JP4643404B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、複数の半導体スイッチング素子を用いて直流電力を三相の交流電力に変換するインバータ制御装置に関し、特に前記複数の半導体スイッチング素子のスイッチング状態を規定する三相のＰＷＭ（パルス幅変調）信号の生成をインバータ主回路の母線に流れる直流電流を検出して行うインバータ制御装置に関するものである。

インバータ制御装置は、一般に、直流電源の正極端に接続される母線と負極端に接続される母線との間に直列接続した２つの半導体スイッチング素子の３組を並列に配置し、各組の直列接続端から三相モータへの駆動信号を出力するインバータ主回路と、前記インバータ主回路が三相モータに供給する３相分の電流値を求め、それに基づきベクトル長を有しない２つの電圧ゼロベクトルとベクトル長を有する６つの電圧ベクトルとの組み合わせからなる三相のＰＷＭ信号を各キャリア周期において生成し、前記複数の半導体スイッチング素子をオン・オフ駆動するインバータ制御部とで構成される。この発明は、インバータ制御部の改良に関する。

ところで、前記インバータ主回路が生成する３相分の電流値を求めるための電流検出手段の構成簡素化等を図るため、三相モータへの実際の駆動電流を検出するのではなく、前記インバータ主回路の正極側または負極側の母線に流れる直流電流を検出する場合、１キャリア周期中に直流電流から２相分の相電流情報を検出できないことが起こる。

そこで、例えば特許文献１では、前記直流電源と前記インバータ主回路との間に接続され、１つの瞬時電流情報を前記ＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半で検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半で検出する１つの電流検出手段と、前記ＰＷＭ信号の１キャリア周期中における２つの電圧ゼロベクトルのうちのどちらか一方を１キャリア周期の前半で発生させ、残りの電圧ゼロベクトルを１キャリア周期の後半で発生させる電圧ベクトル発生手段とを備え、前記瞬時電流検出後に電圧ゼロベクトルを発生させるか、または前記瞬時電流検出前に電圧ゼロベクトルを発生させるようにして、前記瞬時電流検出時には電圧ゼロベクトルが発生しないようにしたインバータ制御装置が開示されている。

特許第３６１０８９７号公報

しかしながら、上記従来のインバータ制御装置は、１キャリア周期中における２つの電圧ゼロベクトルのうちのどちらか一方を１キャリア周期の前半に発生させ、残りの電圧ゼロベクトルを１キャリア周期の後半周期で発生させるようにしているので、低回転領域のように電圧ゼロベクトルの占める割合が大きく、１つの電圧ゼロベクトルが半キャリア周期以上に跨る状態にある場合は想定通りの制御ができないという問題がある。

また、１つの瞬時電流情報をＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半周期で検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半周期で検出するようにしているので、２つの瞬時電流検出タイミングの時間差が大きくなり、特に高回転領域ではこの検出タイミングの差による影響で制御性が悪化する可能性がある。

加えて、ＰＷＭ信号を生成するには、常に２つの電圧ゼロベクトルを必要とするので、電圧ゼロベクトルを１つしか含まない二相変調方式には対応できないという問題もある。

要するに、従来のインバータ制御装置では、インバータ主回路の母線に流れる直流電流に基づきＰＷＭ信号を生成する場合、電圧ゼロベクトルの制約を受け、また、１つの瞬時電流情報をＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半周期で検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半周期で検出するという制約を受けるので、信頼性のある安定した運転ができないという問題がある。

この発明は、上記に鑑みてなされたものであり、インバータ主回路の母線に流れる直流電流に基づいてＰＷＭ信号を生成する場合に、電圧ゼロベクトルの制約を受けずに、また、１つの瞬時電流情報をＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半周期で検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半周期で検出するという制約を受けずに、信頼性のある安定した運転が実現できるインバータ制御装置を得ることを目的とする。

上述した目的を達成するために、この発明は、直流電源の正極端と負極端とにそれぞれ接続される直流母線間に配置した複数の半導体スイッチング素子を用いて前記直流電源が供給する直流電力を三相交流電力に変換するインバータ主回路、前記インバータ主回路を制御するインバータ制御部とを備えるインバータ制御装置において、前記インバータ制御部は、前記直流母線の一方に流れる直流電流を検出する直流電流検出手段と、前記直流電流検出手段にて検出された直流電流から得られる相電流情報の各相において、相電圧基本波の最大値位相の前後３０°の計６０°となる区間と、相電圧基本波の最小値位相の前後３０°の計６０°となる区間とをスイッチングしないように制御する二相変調方式に基づいて三相各相のタイマ値を演算するタイマ値演算手段と、前記タイマ値演算手段にて求められた前記三相各相のタイマ値と、スイッチングしない相が切り替わる毎に位相が１８０°変更されるキャリアとに基づいて、前記複数の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号あって、三相のうち特定の一相を前記スイッチングしない相にするための固定用ＰＷＭ信号と互いのパルス幅に大小関係を有し残り二相の間で変調を行うための変調用ＰＷＭ信号とを生成するＰＭＷ信号生成手段と、１キャリア周期毎に前記変調用ＰＷＭ信号をシフトしてから前記インバータ主回路に供給するか否かを、前記直流電流から２相分の相電流情報を得るのに必要な時間幅として予め定めた判定時間幅を用いて判定するＰＷＭ信号シフト判定手段と、前記ＰＷＭ信号シフト判定手段が前記変調用ＰＷＭ信号をシフトしてから出力すると判定した場合に、１キャリア周期内で前記直流電流から得られる前記相電流情報の数が増えるように前記変調用ＰＷＭ信号をシフトするＰＷＭ信号シフト手段と、最終的に前記インバータ主回路に供給する前記ＰＷＭ信号に基づいて前記直流電流から前記相電流情報を検出するタイミングを生成する検出タイミング生成手段とを備えていることを特徴とする。

この発明によれば、電圧ゼロベクトルによる制約を受けないインバータ制御装置を得ることができ、低回転領域のように電圧ゼロベクトルの占める割合が大きく、１つの電圧ゼロベクトルが半キャリア周期を超える状態にある場合においても制御が可能となる。また１つの瞬時電流情報をＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半周期で検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半周期で検出するという制御制約をなくすことができるので、２つの瞬時電流検出タイミングの時間差による制御性の悪化を極力抑えることができる。そして、インバータ主回路でのスイッチング損失を低減できる二相変調方式にも対応可能となる。

この発明によれば、インバータ主回路の母線に流れる直流電流に基づいてＰＷＭ信号を生成する場合でも、信頼性のある安定した運転が実現できるインバータ制御装置が得られるという効果を奏する。

以下に図面を参照して、この発明にかかるインバータ制御装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すインバータ制御装置は、直流電源１が入力端に接続され、三相モータ３が出力端に接続されるインバータ主回路２と、インバータ主回路２の動作状態に基づき当該インバータ主回路２を制御して三相モータ３を所望の運転状態に駆動するインバータ制御部７Ａとで構成される。

インバータ主回路２は、直流電源１の正極端に接続される直流母線Ｐと負極端に接続される直流母線Ｎとの間に直列接続した２つの半導体スイッチング素子の３組「ＳＷ１，ＳＷ４」「ＳＷ２，ＳＷ５」「ＳＷ３，ＳＷ６」を並列に設けたスイッチング回路と、図示してないが各半導体スイッチング素子をインバータ制御部７Ａからの駆動信号であるＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」によってオン・オフ駆動する駆動回路とを備えている。各半導体スイッチング素子には、フライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列に接続されている。

３組の半導体スイッチング素子「ＳＷ１，ＳＷ４」「ＳＷ２，ＳＷ５」「ＳＷ３，ＳＷ６」の各直列接続端は、直流電源１の直流電力を三相擬似正弦波の交流電力に変換して出力する出力端を構成し、三相モータ３が接続される。なお、図１に示す例では、各半導体スイッチング素子は、絶縁ゲートを持つ電力スイッチング素子ＩＧＢＴで構成されるとしている。また、インバータ主回路２は、例えば、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）によって構成されている。

三相モータ３は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる三相Ｙ形結線のステータ３ａと、永久磁石ロータ３ｂとから構成される。

そして、インバータ主回路２の動作状態をインバータ制御部７Ａに取り込む手段として図１では、負極側の直流母線Ｎに、直流電源１に向かって流れる直流電流を検出するための検出素子（図示例では抵抗器）４が介挿され、抵抗器４での降下電圧が入力される直流電流増幅回路５（図２参照）が設けられ、また、直流電源１の直流電圧（母線電圧）を検出する直流電圧検出回路６（図３参照）が設けられている。

図２は、直流電流増幅回路５の構成例を示す回路図である。直流電流増幅回路５は、例えば図２に示すように、ＯＰアンプ５ａと抵抗素子５ｂ，５ｃとからなる非反転増幅回路で構成され、抵抗器４での降下電圧を増幅した直流電流情報（母線電流）ｉｄｃをインバータ制御部７Ａ内のＡ／Ｄ変換回路８に与える。この抵抗器４と直流電流増幅回路５とは全体として直流電流検出手段Ｑを構成している。

また、図３は、直流電圧検出回路６の構成例を示す回路図である。直流電圧検出回路６は、例えば図３に示すように、直流電源１の直流電圧（母線電圧）を直列接続した抵抗素子６ａ，６ｂにて分圧し、その分圧電圧をコンデンサ６ｃにて平滑化した直流電圧情報ｖｄｃをインバータ制御部７Ａ内のＡ／Ｄ変換回路９に与えるようになっている。

インバータ制御部７Ａは、外部から入力される周波数指令ｆ＊と、直流電流検出手段Ｑにて検出された直流電流情報ｉｄｃと、直流電圧検出回路６にて検出された直流電圧情報ｖｄｃとに基づいてインバータ主回路２の半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオン・オフ駆動するためのＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」を生成する。なお、ＰＷＭ信号「ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ」は、インバータ主回路２の直流母線Ｐに接続される上アーム側の半導体スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を駆動する信号であり、ＰＷＭ信号「ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ」は、インバータ主回路２の直流母線Ｎに接続される下アーム側の半導体スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６を駆動する信号である。

インバータ制御部７Ａは、上記したＡ／Ｄ変換回路８，９、直流電流／相電流変換手段１０、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａ、タイマ値演算手段１２、ＰＷＭ信号生成手段１３Ａ、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４、ＰＷＭ信号シフト手段１５、検出タイミング生成手段１６及び電圧ベクトル情報保持手段１７を備えている。これらの各手段は、例えばマイクロプロセッサにて実現することができる。

検出タイミング生成手段１６は、最終的にインバータ主回路２に供給されるＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」に基づいて、Ａ／Ｄ変換回路８のＡ／Ｄ変換トリガタイミングを１キャリア周期内で２つ（Ｔｒｇ１，Ｔｒｇ２）生成する。

Ａ／Ｄ変換回路８は、直流電流検出手段Ｑが検出した直流電流情報ｉｄｃを検出タイミング生成手段１６にて生成されたトリガタイミングＴｒｇ１，Ｔｒｇ２においてディジタル変換し、トリガタイミングＴｒｇ１での直流電流情報Ｉｄｃ１と、トリガタイミングＴｒｇ２での直流電流情報Ｉｄｃ２とを直流電流／相電流変換手段１０に与える。このように、直流電流検出手段Ｑにて検出された１つの直流電流情報ｉｄｃから１キャリア周期中に２つの直流電流情報Ｉｄｃ１，Ｉｄｃ２が得られる。

一方、Ａ／Ｄ変換回路９は、Ａ／Ｄ変換回路８の動作とは無関係に、直流電圧検出回路６にて検出された直流電圧情報ｖｄｃを常時ある時間間隔（例えば１０μｓ）毎にディジタル変換し、その変換した直流電圧情報Ｖｄｃを電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａに与える。

電圧ベクトル情報保持手段１７は、最終的にインバータ主回路２に供給されるＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」に基づき、２つのリガタイミングＴｒｇ１，Ｔｒｇ２時の電圧ベクトル情報Ｖａ，Ｖｂを保持する。

