JP4650101B2 - Switching power supply device and audio amplifier system - Google Patents
Switching power supply device and audio amplifier system Download PDFInfo
- Publication number
- JP4650101B2 JP4650101B2 JP2005149909A JP2005149909A JP4650101B2 JP 4650101 B2 JP4650101 B2 JP 4650101B2 JP 2005149909 A JP2005149909 A JP 2005149909A JP 2005149909 A JP2005149909 A JP 2005149909A JP 4650101 B2 JP4650101 B2 JP 4650101B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- circuit
- capacitor
- voltage
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
本発明は、ピークパワーの確保と力率改善(電源高調波対策)を両立させるスイッチング電源装置、及びこのスイッチング電源装置を備えたオーディオアンプシステムに関する。 The present invention relates to a switching power supply that achieves both peak power securing and power factor improvement (measures against power harmonics), and an audio amplifier system including the switching power supply.
高力率型のスイッチング電源装置としては、従来、コンデンサレスのワンコンバータ方式のスイッチング電源装置(以下、Cレスコンバータ方式のスイッチング電源装置と称する。)を使用したものがあった(例えば、特許文献1参照。)。
図1は、従来のCレスコンバータ方式のスイッチング電源装置及びツーコンバータ方式のスイッチング電源装置の概略の回路図である。図1(A)に示すように、Cレスコンバータ方式のスイッチング電源装置は、一次側に大容量の電解コンデンサを備えておらず、フライバックコンバータを電流不連続モードで動かし、電圧制御フィードバックループの応答を交流周波数に対して十分遅くして、入力電流を入力電圧に比例させる。Cレスコンバータ方式のスイッチング電源装置は、上記のように構成・動作するので、図1(B)に示す電源高調波対策専用のコンバータを付加したツーコンバータ方式のスイッチング電源装置に比べて、シンプルで安価であり、変換効率が良く、高調波の発生を抑制できるという長所を備えている。 FIG. 1 is a schematic circuit diagram of a conventional C-less converter type switching power supply and a two-converter type switching power supply. As shown in FIG. 1A, the C-less converter type switching power supply device does not have a large-capacity electrolytic capacitor on the primary side, operates the flyback converter in the current discontinuous mode, and The response is made sufficiently slow relative to the AC frequency to make the input current proportional to the input voltage. Since the C-less converter type switching power supply device is configured and operated as described above, it is simpler than the two-converter type switching power supply device to which a converter dedicated to countermeasures against power harmonics shown in FIG. It has the advantages of being inexpensive, having good conversion efficiency, and suppressing the generation of harmonics.
しかしながら、Cレスコンバータ方式のスイッチング電源装置は、原理上、一次入力電流が一次入力電圧(サイン波)に比例する。そのため、入力電流のピーク値は、一次側に電解コンデンサを備えた同じ出力電力のツーコンバータ方式のスイッチング電源装置に比べて1.5〜2倍になる。したがって、ツーコンバータ方式のスイッチング電源装置で使用するMOS FETやトランスよりも電流容量の大きなものを使用する必要がある。また、Cレスコンバータ方式のスイッチング電源装置は、その出力が大きくなるほど、電流容量のより大きなMOS FETやトランスを使用する必要があり、これに伴ってMOS FETやトランスのサイズが大きくなるので、装置全体のサイズが大きくなるという問題があった。 However, in the C-less converter type switching power supply, in principle, the primary input current is proportional to the primary input voltage (sine wave). Therefore, the peak value of the input current is 1.5 to 2 times that of a two-converter type switching power supply device having the same output power and having an electrolytic capacitor on the primary side. Therefore, it is necessary to use a MOSFET having a larger current capacity than a MOS FET or transformer used in a two-converter type switching power supply. In addition, the C-less converter type switching power supply device needs to use a MOS FET or transformer having a larger current capacity as its output increases, and accordingly, the size of the MOS FET or transformer increases. There was a problem that the overall size was increased.
また、Cレスコンバータ方式のスイッチング電源装置は、上記のように高調波の発生を抑制できるので、高調波対策のためにオーディオアンプに採用することで、力率を改善できる。しかしながら、Cレスコンバータ方式のスイッチング電源装置は、電流容量の大きなMOS FETやトランスを使用するので、オーディオアンプ自体のサイズも大きくなってしまうという問題があった。 In addition, since the C-less converter type switching power supply device can suppress the generation of harmonics as described above, the power factor can be improved by adopting it in an audio amplifier as a countermeasure against harmonics. However, since the C-less converter type switching power supply device uses a MOS FET or a transformer having a large current capacity, there is a problem that the size of the audio amplifier itself is also increased.
そこで、本発明は、Cレスコンバータ方式のスイッチング電源装置の欠点を解消し、力率改善(電源高調波対策)と、電源の大出力化を両立した小型のスイッチング電源装置、及びこのスイッチング電源装置を備えたオーディオアンプシステムを提供することを目的とする。 Therefore, the present invention eliminates the disadvantages of the C-less converter type switching power supply, and achieves a compact switching power supply that achieves both power factor improvement (measures for power supply harmonics) and high power output, and the switching power supply. An object of the present invention is to provide an audio amplifier system including
この発明は、上記の課題を解決するための手段として、以下の構成を備えている。 The present invention has the following configuration as means for solving the above problems.
