JP4679487B2

JP4679487B2 - モータ制御装置並びに冷凍空調装置

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Publication number: JP4679487B2
Application number: JP2006292712A
Authority: JP
Inventors: 和憲坂廼邊; 洋介篠本; 浩一有澤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2006-10-27
Filing date: 2006-10-27
Publication date: 2011-04-27
Anticipated expiration: 2026-10-27
Also published as: JP2008109826A

Description

この発明は、トルク脈動を有する負荷を駆動するブラシレスＤＣモータのインバータを制御するモータ制御装置、並びにこのモータ制御装置を含む冷凍空調装置に関するものである。

従来のモータ制御装置としては、負荷トルク脈動によって生じる電流脈動を抑制し効率を改善するよう制御するものが開示されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００５−６５４４９号公報（図１、図１０、段落０００９〜００１６）

解決しようとする課題は、トルク脈動に応じて流れる脈動電流によるモータ効率の効率低下であった。電流に含まれる脈動成分はモータの出力（回転数×トルクの時間平均）には寄与せず電流の実効値のみを増加させるため、効率を低下させる大きな要因となっていた。上記特許文献１に示した技術では運転周波数に応じて出力トルク脈動抑制ゲインを抑制するように構成することで効率の改善を図っているが、一般に制御ゲインによる補正は定常偏差を有するため、電流脈動は十分に抑制されず、効率改善の余地を残していた。
また、上記脈動抑制ゲインを十分大きくすれば定常偏差を無視できる程小さくすることは可能となるが、一方出力トルク脈動情報における高周波のノイズに対して制御が敏感となるため運転自体が不安定となるなどの問題があった。
この発明は、上記の課題を解決するために為されたものであり、負荷トルクの脈動に基づき周期的に発生する電流脈動を抑制してモータの出力効率向上を図るモータ制御装置並びに冷凍空調装置を提供することを目的としている。

この発明に係るモータ制御装置は、直流電力を交流電力に変換してモータを可変速駆動するインバータと、インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段が検出した電流に基づいてインバータを制御する制御手段と、を備え、制御手段は、電流検出手段が検出した電流をモータの電気角で回転する第１の座標系に変換して磁束方向の励磁電流と磁束と垂直な方向のトルク電流を出力する第１の座標変換手段と、第１の座標変換手段から出力されたトルク電流に含まれる電流脈動成分を検出する電流脈動検出手段と、外部から速度指令を入力し、この速度指令を機械角周波数から電気角周波数に変換してインバータ周波数指令を出力する変換器と、第１の座標変換手段から出力された励磁電流及びトルク電流と、外部からの速度指令とに基づきインバータ電圧指令を出力する駆動制御手段と、電流脈動検出手段によって検出された電流の脈動成分に基づいて周波数補正情報を出力する電流脈動補正手段と、変換器からの出力に基づき、インバータ電気角位相指令を出力する第１の積分器と、駆動制御手段からの出力と、第１の積分器からの出力とに基づいてインバータを制御するＰＷＭ信号を生成する波形生成手段と、速度指令を積分して機械角周波数から負荷トルク脈動に同期した機械角位相に変換する第２の積分器と、を備え、電流脈動検出手段は、トルク電流から直流分を除去するハイパスフィルタと、ハイパスフィルタによって直流分を除去されたトルク電流を第２の積分器から出力された機械角位相で回転する第２の座標系に変換して直流量として出力する第２の座標変換手段とを備え、電流脈動補正手段は、第２の座標変換手段によって直流量に変換されたトルク電流を積分する第３の積分器と、第３の積分器の積分結果を第２の座標系から元の第１の座標系に戻してインバータ周波数指令の補正値として出力する逆変換手段とを備えたものである。

