / off in the same manner as in the second embodiment. However, step S624 shown in FIG. 13 is executed from step S609, S610 to step S616, S621. As a result, the maximum sampling period T error may occur at the beginning and end of the specified overlap period H ′ (FIG. 6), but step S621 is executed in the current overlap period H.
[0126]
FIG. 16 is a flowchart showing the operation of the magnetization curve model unit 54b. The magnetization curve model unit 54b also functions as a magnetic flux linkage number calculation unit. The flowchart shown in FIG. 16 corresponds to step S621, and for example, M ≧ K is set. First, in step S901, the position angle θ_M-1, Θ_M-2, Current i_M-1Enter. For example, the position angle θ one sample period before_M-1Is stored in the rotational position storage unit 55, and the position angle θ 2 samples before_M-2Is the current current i one sample period before obtained from the current phase selector 51c._M-1At the same time, the magnetization curve model unit 54b can store the data.
[0127]
In step S902, equation (11) is calculated and the position angle θ_MIs tentatively requested. In step S903, the current current i is output from the current phase selector 51c._MEnter. Current i_M, Position angle θ_MFrom the calibration curve illustrated in FIG. 25 or from the inductance L previously obtained as a table relating to these, the inductance L_MAsk for. Similarly, the differential value dL / dθ]_MAsk for. Similarly, the current i_M-1, Position angle θ_M-1Inductance L using_M-1And the average value L of the inductance based on the equation (10)_aveAsk for. The magnetization curve model part 54b is an inductance L before one sample period._M-1May be stored, in which case the current i is determined in step S904._M-1, Position angle θ_M-1There is no need to use.
[0128]
Alternatively, as shown in the block of step S904 in FIG._M-1, I_MInductance L without using_MAnd differential value dL / dθ]_MYou may ask for. This is because the inductance L can be approximated as a function of only the position angle θ as described above. In that case, the order of steps S903 and S904 may be switched.
[0129]
Magnetic flux linkage number λ obtained one sample before stored by the magnetization curve model unit 54b_M-1From the value obtained or stored as described above, the equation (9) is calculated to calculate the flux linkage number λ._MIs required. Thereby, the flux linkage number calculation process by the inductance L is completed, and the process proceeds to step S622 (FIG. 8). Thereafter, the process returns to the main routine (not shown) via steps S622 and S623 in the same manner as in the second embodiment, and the rotational position calculation unit 60 revisits the position angle θ._MIs required. Thereafter, the parameter M is updated by 1 and the above-described processing proceeds.
[0130]
As shown in FIG. 14, the time t_eImmediately after sampling timing t_NThen, the current overlap period H has already passed. Therefore, x = 0 is set as shown in step S610 (FIG. 7), and the process proceeds to step S616 based on the determination in step S624 (FIG. 13). And time t_N-1The magnetic flux linkage number λ obtained in step 1 and stored in the integral initial value setting unit 59_N-1Using the equation (3) in the flux linkage number calculation unit 53, the time t_NMagnetic flux linkage number at λ_NCalculate And the flux linkage number λ_NBased on the position angle θ by the rotational position calculator 60._NIs required. Thereafter, until a new current overlap period H starts, the flux linkage number λ is obtained by calculation using the equation (3), and the position angle θ is obtained.
[0131]
Of course, the contents of step S901 shown in the present embodiment are adopted only in the current overlap period H when commutating from the W phase to the U phase, from the U phase to the V phase, and from the V phase to the W phase. In the current overlap period H at the time of commutation, the technique shown in the first embodiment may be adopted.
[0132]
Fourth embodiment.
FIG. 17 is a circuit diagram of an inverter 301 employed in the fourth embodiment of the present invention. In short, the inverter 301 has a configuration in which the switching transistor and the free wheel diode are both replaced with a parallel connection of the switching transistor and the free wheel diode with respect to the inverter shown in FIG.