直流電流／相電流変換手段１０は、トリガタイミングＴｒｇ１，Ｔｒｇ２においてＡ／Ｄ変換された直流電流情報Ｉｄｃ１，Ｉｄｃ２を、電圧ベクトル情報保持手段１７にて保持されたトリガタイミングＴｒｇ１，Ｔｒｇ２時の電圧ベクトル情報Ｖａ，Ｖｂによって１キャリア周期毎に２相分の相電流情報に変換する。残りの一相分の相電流情報は検出した２相分の相電流情報から算出する。ここで、Ａ／Ｄ変換には高速なものでも数μｓ程度の処理時間を有するので、直流電流情報から相電流情報に変換する際の制約の一要因となっている。そのため、この実施の形態では、直流電流専用に使用するＡ／Ｄ変換回路８と直流電圧専用に使用するＡ／Ｄ変換回路９とを設けている。

電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａは、例えば図４に示すように構成され、直流電流／相電流変換手段１０にて変換された３相分の相電流情報Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、Ａ／Ｄ変換回路９にて変換された直流電圧情報Ｖｄｃと、外部から入力される周波数指令ｆ＊とから、電圧指令値Ｖ＊と位相指令値θ＊とを演算し、タイマ値演算手段１２に与える。

図４は、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａの構成例を示すブロック図である。例えば図４に示すように、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａは、３相／２相座標変換手段１１ａと、周波数／位相推定手段１１ｂと、周波数比較手段１１ｃと、ｄ軸電流指令値演算手段１１ｄと、ｄ軸電流比較手段１１ｅと、ｑ軸電流指令値演算手段１１ｆと、ｑ軸電流比較手段１１ｇと、ｄｑ軸電圧指令値演算手段１１ｈと、電圧指令値演算手段１１ｉと、位相指令値演算手段１１ｊと、ｄｑ変換用位相演算手段１１ｋと、ｄｑ変換用位相保持手段１１Ｌとを備えている。

図４において、３相／２相座標変換手段１１ａは、直流電流／相電流変換手段１０が変換した３相分の相電流情報Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、ｄｑ変換用位相保持手段１１Ｌが保持するｄｑ変換用位相θｄｑに基づいてｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。変換されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑは、周波数／位相推定手段１１ｂに入力される。また、変換されたｄ軸電流Ｉｄは、ｄ軸電流比較手段１１ｅに入力される。一方、変換されたｑ軸電流Ｉｑは、ｄ軸電流指令値演算手段１１ｄとｑ軸電流比較手段１１ｇとに入力される。

周波数／位相推定手段１１ｂは、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑよって実行周波数ｆおよび永久磁石ロータ３ｂの磁極位置の位相θを推定する。推定された実行周波数ｆは、周波数比較手段１１ｃと位相指令値演算手段１１ｊとｄｑ変換用位相演算手段１１ｋとに入力される。また、推定された位相θは、位相指令値演算手段１１ｊとｄｑ変換用位相演算手段１１ｋとに入力される。

ｄｑ変換用位相演算手段１１ｋは、実行周波数ｆと位相θとからｄｑ変換用の位相θｄｑを求め、それをｄｑ変換用位相保持手段１１Ｌに与えて保持させる。

周波数比較手段１１ｃは、外部から供給される周波数指令ｆ＊と推定された実行周波数ｆとの周波数誤差ｆｅｒｒを求め、それをｑ軸電流指令値演算手段１１ｆに与える。ｑ軸電流指令値演算手段１１ｆは、周波数誤差ｆｅｒｒからｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求め、それをｑ軸電流比較手段１１ｇに与える。ｑ軸電流比較手段１１ｇは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとのｑ軸電流誤差Ｉｑｅｒｒを求め、それをｄｑ軸電圧指令値演算手段１１ｈに与える。

また、ｄ軸電流指令値演算手段１１ｄは、ｑ軸電流Ｉｑからｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を求め、それをｄ軸電流比較手段１１ｅに与える。ｄ軸電流比較手段１１ｅは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとのｄ軸電流誤差Ｉｄｅｒｒを求め、それをｄｑ軸電圧指令値演算手段１１ｈに与える。

ｄｑ軸電圧指令値演算手段１１ｈは、ｄ軸電流誤差Ｉｄｅｒｒとｑ軸電流誤差Ｉｑｅｒｒとからｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を求め、電圧指令値演算手段１１ｉに与える。電圧指令値演算手段１１ｉは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とＡ／Ｄ変換回路９から入力される直流電圧情報Ｖｄｃとを次の式（１）に適用して正規化値からなる電圧指令値Ｖ＊を求め、タイマ値演算手段１２に与える。
電圧指令値Ｖ＊＝√２×√（Ｖｄ＊²＋Ｖｑ＊²）／Ｖｄｃ …（１）

また、位相指令値演算手段１１ｊは、実行周波数ｆと位相θとから実際のＰＷＭ信号が出力されるタイミングの位相を与える位相指令値θ＊を求め、タイマ値演算手段１２に与える。

次に、図１において、タイマ値演算手段１２は、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａにて演算された電圧指令値Ｖ＊と位相指令値θ＊とから、ＰＷＭ信号のパルス幅を規定する各相のタイマ値（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）を演算し、ＰＷＭ信号生成手段１３Ａに出力する。なお、ＴｕはＵ相タイマ値であり、ＴｖはＶ相タイマ値であり、ＴｗはＷ相タイマ値である。ここで、タイマ値は、各相において相電圧基本波の最大値位相の前後３０°の計６０°となる区間と、相電圧基本波の最小値位相の前後３０°の計６０°となる区間とをスイッチングしないように制御する二相変調方式に基づいて演算される。

ＰＷＭ信号生成手段１３Ａは、タイマ値演算手段１２にて演算された各相のタイマ値（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）に基づき、インバータ主回路２の半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオン・オフ駆動するためのＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」を生成し、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４に与える。

ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、１キャリア周期毎に、ＰＷＭ信号生成手段１３にて生成された３相分のＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」のうち判定対象となる２相分のＰＷＭ信号のパルス幅およびパルス幅差に基づいてＰＷＭ信号をシフトするか否かを判定し、判定結果をＰＷＭ信号シフト手段１５と検出タイミング生成手段１６と電圧ベクトル情報保持手段１７とに与え、その判定結果に応じて次の動作を行う。

すなわち、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、シフトすると判定しない場合には、ＰＷＭ信号生成手段１３Ａが生成したＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」を直接検出タイミング生成手段１６と電圧ベクトル情報保持手段１７とに供給し、また直接インバータ主回路２に供給する。

一方、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、シフトすると判定した場合には、ＰＷＭ信号生成手段１３Ａが生成したＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」をＰＷＭ信号シフト手段１５に出力する。ＰＷＭ信号シフト手段１５は、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４から入力するＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」を１キャリア周期内で直流電流から得られる相電流情報の数が増えるようにシフトし、そのシフトしたＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」を検出タイミング生成手段１６と電圧ベクトル情報保持手段１７とに出力し、またインバータ主回路２に供給する。

つまり、検出タイミング生成手段１６と電圧ベクトル情報保持手段１７とには、最終的にインバータ主回路２に供給されるＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」が入力される。

次に、インバータ制御部７Ａの動作について説明する。インバータ主回路２の半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、上アーム側の半導体スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３がオン動作するか、下アーム側の半導体スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６がオン動作するかのどちらかであり、３相分あるので、全部で８種類のスイッチング状態が存在する。これが、三相モータ３への出力状態である。

図５は、基本電圧ベクトルと電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａが生成する電圧指令値Ｖ＊及び位相指令値θ＊との関係を説明するベクトル図である。図５において、Ｖ０〜Ｖ７は、インバータ主回路２の半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の上記した８通りのスイッチング状態を規定する基本電圧ベクトルである。そのうち、６０°の間隔で配置される基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、ベクトル長を持つ電圧ベクトルであり、原点位置に示される基本電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、ベクトル長を持たない電圧ゼロベクトルである。図５では、電圧ベクトルＶ４の方向を基準位相とし、位相の回転方向が時計回り方向（Ｖ４→Ｖ６→Ｖ２→Ｖ３→Ｖ１→Ｖ５→Ｖ４）であるとした場合に、電圧ベクトルＶ４から電圧ベクトルＶ６の方向に位相指令値θ＊だけ回転した位置に電圧指令値Ｖ＊が求められた状態が示されている。電圧ベクトルＶ４の大きさを１とすると、電圧指令値Ｖ＊の大きさは０．５となっている。

図６は、８種類の基本電圧ベクトルと半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のスイッチング状態との関係をまとめて示した図である。図６に示すように、電圧ゼロベクトルＶ０のときは、上アーム側の半導体スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は共にＯＦＦ状態となり、下アーム側の半導体スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６は共にＯＮ状態となる。逆に電圧ゼロベクトルＶ７のときは、上アーム側の半導体スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は共にＯＮ状態となり、下アーム側の半導体スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６は共にＯＦＦ状態となる。そして、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のときには、上アーム側の半導体スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３の少なくとも１つと下アーム側の半導体スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６の少なくとも１つとがＯＮ状態となる。例えば、電圧ベクトルＶ４のときは、半導体スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ５，ＳＷ６がＯＮ状態となり、半導体スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４がＯＦＦ状態になる。

タイマ値演算手段１２では、図７に示すようにしてタイマ値（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）を設定する。図７は、タイマ値演算手段１２の動作を説明するタイムチャートである。図７では、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａから入力する電圧指令値Ｖ＊の大きさが図５に示したように０．５である場合の、（ａ）位相指令値θ＊と（ｂ）ノードと（ｃ）各相タイマ値（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）との関係が示されている。

図７において、（ａ）位相指令値θ＊は、図５にて説明したように、電圧指令値Ｖ＊が電圧ベクトルＶ４の位置に在るときを基準位相（図示例では０°である）とし、時計回り方向に回転することを繰り返す。（ｂ）ノードは、（ａ）位相指令値θ＊が基準位相０°から１回転する３６０°の角度範囲を３０°毎に区分した「ノード１」〜「ノード１２」の１２ノードで構成される。（ｃ）各相タイマ値（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）は、この１２ノードを用いて次のようにして設定される。なお、Ｔｍａｘは、タイマ値の最大値であり、最小値は０（ゼロ）としている。

すなわち、位相指令値θ＊が基準位相０°（電圧ベクトルＶ４の位置）のとき、Ｕ相電圧の電圧基本波が最大値となるので、この基準位相０°の前後３０°の区間を規定するノード１，１２のときにＵ相タイマ値Ｔｕ＝Ｔｍａｘ固定とし、逆位相の１８０°（電圧ベクトルＶ３の位置）の前後３０°の区間を規定するノード６，７のときにＵ相タイマ値Ｔｕ＝０固定とする。また、位相指令値θ＊が位相１２０°（電圧ベクトルＶ２の位置）のとき、Ｖ相電圧の電圧基本波が最大値となるので、位相１２０°の前後３０°の区間を規定するノード４，５のときにＶ相タイマ値Ｔｖ＝Ｔｍａｘ固定とし、逆位相の３００°（（電圧ベクトルＶ５の位置）の前後３０°の区間を規定するノード１０，１１のときにＶ相タイマ値Ｔｖ＝０固定とする。また、位相指令値θ＊が位相２４０°（電圧ベクトルＶ１の位置）のとき、Ｗ相電圧の電圧基本波が最大値となるので、位相２４０°の前後３０°の区間を規定するノード８，９のときにＷ相タイマ値Ｔｗ＝Ｔｍａｘ固定とし、逆位相の６０°（電圧ベクトルＶ６の位置）の前後３０°の区間を規定するノード２，３のときにＷ相タイマ値Ｔｗ＝０固定とする。各ノードでの残りのタイマ値は、二相変調方式に基づき線間電圧が正弦波となるように演算して設定するようにしている。

ここで、図８は、図７に示すように定めたノードとキャリアとの関係を説明する図である。図８に示すように、（ｂ）キャリアは、（ａ）ノード「１２，１」「２，３」「４，５」「６，７」「８，９」「１０，１１」毎に切り替えが行われる。そして、Ａ／Ｄ変換回路８，９以外のインバータ制御部７Ａでの処理は、ノードが「１，４，５，８，９，１２」の場合にはキャリア谷タイミングを演算開始タイミングとして、ノードが「２，３，６，７，１０，１１」の場合にはキャリア山タイミングを演算開始タイミングとして行うようになっている。