(1)交流入力を整流する整流回路と、
一次巻線、二次巻線、及び補助巻線を有するフライバックトランスと、
前記整流回路で整流後に前記フライバックトランスの一次巻線に印加された入力電圧をスイッチング素子でスイッチングして、前記フライバックトランスの二次巻線に誘起されたスイッチング電圧を整流素子及びコンデンサで整流平滑化して出力するコンデンサレスフライバックコンバータ回路と、
前記コンデンサレスフライバックコンバータ回路が出力した電圧を降圧して、負荷へ印加する出力電圧を一定電圧に制御する電圧制御回路と、
負荷へ供給する出力電流の変動を交流入力周波数よりも遅い速度で前記コンバータ回路へフィードバックして、交流入力電流を交流入力電圧に比例させる負帰還回路と、
出力電力を検出する出力電力検出回路と、
前記整流回路で整流された入力電圧を平滑化するための一次側コンデンサと、
前記出力電力検出回路が検出した出力電力が閾値以上であると、前記一次側コンデンサを前記整流回路の出力端に接続し、前記出力電力検出回路が検出した出力電力が閾値未満であると、前記一次側コンデンサを前記整流回路の出力端から切り離す一次コンデンサ接離回路と、
を備えたことを特徴とする。
(1) a rectifier circuit for rectifying an AC input;
A flyback transformer having a primary winding, a secondary winding, and an auxiliary winding;
The input voltage applied to the primary winding of the flyback transformer after rectification by the rectifier circuit is switched by a switching element, and the switching voltage induced in the secondary winding of the flyback transformer is rectified by the rectification element and the capacitor. Capacitor-less flyback converter circuit that smoothes and outputs,
A voltage control circuit that steps down the voltage output from the capacitorless flyback converter circuit and controls the output voltage applied to the load to a constant voltage;
A negative feedback circuit that feeds back the fluctuation of the output current supplied to the load to the converter circuit at a speed slower than the AC input frequency, and makes the AC input current proportional to the AC input voltage;
An output power detection circuit for detecting output power;
A primary capacitor for smoothing the input voltage rectified by the rectifier circuit;
When the output power detected by the output power detection circuit is greater than or equal to a threshold value, the primary side capacitor is connected to the output terminal of the rectifier circuit, and the output power detected by the output power detection circuit is less than the threshold value, A primary capacitor contact / separation circuit for disconnecting the primary side capacitor from the output terminal of the rectifier circuit;
It is provided with.
この構成においては、スイッチング電源装置の閾値電力に対する出力電力の大きさに応じて、入力電圧を平滑化する一次側コンデンサを整流回路の出力端に対して接離する。したがって、出力電力が閾値電力未満の場合には、入力コンデンサレスフライバック方式のスイッチング電源装置となるので、高調波の発生を抑制でき、突入電流防止素子が不要となる。また、出力電力が閾値電力以上の場合には、一次側コンデンサによって入力電圧が平滑化されて、入力電流のピーク値が抑制されるので、電流容量の大きなスイッチング素子やトランスを用いることなく、大出力を達成することが可能となる。 In this configuration, the primary side capacitor that smoothes the input voltage is connected to and separated from the output terminal of the rectifier circuit according to the magnitude of the output power with respect to the threshold power of the switching power supply device. Therefore, when the output power is less than the threshold power, the switching power supply device is an input capacitor-less flyback method, so that the generation of harmonics can be suppressed, and an inrush current prevention element is not required. In addition, when the output power is greater than or equal to the threshold power, the input voltage is smoothed by the primary side capacitor, and the peak value of the input current is suppressed, so that a large current capacity can be used without using a switching element or transformer. Output can be achieved.
また、負帰還回路は、負荷へ供給する出力電流の変動を交流入力周波数よりも遅い速度で前記コンバータ回路へフィードバックして、交流入力電流を交流入力電圧に比例させることで、力率を改善することができる。 Also, the negative feedback circuit improves the power factor by feeding back the fluctuation of the output current supplied to the load to the converter circuit at a speed slower than the AC input frequency and making the AC input current proportional to the AC input voltage. be able to.
(2)前記出力電力検出回路は、前記フライバックトランスの補助巻線と、前記補助巻線の出力を整流平滑化する整流素子及びコンデンサと、を含む構成であり、
前記一次コンデンサ接離回路は、前記一次側コンデンサを前記整流回路の出力端に対して接離する接離部と、前記出力電力検出回路の出力電力に応じた電圧と閾値とを比較し、その結果に応じて接離部を制御するコンパレータと、を備えたことを特徴とする。
(2) The output power detection circuit is configured to include an auxiliary winding of the flyback transformer, a rectifying element and a capacitor for rectifying and smoothing the output of the auxiliary winding,
The primary capacitor contact / separation circuit compares a contact / separation part that contacts and separates the primary capacitor with respect to the output terminal of the rectifier circuit, a voltage corresponding to the output power of the output power detection circuit, and a threshold value. And a comparator for controlling the contact / separation portion according to the result.