[0133]
The U-phase will be described in detail._DCThe switching transistor T_{u1 +}, T_{u0 +}Each positive end (eg collector) and freewheeling diode D_{u0 +}, D_{u1 +}The cathodes are connected in common. DC power supply V_DCThe negative electrode of the switching transistor T_u0-, T_u1-Each negative end (eg emitter) and freewheeling diode D_u1-, D_u0-These anodes are connected in common. On the side of the U-phase coil 94u marked with a black circle, the switching transistor T_{u0 +}Negative side of the switching transistor T_u1-Positive wheel, freewheel diode D_{u1 +}Anode, freewheeling diode D_u0-Are connected in common. A switching transistor T is provided on the side of the U-phase coil 94u that is not marked with a black circle._{u1 +}Negative side of the switching transistor T_u0-Positive wheel, freewheel diode D_{u0 +}Anode, freewheeling diode D_u1-Are connected in common.
[0134]
A specific explanation regarding the V phase is as follows._DCThe switching transistor T_{v1 +}, T_{v0 +}Each positive end (eg collector) and freewheeling diode D_{v0 +}, D_{v1 +}The cathodes are connected in common. DC power supply V_DCThe negative electrode of the switching transistor T_v0-, T_v1-Each negative end (eg emitter) and freewheeling diode D_v1-, D_v0-These anodes are connected in common. On the side of the V-phase coil 94v marked with a black circle, the switching transistor T_{v0 +}Negative side of the switching transistor T_v1-Positive wheel, freewheel diode D_{v1 +}Anode, freewheeling diode D_v0-Are connected in common. A switching transistor T is provided on the side of the V-phase coil 94v that is not marked with a black circle._{v1 +}Negative side of the switching transistor T_v0-Positive wheel, freewheel diode D_{v0 +}Anode, freewheeling diode D_v1-Are connected in common.
[0135]
A specific explanation regarding the W phase is as follows._DCThe switching transistor T_{w1 +}, T_{w0 +}Each positive end (eg collector) and freewheeling diode D_{w0 +}, D_{w1 +}The cathodes are connected in common. DC power supply V_DCThe negative electrode of the switching transistor T_w0-, T_w1-Each negative end (eg emitter) and freewheeling diode D_w1-, D_w0-These anodes are connected in common. On the side of the W-phase coil 94w marked with a black circle, the switching transistor T_{w0 +}Negative side of the switching transistor T_w1-Positive wheel, freewheel diode D_{w1 +}Anode, freewheeling diode D_w0-Are connected in common. A switching transistor T is provided on the side of the W-phase coil 94w that is not marked with a black circle._{w1 +}Negative side of the switching transistor T_w0-Positive wheel, freewheel diode D_{w0 +}Anode, freewheeling diode D_w1-Are connected in common.
[0136]
In the present embodiment, a switching transistor and a free wheel diode are connected in parallel in any of the winding directions of the coils of each phase. Therefore, by controlling the conduction of these switching transistors, a current can flow in either direction of the coils of each phase. Thus, similarly to the first embodiment, any of the salient poles 92u and 91v or the salient poles 92v and 91u arranged adjacent to each other corresponding to the U phase and the V phase is wound around itself. The magnetic flux generated by itself by the coils 94 u and 94 v is in the same direction between the rotor 80 and the stator 90. Accordingly, as in the first embodiment, the magnetic flux flowing in the salient poles 91u and 92u serving as the magnetic poles for the U phase in the current overlap period H does not flow into the salient poles 91v and 92v serving as the magnetic poles for the V phase. As in the first embodiment, the number of flux linkages λ linked to the V-phase coil 94v as shown in FIG._vvAnd only the relationship between the position angle θ and the position angle θ can be accurately performed. Moreover, in the present embodiment, by controlling the conduction of the switching transistor, the same effect as that of the first embodiment can be obtained when commutating from the W phase to the U phase.