この発明の電流脈動検出手段によれば、負荷トルクの脈動に基づき周期的に発生する電流脈動を抑制してモータの出力効率向上を図ることができる。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の構成を示す図である。
図において、直流電源１の出力側にインバータ２が電気的に接続され、さらにインバータ２の出力側にモータ３が電気的に接続されている。モータ３には機械的に接続される脈動負荷４が接続される。脈動負荷４は回転に応じて負荷トルクが周期的に変化する特性を持ち、例えば図６の様なトルクパターンとなっている。インバータ２とモータ３の接続線には、上記接続線を通じてモータに流れる電流情報を制御手段６に出力する電流検出手段５が設けられている。制御手段６は、上記電流情報と、外部より与えられる速度指令（所定の周波数であり、図１のω^*である。この速度指令は、モータの電機子の回転に同期して発生する機械角周波数に相当するものであり、以下、ω_mと称することもある）、および直流電源１の電源電圧情報の各入力部と、インバータ２への制御信号の出力部を有し、内部には電流脈動検出手段７、電流脈動補正手段８、波形生成手段９、駆動制御手段１０、座標変換器１１、積分器１２ａ、１２ｂがそれぞれ設けられている。
なお、直流電源１の電源電圧情報Ｖ_dcは必ずしもセンサを用いて検出する必要はない。
上記機械角周波数ω_mは、変換器１３によって磁極の極対数Ｐ_pを乗算され乗算結果が電気角周波数ω_e（以下、インバータ周波数と称することもある）になる。
また、駆動制御手段１０は、速度指令ω^*即ち機械角周波数ω_mに同期した電流成分から式（１）によって電圧指令Ｖを生成する。

ここで、Ｒは固定子巻線抵抗、Ｌは固定子巻線のインダクタンス、φ_γは、回転子に誘導された磁束の磁束方向成分、φ_δは、回転子に誘導された磁束のトルク方向成分であり、これらの値は外部から入力させてもよいが、本発明と関係ないので、演算を簡単にするために予め設定された値を用いる。上記式（１）の右辺第２項は、誘導された逆起電力を表す。

一方、電流脈動検出手段７は、モータ３に流れる電流情報を電流検出手段５から取得し、出力トルク脈動を演算して出力する。即ち、電流脈動検出手段７は、上記機械角周波数
ω_mに同期した電流成分を回転子の回転に同期した回転座標に変換する座標変換を用いて直流成分として抽出し出力する。電流脈動補正手段８は上記電流脈動検出手段７の出力した所定周波数の脈動成分から周波数補償量Δωを生成し、脈動成分を抑制するようにインバータ周波数ω_eの補正用として出力する。波形生成手段９は加算手段１４ａによって周波数補償量Δωが補正されたインバータ周波数ω_eを積分して得られた電気角位相θと、駆動制御手段１０の演算する出力電圧指令を用いてインバータ２の制御信号（ＰＷＭ信号）を生成し出力する。
上記において、モータ３および脈動負荷４は例えば圧縮機等で構成される。また制御手段６は例えばマイクロコンピュータ等で構成される。

また、図１０はこの実施の形態１におけるモータ制御装置の動作を示すフローチャートである。
次に、モータ制御装置の動作について図１０に基づき説明する。
制御手段６は外部からの速度指令ω^*に基づき、インバータ２にモータ３を所定周波数で駆動するための制御信号（ＰＷＭ信号）を逐次出力する。インバータ２は上記制御手段６からの制御信号（ＰＷＭ信号）に基づき、内部のスイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦし、モータ３に交流電圧を供給する。この交流電圧信号に応じてモータ３は回転し、脈動負荷４を駆動する（ステップ１）。脈動負荷４は上述のように回転に同期した脈動トルク特性を有するため、モータの回転速度は脈動し、電流は脈動した電流波形となる。この時の電流波形の一例を図７に示す。

電流脈動検出手段７は、所定の演算により負荷脈動による電流脈動量を演算する（ステップ２）。電流脈動の演算方法としては例えば、インバータの出力周波数と略一致する速度で回転し、モータの磁束方向と位相が一致する直交２軸の回転座標を求め、検出したモータ電流を上記座標系に変換し、トルク電流成分と励磁電流成分を求める。
具体的には、以下のようにして算出する。ブラシレスＤＣモータを制御する場合、固定子を流れる電流を仮想的に磁束成分とトルク成分に分けて制御するベクトル制御を行うと、高精度良なモータ制御を行うことができる。そこで、このベクトル制御を行うための準備として、まず電流脈動検出手段７は、検出したモータ電流を回転子の回転位相と略一致する回転座標系に変換する。この場合、ブラシレスＤＣモータの回転子のＮ局の方向（磁束方向）をｄ軸とし、ｄ軸から電気的に９０度進んだ方向（トルク方向）をｑ軸としたとき、ｄ軸の電流成分（励磁電流と称する）をｉ_d、ｑ軸の電流成分（トルク電流と称する）をｉ_qとし、モータ端子のＵ、Ｖ、Ｗの電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wとしたとき、座標変換は式（２）のように表記される。