フライバックトランスの補助巻線は、直流抵抗≠0、漏れインダクタンス≠0であるため、二次巻線の出力電力が増加すると、補助巻線の出力電力は必ず増加する。この構成おいては、補助巻線の上記のような特性を利用して出力電力に比例する補助巻線の出力電圧を検出する。そして、コンパレータで補助巻線の出力電圧と閾値電力に応じて設定された閾値電圧とをコンパレータで比較して、その結果に応じて接離部を制御して、整流回路の出力端に対して一次側コンデンサを接離する。したがって、既存のフライバックトランスの補助巻線を用いることで出力電力に応じた電圧を検出できるので、回路構成を簡素化することができる。また、出力電力検出回路の出力電圧と閾値電圧との比較に、コンパレータを用いているので、容易に比較結果に応じて接離部の接離動作を制御することができる。 Since the auxiliary winding of the flyback transformer has direct current resistance ≠ 0 and leakage inductance ≠ 0, the output power of the auxiliary winding always increases when the output power of the secondary winding increases. In this configuration, the output voltage of the auxiliary winding that is proportional to the output power is detected using the above-described characteristics of the auxiliary winding. Then, the comparator compares the output voltage of the auxiliary winding and the threshold voltage set according to the threshold power by the comparator, and controls the contact / separation unit according to the result, to the output terminal of the rectifier circuit Connect or separate the primary capacitor. Therefore, since the voltage according to the output power can be detected by using the auxiliary winding of the existing flyback transformer, the circuit configuration can be simplified. In addition, since the comparator is used to compare the output voltage of the output power detection circuit and the threshold voltage, the contact / separation operation of the contact / separation part can be easily controlled according to the comparison result.
(3)前記接離部は、MOS FETまたはリレーであることを特徴とする。 (3) The contact / separation part is a MOS FET or a relay.
この構成おいては、接離部としてMOS FETまたはリレーを使用しているので、フライバックトランスの一次巻線に対して一次側コンデンサを容易に接離することができる。 In this configuration, since the MOS FET or the relay is used as the contact / separation portion, the primary side capacitor can be easily connected to and separated from the primary winding of the flyback transformer.
(4)(1)乃至(3)のいずれかのスイッチング電源装置と、フィードバック方式のディジタルオーディオアンプと、を備えたことを特徴とする。 (4) A switching power supply device according to any one of (1) to (3) and a feedback type digital audio amplifier are provided.
この構成においては、フィードバック方式のディジタルオーディオアンプは、出力電圧の大きさに応じて入力電圧を平滑化する一次側コンデンサを、整流回路の出力端に対して接離するスイッチング電源装置に接続されている。したがって、出力電圧に応じて一次側コンデンサの容量を切り替えることができるので、例えば、スイッチング電源装置を、最大出力の1/8程度またはそれを多少上回る程度の出力まではCレスコンバータ方式のスイッチング電源装置として動作させ、それ以上の出力では平滑コンデンサを有するコンバータ方式のスイッチング電源装置として動作させることで、オーディオアンプの出力が平均的な値である大部分の時間では力率を改善できる。また、オーディオアンプの出力がピーク値乃至それに近い値となる残りの時間では、一次側コンデンサにより入力電流が平滑化されるので、従来のCレスコンバータのように電流容量の大きなMOS FETやトランスを使用しなくても、大出力を達成することができる。 In this configuration, the feedback digital audio amplifier is connected to a switching power supply device that connects and separates a primary side capacitor that smoothes the input voltage according to the magnitude of the output voltage with respect to the output terminal of the rectifier circuit. Yes. Therefore, since the capacity of the primary side capacitor can be switched in accordance with the output voltage, for example, the switching power supply device is switched to a C-less converter type switching power supply up to an output of about 1/8 of the maximum output or slightly higher than that. By operating as a device and operating as a converter-type switching power supply device having a smoothing capacitor at higher outputs, the power factor can be improved in most of the time when the output of the audio amplifier is an average value. Also, during the remaining time when the output of the audio amplifier is at or near the peak value, the input current is smoothed by the primary side capacitor, so that a MOS FET or transformer having a large current capacity can be used like a conventional C-less converter. Even if it is not used, a large output can be achieved.
この発明によれば、コンデンサレスフライバックコンバータ回路は、スイッチング電源装置の閾値電力に対する出力電力の大きさに応じて、入力電圧を平滑化する一次側コンデンサを整流回路の出力端に対して接離するので、出力電力が閾値電力未満の場合には、入力コンデンサレスフライバック方式のスイッチング電源装置となるので、高調波の発生を抑制でき、突入電流防止素子が不要となる。また、出力電力が閾値電力以上の場合には、一次側コンデンサによって入力電圧が平滑化されて、入力電流のピーク値が抑制されるので、電流容量の大きなスイッチング素子やトランスを用いることなく、大出力を達成できる。また、負帰還回路は、負荷へ供給する出力電流の変動を交流入力周波数よりも遅い速度で前記コンバータ回路へフィードバックして、交流入力電流を交流入力電圧に比例させることで、力率を改善できる。 According to the present invention, the capacitorless flyback converter circuit connects and disconnects the primary side capacitor for smoothing the input voltage with respect to the output terminal of the rectifier circuit according to the magnitude of the output power with respect to the threshold power of the switching power supply device. Therefore, when the output power is less than the threshold power, the switching power supply is of the input capacitor-less flyback system, so that the generation of harmonics can be suppressed and the inrush current prevention element is not required. In addition, when the output power is greater than or equal to the threshold power, the input voltage is smoothed by the primary side capacitor, and the peak value of the input current is suppressed, so that a large current capacity can be used without using a switching element or transformer. Output can be achieved. Also, the negative feedback circuit can improve the power factor by feeding back the fluctuation of the output current supplied to the load to the converter circuit at a speed slower than the AC input frequency and making the AC input current proportional to the AC input voltage. .