次に、図９，図１０を参照して、ＰＷＭ信号生成手段１３Ａの動作について説明する。なお、図９では、ノード＝１のときの１キャリア周期においてＰＷＭ信号生成手段１３Ａにおける動作と電圧ベクトル状態とが示されている。また、図１０では、ノード＝２のときの１キャリア周期においてＰＷＭ信号生成手段１３Ａにおける動作と電圧ベクトル状態とが示されている。

図９において、（ａ）に示すキャリアと各相タイマ値との関係は次のようになる。１キャリア周期は、ノード＝１の場合は、上記したように、キャリア２０の山タイミングを基準に、前半分の最小値から最大値までの上昇区間と後半分の最大値から最小値までの下降区間とからなる。この場合には、Ｕ相タイマ値Ｔｕは、Ｔｍａｘ固定であるので、キャリア２０の最大値の位置にある。これに対し、Ｗ相タイマ値Ｔｗは、キャリア２０の最小値と最大値との間の例えば中央位置にあり、Ｖ相タイマ値Ｔｖは、Ｗ相タイマ値Ｔｗよりもキャリア２０の最大値側に上がった位置となる関係で求められる。

図９（ｂ）に示すＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」は次のように生成される。ＰＷＭ信号ＵＰは、１キャリア周期の間“１”レベルを維持し、ＰＷＭ信号ＵＮは、１キャリア周期の間“０”レベルを維持するように生成される。これは、上アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ１がＯＮ状態、下アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ４がＯＦＦ状態になることを意味する。

ＰＷＭ信号ＶＰは、キャリア２０が最大値に向かって上昇する過程でタイマ値Ｔｖに到達するまで“１”レベル、到達すると“０”レベルになりその後キャリア２０が最小値に向かって下降する過程でタイマ値Ｔｖに到達するまで“０”レベルを維持し、キャリア２０がタイマ値Ｔｖ以下になると“１”レベルに変化するように生成される。これは、上アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ２がＯＮ状態→ＯＦＦ状態→ＯＮ状態と変化することを意味する。ＰＷＭ信号ＶＮは、ＰＷＭ信号ＶＰと逆の関係で生成されるので、下アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ５は、ＯＦＦ状態→ＯＮ状態→ＯＦＦ状態と変化する。

ＰＷＭ信号ＷＰは、キャリア２０が最大値に向かって上昇する過程でタイマ値Ｔｗに到達するまで“１”レベル、到達すると“０”レベルとなりその後キャリア２０が最小値に向かって下降する過程でタイマ値Ｔｗに到達するまで“０”レベルを維持し、キャリア２０がタイマ値Ｔｗ以下になると“１”レベルに変化するように生成される。これは、上アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ３がＯＮ状態→ＯＦＦ状態→ＯＮ状態と変化することを意味する。ＰＷＭ信号ＷＮは、ＰＷＭ信号ＷＰと逆の関係で生成されるので、下アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ６は、ＯＦＦ状態→ＯＮ状態→ＯＦＦ状態と変化する。

なお、ＰＷＭ信号ＶＮが“１”レベルである期間ｔｏｎ＿ａと、ＰＷＭ信号ＷＮが“１”レベルである期間ｔｏｎ＿ｂとは、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４が「ノード＝１」においてＰＷＭ信号のシフト要否判定に用いるパルス幅である（図１２参照）。上記したように、このパルス幅は、ｔｏｎ＿ａ＜ｔｏｎ＿ｂの関係にある。

図９（ｄ）に示すように、電圧ベクトル状態は、キャリア２０が最小値から上昇しタイマ値Ｔｗに到達するまでがゼロ電圧ベクトルＶ７の状態、その後キャリア２０がタイマ値Ｔｗからタイマ値Ｔｖに上昇するまでが電圧ベクトルＶ６の状態、その後キャリア２０が最大値から下降してタイマ値Ｔｖに到達するまでが電圧ベクトルＶ４の状態、その後キャリア２０がタイマ値Ｔｖからタイマ値Ｔｗまで下降するまでが電圧ベクトルＶ６の状態、その後キャリア２０が最小値に下降するまでがゼロ電圧ベクトルＶ７の状態となる。

また、図１０において、（ａ）キャリアと各相タイマ値の関係は次のようになる。１キャリア周期は、ノード＝２の場合は、上記したように、キャリア２１の谷タイミングを基準に、前半分の最大値から最小値までの下降区間と後半分の最小値から最大値までの上昇区間とからなる。この場合は、Ｗ相タイマ値Ｔｗは、ゼロ固定であるので、キャリア２１の最小値の位置にある。これに対し、Ｕ相タイマ値Ｔｕは、キャリア２１の最大値と最小値の間の例えば中央位置にあり、Ｖ相タイマ値Ｔｖは、Ｕ相タイマ値Ｔｕよりもキャリア２１の最小値側に下がった位置となる関係で求められる。

図１０（ｂ）に示すＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」を次のように生成される。ＰＷＭ信号ＵＰは、キャリア２１が最小値に向かって下降する過程でタイマ値Ｔｕに到達するまで“０”レベル、到達すると“１”となりその後キャリア２１が最大値に向かって上昇する過程でタイマ値Ｔｕに到達するまで“１”レベルを維持し、キャリア２１がタイマ値Ｔｕを超えると“０”レベルに変化するように生成される。これは、上アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ１がＯＦＦ状態→ＯＮ状態→ＯＦＦ状態と変化することを意味する。ＰＷＭ信号ＵＮは、ＰＷＭ信号ＵＰと逆の関係で生成されるので、下アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ４は、ＯＮ状態→ＯＦＦ状態→ＯＮ状態と変化する。

ＰＷＭ信号ＶＰは、キャリア２１が最小値に向かって下降する過程でタイマ値Ｔｖに到達するまで“０”レベル、到達すると“１”となりその後キャリア２１が最大値に向かって上昇する過程でタイマ値Ｔｖに到達するまで“１”レベルを維持し、キャリア２１がタイマ値Ｔｖを超えると“０”レベルに変化するように生成される。これは、上アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ２がＯＦＦ状態→ＯＮ状態→ＯＦＦ状態と変化することを意味する。ＰＷＭ信号ＶＮは、ＰＷＭ信号ＶＰと逆の関係で生成されるので、下アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ５は、ＯＮ状態→ＯＦＦ状態→ＯＮ状態と変化する。

ＰＷＭ信号ＷＰは、１キャリア周期の間“０”レベルを維持し、ＰＷＭ信号ＷＮは、１キャリア周期の間“１”レベルを維持するように生成される。これは、上アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ３がＯＦＦ状態、下アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ６がＯＮ状態になることを意味する。

なお、ＰＷＭ信号ＵＰが“１”レベルである期間ｔｏｎ＿ｂと、ＰＷＭ信号ＶＰが“１”レベルである期間ｔｏｎ＿ａとは、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４が「ノード＝２」においてＰＷＭ信号のシフト要否判定に用いるパルス幅である（図１２参照）。上記したように、ｔｏｎ＿ａ＜ｔｏｎ＿ｂの関係になる。

図１０（ｄ）に示すように、電圧ベクトル状態は、キャリア２１が最大値から下降しタイマ値Ｔｕに到達するまでがゼロ電圧ベクトルＶ０の状態、その後キャリア２１がタイマ値Ｔｕからタイマ値Ｔｖに下降するまでが電圧ベクトルＶ４の状態、その後キャリア２１が最小値から上昇してタイマ値Ｔｖに到達するまでが電圧ベクトルＶ６の状態、その後キャリア２１がタイマ値Ｔｖからタイマ値Ｔｕに上昇するまでが電圧ベクトルＶ４の状態、その後キャリア２１が最大値に上昇するまでがゼロ電圧ベクトルＶ０の状態となる。

したがって、図９（ｃ）と図１０（ｃ）に示す直流電流情報ｉｄｃは、次のように求められる。電圧ベクトル状態がＶ６のときは、上アーム側半導体スイッチング素子ではＵ相とＶ相の上アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２がＯＮ状態となり、下アーム側半導体スイッチング素子ではＷ相の下アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ６がＯＮ状態となる。これによって、直流電源１の正極側から半導体スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を介して、三相モータ３のＵ相巻線およびＶ相巻線を流れ、Ｗ相巻線を通り、半導体スイッチング素子ＳＷ６を介して抵抗器４を流れ、直流電源１の負極側に戻る電流路が形成される。したがって、三相モータ３に流れ込む電流方向を正とすると、電圧ベクトル状態がＶ６のときに直流電流検出手段Ｑにて検出される直流電流情報ｉｄｃは、−Ｉｗ（−Ｗ相電流）となる。ここでは、力行動作時について説明しているが、回生動作時においても同様に直流電流情報から相電流情報が得られることは言うまでもない。

また、電圧ベクトル状態がＶ４のときは、上アーム側半導体スイッチング素子ではＵ相の上アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ１がＯＮ状態となり、下アーム側半導体スイッチング素子ではＶ相とＷ相の下アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６がＯＮ状態となる。これによって、直流電源１の正極側から半導体スイッチング素子ＳＷ１を介して、三相モータ３のＵ相巻線を流れ、Ｖ相およびＷ相巻線を通り、半導体スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６を介して抵抗器４を流れ、直流電源１の負極側に戻る電流路が形成される。したがって、三相モータ３に流れ込む電流方向を正とすると、電圧ベクトル状態がＶ４のときに検出される直流電流情報ｉｄｃは＋Ｉｕ（＋Ｕ相電流）となる。ここでは、力行動作時について説明しているが、回生動作時においても同様に直流電流情報から相電流情報が得られることは言うまでもない。

一方、電圧ベクトル状態がＶ７のときは、上アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３のみがＯＮ状態となる。また、電圧ベクトル状態がＶ０のときは、下アーム側半導体スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６のみがＯＮ状態となる。これらの状態では、上記したような電流路は形成されないので、検出される直流電流情報ｉｄｃから得られる相電流情報は不定となる。

図１１は、電圧ベクトル状態と生成されるＰＷＭ信号と検出される直流電流情報から得られる相電流情報との関係をまとめて示した図である。なお、図１１において、ＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」での「ＯＦＦ」は“０”レベルを意味し、「ＯＮ」は“１”レベルを意味している。ゼロ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７での相電流情報はそれぞれ不定となる。また、電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５，Ｖ６での相電流情報は、この順に＋Ｉｗ，＋Ｉｖ，−Ｉｕ，＋Ｉｕ，−Ｉｖ，−Ｉｗとなることが示されている。

次に、図１２〜図１６を参照して、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４の動作について説明する。なお、図１２は、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４の動作を説明するフローチャートである。図１３は、図７に示すノードとそのノードにおいてＰＷＭ信号シフト判定手段がシフト要否判定を行う場合に用いる２つのパルス幅の対象となる２つのＰＷＭ信号との関係をまとめて示した図である。図１４は、ＰＷＭ信号シフト判定手段が判定動作で用いる直流電流→相電流変換必要時間及び図１に示す検出タイミング生成手段の動作（ノード＝１の場合）を説明する図である。図１５は、図１２においてシフト方法１でシフトすると判定するＰＷＭ信号の例を説明するタイムチャートである。図１６は、図１２においてシフト方法２でシフトすると判定するＰＷＭ信号の例を説明するタイムチャートである。

ＰＷＭ信号シフト判定手段１４でのシフト要否判定では、図１２に示すように、図９と図１０にて説明した「ｔｏｎ＿ａ＜ｔｏｎ＿ｂ」の関係にある２つのパルス幅ｔｏｎ＿ａ，ｔｏｎ＿ｂの他に、直流電流→相電流変換必要時間Ｔｎｅｅｄ（図１４参照）を判定時間幅として用いるので、まず、それらについて説明する。