[0137]
FIG. 18 shows the switching transistor T_{u0 +}, T_u0-, T_{u1 +}, T_u1-, T_{v0 +}, T_v0-, T_{v1 +}, T_v1-, T_{w0 +}, T_w0-, T_{w1 +}, T_w1-It is a timing chart which shows the timing of ON / OFF of. Position angle θ_0u~ Θ_1uSwitching transistor T_{u0 +}, T_u0-Only when the current i flows in the U-phase coil 94u._uFlows in the direction of the arrow in the figure. And the position angle θ_0v(= Θ_1u) ~ Θ_1vIn the switching transistor T_{v1 +}, T_v1-Only when the current i flows in the V-phase coil 94v._vFlows in the direction opposite to the arrow direction in the figure. Accordingly, in the same manner as in the first embodiment, the magnetic flux flowing in the salient poles 91u and 92u serving as the magnetic poles for the U phase in the current overlap period H does not flow into the salient poles 91v and 92v serving as the magnetic poles for the V phase.
[0138]
Similarly, the position angle θ_0w(= Θ_1v) ~ Θ_1wSwitching transistor T_{w0 +}, T_w0-Only when the current i flows in the W-phase coil 94w._wFlows in the direction of the arrow in the figure. The position angle θ_2u(= Θ_1w) ~ Θ_3uSwitching transistor T_{u1 +}, T_u1-Only when the current i flows in the U-phase coil 94u._uFlows in the direction opposite to the arrow direction in the figure. The position angle θ_2v(= Θ_3u) ~ Θ_3vSwitching transistor T_{v0 +}, T_v0-Only when the current i flows in the V-phase coil 94v._vFlows in the direction of the arrow in the figure. The position angle θ_2w(= Θ_3v) ~ Θ_3wSwitching transistor T_{w1 +}, T_w1-Only when the current i flows in the W-phase coil 94w._wFlows in the direction opposite to the arrow direction in the figure.
[0139]
As described above, the switching transistor T_{u0 +}, T_u0-, T_{v0 +}, T_v0-, T_{w0 +}, T_w0-, T_{u1 +}, T_u1-, T_{v1 +}, T_v1-, T_{w1 +}, T_w1-By controlling the on / off state, the effect of the first embodiment can be obtained in the commutation between any phases.
[0140]
FIG. 19 is a block diagram illustrating a control system that employs the switching shown in FIG. 18 to drive a switched reluctance motor (shown as SRM in the figure) 79. As the switched reluctance motor 79, for example, a switched reluctance motor 100 shown in FIG. 22 is employed. The rotational position calculator 78 obtains the position angle θ according to an appropriate calculation method based on the winding current i flowing through the switched reluctance motor 79 and the applied voltage v. The speed calculator 76 obtains the angular velocity ω by differentiating the position angle θ thus obtained with respect to time. The angular velocity ω obtained in this way is the angular velocity command ω^*At the same time, it is given to a speed control calculation unit 71 that performs PI calculation. The speed control calculation unit 71 receives an angular speed command ω^*Calculate the torque required to drive the switched reluctance motor at the street angular velocity. The torque thus calculated is converted into an amplitude of a current value to be passed through each phase coil by the torque / current conversion unit 72. Then, for example, as shown in FIG. 17, the direction of flow from the black circled side of each phase coil to the opposite side is positive, and the current polarity generator 75 determines the polarity of the current. In FIG. 19, positive / negative determination of the current value is shown by a multiplier 70 for convenience.
[0141]
The current value for which the sign has been determined is sent to the excitation current command generator 73 to determine the period during which the current should flow. At this time, the current position angle θ is referred to by the phase control unit 77. The output of the excitation current command generation unit 73 is sent to the current control unit 74, where it is converted into a switching signal J that controls on / off of the switching transistor of the inverter 301. At this time, the current detection current i is referred to.
[0142]
Except for the current polarity generator 75, the conventional technique can be employed to realize the configuration shown in FIG. For example, the technique disclosed in the above-mentioned publication or the technique disclosed in the above-mentioned paper can be employed to realize the rotational position calculation unit 78.
[0143]
FIG. 20 is a flowchart showing the operation of the current polarity generator 75. If such an operation is performed, the current polarity generator 75 may be configured by hardware, or may be a computer that executes software for realizing the above flowchart or a part thereof. In response to the trigger signal from the excitation current command generator 73, the current polarity F1 is input in step S801. This is the polarity of the current that was flowing last time, which was stored in step S809 described later. Next, in step S802, the polarity of the current polarity F1 is reversed. For example, as shown in the block of step S802 in FIG. 20, the value of the current polarity F1 is multiplied by (−1) and updated. Then, the current polarity F1 is output to the multiplier, and the current polarity F1 is stored in step S809. Thereafter, the process returns to a main routine (not shown).