また、この発明によれば、既存のフライバックトランスの補助巻線を用いることで出力電力に応じた電圧を検出できるので、回路構成を簡素化することができる。また、出力電力検出回路の出力電圧と閾値電圧との比較に、コンパレータを用いているので、容易に比較結果に応じて接離部を制御(接離)できる。 In addition, according to the present invention, since the voltage corresponding to the output power can be detected by using the auxiliary winding of the existing flyback transformer, the circuit configuration can be simplified. In addition, since the comparator is used to compare the output voltage of the output power detection circuit and the threshold voltage, the contact / separation part can be easily controlled (contact / separation) according to the comparison result.
さらに、この発明によれば、接離部としてMOS FETまたはリレーを使用しているので、フライバックトランスの一次巻線に対して一次側コンデンサを容易に接離することができる。 Furthermore, according to the present invention, since the MOS FET or the relay is used as the contact / separation portion, the primary side capacitor can be easily connected to and separated from the primary winding of the flyback transformer.
加えて、この発明によれば、オーディオアンプシステムでは、出力電圧に応じて一次側コンデンサの容量を切り替えることができるので、例えば、スイッチング電源装置を、最大出力の1/8程度またはそれを多少上回る程度の出力まではCレスコンバータとして動作させ、それ以上の出力ではC有りコンバータとして動作させることで、オーディオアンプの出力が平均的な値である大部分の時間では力率を改善できる。また、オーディオアンプの出力がピーク値乃至それに近い値となる残りの時間では、一次側コンデンサにより入力電流が平滑化されるので、従来のCレスコンバータのように電流容量の大きなMOS FETやトランスを使用しなくても、大出力を達成することができる。 In addition, according to the present invention, the capacity of the primary side capacitor can be switched in accordance with the output voltage in the audio amplifier system. For example, the switching power supply device is about 1/8 of the maximum output or slightly higher than that. By operating as a C-less converter up to a certain level of output, and operating as a converter with C at higher output, the power factor can be improved in most time when the output of the audio amplifier is an average value. Also, during the remaining time when the output of the audio amplifier is at or near the peak value, the input current is smoothed by the primary side capacitor, so that a MOS FET or transformer having a large current capacity can be used like a conventional C-less converter. Even if it is not used, a large output can be achieved.
以下、本発明のスイッチング電源装置の実施形態について詳細を説明する。図2は、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。以下の説明では、本実施形態のスイッチング電源装置1を、フィードバック方式のディジタルオーディオアンプを備えたオーディオアンプシステムの電源回路に適用した場合を説明する。
Hereinafter, embodiments of the switching power supply device of the present invention will be described in detail. FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the switching power supply device according to the embodiment of the present invention. In the following description, a case will be described in which the switching
スイッチング電源装置1は、商用交流電源2に接続されており、ノイズフィルタ3、整流回路4、入力コンデンサレスフライバックコンバータ回路(以下、Cレスコンバータ回路と称する。)5、ノイズフィルタ6、電圧制御回路7、負帰還回路8、出力電力検出回路9、及び一次コンデンサ接離回路10を備えている。また、このスイッチング電源装置1には、負荷100としてフィードバック方式のディジタルオーディオアンプが接続されている。
The switching
ノイズフィルタ3は、複数のコンデンサやコイルから成り、コモンモードノイズやノーマルモードノイズを除去する。 The noise filter 3 includes a plurality of capacitors and coils, and removes common mode noise and normal mode noise.
整流回路4は、4つのダイオードをブリッジ接続したブリッジダイオードから成り、入力交流電圧を全波整流して出力する。 The rectifier circuit 4 is composed of a bridge diode in which four diodes are bridge-connected, and outputs an input AC voltage by full-wave rectification.
Cレスコンバータ回路5は、コンデンサC1、フライバックトランスT1、スイッチング素子Q1、PWM制御IC11、及び平滑整流回路12などを備える。コンデンサC1は、ノイズ除去用に設けたものであり、その容量は数μF程度である。フライバックトランスT1は、一次巻線Np1、一次巻線と逆極性の二次巻線Ns1、及び一次巻線と逆極性の補助巻線Np2を有する。スイッチング素子Q1は、MOS FETであり、フライバックトランスT1の一次巻線Np1に印加された入力電圧をスイッチングする。PWM制御IC11は、図示していないが、補助巻線Np2に誘起した電力で動作し、スイッチング素子Q1のスイッチング動作を制御してPWM制御を行う。平滑整流回路12は、整流素子D201及び大容量のコンデンサC201を備えており、フライバックトランスT1の二次巻線Ns1に誘起されたスイッチング電圧を整流平滑化して出力する。
The C-less converter circuit 5 includes a capacitor C1, a flyback transformer T1, a switching element Q1, a PWM control IC 11, a smoothing
Cレスコンバータ回路5は、スイッチング素子Q1がONしている期間にフライバックトランスT1に電力を蓄え、スイッチング素子Q1がOFFしている期間にフライバックトランスT1に蓄えた電力を、負荷100に供給する方式のコンバータである。また、Cレスコンバータ回路5は、整流回路4で全波整流された入力交流電圧をフライバックトランスT1に印加する。PWM制御IC11は、スイッチング素子Q1を制御してフライバックトランスT1の一次巻線Np1に入力された電流をスイッチング(断続)させることで、電流不連続モードでPWM制御を行い、フライバックトランスT1の二次巻線Ns1に誘起されたスイッチング電圧を、平滑整流回路12で整流平滑化して出力する。なお、Cレスコンバータ回路5の出力には、ACリップルが重畳しているが、負荷100がオーディオアンプである場合には、このACリップルが所定の範囲内であれば全く問題ない。
The C-less converter circuit 5 stores power in the flyback transformer T1 while the switching element Q1 is ON, and supplies the
ノイズフィルタ6は、コイルL201及びコンデンサC202から成り、スパイクノイズなどを除去する。 The noise filter 6 includes a coil L201 and a capacitor C202, and removes spike noise and the like.