図９と図１０での説明から理解できるように、１２のノード（図７参照）のそれぞれにおいて、３相のＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」のうち、二相のＰＷＭ信号は、１キャリア周期内で、“１”レベルと“０”レベルを維持せずに“１”レベルと“０”レベルの間で変化し、半導体スイッチング素子にＯＮ・ＯＦＦのスイッチング動作を行わせる。そして、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４でのシフト要否判定で用いる２つのパルス幅ｔｏｎ＿ａ，ｔｏｎ＿ｂは、半導体スイッチング素子にＯＮ動作を行わせる時間幅であるので、その二相のＰＷＭ信号のうち“１”レベルのＰＷＭ信号が対象になる。

したがって、１２のノードのそれぞれにおいて、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４がシフト要否判定を行う場合に用いる２つのパルス幅ｔｏｎ＿ａ，ｔｏｎ＿ｂの対象となる２つのＰＷＭ信号との関係をまとめると図１３に示すようになる。図１３において、「ノード１」の場合は、図９にて説明したように、パルス幅ｔｏｎ＿ａはＰＷＭ信号ＶＮのパルス幅であり、パルス幅ｔｏｎ＿ｂはＰＷＭ信号ＷＮのパルス幅である。また、「ノード２」の場合は、図１０にて説明したように、パルス幅ｔｏｎ＿ａはＰＷＭ信号ＶＰのパルス幅であり、パルス幅ｔｏｎ＿ｂはＰＷＭ信号ＵＰのパルス幅である。以降、ノード１２まで２つのパルス幅ｔｏｎ＿ａ，ｔｏｎ＿ｂの対象となる２つのＰＷＭ信号が示されている。

次に、図１４を参照して直流電流→相電流変換必要時間Ｔｎｅｅｄについて説明する。図１４は、検出タイミング生成手段１６の動作を説明することを主目的としているので、それについては後述することとし、ここでは、直流電流→相電流変換必要時間Ｔｎｅｅｄに関わる内容について説明する。図１４では、ノード１において電圧ベクトル状態がＶ４→Ｖ６（図９参照）と変化するタイミングにおいて直流電流情報から２相分の相電流情報を得る場合の、（ａ）直流電流情報から相電流情報を得るための検出タイミングと、（ｂ）ＰＷＭ信号ＶＮ，ＷＮと、（ｃ）直流電流検出手段Ｑにて検出された直流電流情報ｉｄｃとが示されている。

図１４において、Ａ／Ｄ変換回路８に入力する１つ目のトリガタイミングＴｒｇ１は、ＰＷＭ信号ＶＮが“１”レベル（ＯＮ）→“０”レベル（ＯＦＦ）に変化する時点からＡ／Ｄ変換時間２４だけ進んだタイミングにて発生し、直流電流検出手段Ｑにて検出された直流電流情報ｉｄｃがＡ／Ｄ変換回路８にてディジタル変換され、Ｕ相の相電流情報を求める直流電流情報Ｉｄｃ１となる。また、Ａ／Ｄ変換回路８に入力する２つ目のトリガタイミングＴｒｇ２は、ＰＷＭ信号ＶＮが“１”レベル（ＯＮ）→“０”レベル（ＯＦＦ）に変化する時点から半導体スイッチング素子ＳＷ５が実際にＯＮ→ＯＦＦに変化するまでにスイッチング遅延時間と直流電流検出手段Ｑでの検出時間遅れとを合わせた「スイッチング遅延時間＋検出遅れ時間」２５と直流電流に生じるリンギング時間２６とを経過したタイミングにて発生し、直流電流検出手段Ｑにて検出された直流電流情報ｉｄｃがＡ／Ｄ変換回路８にてディジタル変換され、Ｗ相の相電流情報を求める直流電流情報Ｉｄｃ２となる。

直流電流→相電流変換必要時間Ｔｎｅｅｄ２２は、このように検出された直流電流から２相分の相電流情報が得られるか否かを判定するのに用いる判定時間幅である。図１４の例で言えば、直流電流情報Ｉｄｃ１が得られるＡ／Ｄ変換時間２４は、１つ目のトリガタイミングＴｒｇ１からＰＷＭ信号ＶＮが“１”レベル（ＯＮ）→“０”レベル（ＯＦＦ）に変化した時点までの期間である。直流電流情報Ｉｄｃ２が得られるＡ／Ｄ変換時間２７は、２つ目のトリガタイミングＴｒｇ２からＰＷＭ信号ＷＮが“１”レベル（ＯＮ）→“０”レベル（ＯＦＦ）に変化する以前のある期間内での所定期間である。そして、Ａ／Ｄ変換時間２４とＡ／Ｄ変換時間２７との間に、半導体スイッチング素子ＳＷ５が実際にＯＮ→ＯＦＦに変化するまでのスイッチング遅延時間と直流電流検出手段Ｑでの検出遅れ時間とを合わせた「スイッチング遅延時間＋検出遅れ時間」２５と、直流電流に生じるリンギング時間２６とが存在する。

したがって、直流電流→相電流変換必要時間Ｔｎｅｅｄ２２は、ＰＷＭ信号ＶＮが“１”レベル（ＯＮ）→“０”レベル（ＯＦＦ）に変化した時点から「スイッチング遅延時間＋検出遅れ時間」２５とリンギング時間２６とＡ／Ｄ変換時間２７とを含めた時間を考慮した所定時間として設定され、Ａ／Ｄ変換時間２４，２７を確保できない場合は、直流電流情報ｉｄｃから相電流情報Ｉｄｃは得られないと判定される。以降、直流電流→相電流変換必要時間Ｔｎｅｅｄ２２は、判定時間幅Ｔｎｅｅｄと略称する。

すなわち、図１２において、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４では、まず、短い方のパルス幅ｔｏｎ＿ａが判定時間幅Ｔｎｅｅｄ未満か否かを判断する（ＳＴ１）。その結果、ｔｏｎ＿ａ＜Ｔｎｅｅｄである場合（ＳＴ１：Ｙｅｓ）は、ＰＷＭ信号をシフトしても直流電流情報から２相分の相電流情報を得ることができないので、ＰＭＷ信号をシフトしないと判定する（ＳＴ２）。この場合のＰＷＭ信号状態をＰＷＭパターン１とする。この場合には、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、ＰＷＭ信号生成手段１３Ａの出力を直接インバータ主回路２、検出タイミング生成手段１６及び電圧ベクトル保持手段１７に供給する。ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、同時に、判定結果「ＰＷＭパターン１」を検出タイミング生成手段１６及び電圧ベクトル保持手段１７に通知する。

また、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、ＳＴ１における判断結果がｔｏｎ＿ａ≧Ｔｎｅｅｄである場合（ＳＴ１：Ｎｏ）は、次に、（ｔｏｎ＿ｂ−ｔｏｎ＿ａ）の１／２がＴｎｅｅｄ以上か否かを判断する（ＳＴ３）。その結果、（ｔｏｎ＿ｂ−ｔｏｎ＿ａ）／２≧Ｔｎｅｅｄである場合（ＳＴ３：Ｙｅｓ）は、ＰＷＭ信号をシフトしなくても直流電流情報から２相分の相電流情報が得られるので、ＰＭＷ信号をシフトしないと判定する（ＳＴ４）。この場合のＰＷＭ信号状態をＰＷＭパターン２とする。この場合には、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、ＰＷＭ信号生成手段１３Ａの出力を直接インバータ主回路２、検出タイミング生成手段１６及び電圧ベクトル保持手段１７に供給する。ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、同時に、判定結果「ＰＷＭパターン２」を検出タイミング生成手段１６及び電圧ベクトル保持手段１７に通知する。

また、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、ＳＴ３における判断結果が（ｔｏｎ＿ｂ−ｔｏｎ＿ａ）／２＜Ｔｎｅｅｄである場合（ＳＴ３：Ｎｏ）は、次に、長い方のパルス幅ｔｏｎ＿ｂが（２×Ｔｎｅｅｄ）よりも小さいか否かを判断する（ＳＴ５）。ＰＷＭ信号が例えば図１５に示すような場合には、ｔｏｎ＿ｂ＜（２×Ｔｎｅｅｄ）となるので（ＳＴ５：Ｙｅｓ）、シフト方法１でＰＷＭ信号をシフトすると判定する（ＳＴ６）。この場合のＰＷＭ信号シフト後のＰＷＭ信号状態をＰＷＭパターン３とする。この場合には、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、ＰＷＭ信号生成手段１３Ａの出力をＰＷＭ信号シフト手段１５に供給し、同時に、判定結果「シフト方法１」をＰＷＭ信号シフト手段１５に通知する。また、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、判定結果「ＰＷＭパターン３」を検出タイミング生成手段１６及び電圧ベクトル保持手段１７に通知する。インバータ主回路２、検出タイミング生成手段１６及び電圧ベクトル保持手段１７には、ＰＷＭ信号シフト手段１５からシフト方法１を適用してシフトしたＰＷＭパターン３のＰＷＭ信号が供給される。

そして、ＳＴ５における判断において、ＰＷＭ信号が、例えば図１６に示すような場合には、ｔｏｎ＿ｂ≧（２×Ｔｎｅｅｄ）となるので（ＳＴ５：Ｎｏ）、シフト方法２でＰＷＭ信号をシフトすると判定する。この場合のＰＷＭ信号シフト後のＰＷＭ信号状態をＰＷＭパターン４とする。この場合には、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、ＰＷＭ信号生成手段１３Ａの出力をＰＷＭ信号シフト手段１５に供給し、同時に判定結果「シフト方法２」をＰＷＭ信号シフト手段１５に通知する。また、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、判定結果「ＰＷＭパターン４」を検出タイミング生成手段１６及び電圧ベクトル保持手段１７に通知する。インバータ主回路２、検出タイミング生成手段１６及び電圧ベクトル保持手段１７には、ＰＷＭ信号シフト手段１５からシフト方法２を適用してシフトしたＰＷＭパターン４のＰＷＭ信号が供給される。

次に、図１５と図１６では、ノード＝１の場合における、（ａ）キャリアと各相タイマ値の関係と、（ｂ）ＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」と、（ｃ）直流電流検出手段Ｑが検出した直流電流情報ｉｄｃと、（ｄ）電圧ベクトル状態と、判定で用いるＴｎｅｅｄの時間幅とが示されている。

ＳＴ５において、ｔｏｎ＿ｂ＜（２×Ｔｎｅｅｄ）と判断されるＰＷＭ信号は、例えば図１５に示すように生成されたものである。図１５（ａ）に示す例では、Ｗ相タイマ値Ｔｗは、キャリア２０の最大値側にかなり近づいた位置にあり、Ｖ相タイマ値Ｔｖは、Ｗ相タイマ値Ｔｗよりもキャリア２０の最大値側にさらに近づいた位置となる関係になっている。この場合には、図１５（ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号ＷＮが“１”レベルである時間幅ｔｏｎ＿ｂは、Ｔｎｅｅｄの時間幅よりも少し大きくなる程度であるので、ｔｏｎ＿ｂ＜（２×Ｔｎｅｅｄ）となるＰＷＭ信号であると判断される。図１５（ｄ）に示すように電圧ベクトル状態は、図９と同様に、Ｖ７→Ｖ６→Ｖ４→Ｖ６→Ｖ７と変化するが、電圧ベクトルＶ６では時間幅が短いので、相電流情報は電圧ベクトルＶ４でのみ得られる。この場合には、シフト方法１でＰＷＭ信号をシフトすることにより、１キャリア周期中において直流電流情報から２相分の相電流情報が検出できるようになる（図１７参照）。

また、ＳＴ５において、ｔｏｎ＿ｂ≧（２×Ｔｎｅｅｄ）と判断されるＰＷＭ信号は、例えば図１６に示すように生成されたものである。図１６（ａ）に示す例では、Ｗ相タイマ値Ｔｗは、キャリア２０の最小値と最大値との間の中央位置から最大値側に少し上がった位置にあり、Ｖ相タイマ値Ｔｖは、Ｗ相タイマ値Ｔｗよりもキャリア２０の最大値側に上がった位置となる関係になっている。この場合には、図１６（ｂ）に示すようにＰＷＭ信号ＷＮが“１”レベルである時間幅ｔｏｎ＿ｂは、Ｔｎｅｅｄの時間幅よりも相当に大きくなるので、ｔｏｎ＿ｂ≧（２×Ｔｎｅｅｄ）となるＰＷＭ信号であると判断される。図１６（ｄ）に示すように電圧ベクトル状態は、図９と同様に、Ｖ７→Ｖ６→Ｖ４→Ｖ６→Ｖ７と変化するが、電圧ベクトルＶ６では時間幅が短いので、相電流情報は電圧ベクトルＶ４でのみ得られる。この場合には、シフト方法２でＰＷＭ信号をシフトすることにより、１キャリア周期中において直流電流情報から２相分の相電流情報が検出できるようになる（図１８参照）。

