JP4682448B2 - 受信装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、広帯域に配置されて伝送された複数の信号を事実上同時に受信して利用するのに好適な受信装置に関する。
ただし、本発明の作用原理に基づいて、等価、逆順、若しくは対称な、本発明と略同様の手法を送信装置に適用することも可能であり、本発明は、その様な場合においても本発明と略同様の作用効果を得ることができるものである。
【０００２】
したがって、本発明は例えば、複数チャネルを同時受信する基地局の無線装置や、ＲｏＦ(Radio on Fiber)の様なアプリケーション等に適用することができる。
【０００３】
【従来の技術】
図２６〜図２９は、従来技術における受信方式（従来例１〜従来例４）の全体構成を例示するブロック図である。これらの図においては、Ｎは「サービス可能メディア数」を、Ｍは「同時処理可能信号数」をそれぞれ表している。
（従来例１：図２６）
〔処理帯域／処理方式〕
（ａ）チャネル抽出：ＲＦ帯→ＩＦ帯
（ｂ）サンプリング：ＢＢ帯
（ｃ）直交復調：アナログ
〔特徴〕アンチ・エリアジング・フィルタを用いる。各チャネル選択はＩＦ帯（アナログ）で行う。
【０００４】
（従来例２：図２７）
〔処理帯域／処理方式〕
（ａ）チャネル抽出：ＩＦ帯（ＲＦ帯）→ＢＢ帯
（ｂ）サンプリング：ＢＢ帯
（ｃ）直交復調：アナログ
〔特徴〕チャネルスキャン（メディアスキャン）等による受信信号監視をアナログ部で行うため、ハードウェアとしてのスイッチ機構を有する。各チャネル抽出をＢＢ帯（アナログ）で行うダイレクト・コンバージョン方式。
【０００５】
（従来例３：図２８）
〔処理帯域／処理方式〕
（ａ）チャネル抽出：ＲＦ帯→ＩＦ帯
（ｂ）サンプリング：ＩＦ帯
（ｃ）直交復調：デジタル
〔特徴〕スイッチを用いる。チャネル抽出はＢＢ帯（デジタル）で行う。
【０００６】
（従来例４：図２９）
〔処理帯域／処理方式〕
（ａ）チャネル抽出：ＩＦ帯（ＲＦ帯）→ＢＢ帯
（ｂ）サンプリング：ＩＦ帯（ＲＦ帯）
（ｃ）直交復調：デジタル
〔特徴〕スイッチを用いる。チャネル抽出はＩＦ帯（アナログ）で行う。
【０００７】
また、これらの従来技術に関する関連技術としては、例えば、「『複素係数マルチレートフィルタバンクを用いたマルチメディア無線』電子情報通信学会論文誌 Ｂ−Ｉ Vol．Ｊ81−Ｂ-I No.11 pp.671-680 1998年11月」や、「『周波数分割多重されたＴＤＭＡ信号の一括復調へのマルチレートフィルタバンクの応用』電子情報通信学会論文誌 Ｂ Vol．Ｊ83−Ｂ No.９ pp.1217-1225 2000年９月」や、或いは、「『同時通信可能なＩＴＳ用ソフトウェア無線装置の開発』２００１年電子情報通信学会総合大会予稿集Ａ-17-45 pp.426 」等に記載されている技術などが公知である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
広範な種種のマルチメディアに対応して、信号処理の柔軟性（汎用性）を高めるためには、従来よりも多くの部分の信号処理をデジタル信号処理（ソフトウェア）で実現する必要がある。しかしながら、従来技術を単純にデジタル処理化（ソフトウェア化）しただけでは、デジタル信号処理部分の負荷が膨大となるため、信号処理の柔軟性や実用性を高めることは容易でない。
より具体的には、従来技術には、例えば以下の様な問題がある。
【０００９】
（問題点１）
ＩＦ帯サンプリングでは、直交復調等をデジタル信号処理で行うと、デジタル信号処理の負荷が増大する。
（問題点２）
アナログ直交復調では、ダイレクト・コンバージョンによって構成を簡易化できるが、直交性や直流成分による影響等が生じる恐れがある。
【００１０】
（問題点３）
複数のサービスを同時に処理できる様にする場合、ハードウェアの規模を大きくせざるを得ない。
（問題点４）
予め同時処理を行うサービス（メディア信号）を選択することができないため、例えば入力信号待ちの場合には、アナログ部分でのチャネルスキャン（メディアスキャン）が必要となる。
【００１１】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、上記のデジタル信号処理部分の構成の簡略化を可能又は容易にすることにより、受信装置におけるデジタル信号処理部分の負荷を効果的に軽減することである。
また、本発明の更なる目的は、マルチメディア対応の受信装置の構成を簡略化可能、又は簡略化容易とすることにより、マルチメディア対応の受信装置の開発コストや製造コストを低減可能、又は低減容易とすることである。
【００１２】
【課題を解決するための手段、並びに、作用及び発明の効果】
上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