ここで、θは回転子の電気角である。
なお、実際には、モータの位置（ｄ−ｑ軸）をセンサで検出せず、回転子の回転座標と同期して回転する、インバータ２が推定した座標軸を用いる。このインバータ２が推定した座標軸をγ−δ軸と呼び、ブラシレスＤＣモータの回転子のＮ局の方向（磁束方向）をγ軸とし、γ軸から電気的に９０度進んだ方向（トルク方向）をδ軸としたとき、γ軸の電流成分（励磁電流と称する）をｉ_γ、δ軸の電流成分（トルク電流と称する）をＩ_δとし、モータ端子のＵ、Ｖ、Ｗの電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wとしたとき、上記インバータの推定による座標変換は式（３）のように表記される。

この場合のθはインバータの推定した回転子の電気角である。

電流脈動検出手段７は、さらに、脈動量を抽出するために、この電流成分をハイパスフィルタにより直流分を除去する。
この場合、先に求めたトルク電流Ｉ_δは機械角周波数ω_mで脈動する成分を含有する式（４）で表されるものとする。

ここで、ω_mは機械角周波数、Ｉ_δはトルク電流の機械角周波数脈動振幅、Ｉ_δ0はトルク電流の直流分である。なお、図１中のθ_mは、上記式（４）における
ω_mｔ＋α に相当する。
上記の式（４）に示したように、通常トルク電流には直流分が含まれているが、脈動量を抽出するにはこの直流分を除去する必要があるので、ハイパスフィルタ（以後、ＨＰＦと呼ぶ）を用いて直流分を除去する。ＨＰＦ処理後のトルク電流をｉ_δacとすると、ｉ_δacは式（５）で表される。

ＨＰＦで処理されたトルク電流ｉ_δacはこの後、電流脈動検出手段７の座標変換器７２によって機械角周波数で回転する位相情報θ_mにて座標変換される（図３のブロック７１、７２参照）。
すなわち、ロータリ圧縮機などモータの機械的回転位置に同期して負荷トルクが繰り返し脈動することが既知である場合、そのトルク脈動の位相と大きさを抽出すれば、モータの出力トルクや電流の制御をより精度良く算出できる。そこで、この脈動の大きさや振幅を直流量として検出するための手段として座標変換を用いる。次に、電流脈動補正手段８ａにおいて、積分器８１は抽出した電流脈動を積分し（ステップ３）、さらに座標変換器８２は、この積分結果を上記機械角周波数で回転する位相情報θ_mを用いて座標変換（逆変換）し周波数補正情報Δωを算出する（図３のブロック８１、８２参照）。
上記の座標変換（逆変換）の動作を数式で表すと、機械角周波数で回転する角度
ω_mｔ＋α＝θ_m を用いて直交する座標系（この座標軸を静止座標系と称し、ａ−ｂ軸とする）における２つの電流成分Ｉ_ma、Ｉ_mbに分離する。この場合、Ｉ_ma、Ｉ_mbは式（６）のように表記される。

このとき、トルク電流の脈動の振幅と位相はそれぞれ式（７）、式（８）で表される。

モータの回転速度は、トルク偏差（出力トルクと負荷トルクとの偏差）の時間積分に比例するので、周波数補正情報Δωは式（９）のように表わせる。

ここで、Δω_ma、Δω_mbはそれぞれ周波数補償量のａ軸成分、周波数補償量のｂ軸成分、ｋ_iは積分ゲイン、１／Ｓは積分を表す。
この式は、角速度の目標値に対する変化分Δω_ma、Δω_mbをａ軸電流誤差成分Ｉ_ma、ｂ軸電流誤差成分Ｉ_mbを用いて制御することを意味する。
電流脈動補正手段８ａは上記式（９）を用いて周波数補償量のａ軸成分Δω_ma、周波数補償量のｂ軸成分Δω_mbを算出する。

電流脈動補正手段８は、さらに周波数補償量のａ軸成分Δω_ma、周波数補償量のｂ軸成分Δω_mbを用いて式（１０）により座標変換の逆変換を行って周波数補償量Δωを算出する。

次に、制御手段６は、上記逆変換で得られた周波数補償量Δωを用いてインバータ周波数ω_eを補正し、インバータが出力すべき周波数ω_eを生成する。また、制御手段６は式（１）を用いて電圧指令の瞬時値Ｖを生成する（ステップ５）。

最後に波形生成手段９は、上記で得られたインバータが出力すべき周波数ω_eおよび電圧指令の瞬時値ＶをＰＷＭ制御信号に変換して出力する（ステップ６）。

以上説明したステップ２〜６の動作を繰り返すことにより、出力トルク脈動量が大、すなわち平均トルク以上発生している位相ではインバータ出力周波数が低下し、モータにおいては遅れ位相で電圧印加されることとなるため出力トルクが減少する。また、出力トルク脈動量が小、すなわち平均トルク以下しか発生していない位相ではインバータ出力周波数が上昇し、モータにおいては進み位相で電圧印加されることとなるため出力トルクが増加する様動作する。

図８および図９に本発明におけるトルク及び電流の時間波形を示す。本発明によれば、出力トルクが負荷トルク変動によらず一定となるので電流波形の振幅が一定となる（図９）。このため、電流の脈動による銅損の発生が無く高効率に運転される。参考までに周波数及び電圧の補正を行わない場合（従来）のトルク及び電流の時間波形を図６および図７に示す。従来の制御では電流波形の振幅は負荷トルクの脈動に応じて変化するため、脈動による電流増加分により、効率は低下する．

なお、上記の説明では、出力トルクの脈動の１次周波数成分θ_mを対象としてその抑制方式について説明したが、補償すべき周波数は高調波を含んでも良い。
出力トルクの脈動が複数の高次成分を含んでいる場合、この高次成分を少なくとも１つ補償することができる。
図４は３次高調波までのトルク脈動を補償する場合の制御ブロックの例である。同図において、１５ａ、１５ｂ、１５ｃはいずれも図３に示した制御ブロックモジュールを示している。図４の２θ_m、３θ_mはそれぞれ機械角周波数の２倍、３倍で回転する位相情報である。以上のように構成することで制御ブロックモジュール１５ｂ、１５ｃの出力はそれぞれ機械角周波数の２倍、３倍の周波数成分の出力トルク脈動を補償するように制御される。このように出力トルクの脈動が複数の高次成分を含んでいる場合、所望の機械周波数の速度指令を指定することで、対応する高次成分を補償することができ、異なる機械周波数の速度指令を同時に指定することで同時に複数の高次成分を補償することが可能になる。
なお、上記では３次高調波までのトルク脈動を補償する場合について説明したが、これに限らないことは言うまでもない。

また、周波数抽出方式は座標変換を用いる方式にて説明したが、これに限るものではなく例えば図５に示す様な繰り返し制御器による方式でも同様の効果を得ることが出来る。

即ち、図５に示すように、分解能に応じて複数の積分器１８が設けられている。この積分器１８の分解能が例えば１度ならば、最初の積分器は０°〜１°用、２番目の積分器は１°〜２°用、３番目の積分器は２°〜３°用、４番目の積分器は３°〜４°用、・・・、３５９番目の積分器は３５９°〜３６０°用というように最大３６０個の積分器が設けられている。分解能が２度ならば、半分の２４０個の積分器を設ければよい。分解能が３度ならば、１／３の１２０個の積分器を設ければよい。
また、切替スイッチ１７ａの動作時刻と、切替スイッチ１７ｂの動作時刻は異なる。

図５の動作を説明する。
電流脈動検出手段７において、トルク電流ｉ_δは直流分がＨＰＦ１６で除去された後、電流脈動補正手段８ａにおいて、切替スイッチ１７ａにより機械角周波数で回転する位相情報θ_mの値に応じていずれか１つの積分器１８が選択され、この積分器１８と接続される。この際、位相情報θ_mのタイミングで切り替わるので、切替スイッチ１７ａによる切替が座標変換器７２による座標変換に相当する。ＨＰＦ１６により直流分を除去されたトルク電流ｉ_δの変動成分はさらに接続された積分器１８により積分される。次の位相情報θ_mのタイミングで積分結果は位相情報θ_mの値に応じて切り替わる切替スイッチ１６ｂにより出力側と接続され周波数補償量Δωとして出力される。

なお、インバータおよびモータにはそれぞれ最大電流定格があり、これを越える電流が流れる条件では使用できないが、補償ゲイン調整が行われない場合低速では脈動電流により電流ピークが増加し運転不能となっていた。一方、本発明によれば、脈動電流が抑制されるため、より低速まで運転範囲を拡大することができる等の効果がある。