[0144]
As a result, as described with reference to FIG. 18, each phase coil alternately flows from phase to side to the opposite side and vice versa each time it is commutated between phases.
[0145]
Examples of effects.
FIG. 21 is a graph illustrating the effect of the present invention. (A), (b), and (c) of FIG._u, I_v, I_wFIG. 4D illustrates the calculation error of the position angle θ according to the prior art. FIG. 6E shows the calculation error of the position angle θ according to the first embodiment. As described in the first embodiment, the flux linkage number λ is used in the commutation from the U phase to the V phase and in the commutation from the V phase to the W phase._vu, Λ_wvNot affected. Reflecting this, the calculation error in the V phase and the W phase is reduced in the graph of FIG. 21E compared to the graph of FIG. However, at the time of commutation from the W phase to the U phase, the flux linkage number λ_uwTherefore, the calculation error in the U phase is not reduced so much.
[0146]
FIG. 5F shows the calculation error of the position angle θ according to the fourth embodiment. In the fourth embodiment, the commutation between any phases is not affected by the current of the previous phase in the current overlap period, so that the calculation error is reduced in all phases. When the second and third embodiments are employed, the calculation error can be reduced to substantially the same level as the graph of FIG.
[0147]
Note that a program that causes a computer to control the operation of each embodiment is also within the scope of the present invention.
[0148]
【The invention's effect】
  Of this invention, ContractClaim1Of Controlled Switched Reluctance MotorTo the lawAccording to the second coil (94v) current (i_vIn the position detection of the switched reluctance motor during the period when the current flows through the first coil (94u), the current (i_u) Can be eliminated. Accordingly, the magnetic flux (λ) interlinked with the second coil (94v) at the second salient pole (91v; 92v)._vv) And the position angle (θ) alone can be used to accurately detect the position.
[0151]
  Claims of this invention1To claims6A method for controlling a switched reluctance motor according to claim 1,0To claim 12According to the position angle determination mechanism of the switched reluctance motor according to the above, even if only one calibration curve used by the rotational position calculation unit (60) is employed even in the specific overlap period (H ′), the position angle (θ) Can be calculated accurately.
[0152]
  Claims of this invention7To claims9For controlling a switched reluctance motor according to claim 113To claims15According to the mechanism for determining the position angle of the switched reluctance motor, the position angle (θ) can be obtained even if only one calibration curve used by the rotational position calculation unit (60) is used even during the current overlap period (H). It can be calculated accurately.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of an inverter 300 employed in a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a schematic diagram showing a state of magnetic flux in a current overlap period H;
FIG. 3 is a graph for explaining the effect of the first exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram illustrating a position angle determination mechanism 200 employed in the second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a flowchart showing the operation of an estimated phase selection processing unit 51.
FIG. 6 is a timing chart showing determination of an excitation phase.
FIG. 7 is a flowchart conceptually showing the above-described operation of the position angle determination mechanism 200 in combination with FIG.
FIG. 8 is a flowchart conceptually showing the above-described operation of the position angle determination mechanism 200 in combination with FIG.
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a magnetization curve model unit 54a.
FIG. 10 is a flowchart showing the operation of the magnetization curve model unit 54a.
FIG. 11 is a graph showing a membership function employed in the second embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a graph exemplifying the degree of fitness for current i.
FIG. 13 is a flowchart showing a modification of the second embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a timing chart showing determination of an excitation phase.
FIG. 15 is a block diagram illustrating a position angle determination mechanism 201 employed in the third embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a flowchart showing the operation of the magnetization curve model unit 54b.
FIG. 17 is a circuit diagram of an inverter 301 employed in the fourth embodiment of the present invention.
18 is a timing chart showing the switching timing of the inverter 301. FIG.
FIG. 19 is a block diagram illustrating a control system that drives a switched reluctance motor 79;
20 is a flowchart showing the operation of the current polarity generator 75. FIG.