このように、ＰＷＭパターン１の場合以外は、直流電流情報から２相分の相電流情報を検出することが可能となる。そこで、直流電流情報から２相分の相電流情報を検出することができないＰＷＭパターン１の場合は、電気角１周期の区間において、ＳＴ１での判断が否定（Ｎｏ）となるまで、つまりｔｏｎ＿ａ≧Ｔｎｅｅｄの条件を満たすまでは、三相モータ３をオープンループにて加速して駆動し、ｔｏｎ＿ａ≧Ｔｎｅｅｄの条件を満たした以降ではパルス幅にリミッタを設けて、定常時は、常時１キャリア周期中において直流電流情報から２相分の相電流情報が検出できるようにしている。

これによって、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、ＰＷＭ信号生成手段１３Ａにて生成されるＰＷＭ信号のパルス幅およびパルス幅の差に基づいてシフト要否の判定を行うことで、シフトしなくとも２相分の相電流情報が検出できるＰＷＭ信号と、シフトすれば２相分の相電流情報が検出できるＰＷＭ信号とを判定するだけでよくなる。

なお、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４は、ＰＷＭ信号生成手段１３Ａにて生成されるＰＷＭ信号のパルス幅およびパルス幅の差に基づいてシフト要否の判定を行う場合を説明したが、タイマ値演算手段１２にて演算されるタイマ値（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）を用いるようにしてもよい。これによっても同様に確実なシフト要否判定を行うことが可能である。

次に、図１７と図１８を参照して、ＰＷＭ信号シフト手段１５が実施するシフト方法１とシフト方法２について説明する。図１７は、ＰＷＭ信号シフト手段１４がシフト方法１を実施してＰＷＭパターン３のＰＷＭ信号を得る動作（ノード＝１の場合）を説明するタイムチャートである。図１７では、図１５に示したＰＷＭ信号にシフト方法１を適用する場合が示されている。図１８は、ＰＷＭ信号シフト手段１５がシフト方法２を実施してＰＷＭパターン４のＰＷＭ信号を得る動作（ノード＝１の場合）を説明するタイムチャートである。図１８では、図１６に示したＰＷＭ信号にシフト方法２を適用する場合が示されている。

シフト方法１においては、１キャリア周期の前半周期においてキャリアの中心（ノード１、４、５、８、９、１２の場合はキャリアの山タイミング、ノード２、３、６、７、１０、１１の場合はキャリアの谷タイミング）から判定時間幅Ｔｎｅｅｄ進んだ位置を基準に短い方のパルス幅ｔｏｎ＿ａの対象となるＰＷＭ信号がパルス幅ｔｏｎ＿ａだけ“１”レベルとなり、１キャリア周期の後半周期においてキャリアの中心を基準に長い方のパルス幅ｔｏｎ＿ｂの対象となるＰＷＭ信号がパルス幅ｔｏｎ＿ｂだけ“１”レベルとなるように、対応するタイマ値を半キャリア毎に変更する。このシフト方法１によれば、１キャリア周期において、直流電流から２相分の相電流情報を得ることが可能となる。

図１５に示す例では、ｔｏｎ＿ａの対象となるＰＷＭ信号はＶＮであり、ｔｏｎ＿ｂの対象となるＰＷＭ信号はＷＮであるので、図１７（ａ）に示すように、ＰＷＭ信号ＶＮに対応するタイマ値Ｔｖ及びＰＷＭ信号ＷＮに対応するタイマ値Ｔｗを、キャリア２０の中心（山タイミング）を基準に前半周期と後半周期とでクランク状に変化するように半キャリア毎に変更し、図１７（ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号ＶＮ，ＷＮが生成されるようにする。このようにＰＷＭ信号をシフトすることで、１キャリア周期において、電圧ベクトル状態は、図１７（ｄ）に示すように、Ｖ７→Ｖ５→Ｖ４→Ｖ６→Ｖ７と変化するので、電圧ベクトル状態がＶ５、Ｖ６のときに判定時間幅Ｔｎｅｅｄ以上の時間を確保することができ、相電流情報を得ることが可能となる。

また、シフト方法２においては、ｔｏｎ＿ｂの対象となるＰＷＭ信号はそのまま出力するので対応するタイマ値は変更せず、ｔｏｎ＿ａの対象となるＰＷＭ信号が、ｔｏｎ＿ｂの対象となるＰＷＭ信号が“１”レベルから“０”レベルに変化する時点からキャリア中心に向かって判定時間幅Ｔｎｅｅｄ進んだ位置を基準にキャリア中心を跨いでパルス幅ｔｏｎ＿ａだけ“１”レベルとなるように、対応するタイマ値を半キャリア毎に変更する。このシフト方法２によれば、シフト方法１と同様に、１キャリア周期において検出された直流電流情報から２相分の相電流情報を得ることが可能となる。

図１６に示す例では、ｔｏｎ＿ａの対象となるＰＷＭ信号はＶＮであり、ｔｏｎ＿ｂの対象となるＰＷＭ信号はＷＮであるので、図１８（ａ）に示すように、ＰＷＭ信号ＷＮに対応するタイマ値Ｔｗは変更しないが、ＰＷＭ信号ＶＮに対応するタイマ値Ｔｖを、キャリア２０の中心（山タイミング）を基準に前半周期と後半周期とでクランク状に変化するように半キャリア毎に変更し、図１８（ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号ＷＮが“１”レベルから“０”レベルに変化する時点からキャリア中心に向かって判定時間幅Ｔｎｅｅｄ進んだ位置を基準にキャリア中心を跨いでパルス幅ｔｏｎ＿ａだけ“１”レベルとなるＰＷＭ信号ＶＮが生成されるようにする。このようにＰＷＭ信号をシフトすることで、１キャリア周期において、電圧ベクトル状態は、図１８（ｄ）に示すように、Ｖ７→Ｖ５→Ｖ４→Ｖ６→Ｖ７と変化するので、電圧ベクトル状態がＶ４、Ｖ６のときに判定時間幅Ｔｎｅｅｄ以上の時間を確保することができ、相電流情報を得ることが可能となる。

このように、ＰＷＭ信号シフト手段１５では、判定時間幅Ｔｎｅｅｄをシフト量として用いるので、ＰＷＭ信号を最小限のシフト量でシフトすることで、１キャリア周期内で直流電流から得られる相電流情報の数を増やすことができる。これによって、回生電流の発生による効率低下などの影響を極力抑えることが可能となる。

また、シフト方法２では、２相分の相電流情報が１キャリア周期の後半周期で得られるようにＰＷＭ信号をシフトするので、インバータ制御部７Ａでは演算タイミングに近いタイミングで２相分の相電流情報を検出することができ、より安定した制御が可能となる。

次に、検出タイミング生成手段１６の動作について説明する。検出タイミング生成手段１６は、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４から通知される「ＰＷＭパターン１」「ＰＷＭパターン２」「ＰＷＭパターン３」「ＰＷＭパターン４」に従って次のように動作する。

まず、図１４を参照して、ＰＷＭパターン２およびＰＷＭパターン４が通知されたときの検出タイミング生成方法について説明する。図１４において、Ａ／Ｄ変換回路８の１つ目のトリガタイミングＴｒｇ１は、ｔｏｎ＿ａの対象となるＰＷＭ信号ＶＮが“１”レベル（ＯＮ）から“０”レベル（ＯＦＦ）に変化する時点からＡ／Ｄ変換時間２４だけ進んだタイミングにて生成する。Ａ／Ｄ変換回路８の２つ目のトリガタイミングＴｒｇ２は、ｔｏｎ＿ａの対象となるＰＷＭ信号ＶＮが“１”レベル（ＯＮ）から“０”レベル（ＯＦＦ）に変化する時点から、半導体スイッチング素子ＳＷ５が実際にＯＮ→ＯＦＦに変化するまでのスイッチング遅延時間と直流電流検出手段Ｑでの検出遅れ時間とを合わせた「スイッチング遅延時間＋検出遅れ時間」２５と、直流電流に生じるリンギング時間２６とを経過したタイミングにて生成する。

また、ＰＷＭパターン３が通知された場合は、Ａ／Ｄ変換回路８の１つ目のトリガタイミングＴｒｇ１は、キャリアの中心からＡ／Ｄ変換時間２４だけ前半周期側に進んだタイミングにて生成する。Ａ／Ｄ変換回路８の２つ目のトリガタイミングＴｒｇ２は、上記のＰＷＭパターン２およびＰＷＭパターン４のときと同様の方法で生成する。そして、ＰＷＭパターン１が通知された場合は、直流電流から２相分の相電流情報を得ることができないので、トリガタイミングは生成しない。

次に、電圧ベクトル情報保持手段１７が保持する電圧ベクトル情報（Ｖａ，Ｖｂ）について説明する。ここで、Ｖａは、Ａ／Ｄ変換回路８への１つ目のトリガタイミングＴｒｇ１での電圧ベクトル情報である。また、Ｖｂは、Ａ／Ｄ変換回路８への２つ目のトリガタイミングＴｒｇ２での電圧ベクトル情報である。電圧ベクトル情報保持手段１７は、この電圧ベクトル情報（Ｖａ、Ｖｂ）を図１９と図２０に示すように保持している。

図１９は、電圧ベクトル情報保持手段１７がＰＷＭパターン２，４用に保持する電圧ベクトル情報（Ｖａ，Ｖｂ）とノードとの関係をまとめて記憶するテーブルである。図１９に示すテーブルでは、電圧ベクトル情報（Ｖａ，Ｖｂ）として、例えばノード１では（Ｖ４，Ｖ６）が保持され、ノード２では（Ｖ６，Ｖ４）が保持される。

また、図２０は、電圧ベクトル情報保持手段１７がＰＷＭパターン３用に保持する電圧ベクトル情報（Ｖａ，Ｖｂ）とノードとの関係をまとめて記憶するテーブルである。図２０に示すテーブルでは、電圧ベクトル情報（Ｖａ，Ｖｂ）として、例えばノード１では（Ｖ５，Ｖ６）が保持され、ノード２では（Ｖ２，Ｖ４）が保持される。

電圧ベクトル情報保持手段１７は、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４から「ＰＷＭパターン２，４」の通知があると、そのときに入力されるＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」の論理状態（ノード）に基づき図１９に示すテーブルよって対応する電圧ベクトル情報を保持する。また、電圧ベクトル情報保持手段１７は、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４から「ＰＷＭパターン３」の通知があると、そのときに入力されるＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」の論理状態（ノード）に基づき図２０に示すテーブルによって対応する電圧ベクトル情報を保持する。

そして、直流電流／相電流変換手段１０では、Ａ／Ｄ変換回路８にてトリガタイミングＴｒｇ１，Ｔｒｇ２に基づきＡ／Ｄ変換された２相分の直流電流情報Ｉｄｃ１，Ｉｄｃ２を、電圧ベクトル情報保持手段１７が保持しているトリガタイミングＴｒｇ１，Ｔｒｇ２時の電圧ベクトル情報（Ｖａ、Ｖｂ）に基づいて二相の相電流情報に変換する。残りの相電流情報は、変換できた二相の相電流情報を「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０」の関係に適用して求める。例えば、ＰＷＭパターン２の場合、ノード１では、Ｖａ＝Ｖ４であり、図１１から＋Ｉｕ＝Ｉｄｃ１となる。また、Ｖｂ＝Ｖ６であり、図１１から−Ｉｗ＝Ｉｄｃ２となる。残りの相電流情報はＩｖであり、Ｉｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）として求められる。このように、残りの相電流情報は、変換できた相電流情報から推定して求めているので、可能な限りＡ／Ｄ検出回路８への２つのトリガタイミングＴｒｇ１，Ｔｒｇ２の間隔は狭くする必要がある。