電圧制御回路7は、基準電圧Vref1のシャントレギュレータIC2と、シャントレギュレータIC2のリファレンスに出力電圧Voを分圧して印加する2つの抵抗R1,R2と、を備えている。電圧制御回路7は、Cレスコンバータ回路5が出力した電圧を降圧して、負荷100へ印加する出力電圧Voを一定電圧に制御する。
The voltage control circuit 7 includes a shunt regulator IC2 having a reference voltage Vref1 and two resistors R1 and R2 that divide and apply the output voltage Vo to the reference of the shunt regulator IC2. The voltage control circuit 7 steps down the voltage output from the C-less converter circuit 5 and controls the output voltage Vo applied to the
負帰還回路8は、フォトカプラPC1と、コンデンサC4と、を備えている。フォトカプラPC1は、発光ダイオードD202が電圧制御回路7のシャントレギュレータIC2と抵抗R207との間に接続されており、フォトトランジスタTr101のコレクタがPWM制御IC11に接続されている。また、コンデンサC4は、シャントレギュレータIC2のカソードとリファレンスとの間に接続されている。コンデンサC4の容量は、数μF〜数10μFに設定されている。負帰還回路8は、負荷100へ供給する出力電流の変動を入力交流周波数よりも遅い速度でCレスコンバータ回路5へフィードバックする。
The
出力電力検出回路9は、二次巻線Ns1の出力電力の変化に応じて出力電圧が変化するフライバックトランスT1の補助巻線Np2と、補助巻線Np2の出力を整流・平滑するダイオードD1及び平滑用のコンデンサC3と、により構成されている。 The output power detection circuit 9 includes an auxiliary winding Np2 of the flyback transformer T1 whose output voltage changes according to a change in output power of the secondary winding Ns1, a diode D1 that rectifies and smoothes the output of the auxiliary winding Np2, and And a smoothing capacitor C3.
フライバックトランスT1の補助巻線Np2は、直流抵抗≠0、漏れインダクタンス≠0であるため、二次巻線Ns1の出力電力が増加すると、これに比例して補助巻線の出力電力は増加する。出力電力検出回路9は、このように、二次巻線Ns1の出力電力の変化に応じた電圧を一次コンデンサ接離回路10へ出力する。
Since the auxiliary winding Np2 of the flyback transformer T1 has DC resistance ≠ 0 and leakage inductance ≠ 0, when the output power of the secondary winding Ns1 increases, the output power of the auxiliary winding increases in proportion to this. . In this way, the output power detection circuit 9 outputs a voltage corresponding to the change in the output power of the secondary winding Ns1 to the primary capacitor contact /
なお、フライバックトランスT1の補助巻線Np2における出力電圧の増加の度合いは、補助巻線Np2と二次巻線Ns1の結合、二次巻線Ns1と一次巻線Np1の結合の度合いによって変わる。すなわち、フライバックトランスの構造を替えることで、補助巻線Np2における出力電圧の増加の度合いを容易に変更することができる。 The degree of increase in the output voltage in the auxiliary winding Np2 of the flyback transformer T1 varies depending on the degree of coupling between the auxiliary winding Np2 and the secondary winding Ns1, and the coupling between the secondary winding Ns1 and the primary winding Np1. That is, by changing the structure of the flyback transformer, the degree of increase of the output voltage in the auxiliary winding Np2 can be easily changed.