実施の形態２．
実施の形態１では、電流脈動補正手段８ａは、周波数補償量Δωを用いてインバータ周波数ω_eを補正する形態について説明したが、電圧補償量ΔＶを用いてインバータ電圧Ｖを補正してもよい。この実施の形態２では、この電圧補償量ΔＶを用いた補正について説明する。
図３〜図１０はこの実施の形態２でも用いられる。
図２はこの発明の実施の形態２におけるモータ制御装置の構成を示す図であり、図１とは周波数補償量Δωを用いて電気角周波数ω_eを補正する代わりに電圧補償量ΔＶを用いて電圧指令Ｖを補正する以外は同じであるため、異なる部分について説明する。
電流脈動補正手段８は、式（１）の右辺でωに依存する項のみを抽出し、ωを上記
Δω_mに置換した式（１１）により電圧補償量ΔＶを算出する。

モータ制御装置６は、算出された電圧補償量ΔＶを用いて駆動制御手段１０からの電圧指令信号Ｖを、加算器１４ｂを用いて加算することで補正する。

これにより、実施の形態１と同様の効果を奏する。

本発明の活用例として、冷凍空調装置用の圧縮機インバータの高効率化が挙げられる。冷蔵庫および家庭用エアコン等では負荷トルク脈動の大きいシングルロータリ型或いはレシプロ型の圧縮機が用いられる。これらの機器は、家庭内消費電力の３０％以上を占めるため、機器の省エネルギー化に対する要求も高い。また、これらの機器の圧縮機は、通常定格周波数よりも低い運転周波数で長時間運転されるため、低速での効率改善は省エネルギーに対して寄与率が高くなる。本発明は、これらの期待に応える有効な手段となる。

また、一般的な冷凍サイクルにおける圧縮機の負荷変動は、入出力の圧力条件に依存する。過渡的に圧力が変化する起動時を除けば、定常運転条件では温度変化が、圧力変化の主要因となるため数秒〜数分の長い時定数でしか負荷が変動しない。したがって電流脈動補正手段８の積分器は加減速時・停止時は積分しない、あるいは出力初期化するなどして過渡状態の制御を制限しておけば、また積分制御の応答を十分遅く設計することが可能であり、定常安定性の高いシステムを構築することが可能である。

この発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の構成図である。負荷電流脈動を電圧振幅にて制御する場合のモータ制御装置の構成図である。電流脈動検出手段および電流脈動補正手段の制御ブロックを示す図である。高調波を含んだ出力トルク脈動抑制を行う場合の制御ブロックである。繰り返し制御器を用いた出力トルク脈動補償器を示す図である。インバータ周波数が一定である場合の出力トルク・負荷トルクの時間変化を示す特性図である。インバータ周波数が一定である場合のモータ電流の時間変化を示す特性図である。出力トルクが一定である場合の出力トルク・負荷トルクの時間変化を示す特性図である。出力トルクが一定である場合のモータ電流の時間変化を示す特性図である。実施の形態１におけるモータ制御装置の動作を示すフローチャートである。

符号の説明

１直流電源、２インバータ、３モータ、４脈動負荷、５電流検出手段、６制御手段、７電流脈動検出手段、８ａ、８ｂ電流脈動補正手段、９波形生成手段、１０駆動制御手段、１１座標変換器、１２ａ、１２ｂ積分器、１３変換器、１４加算器、１４ａ、１４ｂ加算器、１５ａ〜ｃ制御ブロックモジュール、１６ＨＰＦ、１７ａ、１７ｂ切替スイッチ、１８積分器、７１ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）、７２座標変換器、８１積分器、８２座標変換器。

Claims

直流電力を交流電力に変換してモータを可変速駆動するインバータと、
このインバータの出力電流を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段が検出した電流に基づいて前記インバータを制御する制御手段と、を備えたモータ制御装置において、
前記制御手段は、
前記電流検出手段が検出した電流をモータの電気角で回転する第１の座標系に変換して磁束方向の励磁電流とこの磁束と垂直な方向のトルク電流を出力する第１の座標変換手段と、
この第１の座標変換手段から出力された前記トルク電流に含まれる電流脈動成分を検出する電流脈動検出手段と、
外部から、速度指令を入力し、この速度指令を機械角周波数から電気角周波数に変換してインバータ周波数指令を出力する変換器と、
前記第１の座標変換手段から出力された励磁電流及びトルク電流と、前記外部からの速度指令とに基づきインバータ電圧指令を出力する駆動制御手段と、
前記電流脈動検出手段によって検出された電流の脈動成分に基づいて周波数補正情報を出力する電流脈動補正手段と、
前記変換器からの出力に基づき、インバータ電気角位相指令を出力する第１の積分器と、
前記駆動制御手段からの出力と、前記第１の積分器からの出力とに基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成する波形生成手段と、
前記速度指令を積分して機械角周波数から負荷トルク脈動に同期した機械角位相に変換する第２の積分器と、
を備え、
前記電流脈動検出手段は、前記トルク電流から直流分を除去するハイパスフィルタと、このハイパスフィルタによって直流分を除去されたトルク電流を前記第２の積分器から出力された機械角位相で回転する第２の座標系に変換して直流量として出力する第２の座標変換手段とを備え、
前記電流脈動補正手段は、前記第２の座標変換手段によって直流量に変換されたトルク電流を積分する第３の積分器と、この第３の積分器の積分結果を前記第２の座標系から元の第１の座標系に戻してインバータ周波数指令の補正値として出力する逆変換手段とを備えたことを特徴とするモータ制御装置。
前記電流脈動補正手段の出力はインバータ周波数指令の補正値であり、
この補正値を前記変換器の出力に加算する加算器を備え、
前記第１の積分器は、前記加算器からの出力を積分してインバータ電気角位相指令を出力することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
直流電力を交流電力に変換してモータを可変速駆動するインバータと、
このインバータの出力電流を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段が検出した電流に基づいて前記インバータを制御する制御手段と、を備えたモータ制御装置において、
前記制御手段は、
前記電流検出手段が検出した電流をモータの電気角で回転する第１の座標系に変換して磁束方向の励磁電流とこの磁束と垂直な方向のトルク電流を出力する第１の座標変換手段と、
この第１の座標変換手段から出力された前記トルク電流に含まれる電流脈動成分を検出する電流脈動検出手段と、
外部から、速度指令を入力し、この速度指令を機械角周波数から電気角周波数に変換してインバータ周波数指令を出力する変換器と、
前記第１の座標変換手段から出力された励磁電流及びトルク電流と、前記外部からの速度指令とに基づきインバータ電圧指令を出力する駆動制御手段と、
前記電流脈動検出手段によって検出された電流の脈動成分に基づいて電圧補正情報を出力する電流脈動補正手段と、
前記変換器からの出力を積分してインバータ電気角位相指令を出力する第１の積分器と、
前記駆動制御手段からの出力と、前記第１の積分器からの出力とに基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成する波形生成手段と、
前記速度指令を積分して機械角周波数から負荷トルク脈動に同期した機械角位相に変換する第２の積分器と、
を備え、
前記電流脈動検出手段は、前記トルク電流から直流分を除去するハイパスフィルタと、このハイパスフィルタによって直流分を除去されたトルク電流を前記第２の積分器から出力された機械角位相で回転する第２の座標系に変換して直流量として出力する第２の座標変換手段とを備え、
前記電流脈動補正手段は、前記第２の座標変換手段によって直流量に変換されたトルク電流から補正電圧を生成し、この結果をインバータ電圧指令の補正に用いることを特徴とするモータ制御装置。
前記電流脈動補正手段の出力はインバータ電圧指令の補正値であり、
この補正値を前記駆動制御手段の出力に加算する加算器を備え、この加算器の出力を前記波形生成手段へ供給することを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
前記電流脈動検出手段の代わりに、前記トルク電流から直流分を除去するハイパスフィルタを備えた電流脈動検出手段と、
前記電流脈動補正手段の代わりに、並列に配置された複数の積分器と前記第２の積分器から出力された機械角位相情報に応じて前記複数の積分器の内のいずれか一つを選択する切替スイッチとを備えたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
電流脈動検出手段および電流脈動補正手段は対をなし、異なる周波数に対して複数対並列に構成されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
圧縮機に接続されたモータと、請求項１、２、５、６のいずれかに記載のモータ制御装置と、を備えたことを特徴とする冷凍空調装置。
圧縮機に接続されたモータと、請求項３または請求項４に記載のモータ制御装置と、を備えたことを特徴とする冷凍空調装置。