次に、図４を参照して、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａの動作を説明する。まず、３相／２相変換手段１１ａでは、直流電流／相電流変換手段１０にて変換された相電流情報Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、後述するようにｄｑ変換用位相保持手段１１Ｌに保持されたｄｑ変換用位相θｄｑとを用いてｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。周波数／位相推定手段１１ｂでは、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑから実行周波数ｆと永久磁石ロータ３ｂの磁極位置の位相θとを推定する。ｄ軸電流指令値演算手段１１ｄは、ｑ軸電流Ｉｑに基づき予め保持しているｑ軸電流Ｉｑ−ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊テーブルからｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を求める。また、ｑ軸電流指令値演算手段１１ｆは、周波数比較手段１１ｃにて得られる周波数指令ｆ＊と実行周波数ｆとの周波数誤差ｆｅｒｒを比例積分制御することによりｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。

ｄｑ軸電圧指令値演算手段１１ｈは、ｄ軸電流比較手段１１ｅにて得られるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄとのｄ軸電流誤差Ｉｄｅｒｒを比例積分することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を求める。また、ｄｑ軸電圧指令値演算手段１１ｈは、ｑ軸電流比較手段１１ｇにて得られるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑとのｑ軸電流誤差Ｉｑｅｒｒを比例積分することによりｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を求める。

電圧指令値演算手段１１ｉは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とＡ／Ｄ変換回路９から入力される直流電圧情報Ｖｄｃとを前述の式（１）に適用して電圧指令値Ｖ＊を演算する。位相指令値演算手段１１ｊは、実行周波数ｆと磁極位置位相θとから実際にＰＷＭ信号が出力される位相指令値θ＊を求める。また、ｄｑ変換用位相演算手段１１ｋは、実行周波数ｆと磁極位置位相θとからＡ／Ｄ変換回路８のトリガタイミング時における位相θｄｑを求め、ｄｑ変換用位相保持手段１１Ｌの保持データを更新する。

図２１は、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａでの各位相のタイミング関係を説明する図である。図２１では、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａの演算開始タイミング２９がキャリア２０の谷タイミングであるときの各位相（θｄｑ，θ，θ＊）のタイミング関係が示されている。キャリア谷タイミングを基準とするノードは、図８にて説明したようにノード１，４，５，８，９，１２である。なお、前記したように、演算開始タイミング２９は、当該インバータ制御部７Ａでの演算開始タイミングである。

図２１において、演算開始タイミング２９を含む１キャリア周期の前半周期に示されている位相θｄｑ（１）は、ｄｑ変換用位相保持手段１１Ｌに保持されたｄｑ変換用位相である。周波数／位相推定手段１１ｂでは、ｄｑ変換用位相保持手段１１Ｌに保持されているｄｑ変換用位相θｄｑ（１）に基づいて３相／２相変換手段１１ａが変換したｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑとから、実行周波数ｆと演算開始タイミング２９での磁極位置位相θとが推定される。

演算開始タイミング２９から１．５×Ｔｃ後に示す位相指令値θ＊は、位相指令値演算手段１１ｊにて、実行周波数ｆと磁極位置位相θとを式（２）に適用して求められる。なお、Ｔｃはキャリア周期である。
位相指令値θ＊＝θ＋２πｆ×（１．５×Ｔｃ） …（２）

そして、位相θｄｑ（２）は、次の演算開始タイミングで使用される３相／２相変換手段１１ａのｄｑ変換用位相である。これは、演算開始タイミング２９から期間ｔ１経過後に発生するＡ／Ｄ変換回路８への１つ目のトリガタイミングＴｒｇ１と、演算開始タイミング２９から期間ｔ２（ｔ２＞ｔ１）経過後に発生するＡ／Ｄ変換回路８への２つ目のトリガタイミングＴｒｇ２との間を２等分するタイミングの位相であり、ｄｑ変換用位相演算手段１１ｋにて実行周波数ｆと磁極位置位相θとを式（３）に適用して求められる。ｄｑ変換用位相保持手段１１Ｌの保持データはθｄｑ（１）→θｄｑ（２）と更新される。
ｄｑ変換用位相θｄｑ（２）＝θ＋２πｆ×｛（ｔ１＋ｔ２）／２｝ …（３）

すなわち、３相／２相座標変換手段１１ａでは、直流電流から２相分の相電流情報を検出するタイミングの中間での位相に基づいて３相／２相座標変換処理が行われる。これによって、２相分の相電流情報を同時タイミングで検出できない影響を抑えることができ、演算処理負荷の低減が図れる。

なお、以上説明した各位相（θｄｑ，θ，θ＊）は、インバータ制御部７Ａの演算開始タイミングがキャリア山タイミング（ノード２、３、６、７、１０、１１）の場合も同様に求められる。

このように、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａにて求められた電圧指令値Ｖ＊および位相指令値θ＊を基に、前述したタイマ値演算手段１２、ＰＷＭ信号生成手段１３Ａ、ＰＷＭ信号シフト判定手段１４及びＰＷＭ信号シフト手段１５にて、インバータ主回路２を制御するためのＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」が生成され、三相モータ３が所望の運転状態に回転駆動される。

なお、以上の説明では、インバータ主回路２の上下アーム半導体スイッチング素子が同時にＯＮ動作して短絡するのを防止するための上下短絡防止時間についての説明を省略しているが、通常は、上下短絡防止時間として３μｓ前後の時間を設定する必要がある。その場合には、上下短絡防止時間も考慮してＡ／Ｄ変換回路８の検出タイミング（Ｔｒｇ１，Ｔｒｇ２）を設定することになる。

また、電気角１周期の区間において、ｔｏｎ＿ａ≧Ｔｎｅｅｄの条件を満たすまでは、三相モータ３をオープンループにて加速して駆動し、ｔｏｎ＿ａ≧Ｔｎｅｅｄの条件を満たした以降はパルス幅にリミッタを設けることで、定常時は、常時１キャリア周期内で直流電流から２相分の相電流情報を検出できるようにしていると説明したが、パルス幅リミッタを行うことで相電流波形に歪が生ずる場合がある。

その場合には、騒音、振動などが発生する可能性があるので、パルス幅リミッタを行わずに、１キャリア周期内で直流電流から２相分の相電流情報が得られないときは、３相／２相座標変換手段１１ａが前回算出したｄ軸電流値とｑ軸電流値とに基づいて制御するようにするとよい。これによって、安定した運転を実現することができる。

以上のように、実施の形態１によれば、インバータ制御部では、ＰＭＷ信号生成手段が生成したＰＷＭ信号をシフトしてからインバータ主回路の半導体スイッチング素子に出力するか否かを１キャリア周期毎に判定し、ＰＷＭ信号をシフトしてから出力すると判定した場合に１キャリア周期内で直流電流検出手段が検出した直流電流から得られる相電流情報の数が増えるように前記ＰＷＭ信号をシフトし、最終的に前記インバータ主回路に供給するＰＷＭ信号に基づいて前記直流電流から相電流情報を検出するタイミングを生成するようにしている。

したがって、電圧ゼロベクトルによる制約を受けないインバータ制御装置を得ることができ、低回転領域のように電圧ゼロベクトルの占める割合が大きく、１つの電圧ゼロベクトルが半キャリア周期を超える状態にある場合においても制御が可能となる。

また、１つの瞬時電流情報をＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半周期で検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半周期で検出するという制御制約をなくすことができるので、２つの瞬時電流検出タイミングの時間差による制御性の悪化を極力抑えることができる。そして、インバータ主回路でのスイッチング損失を低減できる二相変調方式にも対応可能となる。

加えて、ＰＷＭ信号を生成する際に準拠するタイマ値を演算する手段では、各相において、相電圧基本波の最大値位相の前後３０°の計６０°となる区間と、相電圧基本波の最小値位相の前後３０°の計６０°となる区間とをスイッチングしないように制御する二相変調方式に基づいて各相タイマ値を生成するようにしたので、三相のＰＷＭ信号におけるシフト判定対象となる２相分のＰＷＭ信号のパルス幅を判定時間幅以上に確保することが容易になる。これによって、直流電流から２相分の相電流情報の得られる範囲を拡大することができ、安定して制御できる信頼性あるインバータ制御装置を得ることができる。

また、ＰＷＭ信号のシフト判定では、生成されるＰＷＭ信号のパルス幅及びそのパルス幅の差に基づいて、または、各相のタイマ値及びそのタイマ値の差に基づいて行うので、確実に、ＰＷＭ信号のシフト判定を行うことができる。

また、１キャリア周期内で直流電流から得られる相電流情報の数が増えるようにするＰＷＭ信号のシフト操作では、ＰＷＭ信号のシフト量を最小限とするようにしたので、ＰＷＭ信号をシフトしたことによる回生電流の発生による効率低下などの影響を極力抑えることが可能となる。

また、ＰＷＭ信号のシフト操作では、生成される各相のＰＷＭ信号のパルス幅がある値以上の場合に、検出された直流電流から得られる２相分の相電流情報がキャリアの後半周期で得られるようにＰＷＭ信号をシフトするようにしたので、インバータ制御装置の演算タイミングに近いタイミングで２相分の相電流情報を検出することが可能となり、より安定した制御が可能となる。

また、インバータ制御部では、１キャリア周期内で前記直流電流から２相分の相電流情報が得られない場合は、前記２相分の相電流情報が得られるまで前記インバータ主回路をオープンループで制御し、その以降では、生成されるＰＷＭ信号のパルス幅にリミッタを設けるので、１キャリア周期内で直流電流から２相分の相電流情報を常時検出できるようになり、安定して制御できる信頼性あるインバータ制御装置を得ることができる。

また、上述のようにすることで、インバータ制御部では、上下短絡防止時間を設けた場合に発生する上下短絡時間分の出力誤差を、推定電流を用いることなく実際に検出した相電流情報に基づいて補正することができるので、より安定した制御が可能となる。

また、インバータ制御部では、１キャリア周期内において直流電流から２相分の相電流情報を検出できない場合は、３相／２相座標変換手段が前回算出したｄ軸電流値とｑ軸電流値とに基づいて制御するようにすれば、演算処理負荷の小さい安定して制御できるインバータ制御装置を得ることができる。

加えて、前記３相／２相座標変換手段では、直流電流から２相分の相電流情報を検出するタイミングの中間での位相に基づいて変換処理を行うようにしたので、２相分の相電流情報を同時タイミングで検出できない影響を抑えつつ、演算処理負荷の小さい安定した制御が行えるインバータ制御装置を得ることができる。

実施の形態２．
図２２は、この発明の実施の形態２によるインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図２２では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。

図２２に示すように、実施の形態２によるインバータ制御装置でのインバータ制御部７Ｂでは、図１（実施の形態１）に示したインバータ制御部７Ａにおいて、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａに代えた電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ｂと、ＰＷＭ信号生成手段１３Ａに代えたＰＷＭ信号生成手段１３Ｂとが設けられている。

図２３は、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ｂの構成例を示すブロック図である。図２３に示すように、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ｂでは、図４に示した電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａにおいて、キャリア周波数変更手段１１ｍが追加され、位相指令値演算手段１１ｊに代えた位相指令値演算手段１１ｎが設けられている。

電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ｂは、図２３に示す構成によって、直流電流／相電流変換手段１０にて変換された３相分の相電流情報（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）と、Ａ／Ｄ変換回路９にてＡ／Ｄ変換された直流電圧情報Ｖｄｃと、外部から入力される周波数指令ｆ＊とから、電圧指令値Ｖ＊及び位相指令値θ＊の他に、キャリア周波数を指定するキャリア周波数指令値ｆｃ＊を演算する。

図２２では、キャリア発生手段は明示してないが、キャリア周波数を切り替えて発生できるように構成され、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ｂがキャリア周波数指令値ｆｃ＊を出力すると、キャリア周波数を次のインバータ制御部７Ｂの演算開始タイミングからキャリア周波数指令値ｆｃ＊によるキャリア周波数に変更するようになっている。