一次コンデンサ接離回路10は、予め設定された閾値電圧Vthを出力する電源Vtと、出力電力検出回路9の出力電圧と閾値電圧とを比較して、その結果に応じた信号を出力するコンパレータCp1と、コンパレータCp1の出力信号を反転させるインバータIn1と、整流回路4の出力を平滑化する一次側コンデンサC2と、この一次側コンデンサC2を回路に対して接離するスイッチング素子Q2と、を備えている。図2には、一例としてスイッチング素子Q2をMOS FETで構成した場合を示している。なお、スイッチング素子Q2として、リレーを用いることもできる。また、一次側コンデンサC2としては、一般的なスイッチング電源装置の一次側に使用される数百μFの電解コンデンサを用いると良い。
The primary capacitor contact /
図3は、スイッチング電源装置のフライバックトランスにおける入力電圧、入力電流、及び出力電流の波形図である。一次コンデンサ接離回路10は、出力電力検出回路9の出力電圧が閾値電圧Vth以上であると、スイッチング素子Q2をオンにして整流回路4の出力端4o1,4o2に一次側コンデンサC2を接続する。また、一次コンデンサ接離回路10は、出力電力検出回路9の出力電圧が閾値電圧Vth未満であると、スイッチング素子Q2をオフにして整流回路4の出力端4o1,4o2から一次側コンデンサC2を切り離す。
FIG. 3 is a waveform diagram of an input voltage, an input current, and an output current in the flyback transformer of the switching power supply device. When the output voltage of the output power detection circuit 9 is equal to or higher than the threshold voltage Vth, the primary capacitor contact /
このように、出力電圧が閾値電圧Vth以下の場合には、一次側コンデンサC2が整流回路4の出力端から切り離されているので、スイッチング電源装置1はCレスコンバータ回路となる。したがって、高調波の発生を抑制でき、突入電流防止素子が不要となる。また、トランスとして、低周波電源トランスよりも小型である高周波電源トランス(フライバックトランスT1)を使用するので、装置を小型軽量化することができる。
Thus, when the output voltage is equal to or lower than the threshold voltage Vth, the primary-side capacitor C2 is disconnected from the output terminal of the rectifier circuit 4, so that the switching
一方、出力電圧が閾値電圧Vthを超えてピーク値に近づいた場合には、一次側コンデンサC2が整流回路4の出力端に接続されるので、ピーク値は従来のコンバータ方式のスイッチング電源装置と同様となる。したがって、スイッチング素子Q1(MOS FET)やフライバックトランスT1に大きなものを使用することなく、ピーク出力時には大出力を達成することができる。 On the other hand, when the output voltage exceeds the threshold voltage Vth and approaches the peak value, the primary side capacitor C2 is connected to the output terminal of the rectifier circuit 4, so that the peak value is the same as that of the conventional converter type switching power supply device. It becomes. Therefore, a large output can be achieved at peak output without using a large switching element Q1 (MOS FET) or flyback transformer T1.
さらに、本発明のスイッチング電源装置1では、負帰還回路8は、負荷へ供給する出力電流の変動を入力交流周波数よりも遅い速度でCレスコンバータ回路5へフィードバックする。そのため、負帰還回路のフィードバック速度を調整することで、図3に示すように、入力交流電流を入力交流電圧と同相にして入力交流電流Iacを入力交流電圧Vacに比例させることができ、これにより力率を改善することができる。
Furthermore, in the switching
ここで、閾値電圧Vth近辺のリニア領域でチャタリングが発生する場合には、図2に点線で示すように、抵抗RthをコンパレータCp1の反転入力端子にその一端を接続し、その他端を出力端子に接続してヒステリシスコンパレータを構成すると良い。これにより、上記のようなチャタリングの発生を防止でき、閾値電圧Vth近辺のリニア領域での損失を解消できる。 Here, when chattering occurs in a linear region near the threshold voltage Vth, one end of the resistor Rth is connected to the inverting input terminal of the comparator Cp1, and the other end is connected to the output terminal, as shown by a dotted line in FIG. It is better to connect and configure a hysteresis comparator. Thereby, the occurrence of chattering as described above can be prevented, and the loss in the linear region near the threshold voltage Vth can be eliminated.
次に、本発明のスイッチング電源装置1では、前記のように負帰還回路8のフォトカプラPC1の発光ダイオードD202は、電圧制御回路7のシャントレギュレータIC2と接続されており、電圧制御回路7の出力電圧が変動してもフォトカプラPC1によりPWM制御IC11へフィードバックされるので、PWM制御IC11はPWM制御を行って、出力電圧Voを一定電圧に安定させることができる。ここで、電圧制御回路7の出力電圧は、シャントレギュレータIC2の基準電圧Vref1と、シャントレギュレータIC2のリファレンスに出力電圧Voを分圧して印加する2つの抵抗R1,R2と、によって決まり、Vo=Vref1×(1+R1/R2)である。
Next, in the switching
スイッチング電源装置1は商用交流電源2に接続して使用し、入力交流は、ノイズフィルタ3でノイズが除去された後に、整流回路4で全波整流され、Cレスコンバータ回路5でPWM制御がなされ、平滑整流回路12より平滑・整流されて、ノイズフィルタ6でノイズが除去される。そして、電圧制御回路7で電圧が調整されて負荷100に直流出力が供給される。また、出力電圧が閾値電圧Vthよりも低い場合には、一次側コンデンサC2は整流回路4の出力端に接続されないので、Cレスコンバータ回路となり高調波の発生を抑制できる。また、出力電圧が閾値電圧Vth以上の場合には、一次側コンデンサC2は整流回路4の出力端4o1,4o2に接続されるので、整流回路4の出力は平滑化されて、入力電流のピーク値が抑制される。
The switching
以上のように、本発明のスイッチング電源装置は、電源高調波対策が不要であり、低周波電源トランスを使用した電源装置と同様の出力特性にすることができ、低周波電源トランスを使用した電源装置に比べてサイズを小型化することができる。また、出力電力(電圧)がピーク値に近づいた場合には、一次側コンデンサC2が整流回路4の出力端に接続されるので、スイッチング素子Q1(MOS FET)やフライバックトランスT1に大きなものを使用することなく、ピーク出力時には大出力を達成することができる。よって、本発明のスイッチング電源装置は、オーディオアンプ用の電源装置として好適である。 As described above, the switching power supply device of the present invention does not require countermeasures against power supply harmonics, can have the same output characteristics as a power supply device using a low-frequency power transformer, and uses a low-frequency power transformer. The size can be reduced as compared with the apparatus. When the output power (voltage) approaches the peak value, the primary side capacitor C2 is connected to the output terminal of the rectifier circuit 4, so that a large switching element Q1 (MOS FET) or flyback transformer T1 is used. Without use, a high output can be achieved at the peak output. Therefore, the switching power supply device of the present invention is suitable as a power supply device for an audio amplifier.