FIG. 21 is a graph illustrating the effect of the present invention.
22 is a sectional view schematically showing the structure of the switched reluctance motor 100. FIG.
FIG. 23 is a circuit diagram of an inverter employed in the prior art.
FIG. 24 is a timing chart showing the switching timing of the inverter employed in the conventional technique.
FIG. 25: Current i_vAnd flux linkage number λ_vvIt is a graph which illustrates the relationship with.
26 is a graph showing a current overlap period H. FIG.
[Explanation of symbols]
54a, 54b Magnetization curve model part
60 Rotation position calculator
80 rotor
90 Stator
91u, 91v, 91w, 92u, 92v, 92w Salient pole
94u, 94v, 94w each phase coil
100 switched reluctance motor
200, 201 Position angle determination mechanism
300, 201 Inverter
H 'specific overlap period
i_u, I_v, I_w  Each phase current
θ Position angle
λ, λ_uu, Λ_wu, Λ_vv  Number of flux linkages

Claims (16)

  A first salient pole (92u, 91u) around which the first coil (94u) is wound, corresponding to the first phase (U);
  A second salient pole corresponding to the second phase (V) commutated from the first phase and wound around the second coil (94v) and disposed adjacent to the first salient pole. (91v, 92v) and
A stator (90) having:
  A rotor (80) surrounded by the stator;
In a switched reluctance motor (100) comprising:
  For the first and second coils (94u, 94v), first and second magnetic fluxes are generated between the rotor and the stator in the same direction between the first salient pole and the second salient pole. Second current (i _u , I _v )
  A third current (i) for a third phase (W) commutating to the first phase (U); _w ) Is the first current (i _u ) In a specific overlap period (H ′) flowing at a value smaller than
  Based on the position angle (θ) of the rotor (80) and the first current, the number of flux linkages (λ) in the first salient poles (91u, 92u) is obtained (S701 to S706). ,
  A method for controlling the switched reluctance motor, wherein the position angle in the specific overlap period is obtained again based on the number of flux linkages (60). The number of flux linkages (λ) in the first salient poles (91u, 92u) in the intrinsic first phase period (U) in which only the first current (i _u ) is supplied to the switched reluctance motor (100). _u ) is used as the initial value of the integral calculation for determining the magnetic flux linkage number at the first salient pole (91u, 92u) obtained last in the specific overlap period (H ′), and the magnetic flux The method of controlling a switched reluctance motor according to claim 1, wherein the position angle (θ) in the intrinsic first phase period is obtained based on the number of linkages (60) . In the specific overlap period (H ′),
  The position angle (θ) and the first current (i _u ) And the number of flux linkages (λ in the first salient poles (91u, 92u)). _u The method for controlling a switched reluctance motor according to any one of claims 1 and 2, wherein fuzzy theory is used in determining (). A first phase (W) through which a first current (iw) flows;
  A second phase (U) through which a second current (iu) commutated from the first current flows;
For switched reluctance motor (100) comprising
  In the specific overlap period (H ′) in which the first current flows at a smaller value than the second current,
  Based on the position angle (θ) of the switched reluctance motor and the second current, the number of flux linkages (λ) for the second phase is obtained (S701 to S706),
  A method of controlling the switched reluctance motor, wherein the position angle in the specific overlap period is obtained again based on the number of flux linkages (60). The second current (i _u ) Is supplied to the switched reluctance motor (100) in the intrinsic second phase period (U), the flux linkage number (λ) for the second phase. _u ) Is used as the initial value of the integral calculation for obtaining the magnetic flux linkage number for the second phase obtained last in the specific overlap period (H ′), and based on the flux linkage number. The method of controlling a switched reluctance motor according to claim 4, wherein the position angle (θ) in the intrinsic second phase period is obtained (60). In the specific overlap period (H ′),
  The position angle (θ) and the second current (i _u ) And the flux linkage (λ) for the second phase (U). _u The method for controlling a switched reluctance motor according to any one of claims 4 and 5, wherein fuzzy theory is used in determining (). The first current (i _u ) Flowing through the first phase (U),
  A second current commutated from the first current (i _v ) Flows through the second phase (V)
For switched reluctance motor (100) comprising
  In a current overlap period (H) in which the first current and the second current flow,
  Based on the position angle (θ) of the switched reluctance motor and the second current, via the inductance (L) for the second phase (S901 to S904), the magnetic flux for the second phase A linkage number (λ) is obtained (S905),
  A method for controlling the switched reluctance motor, wherein the position angle in the current overlap period is obtained again based on the number of flux linkages (60). The second current (i _v ) Is supplied to the switched reluctance motor (100) in the intrinsic second phase period (V), the flux linkage number (λ) for the second phase. _v ) As the initial value of the integral calculation for obtaining the magnetic flux linkage number (λ for the second phase obtained last in the current overlap period (H). _N-1 ), And based on the number of magnetic flux linkages, the position angle (θ _N ) Is obtained (60), the switched reluctance motor control method according to claim 7. In the current overlap period (H),
  The position angle (θ) and the second current (i _v ) And the flux linkage (λ) for the second phase (V). _v The method of controlling a switched reluctance motor according to any one of claims 7 and 8, wherein a derivative (dL / dθ) of the inductance with respect to the position angle is also included in determining. A first phase (W) through which a first current (iw) flows;
  A second phase (U) through which a second current (iu) commutated from the first current flows;
For switched reluctance motor (100) comprising
  In the specific overlap period (H ′) in which the first current flows at a smaller value than the second current,
  A magnetic flux linkage number calculating unit (54a) for obtaining a magnetic flux linkage number (λ) for the second phase based on a position angle (θ) of the switched reluctance motor and the second current;
  A rotational position calculation unit (60) for re-determining the position angle in the specific overlap period based on the number of flux linkages;
A position angle determination mechanism (200) of the switched reluctance motor. The second current (i _u ) Is supplied to the switched reluctance motor (100) in the intrinsic second phase period (U), the flux linkage number (λ) for the second phase. _u ) For calculating the number of flux linkages by integration calculation (53),
  An integral initial value setting unit (59) for storing the number of flux linkages for the second phase obtained last in the specific overlap period (H ') as an initial value of the integral calculation;
The position angle determination mechanism (200) of the switched reluctance motor according to claim 10, further comprising: The flux linkage number calculating unit (54a) uses the fuzzy theory in the specific overlap period (H ′) to determine the flux linkage number (λ) for the second phase (U). _u The position angle determination mechanism (200) of the switched reluctance motor according to any one of claims 10 and 11, wherein: The first current (i _u ) Flowing through the first phase (U),
  A second current commutated from the first current (i _v ) Flows through the second phase (V)
For switched reluctance motor (100) comprising
  In a current overlap period (H) in which the first current and the second current flow,
  Based on the position angle (θ) of the switched reluctance motor and the second current, the number of flux linkages (λ) for the second phase via the inductance (L) for the second phase. ) For calculating the number of magnetic flux linkages (54b)
  A rotational position calculation unit (60) for re-determining the position angle in the current overlap period based on the number of flux linkages;
A position angle determination mechanism (201) of the switched reluctance motor. The second current (i _v ) Is supplied to the switched reluctance motor (100) in the intrinsic second phase period (V), the flux linkage number (λ) for the second phase. _v ) For calculating the number of flux linkages by integration calculation (53),
  As an initial value of the integration calculation, the flux linkage number (λ) for the second phase obtained last in the current overlap period (H). _N-1 ) For storing an integral initial value setting unit (59)
The position angle determination mechanism (201) of the switched reluctance motor according to claim 13, further comprising: In the current overlap period (H), the magnetic flux linkage number calculating unit (54b) and the position angle (θ) and the second current (i _v ) And the magnetic flux linkage (λ) for the second phase (V) via the differential (dL / dθ) of the inductance with respect to the position angle. _v The position angle determination mechanism (201) of the switched reluctance motor according to any one of claims 13 and 14, wherein: The program which makes a computer implement | achieve the control method of the switched reluctance motor of Claim 1 thru | or 9.

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