下記の例が考えられる。広帯域Ａに配置されて伝送された複数の「信号ｋ（ｋ＝１，２，．．，Ｍ）」を事実上同時に受信して利用する受信装置において、一括サンプリング可能な所定の周波数帯域Ｂ上に「信号ｋ」を再配置する「周波数変換部」と、その周波数帯域Ｂ上に再配置された「信号ｋ」をサンプリング周波数ｆ_s にて帯域幅がｆ_s ／２の周波数帯域（０，ｆ_s ／２）上に一括サンプリングする「ＡＤ変換部」と、この「ＡＤ変換部」により一括サンプリングされたデジタル・データから目的のベースバンド信号ｋを抽出する「信号抽出部」とを設け、上記の「周波数変換部」により、少なくとも１つの周波数Ｊｆ_s ／２（Ｊはある１つの整数）が少なくとも２つの「信号ｋ」に挟まれる様に、かつ、一括サンプリング後に「信号ｋ」がそれぞれ互いに重ならない様に、上記の再配置を実行することである。
【００１３】
例えば、図２においては、上記の周波数帯域Ｂは、ＩＦ帯上の（ｆ_s ／４，５ｆ_s ／４）成る領域（範囲）に設けられている。即ち、上記の周波数帯域Ｂは、ＩＦ帯上の周波数Ｊｆ_s ／２（Ｊ＝１，２）を跨ぐ様に設定されている。
例えばこの様に、上記の周波数帯域Ｂを広く取ることができると、この周波数帯域Ｂ上の各「信号ｋ」の配置形態の自由度も大きくなり、これにより以下の効果を得ることができる。
【００１４】
（１）様々なメディア受信処理を同時に１つの受信装置で実現する際に、処理対象となる各信号を上記の様な所定の周波数帯域Ｂ上に配置することにより、各信号を一括でサンプリングすることが可能となる。また、アナログ処理を実行するハードウェア（受信部分）としては、「周波数変換部」と「帯域制限処理部」だけとなり、ＡＤ変換器も１つで済むため、装置全体の構成が簡単になる。
【００１５】
（２）「周波数変換部」の信号処理回数（処理対象メディア数）を低減できる場合がある。即ち、上記の第１の手段によれば、例えば、図２のメディア３だけが元来より上記の広帯域ＡにおいてもＩＦ帯に配置されていた場合等には、メディア３の「信号３」に対する「周波数変換部」による周波数変換処理は省略しても良い。この様な場合には、一括サンプリング後に「信号１，２，３」がそれぞれ互いに重ならない様に、メディア１，２の「信号１，２」に対する周波数変換処理のみを実行すれば良い。
【００１６】
したがって、上記の例によれば、「周波数変換部」の信号処理オーバヘッドを効果的に削減できる。（「受信方式１」）
【００１７】
本発明は、広帯域Ａに配置されて伝送された複数の「信号ｋ（ｋ＝１，２，．．，Ｍ）」を事実上同時に受信して利用する受信装置において、一括サンプリング可能な所定の周波数帯域Ｂ上に、「信号ｋ」を再配置する「周波数変換部」と、その周波数帯域Ｂ上に再配置された「信号ｋ」をサンプリング周波数ｆ_s にて帯域幅がｆ_s ／２の周波数帯域（０，ｆ_s ／２）上に一括サンプリングする「ＡＤ変換部」と、この「ＡＤ変換部」により一括サンプリングされたデジタル・データから目的のベースバンド信号ｋを抽出する「信号抽出部」とを備え、上記の「周波数変換部」において、「ＡＤ変換部」のサンプリング周波数ｆ_s が、「信号ｋ」の各帯域幅ｄ_k よりも大きい値を持つ所定の周波数Ｆ_k のｎ_k 倍（整数倍）の周波数ｎ_k Ｆ_k と一致する様に、そして、「信号ｋ」の各中心周波数ｆ_ckが、Ｆ_k ／４のｍ_k 倍（整数倍：「Ｉ≠Ｌ」⇒「ｍ_I ≠ｍ_L 」）の周波数ｍ_k Ｆ_k ／４と一致する様に、更に、一括サンプリング後に「信号ｋ」がそれぞれ互いに重ならない様に、上記の再配置を実行することである。
【００１８】
この様な手段によれば、チャネル抽出部（デジタル信号処理部）において、ダウンサンプリング後の信号に対して、周波数をシフトすることで「信号ｋ」を複素低域信号に変換する「周波数シフト」の処理を簡略化することが可能となる。即ち、この様な手段によれば、例えばダウンサンプリングを１／ｎとした場合、ダウンサンプリング後の周波数シフトで、１サンプル当りの位相回転角度（２πｎ（Δｆ／ｆ_s ））が丁度π／２の整数倍となるので、周波数シフトを実現するための複素正弦波（ｅｘｐ（２πｉ（Δｆ／ｆ_s ）ｔ））の掛け算が不要となり、周波数シフト処理が、符号の反転処理、若しくは、実部と虚部との入れ換え処理のみで実現可能となる。これにより、デジタル信号処理部の構成を大幅に簡略化することが可能となる。（第２実施例「受信方式２」）
【００１９】
また、この様な手段によれば、「信号ｋ」の各中心周波数ｆ_ckに対する制約があまり強くないので、後述の本発明の第２及び第３実施例でも詳細に例示される様に、上記の「信号ｋ」を周波数帯域Ｂ上に比較的高い自由度で再配置することができる。即ち、上記の手段によれば、比較的高い自由度で「信号ｋ」の再配置形式を決定することが可能である。
【００２０】
【００２１】
即ち、上記の例と本発明とは、組み合わせて同時に実施しても良い。この様な場合においても、上記と同等の作用・効果を得ることができる。
【００２２】
また、上記発明において、「信号ｋ」にそれぞれ対応する上記の整数ｍ_k をそれぞれ２の倍数にしても良い。
この手段によれば、「信号ｋ」を複素低域信号に変換する上記の「周波数シフト」の処理において、周波数シフトのための複素数の掛け算が不要となり、符号の反転処理のみで周波数シフト処理が実現可能となる。これにより、デジタル信号処理部の構成を更に簡略化することが可能となる。
【００２３】
また、上記発明において、「信号ｋ」にそれぞれ対応する上記の整数ｍ_k をそれぞれ４の倍数にしても良い。
この手段によれば、「信号ｋ」を複素低域信号に変換する上記の「周波数シフト」の処理そのものが不要となり、チャネル抽出部（デジタル信号処理部）の構成を更に簡略化することができる。（第３実施例「受信方式３」）
【００２４】
【００２５】
【００２６】
また、上記発明において、「信号抽出部」において、デジタル・データをフィルタ処理する「デジタルフィルタ部」と、フィルタ処理されたデジタル信号をダウンサンプリングする「ダウンサンプリング部」とを備えても良い。
この様な手段によれば、様々なメディア受信処理を同時に１つの受信装置で実現する際に、処理対象となる各信号を上記の様な所定の周波数帯域Ｂに配置することにより、各信号を一括でサンプリングすることが可能となる。また、アナログ処理を実行するハードウェア（受信部分）としては、「周波数変換部」と「帯域制限処理部」だけとなり、ＡＤ変換器も１つで済むため、装置全体の構成が簡単になる。
【００２７】
また、「信号抽出部」においては、必ずしも前記の「周波数シフト」を実行する周波数シフト部を設けなくとも良い。
また、本発明を実施する際等には、上記の「デジタルフィルタ部」と「ダウンサンプリング部」に加えて、上記の「周波数シフト」等を備えるようにしても良い。
【００２８】
また、本発明において、「デジタルフィルタ部」の１構成要素として、少なくともヒルベルト変換器を備えても良い。
この手段によれば、例えば、以下の構成や、或いは本発明の第４実施例にも後から例示する様に、複素係数フィルタを用いなくとも本発明を具体的に実施することができる。
【００２９】
本発明において、「デジタルフィルタ部」の１構成要素として、「信号ｋ」にそれぞれ対応する帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）を設けることである。（第４実施例「受信方式４」）
【００３０】
また、本発明において、「デジタルフィルタ部」の内部構成に、２分割フィルタバンクの縦続接続を用いても良い。（第５実施例「受信方式５」）
【００３１】
また、本発明において、「デジタルフィルタ部」として、複素離散フーリエ変換フィルタバンクを用いても良い。
この手段によれば、例えば、以下の構成や、或いは本発明の第６実施例にも後から例示する様に、ヒルベルト変換器を用いなくとも本発明を具体的に実施することができる。（第６実施例「受信方式６」）
【００３２】
また、この様な手段によれば、例えば後述の第６実施例「受信方式６」にも具体的に例示される様に、構成としては実数係数のフィルタが並列に接続された形となるため、複素係数の演算（複素数の掛け算）は行う必要がなく、演算が簡単になるので構成の簡略化も容易となる。
【００３３】
本発明において、「デジタルフィルタ部」に、「信号ｋ」に各々対応するデジタルフィルタ処理の「タップ係数τ_k 」をそれぞれ設定する「タップ係数設定部」を設け、この「タップ係数設定部」でＭ種類の「タップ係数τ_k 」を周期的かつ時分割に順次変更することにより、各用途ｋに対する目的のＭ種類のベースバンド信号ｋの出力をそれぞれ事実上同時に実行するようにしても良い。
【００３４】
各チャネル（メディア）抽出用のフィルタとダウンサンプリングとを組み合わせることにより、チャネル抽出後の各「信号ｋ」のサンプリング・レートは低下する。したがって、複数の「信号ｋ」を同時に受信処理する際に、ダウンサンプリングのタイミングをそれぞれ少しずつずらしておけば、各チャネル（信号ｋ）抽出用のフィルタ出力処理は同時には必要とならない。即ち、フィルタ出力処理の手順をタイムスライスにより実現することが可能となる。（第７実施例「受信方式７」）
【００３５】
したがって、抽出しようとするチャネルに合わせてチャネル抽出用フィルタの設定を順次切り換えることにより、チャネル抽出部を唯一のチャネル抽出用フィルタで構成可能となり、デジタル信号処理部の構成をより簡潔にすることができる。上記の様な「デジタルフィルタ部」は、例えば、トランスバーサルフィルタ等を用いて構成しても良い。
【００３６】
また、本発明において、上記の「デジ タルフィルタ部」として、複素離散フーリエ変換フィルタバンクを用い、各「タップ係数τ_k 」に、各「信号ｋ」の「周波数シフト部」に各々対応する「位相補正項ａ_k 」をそれぞれ含めることである。
この様な構成によれば、周波数をシフトすることで「信号ｋ」を複素低域信号に変換する「周波数シフト」の機能を上記の「タップ係数設定部」に持たせることが可能となり、デジタル信号処理部の構成をより簡潔にすることができる。（第８実施例「受信方式８」）
以上の本発明の手段により、の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。ただし、本発明は以下に示す実施例に限定されるものではない。
（第１実施例）
図１は、本発明の第１実施例における「受信方式１」の全体構成を例示するブロック図である。この「受信方式１」は、少なくとも一つの周波数Ｊｆ_s ／２（Ｊはある一つの整数）を複数の「信号ｋ」の間に挟む様に一括サンプリング可能な周波数帯域Ｂを設定し、その周波数帯域Ｂ上に各「信号ｋ」を配置して、一括サンプリング後に「信号ｋ」がそれぞれ互いに重ならない様に、この「周波数変換部」により「信号ｋ」の再配置を実行するもの（本発明の第１の手段）である。
【００３８】
ＲＦ帯（広帯域Ａ）上に配置されて同時伝送された複数の「信号ｋ」は、一括サンプリング可能なＩＦ帯上の所定領域（周波数帯域Ｂ）上に再配置される。この再配置は各「信号ｋ」毎に実行される。
例えば、図１のメディア１（信号１）は、周波数変換部１により所定の周波数に周波数変換され、更に帯域制限フィルタ１を通して上記の周波数帯域Ｂ上に再配置される。図１の「周波数配置」には、簡単のため一旦、直接サンプリングの場合の例を示した。
【００３９】
例えば、直接サンプリングの場合には、（０，ｆ_s ／２）成る周波数領域が上記の周波数帯域Ｂとして選択されている。同様の処理を繰り返し実行することにより、メディア２，メディア３についても同様に図示する様に再配置することができる。
ＡＤ変換部では、サンプリング周波数ｆ_s により、周波数帯域Ｂ上に再配置された信号ｋ（ｋ＝１，２，．．，Ｍ）をサンプリングする。これにより、信号ｋをそれ以降の処理においては、デジタル信号として処理することができる。デジタル信号処理部では、主にチャネル（信号ｋ）抽出処理を実行する。
【００４０】
図２は、本第１実施例における「受信方式１」でのＡＤ変換（サンプリング）前後の周波数配置の構成例１ａを例示するグラフである。例えば、この様に、直接サンプリングとアンダーサンプリングとを混在させる周波数配置を構成しても良い（本発明の第１の手段）。この再配置（Ａ→Ｂ）を実行する際には、ＡＤ変換実行後（サンプリング後）に、各信号ｋがそれぞれ互いに重ならない様に注意する。
【００４１】
図３は、本第１実施例の「受信方式１」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式１Ａを例示するブロック図であり、図１のデジタル信号処理部（チャネル抽出部）の処理方式を詳細に示している。
また、図４は、本第１実施例の「受信方式１」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式１Ｂを例示するブロック図であり、図１のデジタル信号処理部（チャネル抽出部）のその他の処理方式を詳細に示している。
【００４２】
例えば、本「受信方式１」に適用可能なデジタル信号処理部（チャネル抽出部）の処理方式１Ｂ（図４）の周波数シフト部においては、１／ｎのダウンサンプリングする場合、１サンプル当り２πｎ（Δｆ／ｆ_s ）ずつ位相を回す。この周波数シフトにより「信号ｋ」を目的の複素低域信号に変換することができる。ただし、ここでΔｆは「周波数シフト部」に要求される周波数シフト量である。
この様な処理は、例えば、ダウンサンプリングだけではベースバンド信号に周波数変換できない場合等に用いられる。
【００４３】
尚、上記の「周波数シフト部」と類似或いは同等の方式としては、ダウンサンプリングの処理だけでベースバンド信号へ周波数変換可能な周波数領域に予め「信号ｋ」を移動（周波数シフト）させておく方法（応用変形例ｃ：図２５）等も有効である。この場合には、１サンプル当り２π（Δｆ／ｆ_s ）ずつ位相を回せば良い。
【００４４】
（第２実施例）
上記の第１実施例では、「周波数シフト部」により複素正弦波の乗算を実行していたが、本第２実施例（受信方式２）は、この複素正弦波の位相が必然的に１サンプル当りπ／２の整数倍となる様な構成（手法）を導入することにより、「周波数シフト部」の構造（処理）を簡素化するものである。
【００４５】
図５は、本第２実施例の「受信方式２」の全体構成を例示するブロック図である。本図５は、第１実施例の図１及び図４の構成に酷似のものであるが、ＡＤ変換後の「周波数配置」に大きな特徴を有する。
図６は、この「受信方式２」でのＡＤ変換後の「周波数配置」の構成例２ａを例示するグラフであり、本構成例２ａは、以下の各条件下において適用されるものである。
【００４６】
（条件１）所定の周波数：Ｆ_k ＝１［ｋＨｚ］＞0.８［ｋＨｚ］
（受信する各信号ｋの何れの帯域幅ｄ_k よりも大きい周波数）
（条件２）ＡＤ変換時のサンプリング周波数：ｆ_s ＝１５［ｋＨｚ］
（条件３）ＡＤ変換後の周波数配置：ｆ_ck＝ｋ−0.５［ｋＨｚ］
（ｋ＝１，２，．．，７）
（条件４）ダウンサンプリング：１／１５（ｎ＝１５）
（条件５）周波数シフト量：Δｆ＝＋0.５［ｋＨｚ］
【００４７】
即ち、ＡＤ変換後の周波数配置が、図６のグラフの通りになる様に各「周波数変換部ｋ」を実行すれば、メディアｋについては、その後の「ＡＤ変換部」→「帯域制限フィルタＡ／Ｂ／Ｃ」→「ダウンサンプリング部Ａ／Ｂ／Ｃ」の各実行により、（ｋ／ｎ）ｆ_s ＝ｋ［ｋＨｚ］の周波数の所が各々０［ｋＨｚ］に変換される結果となる。したがって、その後の「周波数シフト」の処理（Δｆ＝＋0.５［ｋＨｚ］）により、各メディアｋ（目的のベースバンド信号ｋ）は、その帯域の中心が０［ｋＨｚ］に配置される結果となる。この時「周波数シフト部」は、１サンプル当りπずつ位相をずらせば良いため、１サンプルおきに符号反転処理を行うだけで良い。したがって、「周波数シフト部」も簡易化できる。
【００４８】
図７、図８は、それぞれ本第２実施例の「受信方式２」でのＡＤ変換後のその他の「周波数配置」の構成例２ｂ、構成例２ｃを例示するグラフである。
これらの周波数配置の各構成例に従う場合においても、上記と略同様の作用・効果を得ることができる。
【００４９】
（第３実施例）
本第３実施例の「受信方式３」は、各信号ｋの中心周波数ｆ_ckを、受信する複数の信号ｋの帯域幅ｄ_k よりも大きい値を持つ所定の周波数Ｆ_k に対して、ＡＤ変換（一括サンプリング）後に丁度「ｆ_s ＝ｎ_k Ｆ_k ，ｆ_ck＝μ_k Ｆ_k ，０＜ｆ_ck＜ｆ_s ／２（ｎ_k ，μ_k は整数）」が成り立つ様に、各信号ｋを「周波数変換部」により「信号ｋが同時伝送された広帯域Ａ」から「一括サンプリング可能な周波数帯域Ｂ」へ再配置するものである。
【００５０】
図９は、本第３実施例の「受信方式３」の全体構成を例示するブロック図であり、「ダウンサンプリング部Ａ／Ｂ／Ｃ」の各々より、周波数シフト部を介さずに直接各メディアｋ（目的のベースバンド信号ｋ）が出力される点が特徴である。
【００５１】
図１０は、本「受信方式３」でのＡＤ変換後の「周波数配置」の構成例３ａを例示するグラフであり、本構成例３ａは、以下の各条件下において適用されるものである。
【００５２】
（条件１）所定の周波数：Ｆ_k ＝１，２，４［ｋＨｚ］＞0.８［ｋＨｚ］
（受信する各信号ｋの帯域幅ｄ_k よりも大きい周波数）
（条件２）ＡＤ変換時のサンプリング周波数：ｆ_s ＝16［ｋHz］＝ｎ_k Ｆ_k
（条件３）ＡＤ変換後の周波数配置：ｆ_ck＝ｋ［ｋＨｚ］
（ｋ＝１，２，．．，７）
（条件４）ダウンサンプリング：ｎ_k ＝４，８，１６
（条件５）周波数シフト量：Δｆ＝±０［ｋＨｚ］
【００５３】
この様な周波数配置の構成例３ａに従えば、周波数シフト量Δｆを０［ｋＨｚ］に調整できるため、周波数シフト部が不要となり、受信装置の構成をより簡潔にすることができる。
図１１は、本「受信方式３」でのＡＤ変換後のその他の「周波数配置」の構成例３ｂを例示するグラフである。
これらの周波数配置の構成例に従う場合においても、上記と略同様の作用・効果を得ることができる。
【００５４】
また、例えば、以上のような構成により、フィルタによる各信号（即ち、各チャネル、或いは各メディア）の抽出だけでなく、ダウンサンプリングによる周波数の折り返しを利用した周波数変換を最大限有効に利用することができる。即ち、上記のような構成を採用することにより、任意の受信信号を簡易な装置構成で抽出し、ベースバンド信号化することが可能となり、例えば、デジタル直交復調部が不要となる等の理由により、従来のＩＦ帯サンプリングの方式よりも簡単に所望の受信装置を構成することができる様になる。
【００５５】
また、上記の「デジタルフィルタ部」（チャネル抽出部）の１構成要素としては、例えば、ヒルベルト変換器等を用いることも可能である。
この様な手段によれば、例えば、以下の第４及び第５実施例にも後から例示する様に、複素係数フィルタを用いなくとも本発明を具体的に実施することができる。
【００５６】
（第４実施例）
本第４実施例では、「デジタルフィルタ部」（チャネル抽出部）の１構成要素として、「ヒルベルト変換器」と、帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）を設ける方式（受信方式４）を示す。
図１２、図１３は、本第４実施例の「受信方式４」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式４Ａ、処理方式４Ｂを例示するブロック図である。ここで、各処理方式における周波数シフト部の有無は、第２実施例と第３実施例との差異と同様に、周波数シフト量Δｆの調整方法の差異により生じるものである。
例えば、これらの構成からも判る様に、本発明の受信装置は、必ずしも複素係数フィルタを用いなくとも具体的に実施することができるものである。
【００５７】
（第５実施例）
本第５実施例では、「デジタルフィルタ部」（チャネル抽出部）の内部構成に、「ヒルベルト変換器」と、フィルタバンクの縦続接続又は２分割フィルタバンクを用いる方式（受信方式５）を示す。
図１４、図１５は、本第５実施例の「受信方式５」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式５Ａ、処理方式５Ｂを例示するブロック図である。ここで、ＨＰＦはハイパスフィルタを、ＬＰＦはローパスフィルタを、「↓２」はサンプリングレートを１／２に落すダウンサンプリングをそれぞれ表している。また、各処理方式における周波数シフト部の有無は、第２実施例と第３実施例との差異と同様に、周波数シフト量Δｆの調整方法の差異により生じるものである。
例えば、これらの構成からも判る様に、本発明の受信装置は、必ずしも複素係数フィルタを用いなくとも具体的に実施することができるものである。
【００５８】
（第６実施例）
本第６実施例の「受信方式６」では、「デジタルフィルタ部」として、複素離散フーリエ変換（複素ＤＦＴ）フィルタバンクを用いる方式を例示する。この方式によれば、例えば、以下に例示する様に、ヒルベルト変換器を用いなくとも本発明を具体的に実施することができる。また、複素ＤＦＴフィルタの係数は複素数であるが、入力信号が実数であるため、実部と虚部とを別々に計算することができる。このため、これらの複素ＤＦＴフィルタは、実数係数のフィルタ２つで実現できる。
【００５９】
図１６、図１７は、本第６実施例の「受信方式６」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式６Ａ、処理方式６Ｂを例示するブロック図である。ここで、各処理方式における周波数シフト部の有無は、第２実施例と第３実施例との差異と同様に、周波数シフト量Δｆの調整方法の差異により生じるものである。
【００６０】
この様な方式によれば、構成としては実数係数のフィルタが並列に接続された形となるため、複素係数の演算（複素数の掛け算）は行う必要がなくなり、演算が簡単になるので構成の簡略化も容易となる。
【００６１】
（第７実施例）
本第７実施例の「受信方式７」は、「デジタルフィルタ部」（チャネル抽出部）に、各「信号ｋ」に各々対応するデジタルフィルタ処理の「タップ係数τ_k 」をそれぞれ設定する「タップ係数設定部」を設け、この「タップ係数設定部」で目的のＭ種類の信号ｋにそれぞれ対応する「タップ係数τ_k 」を周期的かつ時分割に順次変更することにより、目的のＭ種類のベースバンド信号ｋの出力をそれぞれ事実上同時に実行するものである。
【００６２】
図１８は、本第７実施例の「受信方式７」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式７Ａを例示するブロック図である。この方式では、「複素ＤＦＴタップ係数発生部」（タップ係数設定部）より、同時処理数Ｍ分のタップ係数を時間をずらして順次出力する。
【００６３】
各チャネル抽出用のフィルタとダウンサンプリングとを組み合わせることにより、チャネル抽出後の各「信号ｋ」のサンプリング・レートは低下するので、複数の「信号ｋ」を同時に受信処理する際に、ダウンサンプリングのタイミングをそれぞれ少しずつずらしておけば、各チャネル（信号ｋ）抽出用のフィルタ出力処理は同時には必要とならない。即ち、上記の様な構成に従えば、フィルタ出力処理の手順をタイムスライスにより実現することが可能となる。
【００６４】
即ち、抽出しようとするチャネルに合わせてチャネル抽出用フィルタの設定を順次切り換えることにより、チャネル抽出部を唯一のチャネル抽出用フィルタで構成可能となり、デジタル信号処理部の構成をより簡潔にすることができる。
【００６５】
（第８実施例）
本第８実施例の「受信方式８」は、「デジタルフィルタ部」として、複素離散フーリエ変換フィルタバンクを用い、各「タップ係数τ_k 」に、各「信号ｋ」の「周波数シフト」に各々対応する「位相補正項ａ_k 」をそれぞれ含める手法により、デジタル信号処理部の構成をより簡潔にするものである。
【００６６】
図１９、図２０は、本第８実施例の「受信方式８」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式８Ａ、処理方式８Ｂを例示するブロック図であり、図２１は、本「受信方式８」の全体構成を例示するブロック図である。
例えば、この様な構成によれば、周波数をシフトすることで「信号ｋ」を複素低域信号に変換する「周波数シフト」（位相補正）の機能を上記の「タップ係数設定部（タップ係数発生部／デジタルフィルタ設定部）」に容易に持たせることができ、デジタル信号処理部の構成をより簡潔にすることが可能となる。
尚、本方式は、前述の「受信方式２」や、或いは前述の「受信方式３」と組み合わせて実施しても良い。この様な構成に従えば、第２実施例や、或いは第３実施例での「周波数配置」（図５〜図１１）に基づく作用原理と略同様に「タップ係数設定部（タップ係数発生部／デジタルフィルタ設定部）」の構成を更に簡潔にすることができる。
【００６７】
（応用変形例ａ）
図２２は、本発明の応用変形例ａの全体構成を例示するブロック図であり、図２３は、本応用変形例ａでのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式ａを例示するブロック図である。この様に、本発明は、ＡＤ変換部（サンプリング処理部）の前段に、アナログ信号を直交復調する「アナログ直交復調部」を配置する構成の受信装置に対しても、容易に適用或いは応用することができる。
【００６８】
（応用変形例ｂ）
図２４は、本発明の応用変形例ｂでのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式ｂを例示するブロック図である。本構成（処理方式ｂ）は、図３の処理方式１Ａの変形例又は代替構成と考えることができる。即ち、この様な構成（処理方式ｂ）に従って、前述の第１実施例の「受信方式１」を実施しても良い。
【００６９】
（応用変形例ｃ）
図２５は、本発明の応用変形例ｃでのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式ｃを例示するブロック図である。
第１実施例の最後でも述べた様に、前述の第１実施例の「周波数シフト部」と類似或いは同等の方式としては、ダウンサンプリングの処理だけでベースバンド信号へ周波数変換可能な周波数領域に予め「信号ｋ」を移動（周波数シフト）させておく本応用変形例ｃの処理方式ｃを用いた方法等も有効である。
【００７０】
この場合には、１サンプル当り２π（Δｆ／ｆ_s ）ずつ位相を回せば良い。即ち、本処理方式ｃの「周波数シフト部」では、その後段の「ダウンサンプリング部Ａ／Ｂ／Ｃ」により目的のベースバンド信号ｋ（ｋ＝１，２，．．，Ｍ）がそのまま出力できる様に、予め周波数シフトを実行しておく。これにより、１／ｎにダウンサンプリングされた各「信号ｋ」は、（ｋ／ｎ）ｆ_s ［ｋＨｚ］の周波数の所が０［ｋＨｚ］に位置付けられる様に変換される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１実施例における「受信方式１」の全体構成を例示するブロック図。
【図２】 本発明の第１実施例における「受信方式１」でのＡＤ変換（サンプリング）前後の周波数配置の構成例１ａを例示するグラフ。
【図３】 本発明の第１実施例における「受信方式１」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式１Ａを例示するブロック図。
【図４】 本発明の第１実施例における「受信方式１」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式１Ｂを例示するブロック図。
【図５】 本発明の第２実施例における「受信方式２」の全体構成を例示するブロック図。
【図６】 本発明の第２実施例における「受信方式２」でのＡＤ変換後の「周波数配置」の構成例２ａを例示するグラフ。
【図７】 本発明の第２実施例における「受信方式２」でのＡＤ変換後の「周波数配置」の構成例２ｂを例示するグラフ。
【図８】 本発明の第２実施例における「受信方式２」でのＡＤ変換後の「周波数配置」の構成例２ｃを例示するグラフ。
【図９】 本発明の第３実施例における「受信方式３」の全体構成を例示するブロック図。
【図１０】 本発明の第３実施例における「受信方式３」でのＡＤ変換後の「周波数配置」の構成例３ａを例示するグラフ。
【図１１】 本発明の第３実施例における「受信方式３」でのＡＤ変換後の「周波数配置」の構成例３ｂを例示するグラフ。
【図１２】 本発明の第４実施例における「受信方式４」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式４Ａを例示するブロック図。
【図１３】 本発明の第４実施例における「受信方式４」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式４Ｂを例示するブロック図。
【図１４】 本発明の第５実施例における「受信方式５」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式５Ａを例示するブロック図。
【図１５】 本発明の第５実施例における「受信方式５」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式５Ｂを例示するブロック図。
【図１６】 本発明の第６実施例における「受信方式６」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式６Ａを例示するブロック図。
【図１７】 本発明の第６実施例における「受信方式６」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式６Ｂを例示するブロック図。
【図１８】 本発明の第７実施例における「受信方式７」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式７Ａを例示するブロック図。
【図１９】 本発明の第８実施例における「受信方式８」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式８Ａを例示するブロック図。
【図２０】 本発明の第８実施例における「受信方式８」でのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式８Ｂを例示するブロック図。
【図２１】 本発明の第８実施例における「受信方式８」の全体構成を例示するブロック図。
【図２２】 本発明の応用変形例ａの全体構成を例示するブロック図。
【図２３】 本発明の応用変形例ａでのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式ａを例示するブロック図。
【図２４】 本発明の応用変形例ｂでのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式ｂを例示するブロック図。
【図２５】 本発明の応用変形例ｃでのＡＤ変換後のデジタル信号の処理方式ｃを例示するブロック図。
【図２６】 従来技術における受信方式（従来例１）の全体構成を例示するブロック図。
【図２７】 従来技術における受信方式（従来例２）の全体構成を例示するブロック図。
【図２８】 従来技術における受信方式（従来例３）の全体構成を例示するブロック図。
【図２９】 従来技術における受信方式（従来例４）の全体構成を例示するブロック図。
【符号の説明】
Ａ … 複数の「信号ｋ」が配置され、同時伝送される広帯域
Ｂ … 信号ｋが再配置される一括サンプリング可能な周波数帯域
ｋ … 各信号及びその用途（メディア）毎に付される添字
Ｎ … サービス可能メディア数
Ｍ … 同時処理メディア数
ｆ_s … サンプリング周波数（一部にｆＳと記すこともある）
ｆ_c … 中心周波数
Δｆ … 周波数のシフト量
ｆ_ck … 「信号ｋ」の中心周波数
ｄ_k … 「信号ｋ」の帯域幅
ｍ_k … 「信号ｋ」に対応する整数
Ｆ_k … 「信号ｋ」に対応する所定の周波数
（受信する信号ｋの帯域幅ｄ_k よりも大きい値）
ＢＰＦ … バンドパスフィルタ（帯域制限フィルタ）
ＨＰＦ … ハイパスフィルタ
ＬＰＦ … ローパスフィルタ
ＤＦＴ … 離散フーリエ変換
↓２ … サンプリングレートを１／２に落すダウンサンプリング処置

Claims (10)

1. 広帯域Ａに配置されて伝送された複数の「信号ｋ（ｋ＝１，２，．，Ｍ）」を事実上同時に受信して利用するのに好適な受信装置であって、
   一括サンプリング可能な所定の周波数帯域Ｂ上に、前記「信号ｋ」を再配置する「周波数変換部」と、
   前記周波数帯域Ｂ上に再配置された前記「信号ｋ」をサンプリング周波数ｆ_s にて、帯域幅がｆ_s ／２の周波数帯域（０，ｆ_s ／２）上に一括サンプリングする「ＡＤ変換部」と、
   前記「ＡＤ変換部」により一括サンプリングされたデジタル・データから目的のベースバンド信号ｋを抽出する「信号抽出部」と
   を有し、
   前記「周波数変換部」は、
   前記「ＡＤ変換部」のサンプリング周波数ｆ_s が、前記「信号ｋ」の各帯域幅ｄ_k よりも大きい値を持つ所定の周波数Ｆ_k のｎ_k 倍（整数倍）の周波数ｎ_k Ｆ_k と一致する様に、
   そして、前記「信号ｋ」の各中心周波数ｆ_ckが、Ｆ_k ／４のｍ_k 倍（整数倍：「Ｉ≠Ｌ」⇒「ｍ_I ≠ｍ_L 」）の周波数ｍ_k Ｆ_k ／４と一致する様に、
   更に、前記一括サンプリング後に前記「信号ｋ」がそれぞれ互いに重ならない様に、
   前記再配置を実行する
   ことを特徴とする受信装置。
2. 前記「信号ｋ」にそれぞれ対応する前記整数ｍ_k を
   それぞれ２の倍数とした
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記「信号ｋ」にそれぞれ対応する前記整数ｍ_k を
   それぞれ４の倍数とした
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２の何れか１項に記載の受信装置。
4. 前記「信号抽出部」は、
   前記デジタル・データをフィルタ処理する「デジタルフィルタ部」と、
   フィルタ処理されたデジタル信号をダウンサンプリングする「ダウンサンプリング部」と
   を有する
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載の受信装置。
5. 前記「デジタルフィルタ部」の１構成要素として、
   少なくともヒルベルト変換器を有する
   ことを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
6. 前記「デジタルフィルタ部」の１構成要素として、
   前記「信号ｋ」にそれぞれ対応する帯域制限フィルタを有する
   ことを特徴とする請求項４又は請求項５に記載の受信装置。
7. 前記「デジタルフィルタ部」の内部構成に、
   ２分割フィルタバンクの縦続接続を用いた
   ことを特徴とする請求項４又は請求項５に記載の受信装置。
8. 前記「デジタルフィルタ部」として、
   複素離散フーリエ変換フィルタバンクを用いた
   ことを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
9. 前記「デジタルフィルタ部」は、
   前記「信号ｋ」に各々対応するデジタルフィルタ処理の「タップ係数τ_k 」をそれぞれ設定する「タップ係数設定部」を有し、
   Ｍ種類の前記「タップ係数τ_k 」を前記「タップ係数設定部」で周期的かつ時分割に順次変更することにより、目的のＭ種類の前記ベースバンド信号ｋの出力をそれぞれ事実上同時に実行する
   ことを特徴とする請求項４乃至請求項８の何れか１項に記載の受信装置。
10. 前記「デジタルフィルタ部」として、複素離散フーリエ変換フィルタバンクを用い、
    各前記「タップ係数τ_k 」は、各前記「信号ｋ」に各々対応する「位相補正項ａ_k 」をそれぞれ含んでいる
    ことを特徴とする請求項９に記載の受信装置。

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