ここで、本発明のスイッチング電源装置をオーディオアンプに組み込んで、オーディオアンプシステムを構成する場合には、例えば以下のように設定すると良い。すなわち、オーディオアンプでは、平均的な出力の上限が最大出力の1/8程度とされているので、オーディオアンプ用の電源装置に適用して、最大出力の1/8程度またはそれを多少上回る程度の出力まではCレスコンバータ方式のスイッチング電源装置として動作し、それ以上の出力では平滑コンデンサを有するコンバータ方式のスイッチング電源装置として動作するように、閾値電力を設定すると良い。例えば、最大出力が600Wのオーディオアンプの場合には、閾値電力を75Wに設定すると良い。 Here, when the switching power supply device of the present invention is incorporated in an audio amplifier to form an audio amplifier system, for example, the following settings may be made. That is, in the audio amplifier, the upper limit of the average output is set to about 1/8 of the maximum output. Therefore, when applied to the power supply device for the audio amplifier, about 1/8 of the maximum output or slightly higher than that. It is preferable to set the threshold power so that it operates as a C-less converter type switching power supply device up to the output, and operates as a converter type switching power supply device having a smoothing capacitor at higher outputs. For example, in the case of an audio amplifier with a maximum output of 600 W, the threshold power may be set to 75 W.
なお、図2には、フライバックトランスT1の補助巻線Np2により出力電圧を検出して、一次コンデンサ接離回路10で一次側コンデンサC2を回路に対して接離する構成を示したが、本発明はこれに限るものではなく他の構成であっても良い。例えば、フライバックトランスT1の二次巻線Ns1に接続された平滑整流回路12の後段に、出力電力の測定回路を設けて、出力電力を検出する。そして、この出力電力と所定の閾値電力とを比較して、比較結果に応じて一次コンデンサ接離回路10で一次側コンデンサC2を回路に対して接離するように構成することも可能である。
FIG. 2 shows a configuration in which the output voltage is detected by the auxiliary winding Np2 of the flyback transformer T1, and the primary capacitor contact /
1−スイッチング電源装置 2−商用交流電源 3−ノイズフィルタ
4−整流回路 5−コンデンサレスフライバックコンバータ回路
6−ノイズフィルタ 7−電圧制御回路 8−負帰還回路
9−出力電力検出回路 10−一次コンデンサ接離回路
11−PWM制御IC 12−平滑整流回路
1-switching power supply device 2-commercial AC power source 3-noise filter 4-rectifier circuit 5-capacitor-less flyback converter circuit 6-noise filter 7-voltage control circuit 8-negative feedback circuit 9-output power detection circuit 10-primary capacitor Contact / separation circuit 11-PWM control IC 12-smoothing rectifier circuit
Claims (4)
一次巻線、二次巻線、及び補助巻線を有するフライバックトランスと、
前記整流回路で整流後に前記フライバックトランスの一次巻線に印加された入力電圧をスイッチング素子でスイッチングして、前記フライバックトランスの二次巻線に誘起されたスイッチング電圧を整流素子及びコンデンサで整流平滑化して出力するコンデンサレスフライバックコンバータ回路と、
前記コンデンサレスフライバックコンバータ回路が出力した電圧を降圧して、負荷へ印加する出力電圧を一定電圧に制御する電圧制御回路と、
負荷へ供給する出力電流の変動を交流入力周波数よりも遅い速度で前記コンバータ回路へフィードバックして、交流入力電流を交流入力電圧に比例させる負帰還回路と、
出力電力を検出する出力電力検出回路と、
前記整流回路で整流された入力電圧を平滑化するための一次側コンデンサと、
前記出力電力検出回路が検出した出力電力が閾値以上であると、前記一次側コンデンサを前記整流回路の出力端に接続し、前記出力電力検出回路が検出した出力電力が閾値未満であると、前記一次側コンデンサを前記整流回路の出力端から切り離す一次コンデンサ接離回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。 A rectifier circuit for rectifying an AC input;
A flyback transformer having a primary winding, a secondary winding, and an auxiliary winding;
The input voltage applied to the primary winding of the flyback transformer after rectification by the rectifier circuit is switched by a switching element, and the switching voltage induced in the secondary winding of the flyback transformer is rectified by the rectification element and the capacitor. Capacitor-less flyback converter circuit that smoothes and outputs,
A voltage control circuit that steps down the voltage output from the capacitorless flyback converter circuit and controls the output voltage applied to the load to a constant voltage;
A negative feedback circuit that feeds back the fluctuation of the output current supplied to the load to the converter circuit at a speed slower than the AC input frequency, and makes the AC input current proportional to the AC input voltage;
An output power detection circuit for detecting output power;
A primary capacitor for smoothing the input voltage rectified by the rectifier circuit;
When the output power detected by the output power detection circuit is greater than or equal to a threshold value, the primary side capacitor is connected to the output terminal of the rectifier circuit, and the output power detected by the output power detection circuit is less than the threshold value, A primary capacitor contact / separation circuit for disconnecting the primary side capacitor from the output terminal of the rectifier circuit;
A switching power supply device comprising:
前記一次コンデンサ接離回路は、前記一次側コンデンサを前記整流回路の出力端に対して接離する接離部と、前記出力電力検出回路の出力電力に応じた電圧と閾値とを比較し、その結果に応じて接離部を制御するコンパレータと、を備えた請求項1に記載のスイッチング電源装置。 The output power detection circuit is configured to include an auxiliary winding of the flyback transformer, a rectifying element and a capacitor for rectifying and smoothing the output of the auxiliary winding,