ＰＷＭ信号生成手段１３Ｂは、タイマ値演算手段１２にて演算された各相のタイマ値（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）に基づき、インバータ主回路２の半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオン・オフ駆動するためのＰＷＭ信号「ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ」を生成するが、この実施の形態２では、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ｂから入力するキャリア周波数指令値ｆｃ＊が指定するキャリア周波数によってＰＷＭ信号の生成を行うようになっている。

次に、図２３〜図２６を参照して、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ｂにおけるこの実施の形態２に関わる構成と動作について説明する。なお、図２４は、キャリア周波数変更手段１１ｍの動作を説明するフローチャートである。図２５と図２６は、位相指令値演算手段１１ｎがキャリア周波数変更手段１１ｍからのキャリア周波数指令値ｆｃ＊に基づき行う動作を説明する図である。

図２３において、キャリア周波数変更手段１１ｍは、周波数／位相推定手段１１ｂにて求められる実行周波数ｆに基づいてキャリア周波数の変更要否を判断し（図２４参照）、変更するキャリア周波数を指定するキャリア周波数指令ｆｃ＊を位相指令値演算手段１１ｎとＰＷＭ信号生成手段１３Ｂとに出力する。

位相指令値演算手段１１ｎは、周波数／位相推定手段１１ｂにて求められる実行周波数ｆ及び位相θと、キャリア周波数変更手段１１ｍから入力されるキャリア周波数指令ｆｃ＊とに基づき、実際のＰＷＭ信号が出力されるタイミングの位相を示す位相指令値θ＊を求める（図２５、図２６参照）。

図２４において、キャリア周波数変更手段１１ｍは、周波数／位相推定手段１１ｂが推定した実行周波数ｆが判断基準周波数Ａ［Ｈｚ］未満か否かを判断する（ＳＴ８）。その結果、ｆ＜Ａ［Ｈｚ］の場合（ＳＴ８：Ｙｅｓ）は、キャリア周波数指令値ｆｃ＊をキャリア周波数ｆｃ１とし（ＳＴ９）、ｆ≧Ａ［Ｈｚ］の場合（ＳＴ８：Ｎｏ）は、実行周波数ｆがＡ［Ｈｚ］＜Ｂ［Ｈｚ］である別の判断基準周波数Ｂ［Ｈｚ］を超えるか否かを判断する（ＳＴ１０）。

ＳＴ１０での判断結果、ｆ＞Ｂ［Ｈｚ］の場合（ＳＴ１０：Ｙｅｓ）は、キャリア周波数指令値ｆｃ＊をｆｃ１＜ｆｃ２であるキャリア周波数ｆｃ２とし（ＳＴ１１）、Ａ≦ｆ≦Ｂ［Ｈｚ］の場合（ＳＴ１０：Ｎｏ）は、キャリア周波数指令値ｆｃ＊は変更しない（ＳＴ１２）。

ここで、判断基準を与える周波数Ａ［Ｈｚ］，Ｂ［Ｈｚ］に関しては、適切なヒステリシスを設けるようにしている。例えば、Ｂ＝Ａ＋１０［Ｈｚ］とする。これによって、キャリア周波数が頻繁に切り替わるのを防ぐことができ、キャリア周波数が切り替わることによる騒音の発生を防止できる。

図２５と図２６では、キャリア谷タイミングをインバータ制御部７Ｂの演算開始タイミングとするノード１，４，５，８，９，１２での動作が示されているが、位相指令値演算手段１１ｎは、キャリア周波数指令値ｆｃ＊がキャリア周波数ｆｃ１からキャリア周波数ｆｃ２に切り替わる場合には図２５に示す手順で位相指令値θ＊を演算し、キャリア周波数指令値ｆｃ＊がキャリア周波数ｆｃ２からキャリア周波数ｆｃ１に切り替わる場合には図２６に示す手順で位相指令値θ＊を演算する。なお、キャリア山タイミングをインバータ制御部７Ｂの演算開始タイミングとするノード２，３，６，７，１０，１１でも同様である。

図２５において、キャリア３１は、周波数がｆｃ１であり、周期Ｔｃ１は１／ｆｃ１である。キャリア３２は、周波数がｆｃ２であり、周期Ｔｃ２は１／ｆｃ２である。キャリア周波数指令値ｆｃ＊がキャリア周波数ｆｃ１からキャリア周波数ｆｃ２に切り替わる場合には、図２５に示すように、キャリア周波数ｆｃ１のキャリア３１の谷タイミング（演算開始タイミング３０）から１キャリア周期Ｔｃ１後の谷タイミングが次のインバータ制御部７Ｂの演算開始タイミングであるが、このタイミングがキャリア周波数ｆｃ２のキャリア３２の谷タイミングとなるように、キャリア３１からキャリア３２に切り替わる。

そこで、位相指令値演算手段１１ｎは、演算開始タイミング３０にて演算するキャリア周波数変更手段１１ｍにより、キャリア周波数指令値ｆｃ＊がｆｃ１→ｆｃ２に変更される場合に、演算開始タイミング３０にて推定された位相θに基づき、演算開始タイミング３０から「Ｔｃ１＋Ｔｃ２／２」だけ経過した位置に存するキャリア３２の山タイミングで適用する位相指令値θ＊を求める。

また、図２６において、キャリア３４は、周波数がｆｃ２であり、周期Ｔｃ２は１／ｆｃ２である。キャリア３５は、周波数がｆｃ１であり、周期Ｔｃ１は１／ｆｃ１である。キャリア周波数指令値ｆｃ＊がキャリア周波数ｆｃ２からキャリア周波数ｆｃ１に切り替わる場合には、図２６に示すように、キャリア周波数ｆｃ２のキャリア３４の谷タイミング（演算開始タイミング３３）から１キャリア周期Ｔｃ２後の谷タイミングが次のインバータ制御部７Ｂの演算開始タイミングであるが、このタイミングがキャリア周波数ｆｃ１のキャリア３５の谷タイミングとなるように、キャリア３４からキャリア３５に切り替わる。

そこで、位相指令値演算手段１１ｎは、演算開始タイミング３３にて演算するキャリア周波数変更手段１１ｍにより、キャリア周波数指令値ｆｃ＊がｆｃ２→ｆｃ１に変更される場合に、演算開始タイミング３３にて推定された位相θに基づき、演算開始タイミング３３から「Ｔｃ２＋Ｔｃ１／２」だけ経過した位置に存するキャリア３５の山タイミングで適用する位相指令値θ＊を求める。

以上のように、実施の形態２によれば、実行周波数が低い場合はキャリア周波数も低くするので、シフト判定の対象となるＰＷＭ信号のパルス幅を判定時間幅以上に確保することが容易となる。したがって、直流電流から２相分の相電流情報を得られる範囲を拡大できるので、安定して制御できる信頼性のあるインバータ制御装置を得ることができる。また、シフトしなくとも２相分の相電流情報が得られるＰＷＭパターン２の割合が増えるので、ＰＷＭ信号をシフトしたことによる回生電流の発生による効率低下などの影響を極力抑えることが可能となる。

なお、実施の形態２では、切り替えるキャリア周波数は、ｆｃ１，ｆｃ２の２通りである場合を示したが、もっと細かにキャリア周波数を切り替えるようにしてもよい。また、キャリア周波数の切り替え条件には、実行周波数ｆを用いたが、その他、同様の効果が得られるパラメータ（例えば、電圧指令値Ｖ＊）を切り替え条件として用いてもよい。

実施の形態３．
図２７は、この発明の実施の形態３によるインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図２７では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。

図２７に示すように、実施の形態３によるインバータ制御装置では、図１（実施の形態１）に示したインバータ制御装置において、直流電源１に代えてコンバータ回路３９が設けられ、インバータ制御部７Ａに代えてインバータ制御部７Ｃが設けられている。インバータ制御部７Ｃでは、図１（実施の形態１）に示したインバータ制御部７Ａにおいて、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａに代えて、例えば図２８に示すように構成される電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ｃが設けられている。

コンバータ回路３９は、ＡＣ１００Ｖの商用電源４０を直流電源に変換する回路であり、リアクタ４１，整流回路４２，スイッチ４３，倍電圧整流用のコンデンサ４４，４５及び平滑用のコンデンサ４６を備えている。

整流回路４２は、直流母線Ｐと直流母線Ｎとの間に直列に接続したダイオードの２組「Ｄ７，Ｄ８」「Ｄ９，Ｄ１０」からなるダイオードブリッジで構成される。一方の組のダイオードＤ９，Ｄ１０の直列接続端が商用電源４０の一方の電極端に直接接続され、他方の組のダイオードＤ７，Ｄ８の直列接続端がリアクタ１９を介して商用電源４０の他方の電極端に接続されている。このリアクタ１９は、商用電源４０のピーク電流を抑制し力率を改善するために設けてある。また、倍電圧整流用のコンデンサ４４，４５は直流母線Ｐと直流母線Ｎとの間に直列接続して配置され、平滑用のコンデンサ４６も直流母線Ｐと直流母線Ｎとの間に配置されている。そして、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ｃによって制御されるスイッチ４３は、コンデンサ４４，４５の直列接続端とダイオードＤ９，Ｄ１０の直列接続端との間に配置されている。

図２８は、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ｃの構成例を示すブロック図である。図２８に示すように、電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ｃでは、図４に示した電圧指令値／位相指令値演算手段１１Ａにおいて、スイッチ切替手段１１ｐが追加されている。スイッチ切替手段１１ｐは、周波数／位相推定手段１１ｂにて求められる実行周波数ｆに基づいて、スイッチ４３に閉路動作（オン動作）と開路動作（オフ動作）とを行わせる２値のレベル信号からなるスイッチ切替信号を出力する。

次に、図２９を用いてこの実施の形態３に関わる構成による動作について説明する。図２９は、スイッチ切替手段１１ｐの動作を説明するフローチャートである。図２９において、スイッチ切替手段１１ｐは、周波数／位相推定手段１１ｂが推定した実行周波数ｆが判断基準周波数Ｃ［Ｈｚ］未満か否かを判断する（ＳＴ１３）。その結果、ｆ＜Ｃ［Ｈｚ］の場合（ＳＴ１３：Ｙｅｓ）は、スイッチ４３に開路動作（オフ動作）を行わせるスイッチ切替信号を出力する（ＳＴ１４）。これによって、コンバータ回路３９では全波整流動作が行われるので、直流母線Ｐ，Ｎには全波整流動作による直流電源が接続されることになる。

一方、ＳＴ１３において、ｆ≧Ｃ［Ｈｚ］の場合（ＳＴ１３：Ｎｏ）は、実行周波数ｆがＣ［Ｈｚ］＜Ｄ［Ｈｚ］である別の判断基準周波数Ｄ［Ｈｚ］を超えるか否かを判断し（ＳＴ１５）、ｆ＞Ｄ［Ｈｚ］の場合（ＳＴ１５：Ｙｅｓ）は、スイッチ４３に閉路動作（オン動作）を行わせるスイッチ切替信号を出力する（ＳＴ１６）。これによって、コンバータ回路３９では倍電圧整流動作が行われるので、直流母線Ｐ，Ｎには全波整流動作時よりも高い直流電源が接続されることになる。

そして、ＳＴ１５において、Ｃ≦ｆ≦Ｄ［Ｈｚ］の場合（ＳＴ１５：Ｎｏ）は、スイッチ４３の動作状態を変更しない。つまり、スイッチ４３が例えば閉路動作（オン動作）を行っている場合は、スイッチ切替手段１１ｐは、それを維持するスイッチ切替信号を出力する。

ここで、判断基準を与える周波数Ｃ［Ｈｚ］，Ｄ［Ｈｚ］に関しては、適切なヒステリシスを設けるようにしている。例えば、Ｄ＝Ｃ＋１０［Ｈｚ］とする。これによって、スイッチ４３が頻繁に切り替わるのを防ぐことができ、スイッチ４３でのノイズの発生などを防ぐことができる。

以上のように、実施の形態３によれば、固定の直流電源に代えて可変の直流電源であるコンバータ回路を設け、実行周波数が低い場合は電源電圧を低くするようにしたので、シフト判定の対象となるＰＷＭ信号のパルス幅を判定時間幅以上に確保することが容易となる。したがって、直流電流から２相分の相電流情報を得られる範囲を拡大できるので、安定して制御できる信頼性のあるインバータ制御装置を得ることができる。また、シフトしなくとも２相分の相電流情報が得られるＰＷＭパターン２の割合が増えるので、ＰＷＭ信号をシフトしたことによる回生電流の発生による効率低下などの影響を極力抑えることが可能となる。

なお、実施の形態３では、可変の直流電源として、全波整流によるものと倍電圧整流によるものとの２通りである場合を示したが、もっと細かに直流電圧を可変できる手段を用いてもよい。また、直流電圧を切り替える条件には、実行周波数ｆを用いたが、その他、同様の効果を得られるパラメータ（例えば、電圧指令値Ｖ＊）を切り替え条件として用いてもよい。

また、実施の形態３では、実施の形態１への適用例を示したが、実施の形態２にも同様に適用することができる。これによれば、キャリア周波数変更手段と直流電圧を変更する手段とを組み合わせて使用することで、より細かな制御を実現することが可能となる効果が得られる。

以上のように、この発明にかかるインバータ制御装置は、インバータ主回路の母線に流れる直流電流に基づいてＰＷＭ信号を生成する場合に、電圧ゼロベクトルの制約を受けずに、また、１つの瞬時電流情報をＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半周期で検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半周期で検出するという制約を受けずに、信頼性のある安定した運転を実現するのに有用である。

この発明の実施の形態１によるインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。 図１に示す直流電流増幅回路の構成例を示す回路図である。 図１に示す直流電圧検出回路の構成例を示す回路図である。 図１に示す電圧指令値／位相指令値演算手段の構成例を示すブロック図である。 図１に示すインバータ主回路の半導体スイッチング素子のスイッチング状態を規定する基本電圧ベクトルと電圧指令値／位相指令値演算手段が生成する電圧指令値及び位相指令値との関係を説明するベクトル図である。 図５に示す８種類の基本電圧ベクトルと半導体スイッチング素子のスイッチング状態との関係をまとめて示した図である。 図１に示すタイマ値演算手段の動作を説明するタイムチャートである。 図７に示すノードとキャリアとの関係を説明する図である。 図１に示すＰＷＭ信号生成手段の動作（ノード＝１の場合）を説明する図である。 図１に示すＰＷＭ信号生成手段の動作（ノード＝２の場合）を説明する図である。 電圧ベクトル状態と生成されるＰＷＭ信号と検出される直流電流情報から得られる相電流情報との関係をまとめて示した図である。 図１に示すＰＷＭ信号シフト判定手段の動作を説明するフローチャートである。 図７に示すノードとそのノードにおいてＰＷＭ信号シフト判定手段がシフト要否判定を行う場合に用いる２つのパルス幅の対象となる２つのＰＷＭ信号との関係をまとめて示した図である。 ＰＷＭ信号シフト判定手段が判定動作で用いる直流電流→相電流変換必要時間及び図１に示す検出タイミング生成手段の動作（ノード＝１の場合）を説明する図である。 図１２においてシフト方法１でシフトすると判定するＰＷＭ信号の例を説明するタイムチャート（ノード＝１の場合）である。 図１２においてシフト方法２でシフトすると判定するＰＷＭ信号の例を説明するタイムチャート（ノード＝１の場合）である。 図１に示すＰＷＭ信号シフト手段がシフト方法１を実施してＰＷＭパターン３のＰＷＭ信号を得る動作（ノード＝１の場合）を説明するタイムチャートである。 図１に示すＰＷＭ信号シフト手段がシフト方法２を実施してＰＷＭパターン４のＰＷＭ信号を得る動作（ノード＝１の場合）を説明するタイムチャートである。 図１に示す電圧ベクトル情報保持手段がＰＷＭパターン２，４用に保持する電圧ベクトル情報とノードとの関係をまとめて示すテーブルである。 図１に示す電圧ベクトル情報保持手段がＰＷＭパターン３用に保持する電圧ベクトル情報とノードとの関係をまとめて示すテーブルである。 図４に示す電圧指令値／位相指令値演算手段での各位相のタイミング関係を説明する図である。 この発明の実施の形態２によるインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。 図２２に示す電圧指令値／位相指令値演算手段の構成例を示すブロック図である。 図２３に示すキャリア周波数変更手段の動作を説明するフローチャートである。 図２３に示す位相指令値演算手段がキャリア周波数変更手段からのキャリア周波数指令値に基づき行う動作（その１）を説明する図である。 図２３に示す位相指令値演算手段がキャリア周波数変更手段からのキャリア周波数指令値に基づき行う動作（その２）を説明する図である。 この発明の実施の形態３によるインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。 図２７に示す電圧指令値／位相指令値演算手段の構成例を示すブロック図である。 図２８に示すスイッチ切替手段の動作を説明するフローチャートである。

符号の説明

１ 直流電源
２ インバータ主回路
３ 三相モータ
４ 抵抗器
５ 直流電流増幅回路
６ 直流電圧検出回路
７Ａ，７Ｂ，７Ｃ インバータ制御部
８，９ Ａ／Ｄ変換器
１０ 直流電流／相電流変換手段
１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ 電圧指令値／位相指令値演算手段
１１ａ ３相／２相座標変換手段
１１ｂ 周波数／位相推定手段
１１ｃ 周波数比較手段
１１ｄ ｄ軸電流指令値演算手段
１１ｅ ｄ軸電流比較手段
１１ｆ ｑ軸電流指令値演算手段
１１ｇ ｑ軸電流比較手段
１１ｈ ｄｑ軸電圧指令値演算手段
１１ｉ 電圧指令値演算手段
１１ｊ，１１ｎ 位相指令値演算手段
１１ｋ ｄｑ変換用位相演算手段
１１Ｌ ｄｑ変換用位相保持手段
１１ｍ キャリア周波数変更手段
１１ｐ スイッチ切替手段
１２ タイマ値演算手段
１３Ａ，１３Ｂ ＰＷＭ信号生成手段
１４ ＰＷＭ信号シフト判定手段
１５ ＰＷＭ信号シフト手段
１６ 検出タイミング生成手段
１７ 電圧ベクトル情報保持手段
３９ コンバータ回路
４０ 商用電源
４１ リアクタ
４２ 整流回路
４３ スイッチ
４４，４５ 倍電圧整流用のコンデンサ
４６ 平滑用のコンデンサ
Ｐ 正極側の直流母線
Ｎ 負極側の直流母線
Ｑ 直流電流検出手段

Claims (9)

1. 直流電源の正極端と負極端とにそれぞれ接続される直流母線間に配置した複数の半導体スイッチング素子を用いて前記直流電源が供給する直流電力を三相交流電力に変換するインバータ主回路と、前記インバータ主回路を制御するインバータ制御部とを備えるインバータ制御装置において、
   前記インバータ制御部は、
   前記直流母線の一方に流れる直流電流を検出する直流電流検出手段と、
   前記直流電流検出手段にて検出された直流電流から得られる相電流情報の各相において、相電圧基本波の最大値位相の前後３０°の計６０°となる区間と、相電圧基本波の最小値位相の前後３０°の計６０°となる区間とをスイッチングしないように制御する二相変調方式に基づいて三相各相のタイマ値を演算するタイマ値演算手段と、
   前記タイマ値演算手段にて求められた前記三相各相のタイマ値と、スイッチングしない相が切り替わる毎に位相が１８０°変更されるキャリアとに基づいて、前記複数の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号であって、三相のうち特定の一相を前記スイッチングしない相にするための固定用ＰＷＭ信号と互いのパルス幅に大小関係を有し残り二相の間で変調を行うための変調用ＰＷＭ信号とを生成するＰＭＷ信号生成手段と、
   １キャリア周期毎に前記変調用ＰＷＭ信号をシフトしてから前記インバータ主回路に供給するか否かを、前記直流電流から２相分の相電流情報を得るのに必要な時間幅として予め定めた判定時間幅を用いて判定するＰＷＭ信号シフト判定手段と、
   前記ＰＷＭ信号シフト判定手段が前記変調用ＰＷＭ信号をシフトしてから出力すると判定した場合に、１キャリア周期内で前記直流電流から得られる前記相電流情報の数が増えるように前記変調用ＰＷＭ信号をシフトするＰＷＭ信号シフト手段と、
   最終的に前記インバータ主回路に供給する前記ＰＷＭ信号に基づいて前記直流電流から前記相電流情報を検出するタイミングを生成する検出タイミング生成手段と
   を備えていることを特徴とするインバータ制御装置。
2. 前記ＰＷＭ信号シフト判定手段は、
   前記ＰＷＭ信号生成手段にて生成されるＰＷＭ信号のうち前記変調用ＰＷＭ信号のパルス幅およびパルス幅の差と前記判定時間幅との大小関係に基づいて、または、前記タイマ値演算手段が求めた三相のタイマ値のうち前記変調用ＰＷＭ信号が属する二相のタイマ値およびタイマ値の差と前記判定時間幅との大小関係に基づいて、前記シフト要否を判定する
   ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記ＰＷＭ信号シフト手段は、
   前記変調用ＰＷＭ信号の２つのパルス幅のうち短い方のパルス幅が前記判定時間幅以上であり、かつ前記２つのパルス幅の差の半分が前記判定時間幅よりも小さいために前記変調用ＰＷＭ信号をシフトしてから出力すると判定された場合において、長い方のパルス幅が前記判定時間幅の２倍よりも小さい場合には、１キャリア周期の中心から前半周期側に前記判定時間幅だけ進んだ位置を基準に短い方のパルス幅を有する変調用ＰＷＭ信号が形成されるようにシフトし、１キャリア周期の中心基準に後半周期側に長い方のパルス幅を有する変調用ＰＷＭ信号が形成されるようにシフトすることで、前記１キャリア周期内で前記直流電流から得られる相電流情報の数が増えるようにするシフト操作を実施する
   ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
4. 前記ＰＷＭ信号シフト手段は、
   前記変調用ＰＷＭ信号の２つのパルス幅のうち短い方のパルス幅が前記判定時間幅以上であり、かつ前記２つのパルス幅の差の半分が前記判定時間幅よりも小さいために前記変調用ＰＷＭ信号をシフトしてから出力すると判定された場合において、長い方のパルス幅が前記判定時間幅の２倍以上の場合には、長い方のパルス幅を有する変調用ＰＷＭ信号はそのままとし、短い方のパルス幅を有する変調用ＰＷＭ信号が、長い方のパルス幅の後縁から前記判定時間幅だけ１キャリア周期の中心に向かって後退するようにシフトすることで、前記直流電流から得られる２相分の相電流情報が１キャリア周期の後半周期で得られるようにするシフト操作を実施する
   ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
5. 前記インバータ制御部は、
   １キャリア周期内で前記直流電流から２相分の相電流情報が得られない場合は、前記２相分の相電流情報が得られるまで前記インバータ主回路をオープンループで制御し、その以降では、前記ＰＷＭ信号生成手段から出力される変調用ＰＷＭ信号のパルス幅にリミッタを設ける手段を備えている
   ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
6. 前記インバータ制御部は、
   前記直流電流から得られる各相の相電流情報に３相／２相座標変換処理を実施してｄ軸電流とｑ軸電流とを生成する３相／２相座標変換手段と、１キャリア周期内で前記直流電流から２相分の相電流情報が得られない場合は、前記３相／２相座標変換手段が前回算出したｄ軸電流値とｑ軸電流値とに基づいて前記インバータ主回路を制御する手段とを備えている
   ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
7. 前記３相／２相座標変換手段は、
   前記直流電流から得られる２相分の相電流情報の検出タイミングの中間での位相で３相／２相座標変換処理を実施する
   ことを特徴とする請求項６に記載のインバータ制御装置。
8. 前記インバータ制御部は、
   実行周波数が低い場合は、または、電圧指令値が小さい場合は、キャリア周波数を低くするようにキャリア周波数を切り替える手段を備えている
   ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
9. 前記直流電源は、２以上の直流電圧を切り替えて出力できる可変の直流電源であり、
   前記インバータ制御部は、
   実行周波数が低い場合または電圧指令値が小さい場合に低い直流電圧を出力するように前記可変の直流電源を切り替える手段を備えている
   ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。

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