The primary capacitor contact / separation circuit compares a contact / separation part that contacts and separates the primary capacitor with respect to the output terminal of the rectifier circuit, a voltage corresponding to the output power of the output power detection circuit, and a threshold value. The switching power supply device according to claim 1, further comprising: a comparator that controls the contact / separation portion according to a result.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005149909A JP4650101B2 (en) | 2005-05-23 | 2005-05-23 | Switching power supply device and audio amplifier system |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005149909A JP4650101B2 (en) | 2005-05-23 | 2005-05-23 | Switching power supply device and audio amplifier system |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006333555A JP2006333555A (en) | 2006-12-07 |
JP4650101B2 true JP4650101B2 (en) | 2011-03-16 |
Family
ID=37554658
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005149909A Expired - Fee Related JP4650101B2 (en) | 2005-05-23 | 2005-05-23 | Switching power supply device and audio amplifier system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4650101B2 (en) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5042879B2 (en) * | 2007-09-25 | 2012-10-03 | パナソニック株式会社 | Switching power supply |
CN106026649B (en) | 2016-07-02 | 2019-02-12 | 深圳市华星光电技术有限公司 | DC-DC conversion circuit |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0799775A (en) * | 1993-09-27 | 1995-04-11 | Canon Inc | Power source unit |
JP2000308352A (en) * | 1999-04-15 | 2000-11-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Controller for air conditioner |
JP2002300780A (en) * | 2001-03-30 | 2002-10-11 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | Switching power supply device |
JP2004282973A (en) * | 2003-03-19 | 2004-10-07 | Mitsumi Electric Co Ltd | Switching power supply |
JP2004303431A (en) * | 2003-03-28 | 2004-10-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Backlight device |
-
2005
- 2005-05-23 JP JP2005149909A patent/JP4650101B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0799775A (en) * | 1993-09-27 | 1995-04-11 | Canon Inc | Power source unit |
JP2000308352A (en) * | 1999-04-15 | 2000-11-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Controller for air conditioner |
JP2002300780A (en) * | 2001-03-30 | 2002-10-11 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | Switching power supply device |
JP2004282973A (en) * | 2003-03-19 | 2004-10-07 | Mitsumi Electric Co Ltd | Switching power supply |
JP2004303431A (en) * | 2003-03-28 | 2004-10-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Backlight device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2006333555A (en) | 2006-12-07 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8649189B2 (en) | Power supply with single stage converter for performing power factor correction and resonant conversion | |
US7453248B2 (en) | Switching power supply device | |
JP4251128B2 (en) | Switching power supply | |
US8976545B2 (en) | Current resonance power supply for detecting overcurrent based on an output from a current compensation unit | |
US20100165671A1 (en) | Switched-mode Power Supplies | |
US9564813B2 (en) | Switching power-supply device | |
CN109889062B (en) | Power converter and method of controlling power converter | |
KR101858059B1 (en) | Switch control circuit, power factor corrector comprising the same, and driving mehtod of the power factor corrector | |
JPH04299070A (en) | Switching regulator | |
KR100758127B1 (en) | Power supply | |
JP2010124567A (en) | Switching power supply device | |
WO2021027675A1 (en) | Switching power supply device | |
JP4650101B2 (en) | Switching power supply device and audio amplifier system | |
US9954453B1 (en) | Switching power supply device and switching control circuit | |
KR20180109796A (en) | DC/DC Converter circuit of switching regulator | |
JP3116835B2 (en) | Switching power supply | |
US10224806B1 (en) | Power converter with selective transformer winding input | |
JP3616028B2 (en) | Rise control circuit used in switching converter | |
JP4784153B2 (en) | Power supply | |
JPS64917B2 (en) | ||
JPH0729745Y2 (en) | Multi-output switching regulator | |
KR200354513Y1 (en) | Swithcing mode power supply for induction range | |
JP2007274853A (en) | Dc/dc converter | |
JP4218286B2 (en) | Switching power supply | |
JP2005045949A (en) | Dc power supply device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080321 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20101105 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20101116 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20101129 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131224 Year of fee payment: 3 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |