JP4502603B2

JP4502603B2 - Display device

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Publication number: JP4502603B2
Application number: JP2003177264A
Authority: JP
Inventors: 景一佐野
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2003-06-20
Filing date: 2003-06-20
Publication date: 2010-07-14
Anticipated expiration: 2023-06-20
Also published as: JP2005010684A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧ビデオ信号を電流ビデオ信号に変換して画素回路に供給して表示を行う表示装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
自発光素子であるエレクトロルミネッセンス（Electroluminescence：以下ＥＬ）素子を各画素に発光素子として用いたＥＬ表示装置は、自発光型であると共に、薄く消費電力が小さい等の有利な点があり、液晶表示装置（ＬＣＤ）やＣＲＴなどの表示装置に代わる表示装置として注目されている。
【０００３】
特に、ＥＬ素子を個別に制御する薄膜トランジスタ（ＴＦＴ）などのスイッチ素子を各画素に設け、画素毎にＥＬ素子を制御するアクティブマトリクス型ＥＬ表示装置では、高精細な表示が可能である。
【０００４】
このアクティブマトリクス型ＥＬ表示装置では、通常基板上に複数本のゲートラインが行方向に延び、複数本のデータライン及び電源ラインが列方向に延びており、各画素は有機ＥＬ素子と、選択ＴＦＴ、駆動用ＴＦＴ及び保持容量を備えている。ゲートラインを選択することで選択ＴＦＴをオンし、データライン上のデータ電圧（電圧ビデオ信号）を保持容量に充電し、この電圧で駆動ＴＦＴをオンして電源ラインからの電力を有機ＥＬ素子に流している。
【０００５】
また、下記の特許文献１には、各画素において、制御用のトランジスタとしてｐチャンネルの２つのＴＦＴを追加し、データラインに表示データに応じたデータ電流（電流ビデオ信号）を流す回路が示されている。
すなわち、この特許文献１の回路では、電流ビデオ信号をデータラインに流し、この電流ビデオ信号を電流電圧変換用ＴＦＴに流して駆動ＴＦＴのゲート電圧を設定する。
この特許文献１に記載の回路によれば、データラインに流れるデータ電流に応じて、駆動ＴＦＴのゲート電圧を設定することができる。このため、データラインに電圧信号を供給するものと比較して、正確なＥＬ素子の駆動電流制御が行える。また、電流電圧変換用のＴＦＴを共用することで、素子数を比較的少なくすることができる。
しかし、上記特許文献１では、各画素回路を駆動するために、データラインにデータ電流を供給する必要がある。ところが、通常のビデオ信号は電圧信号である。このために、例えば、電圧信号を電流信号に変換する電圧電流変換回路などが必要になり、電圧電流変換回路を内蔵するＩＣ（半導体集積回路）を別個に設け、このＩＣから電流信号を表示装置に供給することになる。
【０００６】
【特許文献１】
特表２００１−１４７６５９号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、電圧電流変換回路を内蔵するＩＣを別個に設けると、そのために別途ＩＣを用意する必要があり、その開発や、製作に費用がかかり、表示装置が高価になってしまうという問題があった。
【０００８】
一方、電圧電流変換回路を表示装置に内蔵することも考えられ、従来のアクティブマトリクス型ＥＬ表示装置の画素で使用されている電圧電流変換回路を用いることができるが、そのままではＴＦＴのバラツキに起因するムラが問題となる。
【０００９】
本発明は、電流駆動型画素回路を効果的に駆動することができる電圧電流変換回路を有する表示装置に関する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、電圧ビデオ信号を電流ビデオ信号に変換する電圧電流変換回路と、この電圧電流変換回路の出力である電流信号を受け入れ表示を行う電流駆動型画素回路と、を有する表示装置であって、前記電圧電流変換回路は、電圧ビデオ信号をゲートに入力され、対応するドレイン電流を出力する出力トランジスタと、この出力トランジスタのしきい値電圧のをバラツキを補償するための補償回路を含むことを特徴とする。
【００１１】
このように、補償回路を設けることによって、電流変換回路のしきい値電圧が所定のものでなくても出力する電流信号が不正確になることを防止することができる。
【００１２】
また、前記補償回路は、前記出力トランジスタのドレイン・ゲート間を短絡する短絡トランジスタと、前記出力トランジスタのゲートに一端が接続され、他端に供給される電圧ビデオ信号に応じて、出力トランジスタのゲート電圧をシフトさせる入力コンデンサと、前記出力トランジスタのゲートに一端が接続され他端が所定の電源に接続され、出力トランジスタのゲート電圧を保持する保持用コンデンサと、を含み、短絡トランジスタをオンした状態で、出力トランジスタに電流を流すことによって、そのゲートにしきい値電圧をセットし、その後入力コンデンサを介し電圧ビデオ信号を出力トランジスタのゲートに印加することで、出力トランジスタのしきい値電圧に電圧ビデオ信号を加算した電圧を出力トランジスタのゲートにセットしてこの電圧により出力トランジスタを駆動することが好適である。
【００１３】
これによって、しきい値電圧によらず、所定の電圧電流変換が行える。
【００１４】
前記補償回路は、前記出力トランジスタのゲートに入力されてくるデータ電圧を一端に受けて保持する保持容量と、この保持容量の他端に接続され、所定の電圧またはパルス状信号が入力される第１制御信号線と、前記出力トランジスタのゲートに一端が接続され、他端は所定の電圧またはパルス状信号が入力される第２制御信号線に接続されるＭＯＳ型容量素子と、を有し、第１または第２制御信号線の電圧変動によって前記ＭＯＳ型容量素子のオンオフ状態を変化させてＭＯＳ型容量素子の容量を変化させることによって発生する補正電圧を用いて出力トランジスタを駆動することが好適である。
【００１５】
この構成によっても、しきい値電圧によらず、所定の電圧電流変換が行える。
【００１６】
また、前記画素回路は、マトリクス配置されており、前記出力トランジスタ及び補償回路は、マトリクス配置された画素回路の各列に対応して設けられ、かつこれら回路は１つの基板上に集積されていることが好適である。
【００１７】
これによって、各列の電流信号におけるバラツキを防止することができる。また、表示装置は、外部から通常の電圧信号のビデオ信号を受け入れるだけでよく、通常のビデオ信号を利用して、電流駆動型画素回路による表示が行える。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００１９】
図１は、一実施形態の全体構成を示す図であり、電流駆動型の画素回路５０がマトリクス状に配置され、表示領域を構成している。この画素回路５０は、後述するように有機ＥＬ素子およびその駆動を制御するＴＦＴを含んでおり、ガラス基板上に堆積形成されている。
【００２０】
そして、基板の周辺部分には、電流駆動型の画素回路５０を駆動するための水平スキャナ６０および垂直スキャナ（図示せず）が配置されている。これらスキャナは、基本的に画素回路のＴＦＴなどと同一のプロセスにより同一基板上に形成される。
【００２１】
画素回路５０の列方向（垂直方向）に沿ってデータラインＤＬが配置されており、各データラインは、電圧電流変換回路６２を介し、ビデオ信号ラインＶＬに接続されている。そして、この電圧電流変換回路６２には、水平スキャナ６０からの制御信号が供給されるようになっている。また、画素回路５０の行方向（水平方向）に沿ってゲートラインＧＬが配置されており、このゲートラインＧＬは垂直スキャナに接続されている。そして、データラインＤＬおよびゲートラインＧＬが各画素回路５０に接続されている。なお、画素回路５０は電流駆動型であり、後述するようにゲートラインＧＬは、Ｗｒｉｔｅ、Ｅｒａｓｅの２つの別々のラインからなっている。
【００２２】
ビデオ信号ラインＶＬには、通常のビデオ信号、すなわち画素毎の輝度情報が時系列で送られてくるものであって、輝度に応じて電圧値が変わるものが供給されてくる。なお、ビデオ信号は、通常ＲＧＢの３色別の信号であり、これがＲＧＢ別に対応する画素回路５０に別々に供給される。例えば、データラインＤＬの１つずつをＲＧＢのいずれかに割り当てておき、データラインＤＬに接続される画素を対応するデータラインＤＬに供給される色で発光する画素回路とすればよい。
【００２３】
このような回路において、ビデオ信号ラインＶＬにビデオ信号が送られてくるとそのビデオ信号に対応する水平ラインのゲートラインＧＬが選択され、対応する画素回路５０がデータ書き込み可能になる。この状態で、水平スキャナ６０は、供給されてくるビデオ信号に対応するデータラインＤＬに接続されている電圧電流変換回路６２に制御信号を送り、この電圧電流変換回路６２により、電圧信号であるビデオ信号を電流信号に変換して、データラインＤＬに順次供給する。すなわち、水平スキャナ６０は、ビデオ信号の画素毎の輝度データに対応するドットクロックに基づいていずれかの電圧電流変換回路６２に制御信号を送り、そのとき供給されてくる電圧ビデオ信号を電流データ信号に変換して、データラインＤＬに供給する。そこで、そのデータラインＤＬに接続されている画素回路５０であって、ゲートラインＧＬによって選択されている画素回路５０に電流データ信号によるデータの書き込みが行われ、これに応じてその画素回路５０の有機ＥＬ素子が発光する。なお、電圧電流変換回路６２は、ほぼ１水平期間電流データ信号を出力し、これによってデータが書き込まれた画素回路はほぼ１フレームの期間発光する。
【００２４】
このように、各データラインＤＬに対応して電圧電流変換回路６２が設けられているため、表示装置に供給するビデオ信号は通常の電圧ビデオ信号でよく、このビデオ信号が電流データ信号に変換され、電流駆動型の画素回路５０を駆動することができる。
【００２５】
図２には、電圧電流変換回路６２の一構成例が示してある。ｎチャンネルＴＦＴ７０のソースは、電源Ｖｓｓに接続されており、ドレインは、ｎチャンネルＴＦＴ７２のソースに接続されている。そして、このＴＦＴ７２のドレインがデータラインＤＬに接続されている。
【００２６】
また、ＴＦＴ７０のソース・ゲート間は、コンデンサ７４により接続されており、またドレイン・ゲート間は他のｎチャンネルＴＦＴ７６により接続されている。
【００２７】
さらに、ＴＦＴ７０のゲートは、コンデンサ７８、ｎチャンネルＴＦＴ８０を介し、電圧ビデオ信号を供給するビデオ信号ラインＶＬに接続されている。
【００２８】
また、コンデンサ７８の接続点は、ｎチャンネルＴＦＴ８２を介し基準電圧の電源（ビデオ信号の０の電圧またはそれ以上の所定の電圧）に接続されている。
【００２９】
そして、ＴＦＴ７２のゲートには信号φ１、ＴＦＴ７６、８２のゲートには信号φ２、ＴＦＴ８０のゲートには、水平スキャナ６０からの選択信号が供給されている。
【００３０】
このような電流変換回路６２の動作について、図３に基づいて説明する。まず、１水平期間（１Ｈ）の初期において、φ２がＨとなり、ＴＦＴ８２がオンする。これによって、基準電圧がコンデンサ７８の一端に供給される。
【００３１】
また、φ２のＨにより、ＴＦＴ７６がオンされ、ＴＦＴ７０のドレインゲート間が短絡される。従って、ＴＦＴ７０はダイオードとして機能し、ゲート・ソース間電圧がＴＦＴ７０のしきい値電圧にセットされる。これによって、コンデンサ７８に基準電圧と、しきい値電圧の差が保持される。
【００３２】
次に、φ２がＬとなり、ＴＦＴ７６、８２がオフされ、その状態で、水平スキャナ６０は、ビデオ信号ラインのビデオ信号（表示信号）のタイミングに同期して、各列の電圧電流変換回路６２に順にＨの制御信号を供給する。これによって、コンデンサ７８の一端には、表示信号電圧が加算され、これに応じてＴＦＴ７０のゲート電圧が上昇する。この例では、ｎ段目の画素回路を示しており、従ってｎ段目のスキャナからの信号によって、そのときの表示電圧が各段のコンデンサ７８に順次供給される。これによって、ＴＦＴ７０のゲート電圧Ｖｎに表示電圧が加算される。なお、この際コンデンサ７４の充電量が変化するため、ＴＦＴ７０のゲート電圧Ｖｎの変化は表示電圧そのものにはならないが、コンデンサ７４、７８の容量値の設定により、その変化を小さくすることができ、またゲート電圧の変化はＴＦＴ７０によって増幅されるので問題はない。
【００３３】
そして、この表示電圧（データ電圧）の１ライン分の書き込みが終了した場合には、φ１が所定期間Ｈになり、ＴＦＴ７２がオンになり、ゲート電圧Ｖｎに応じた電流がＴＦＴ７０、データラインＤＬに流れる。
【００３４】
このように、本実施形態の電圧電流変換回路６２によれば、１Ｈの最初において、ＴＦＴ７０のゲートにそのしきい値電圧をセットする。そして、セットされたしきい値電圧に、表示電圧を加算してＴＦＴ７０を駆動する。従って、各段（列）のＴＦＴ７０のしきい値電圧にバラツキがあっても、そのバラツキはデータラインＤＬに供給される電流量に影響しないことになる。
【００３５】
なお、基準電圧をビデオ信号ラインＶＬにセットしておき、ＴＦＴ８０をオンすることで、コンデンサ７８の一端に基準電圧をセットすれば、ＴＦＴ８２を省略することができる。また、ＴＦＴ７６をオンする際に、定電流源や定電圧源などからＴＦＴ７０に対して初期電流を流すように構成することで、ＴＦＴ７０のゲート電圧の設定をより確実にできる。さらに、上述の例では、ｎチャンネルＴＦＴを利用したが、信号の極性を変更することなどにより、すべてｐチャンネルＴＦＴを用いて構成することも容易である。
【００３６】
図４は、電圧電流変換回路６２の他の構成例を示す図である。ビデオ信号ラインＶＬには、ｎチャンネルのＴＦＴ２０のドレインが接続されている。このＴＦＴ２０のゲートはｎ段目のスキャナからの制御信号が供給され、ソースはｎチャンネルの出力ＴＦＴ２２のゲートに接続されている。さらに、ＴＦＴ２０のソースが接続されている出力ＴＦＴ２２のゲートには、コンデンサ２４の一端が接続され、このコンデンサ２４の他端はパルス駆動ラインφ３に接続されている。
【００３７】
出力ＴＦＴ２２のソースは、垂直方向に伸びるＥＬ電源ラインに接続され、ドレインはデータラインＤＬに接続されている。
【００３８】
そして、出力ＴＦＴ２２のゲートには、ゲート端が所定電位のリファレンス電源ラインの電圧に設定されたｎチャンネルのＭＯＳ型容量素子２８の一端が接続されている。ここで、このＭＯＳ型容量素子２８は、通常のＴＦＴと同様に、ソース、チャンネルおよびドレイン領域を有しているが、ソースまたはドレインの一方の電極と、ゲート電極を所定の部位に接続し、単にゲート容量として利用するものである。
【００３９】
また、ＭＯＳ型容量素子２８は、チャネル領域と１つの不純物領域電極とを有し、その不純物領域に対応した電極とゲート電極とを所定の部位に接続したものでもよい。また、ＭＯＳ型容量素子２８としては、ＭＯＳトランジスタ、ＭＩＳトランジスタや、ＴＦＴタイプなどがある。
【００４０】
このような電圧電流変換回路６２は、ビデオ信号ラインＶＬに送られてくる１ライン分のビデオ信号の中から対応する画素の表示信号が送られてきた段階でスキャナ６０からの選択信号がＨとなり、ＴＦＴ２０がオン状態になる。このため、そのときのビデオ信号の表示電圧はコンデンサ２４に供給保持され、選択信号がＬとなり、ＴＦＴ２０がオフになっても出力ＴＦＴ２２のゲート電圧が保持される。
【００４１】
そして、このコンデンサ２４に保持された電圧に応じて、出力ＴＦＴ２２が動作して対応するデータ電流がＥＬ電源がデータラインＤＬに流れる。
【００４２】
そして、各列の電圧電流変換回路６２が順次ビデオ信号を取り込み、１ライン分のデータ電流の出力が行われ、これが順次繰り返される。
【００４３】
ここで、出力ＴＦＴ２２は、電源Ｖｓｓとゲート電圧の差、すなわちＶｇｓがそのＴＦＴの特性で定まるしきい値電圧Ｖｔｈより大きくなったときに電流を流し始め、電流量は、ゲート電圧と、しきい値電圧の差によって決定される。
【００４４】
本実施形態では、出力ＴＦＴ２２のゲートにＭＯＳ型容量素子２８を接続し、またコンデンサ２４の他端をパルス駆動ラインφ３に接続し、これによって各電圧電流変換回路６２における出力ＴＦＴ２２のしきい値電圧のバラツキを補償する。
【００４５】
まず、パルス駆動ラインφ３は、ＴＦＴ２０がオンしデータ電圧が書き込まれているときにはＬレベルにあり、リファレンス電源ラインφ４はＨレベルにある。そして、データ電圧の書き込み（コンデンサ２４への充電）が終了して、ＴＦＴ２０がオフ状態となった後、パルス駆動ラインφ３をＨレベルとする。これによって、出力ＴＦＴ２２のゲート電圧として、しきい値電圧分が加算された信号電圧が発生する。あるいはφ３をＨレベルにすると同時に、リファレンス電圧φ４をＬレベルに変化させることで、出力ＴＦＴ２２が適切な電流出力を出すように調整することができる。
【００４６】
一方、ＭＯＳ型容量素子２８は、出力ＴＦＴ２２に隣接して形成されており、出力ＴＦＴ２２と同一の工程で作成される。従って、出力ＴＦＴ２２と、ＭＯＳ型容量素子２８は、不純物濃度などもほぼ同一であり、しきい値電圧も同一のものになる。そして、ＭＯＳ型容量素子２８のゲートが接続されるリファレンス電圧φ４は、上述のパルス駆動ラインの電圧がＬからＨに変化したときに、ＭＯＳ型容量素子２８のチャネル領域がオン状態からオフ状態に変化するように設定されている。データ電圧の書き込みが終了した後に、ＭＯＳ型容量素子２８のチャネル領域をオン状態からオフ状態に変化させるために、パルス駆動電圧φ３を定電圧としてリファレンス電圧φ４をＨからＬに同時に変化させてもよいし、またパルス駆動電圧φ３をＬからＨ、リファレンス電圧φ４をＨからＬに同時に変化させてもよい。その際はパルス幅、素子サイズを調整することで同様の効果が得られる。
【００４７】
図５には、φ３をパルス入力、φ４を定電位として例を示す。φ４の電圧を、ビデオ信号として入力される電圧よりも高い電圧とし、φ３がｌレベルの際に、水平スキャナ６０により、各列の電圧電流変換回路６２に順次Ｈとなる制御信号が送られ、そのときにビデオ信号ラインＶＬの表示電圧が出力ＴＦＴ２２のゲートに充電される。このときの出力ＴＦＴ２２のゲート電圧は、ＴＦＴ２２がオンするまでの電圧に至らないように設定してある。
【００４８】
そして、φ３をＬレベルからＨレベルに変化させることで、ＴＦＴ２２のゲート電圧が上昇する。このとき、ＭＯＳ型容量素子２８のオンオフ状態が変化し、これによってＴＦＴ２２のしきい値電圧のバラツキを補償するすることができる。
【００４９】
図６に示すように、パルス駆動ラインのパルス駆動電圧は、ＬレベルからＨレベルに変化する。これによって出力ＴＦＴ２２のゲート電圧がパルス駆動電圧に応じて上昇する。そして、このゲート電圧がＭＯＳ型容量素子２８のしきい値電圧まで上昇したときにＭＯＳ型容量素子２８がオン状態からオフ状態に変化する。これによって、ＭＯＳ型容量素子２８は、その容量が小さくなる。これによって、コンデンサ２４を介して入力されるパルス駆動電圧の変化の影響が大きくなり、ゲート電圧の上昇の傾きが大きくなる。すなわち、パルス駆動電圧の変化に応じてゲート電位が変化するが、ＭＯＳ型容量素子２８の容量値がオン状態の時は大きく、オフ状態の時に小さくなり、容量が大きい状態から小さい状態に切り替わる際にゲート電位の変化の傾きが大きくなる。
【００５０】
従って、ＭＯＳ型容量素子２８のオン状態からオフ状態に切り替わる切り替わり電圧が図６における「切り替わり電圧Ａ」であった場合には、ゲート電圧は図において実線で示したように変化し、切り替わり電圧Ａに至るまで第１の傾きで変化し、その後第２の傾きで変化して、パルス駆動電圧がＨレベルになったときには、補正電圧Ａにゲート電圧が設定される。ここで、ＭＯＳ型容量素子２８のオンオフする切り替わり電圧は、リファレンス電圧との差で決定されるため、切り替わり電圧Ａ，Ｂは、リファレンス電圧にＭＯＳ型容量素子２８のしきい値電圧Ｖｔｈの絶対値を減算した電圧（リファレンス電圧−｜Ｖｔｈ｜）である。
【００５１】
一方、ＭＯＳ型容量素子２８のしきい値電圧が「切り替わり電圧Ａ」より高い「切り替わり電圧Ｂ」であった場合には、ゲート電圧は図において破線で示したように変化し、切り替わり電圧Ｂに至るまで第１の傾きで変化し、その後第２の傾きで変化して、パルス駆動電圧がＨレベルになったときには、補正電圧Ｂにゲート電圧が設定される。すなわち、同一のデータ電圧が供給されても、パルス駆動によって設定されるゲート電圧は、しきい値電圧の絶対値が小さいほど低く設定されることになる。
【００５２】
上述のように、出力ＴＦＴ２２のしきい値電圧は、ＭＯＳ型容量素子２８のしきい値電圧と同じである。従って、出力ＴＦＴ２２のしきい値電圧が「しきい値電圧１」であれば、ゲート電圧はしきい値電圧１補正電圧、「しきい値電圧２」であれば、ゲート電圧はしきい値電圧２補正電圧に設定され、この例では、しきい値電圧とゲート電圧の差は、ほぼ同一になっている。すなわち、ＭＯＳ型容量素子２８のサイズ、リファレンス電圧値、出力ＴＦＴ２２のサイズ、コンデンサ２４の容量値などの設定によって、データ電圧が一定であれば、出力ＴＦＴ２２のしきい値電圧が異なっても、しきい値電圧とゲート電圧の差を一定にすることが可能であり、しきい値電圧のバラツキの影響を排除することができる。
【００５３】
ここで、このような補償を行うためには、第１の傾きに比べ第２の傾きが２倍になるように、条件を設定する。これについて図７に基づいて説明する。上図に示すように、ＭＯＳ型容量素子２８がオン状態であるとした場合は、その容量値がオフ時に比べ大きいため、ゲート電圧の変化はパルス駆動電圧の変化による影響が抑制されて、傾きが小さくなる。一方、ＭＯＳ容量素子２８がオフ状態である場合は容量値が小さく、パルス駆動電圧の変化による影響が大きいため傾きが大きい。その傾きが２倍となるような条件に設定しているため、パルス駆動電圧がＨレベルになったときのゲート電圧の上昇分は、ＭＯＳ型容量素子２８がオフ状態の時がオン状態のときの２倍になる。
【００５４】
そして、実際には、図７に示すように、出力ＴＦＴの切り替わり電圧がＡであった場合に、切り替わり電圧Ａまでは、第１の傾きでゲート電圧が上昇し、その後２倍の大きさの第２の傾きでゲート電圧が上昇する。切り替わり電圧がＢであった場合には、切り替わり電圧Ｂまでゲート電圧が第１の傾きで上昇するため、このゲート電圧が切り替わり電圧Ｂになった場合におけるゲート電圧の差であるαが補正電圧ＡとＢの差になる。そして、第１の傾きに比べ第２の傾きが２倍であることで、αは、切り替わり電圧Ａ，Ｂの差に等しくなる。従って、切り替わり電圧の差と、補正電圧の差が同一となり、切り替わり電圧（すなわち、しきい値電圧）の変動の影響を補償することができる。
【００５５】
また、図に示すように、データ電圧の書き込み電圧であるサンプリング電圧が変化した場合でも、切り替わり電圧差と、補正電圧差が等しくなることには変わりはなく、常にしきい値電圧の変動を補償することができる。そのとき、サンプリング電圧自体の電位差は補償動作後には２倍に増幅される。
【００５６】
このように、本実施形態によれば、パルス駆動ラインの電圧変動により、出力ＴＦＴ２２がオフからオンになると共に、ＭＯＳ型容量素子のオンオフ状態が切り替わり、その容量値が変化する。そして、ＭＯＳ型容量素子のしきい値変化に応じて駆動トランジスタのゲート電圧がどの電圧でＭＯＳ型容量素子のオンオフが切り替わるかが変化する。すなわち、パルス駆動ラインの変化に応じた駆動トランジスタのゲート電圧の変化は、ＭＯＳ型容量素子の容量値によるため、ＭＯＳ型容量素子のしきい値変動に応じて、ゲート電圧が変動することになる。そこで、駆動トランジスタのしきい値変動を相殺するように駆動トランジスタのゲート電圧が変化するように、ＭＯＳ型容量素子やコンデンサなどを設計することで、駆動トランジスタのしきい値変動のデータ電流への影響を減少させることができる。
【００５７】
なお、この実施形態においても、各ＴＦＴをｐチャンネルとすることもできる。
【００５８】
ここで、電駆動型の画素回路５０の一構成例について、図８に基づいて説明する。このように、ゲートラインＷｒｉｔｅにゲートが接続されたｐチャンネルＴＦＴ（選択ＴＦＴ）３の一端が電流源ＣＳ（電圧電流変換回路６２に対応する）からのデータ電流Ｉｗを流すデータラインＤａｔａに接続され、他端はｐチャンネルＴＦＴ１およびｐチャンネルＴＦＴ（駆動ＴＦＴ）４の一端に接続されている。ＴＦＴ１は、他端が電源ラインＰＶＤＤに接続され、ゲートが有機ＥＬ素子ＯＬＥＤ駆動用のｐチャンネルＴＦＴ２のゲートに接続されている。また、ＴＦＴ４は、他端がＴＦＴ１およびＴＦＴ２のゲートに接続されており、このＴＦＴ１およびＴＦＴ２のゲートは、補助容量Ｃを介し、電源ラインＰＶＤＤに接続されている。そして、ＴＦＴ４のゲートは、ゲートラインＥｒａｓｅに接続されている。
【００５９】
この構成では、ＷｒｉｔｅをＬとしてＴＦＴ３をオンするとともに、ＥｒａｓｅをＬとしてＴＦＴ４をオンする。そして、データラインＤａｔａにデータ電流Ｉｗを流す。これによって、ＴＦＴ１はそのゲートソース間が短絡され、電流ＩｗがＴＦＴ１、ＴＦＴ３に流れる。そこで、この電流Ｉｗが電圧に変換され、その電圧がＴＦＴ１、２のゲートに設定される。そして、ＴＦＴ３、４がオフされた後は、ＴＦＴ２のゲート電圧は補助容量Ｃによって保持されるため、その後も電流Ｉｗに対応した電流がＴＦＴ２に流れ、この電流により有機ＥＬ（ＯＬＥＤ）が発光する。そして、ＥｒａｓｅをＬとすることで、ＴＦＴ４がオンして、ＴＦＴ１のゲート電圧が上昇し、補助容量Ｃが放電されてデータがイレーズされ、ＴＦＴ１、ＴＦＴ２がオフする。
【００６０】
この回路によれば、ＴＦＴ１に電流が流れることで、このＴＦＴ１とカレントミラーを構成するＴＦＴ２にも対応する電流が流れる。そして、この状態でＴＦＴ１、２のゲート電圧が決定され、その電圧が補助容量Ｃに保持され、その電圧に応じてＴＦＴ２の電流量が決定される。
【００６１】
なお、電流駆動型の画素回路については、図８のものの他にいろいろな形式のものが提案されており、そのいずれも採用可能である。
【００６２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、補償回路を設けることによって、電流変換回路のしきい値電圧が所定のものでなくても出力する電流信号が不正確になることを防止することができる。また、表示装置は、外部から通常の電圧信号のビデオ信号を受け入れるだけでよく、通常のビデオ信号を利用して、電流駆動型画素回路による表示が行える。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態に係る表示装置の全体構成を示すブロック図である。
【図２】電圧電流変換回路の一構成例を示す図である。
【図３】電圧電流変換回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図４】電圧電流変換回路の他の構成例を示す図である。
【図５】他の構成例の電圧電流変換回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図６】他の構成例の電圧電流変換回路の動作を説明する図である。
【図７】他の構成例の電圧電流変換回路の動作を説明する図である。
【図８】画素回路の構成例を示す図である。
【符号の説明】
２０，２２，７０，７６，８０，８２ＴＦＴ、２８ＭＯＳ型容量素子、４６ビデオデータ処理回路、５０スキャナ、５０画素回路、６０水平スキャナ、６２電圧電流変換回路、２４，７４，７８コンデンサ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a display device that performs display by converting a voltage video signal into a current video signal and supplying it to a pixel circuit.
[0002]
[Prior art]
An EL display device using an electroluminescence (hereinafter referred to as EL) element, which is a self-luminous element, as a light-emitting element for each pixel is advantageous in that it is self-luminous and thin and consumes less power. It attracts attention as a display device that replaces a display device such as a device (LCD) or CRT.
[0003]
In particular, an active matrix EL display device in which a switching element such as a thin film transistor (TFT) for individually controlling an EL element is provided in each pixel and the EL element is controlled for each pixel enables high-definition display.
[0004]
In this active matrix EL display device, a plurality of gate lines extend in a row direction, a plurality of data lines and a power supply line extend in a column direction on a normal substrate, and each pixel includes an organic EL element, a selection TFT And a driving TFT and a storage capacitor. The selection TFT is turned on by selecting the gate line, the data voltage (voltage video signal) on the data line is charged to the holding capacitor, and the driving TFT is turned on with this voltage, and the power from the power supply line is supplied to the organic EL element. It is flowing.
[0005]
Patent Document 1 below shows a circuit in which two p-channel TFTs are added as control transistors in each pixel, and a data current (current video signal) corresponding to display data is supplied to the data line. ing.
That is, in the circuit of Patent Document 1, a current video signal is passed through a data line, and this current video signal is passed through a current-voltage conversion TFT to set the gate voltage of the driving TFT.
According to the circuit described in Patent Document 1, the gate voltage of the driving TFT can be set according to the data current flowing through the data line. For this reason, the drive current control of the EL element can be performed more accurately than in the case of supplying a voltage signal to the data line. Further, by sharing the current-voltage conversion TFT, the number of elements can be relatively reduced.
However, in Patent Document 1, it is necessary to supply a data current to the data line in order to drive each pixel circuit. However, a normal video signal is a voltage signal. For this purpose, for example, a voltage-current conversion circuit for converting a voltage signal into a current signal is required, and an IC (semiconductor integrated circuit) incorporating the voltage-current conversion circuit is separately provided, and the current signal is displayed from the IC. Will be supplied to.
[0006]
[Patent Document 1]
JP 2001-147659A [0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, if an IC with a built-in voltage-current conversion circuit is provided separately, it is necessary to prepare a separate IC for this purpose, and there is a problem that the development and production are expensive and the display device becomes expensive. .
[0008]
On the other hand, it is conceivable to incorporate a voltage-current conversion circuit in a display device, and a voltage-current conversion circuit used in a pixel of a conventional active matrix EL display device can be used. Unevenness becomes a problem.
[0009]
The present invention relates to a display device having a voltage-current conversion circuit that can effectively drive a current-driven pixel circuit.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The present invention is a display device having a voltage-current conversion circuit that converts a voltage video signal into a current video signal, and a current-driven pixel circuit that receives and displays a current signal that is an output of the voltage-current conversion circuit. The voltage-current conversion circuit includes an output transistor that receives a voltage video signal at its gate and outputs a corresponding drain current, and a compensation circuit for compensating for variations in the threshold voltage of the output transistor. Features.
[0011]
As described above, by providing the compensation circuit, it is possible to prevent the output current signal from becoming inaccurate even if the threshold voltage of the current conversion circuit is not a predetermined one.
[0012]
The compensation circuit includes a short-circuit transistor that short-circuits between a drain and a gate of the output transistor, a gate connected to the gate of the output transistor, and a gate of the output transistor according to a voltage video signal supplied to the other end. An input capacitor that shifts the voltage; and a holding capacitor that has one end connected to the gate of the output transistor and the other end connected to a predetermined power source and holds the gate voltage of the output transistor, and the short-circuit transistor is turned on Thus, by passing a current through the output transistor, a threshold voltage is set at its gate, and then a voltage video signal is applied to the gate of the output transistor through the input capacitor, thereby generating a voltage video signal at the threshold voltage of the output transistor. Set the sum of the signals to the gate of the output transistor Te it is preferable to drive the output transistor by the voltage.
[0013]
Thus, predetermined voltage-current conversion can be performed regardless of the threshold voltage.
[0014]
The compensation circuit is connected to one end of the storage capacitor that receives and holds the data voltage input to the gate of the output transistor, and to the other end of the storage capacitor, and receives a predetermined voltage or pulse signal. One control signal line, and a MOS type capacitive element having one end connected to the gate of the output transistor and the other end connected to a second control signal line to which a predetermined voltage or pulse signal is input, Preferably, the output transistor is driven using a correction voltage generated by changing the on / off state of the MOS type capacitive element by changing the voltage of the first or second control signal line to change the capacitance of the MOS type capacitive element. It is.
[0015]
Also with this configuration, predetermined voltage-current conversion can be performed regardless of the threshold voltage.
[0016]
The pixel circuits are arranged in a matrix, the output transistors and the compensation circuits are provided corresponding to the columns of the pixel circuits arranged in a matrix, and these circuits are integrated on a single substrate. Is preferred.
[0017]
As a result, variations in the current signals in each column can be prevented. Further, the display device only needs to accept a video signal of a normal voltage signal from the outside, and display can be performed by a current-driven pixel circuit using the normal video signal.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0019]
FIG. 1 is a diagram showing the overall configuration of an embodiment, in which current-driven pixel circuits 50 are arranged in a matrix to form a display area. As will be described later, the pixel circuit 50 includes an organic EL element and a TFT for controlling driving thereof, and is deposited on a glass substrate.
[0020]
A horizontal scanner 60 and a vertical scanner (not shown) for driving the current-driven pixel circuit 50 are disposed in the peripheral portion of the substrate. These scanners are basically formed on the same substrate by the same process as the TFT of the pixel circuit.
[0021]
Data lines DL are arranged along the column direction (vertical direction) of the pixel circuit 50, and each data line is connected to the video signal line VL via the voltage-current conversion circuit 62. The voltage / current conversion circuit 62 is supplied with a control signal from the horizontal scanner 60. A gate line GL is disposed along the row direction (horizontal direction) of the pixel circuit 50, and the gate line GL is connected to a vertical scanner. A data line DL and a gate line GL are connected to each pixel circuit 50. Note that the pixel circuit 50 is a current drive type, and the gate line GL includes two separate lines, Write and Erase, as will be described later.
[0022]
The video signal line VL is supplied with a normal video signal, that is, luminance information for each pixel that is sent in time series and whose voltage value changes according to the luminance. Note that the video signal is usually a signal for each of the three colors RGB, and is supplied separately to the corresponding pixel circuit 50 for each RGB. For example, each of the data lines DL may be assigned to any one of RGB, and the pixel connected to the data line DL may be a pixel circuit that emits light with the color supplied to the corresponding data line DL.
[0023]
In such a circuit, when a video signal is sent to the video signal line VL, the horizontal gate line GL corresponding to the video signal is selected, and the corresponding pixel circuit 50 can write data. In this state, the horizontal scanner 60 sends a control signal to the voltage / current conversion circuit 62 connected to the data line DL corresponding to the supplied video signal. The signal is converted into a current signal and sequentially supplied to the data line DL. That is, the horizontal scanner 60 sends a control signal to one of the voltage / current conversion circuits 62 based on the dot clock corresponding to the luminance data for each pixel of the video signal, and the voltage video signal supplied at that time is converted into the current data signal. And is supplied to the data line DL. Therefore, the pixel circuit 50 connected to the data line DL, which is the pixel circuit 50 selected by the gate line GL, is written with data by the current data signal, and the pixel circuit 50 of the pixel circuit 50 is responded accordingly. The organic EL element emits light. The voltage-current conversion circuit 62 outputs a current data signal for approximately one horizontal period, whereby the pixel circuit to which data is written emits light for a period of approximately one frame.
[0024]
Thus, since the voltage-current conversion circuit 62 is provided corresponding to each data line DL, the video signal supplied to the display device may be a normal voltage video signal, and this video signal is converted into a current data signal. The current driven pixel circuit 50 can be driven.
[0025]
FIG. 2 shows a configuration example of the voltage / current conversion circuit 62. The source of the n-channel TFT 70 is connected to the power supply Vss, and the drain is connected to the source of the n-channel TFT 72. The drain of the TFT 72 is connected to the data line DL.
[0026]
The source and gate of the TFT 70 are connected by a capacitor 74, and the drain and gate are connected by another n-channel TFT 76.
[0027]
Further, the gate of the TFT 70 is connected to a video signal line VL that supplies a voltage video signal via a capacitor 78 and an n-channel TFT 80.
[0028]
The connection point of the capacitor 78 is connected to a reference voltage power supply (a voltage of 0 of the video signal or a predetermined voltage higher than that) via an n-channel TFT 82.
[0029]
A signal φ1 is supplied to the gate of the TFT 72, a signal φ2 is supplied to the gates of the TFTs 76 and 82, and a selection signal from the horizontal scanner 60 is supplied to the gate of the TFT 80.
[0030]
The operation of the current conversion circuit 62 will be described with reference to FIG. First, at the initial stage of one horizontal period (1H), φ2 becomes H, and the TFT 82 is turned on. As a result, the reference voltage is supplied to one end of the capacitor 78.
[0031]
Further, the TFT 76 is turned on by H of φ2, and the drain gate of the TFT 70 is short-circuited. Accordingly, the TFT 70 functions as a diode, and the gate-source voltage is set to the threshold voltage of the TFT 70. As a result, the difference between the reference voltage and the threshold voltage is held in the capacitor 78.
[0032]
Next, φ2 becomes L, the TFTs 76 and 82 are turned off, and in this state, the horizontal scanner 60 applies the voltage / current conversion circuit 62 of each column in synchronization with the timing of the video signal (display signal) of the video signal line. H control signals are sequentially supplied. As a result, the display signal voltage is added to one end of the capacitor 78, and the gate voltage of the TFT 70 rises accordingly. In this example, the pixel circuit of the nth stage is shown, and accordingly, the display voltage at that time is sequentially supplied to the capacitor 78 of each stage by a signal from the nth stage scanner. As a result, the display voltage is added to the gate voltage Vn of the TFT 70. At this time, since the amount of charge of the capacitor 74 changes, the change in the gate voltage Vn of the TFT 70 does not become the display voltage itself, but the change can be reduced by setting the capacitance values of the capacitors 74 and 78. Further, since the change in the gate voltage is amplified by the TFT 70, there is no problem.
[0033]
When the writing of one line of the display voltage (data voltage) is completed, φ1 becomes H for a predetermined period, the TFT 72 is turned on, and a current corresponding to the gate voltage Vn is applied to the TFT 70 and the data line DL. Flowing.
[0034]
Thus, according to the voltage-current conversion circuit 62 of this embodiment, the threshold voltage is set at the gate of the TFT 70 at the beginning of 1H. Then, the display voltage is added to the set threshold voltage to drive the TFT 70. Therefore, even if the threshold voltage of the TFT 70 in each stage (column) varies, the variation does not affect the amount of current supplied to the data line DL.
[0035]
If the reference voltage is set to one end of the capacitor 78 by setting the reference voltage to the video signal line VL and turning on the TFT 80, the TFT 82 can be omitted. Further, when the TFT 76 is turned on, the gate voltage of the TFT 70 can be set more reliably by configuring the initial current to flow from the constant current source or the constant voltage source to the TFT 70. Furthermore, in the above-described example, the n-channel TFT is used. However, it is easy to configure all using the p-channel TFT by changing the polarity of the signal.
[0036]
FIG. 4 is a diagram illustrating another configuration example of the voltage-current conversion circuit 62. The drain of the n-channel TFT 20 is connected to the video signal line VL. The gate of the TFT 20 is supplied with a control signal from the n-th stage scanner, and the source is connected to the gate of the n-channel output TFT 22. Further, one end of a capacitor 24 is connected to the gate of the output TFT 22 to which the source of the TFT 20 is connected, and the other end of the capacitor 24 is connected to the pulse drive line φ3.
[0037]
The source of the output TFT 22 is connected to the EL power supply line extending in the vertical direction, and the drain is connected to the data line DL.
[0038]
The gate of the output TFT 22 is connected to one end of an n-channel MOS capacitive element 28 whose gate end is set to the voltage of the reference power supply line having a predetermined potential. Here, the MOS type capacitive element 28 has a source, a channel and a drain region as in a normal TFT, but one of the source and drain electrodes and a gate electrode are connected to a predetermined part, It is simply used as a gate capacitance.
[0039]
The MOS capacitor element 28 may have a channel region and one impurity region electrode, and an electrode corresponding to the impurity region and a gate electrode may be connected to a predetermined part. Further, as the MOS type capacitive element 28, there are a MOS transistor, a MIS transistor, a TFT type and the like.
[0040]
In such a voltage-current conversion circuit 62, the selection signal from the scanner 60 becomes H when the display signal of the corresponding pixel is sent from the video signal for one line sent to the video signal line VL. The TFT 20 is turned on. Therefore, the display voltage of the video signal at that time is supplied and held in the capacitor 24, the selection signal becomes L, and the gate voltage of the output TFT 22 is held even when the TFT 20 is turned off.
[0041]
Then, according to the voltage held in the capacitor 24, the output TFT 22 operates and the corresponding data current flows through the data line DL through the EL power source.
[0042]
Then, the voltage-current conversion circuit 62 in each column sequentially takes in the video signal, and the data current for one line is output, which is sequentially repeated.
[0043]
Here, the output TFT 22 starts to flow current when the difference between the power source Vss and the gate voltage, that is, Vgs becomes larger than the threshold voltage Vth determined by the characteristics of the TFT, and the amount of current is equal to the gate voltage. Determined by the difference in value voltage.
[0044]
In the present embodiment, the MOS type capacitive element 28 is connected to the gate of the output TFT 22, and the other end of the capacitor 24 is connected to the pulse drive line φ 3, whereby the threshold voltage of the output TFT 22 in each voltage-current conversion circuit 62. Compensate for variations in
[0045]
First, the pulse drive line φ3 is at the L level when the TFT 20 is turned on and the data voltage is written, and the reference power supply line φ4 is at the H level. Then, after the writing of the data voltage (charging of the capacitor 24) is completed and the TFT 20 is turned off, the pulse drive line φ3 is set to the H level. As a result, a signal voltage obtained by adding the threshold voltage is generated as the gate voltage of the output TFT 22. Alternatively, by adjusting φ3 to H level and simultaneously changing reference voltage φ4 to L level, the output TFT 22 can be adjusted to output an appropriate current output.
[0046]
On the other hand, the MOS capacitor element 28 is formed adjacent to the output TFT 22 and is formed in the same process as the output TFT 22. Therefore, the output TFT 22 and the MOS capacitor 28 have substantially the same impurity concentration and the same threshold voltage. The reference voltage φ4 to which the gate of the MOS capacitive element 28 is connected is such that the channel region of the MOS capacitive element 28 changes from the on state to the off state when the voltage of the pulse drive line changes from L to H. It is set to change. After the data voltage has been written, in order to change the channel region of the MOS capacitor 28 from the on state to the off state, the reference voltage φ4 may be simultaneously changed from H to L using the pulse drive voltage φ3 as a constant voltage. Alternatively, the pulse drive voltage φ3 may be simultaneously changed from L to H and the reference voltage φ4 may be changed from H to L. In that case, the same effect can be obtained by adjusting the pulse width and the element size.
[0047]
FIG. 5 shows an example in which φ3 is a pulse input and φ4 is a constant potential. When the voltage of φ4 is set higher than the voltage input as the video signal, and φ3 is at the l level, the horizontal scanner 60 sends a control signal that sequentially becomes H to the voltage-current conversion circuit 62 of each column, At that time, the display voltage of the video signal line VL is charged to the gate of the output TFT 22. The gate voltage of the output TFT 22 at this time is set so as not to reach a voltage until the TFT 22 is turned on.
[0048]
Then, by changing φ3 from the L level to the H level, the gate voltage of the TFT 22 increases. At this time, the on / off state of the MOS type capacitive element 28 changes, whereby the variation in the threshold voltage of the TFT 22 can be compensated.
[0049]
As shown in FIG. 6, the pulse drive voltage of the pulse drive line changes from L level to H level. As a result, the gate voltage of the output TFT 22 rises according to the pulse drive voltage. When the gate voltage rises to the threshold voltage of the MOS capacitor 28, the MOS capacitor 28 changes from the on state to the off state. As a result, the capacitance of the MOS capacitor 28 is reduced. As a result, the influence of the change of the pulse drive voltage input via the capacitor 24 becomes large, and the slope of the rise of the gate voltage becomes large. That is, the gate potential changes according to the change of the pulse drive voltage, but when the capacitance value of the MOS capacitor 28 is on, it becomes small when the capacitance is turned off, and when the capacitance is switched from a large state to a small state In addition, the slope of the change in the gate potential increases.
[0050]
Therefore, when the switching voltage at which the MOS capacitor 28 is switched from the on state to the off state is “switching voltage A” in FIG. 6, the gate voltage changes as indicated by the solid line in FIG. When the pulse drive voltage changes to the H level by changing with the first slope until reaching the correction voltage A, the gate voltage is set. Here, since the switching voltage for turning on / off the MOS capacitor 28 is determined by the difference from the reference voltage, the switching voltages A and B are the absolute values of the threshold voltage Vth of the MOS capacitor 28 as the reference voltage. Is a voltage obtained by subtracting (reference voltage − | Vth |).
[0051]
On the other hand, when the threshold voltage of the MOS capacitor 28 is “switching voltage B” higher than “switching voltage A”, the gate voltage changes as indicated by the broken line in FIG. The gate voltage is set to the correction voltage B when the pulse drive voltage changes to the H level after the pulse drive voltage changes to the H level. That is, even when the same data voltage is supplied, the gate voltage set by pulse driving is set lower as the absolute value of the threshold voltage is smaller.
[0052]
As described above, the threshold voltage of the output TFT 22 is the same as the threshold voltage of the MOS capacitor 28. Therefore, if the threshold voltage of the output TFT 22 is “threshold voltage 1”, the gate voltage is the threshold voltage 1 correction voltage, and if “threshold voltage 2”, the gate voltage is the threshold voltage. In this example, the difference between the threshold voltage and the gate voltage is substantially the same. That is, if the data voltage is constant by setting the size of the MOS capacitor 28, the reference voltage value, the size of the output TFT 22, the capacitance value of the capacitor 24, the threshold voltage of the output TFT 22 may be different. The difference between the threshold voltage and the gate voltage can be made constant, and the influence of variations in threshold voltage can be eliminated.
[0053]
Here, in order to perform such compensation, conditions are set so that the second inclination is twice as large as the first inclination. This will be described with reference to FIG. As shown in the above figure, when the MOS type capacitive element 28 is in the on state, the capacitance value is larger than that in the off state. Becomes smaller. On the other hand, when the MOS capacitance element 28 is in the OFF state, the capacitance value is small, and the inclination is large because the influence of the change of the pulse drive voltage is large. Since the condition is set so that the slope is doubled, the increase in the gate voltage when the pulse drive voltage becomes H level is when the MOS capacitor 28 is in the on state. Twice as much.
[0054]
Actually, as shown in FIG. 7, when the switching voltage of the output TFT is A, the gate voltage rises with the first slope until the switching voltage A, and then doubles the magnitude. The gate voltage increases with the second slope. When the switching voltage is B, the gate voltage rises with a first slope up to the switching voltage B. Therefore, α, which is the difference between the gate voltages when the gate voltage becomes the switching voltage B, is the correction voltage A. And B is the difference. Since the second slope is twice as large as the first slope, α becomes equal to the difference between the switching voltages A and B. Therefore, the difference between the switching voltages and the difference between the correction voltages are the same, and the influence of fluctuations in the switching voltage (that is, the threshold voltage) can be compensated.
[0055]
In addition, as shown in the figure, even when the sampling voltage, which is the data voltage write voltage, changes, the switching voltage difference and the correction voltage difference remain the same, and the threshold voltage fluctuation is always compensated. can do. At that time, the potential difference of the sampling voltage itself is amplified twice after the compensation operation.
[0056]
As described above, according to the present embodiment, the output TFT 22 is turned on from the off state due to the voltage fluctuation of the pulse drive line, and the on / off state of the MOS type capacitive element is switched to change the capacitance value. Then, the voltage at which the gate voltage of the driving transistor is switched on / off changes according to the change in threshold value of the MOS capacitor. That is, the change in the gate voltage of the driving transistor in accordance with the change in the pulse drive line depends on the capacitance value of the MOS type capacitive element, so that the gate voltage changes in accordance with the threshold value fluctuation of the MOS type capacitive element. . Therefore, by designing a MOS capacitor or a capacitor so that the gate voltage of the driving transistor changes so as to cancel the threshold fluctuation of the driving transistor, the threshold current fluctuation of the driving transistor can be reduced to the data current. The impact can be reduced.
[0057]
In this embodiment as well, each TFT can be a p-channel.
[0058]
Here, a configuration example of the electrically driven pixel circuit 50 will be described with reference to FIG. In this way, one end of the p-channel TFT (selection TFT) 3 whose gate is connected to the gate line Write is connected to the data line Data that flows the data current Iw from the current source CS (corresponding to the voltage-current conversion circuit 62). The other end is connected to one end of a p-channel TFT 1 and a p-channel TFT (drive TFT) 4. The other end of the TFT 1 is connected to the power supply line PVDD, and the gate is connected to the gate of the p-channel TFT 2 for driving the organic EL element OLED. The other end of TFT 4 is connected to the gates of TFT 1 and TFT 2, and the gates of TFT 1 and TFT 2 are connected to the power supply line PVDD via the auxiliary capacitor C. The gate of the TFT 4 is connected to the gate line Erase.
[0059]
In this configuration, Write 3 is set to L and TFT 3 is turned on, and Erase is set to L and TFT 4 is turned on. Then, the data current Iw is supplied to the data line Data. As a result, the gate and source of TFT1 are short-circuited, and current Iw flows through TFT1 and TFT3. Therefore, the current Iw is converted into a voltage, and the voltage is set at the gates of the TFTs 1 and 2. After the TFTs 3 and 4 are turned off, since the gate voltage of the TFT 2 is held by the auxiliary capacitor C, a current corresponding to the current Iw flows to the TFT 2 and the organic EL (OLED) emits light by this current. . Then, by setting Erase to L, the TFT 4 is turned on, the gate voltage of the TFT 1 is increased, the auxiliary capacitor C is discharged, the data is erased, and the TFT 1 and the TFT 2 are turned off.
[0060]
According to this circuit, when a current flows through the TFT 1, a current corresponding to the TFT 1 and the TFT 2 constituting the current mirror also flows. In this state, the gate voltages of the TFTs 1 and 2 are determined, the voltage is held in the auxiliary capacitor C, and the current amount of the TFT 2 is determined according to the voltage.
[0061]
Various types of current-driven pixel circuits have been proposed in addition to those shown in FIG. 8, and any of them can be used.
[0062]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, by providing a compensation circuit, it is possible to prevent an output current signal from becoming inaccurate even if the threshold voltage of the current conversion circuit is not a predetermined one. it can. Further, the display device only needs to accept a video signal of a normal voltage signal from the outside, and display can be performed by a current-driven pixel circuit using the normal video signal.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating an overall configuration of a display device according to an embodiment.
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a voltage-current conversion circuit.
FIG. 3 is a timing chart for explaining the operation of the voltage-current conversion circuit.
FIG. 4 is a diagram showing another configuration example of the voltage-current conversion circuit.
FIG. 5 is a timing chart for explaining the operation of a voltage-current converter circuit of another configuration example.
FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of a voltage-current conversion circuit of another configuration example.
FIG. 7 is a diagram for explaining the operation of a voltage-current converter circuit of another configuration example.
FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of a pixel circuit.
[Explanation of symbols]
20, 22, 70, 76, 80, 82 TFT, 28 MOS type capacitance element, 46 video data processing circuit, 50 scanner, 50 pixel circuit, 60 horizontal scanner, 62 voltage-current conversion circuit, 24, 74, 78 capacitor.

Claims

A display device comprising: a voltage-current conversion circuit that converts a voltage video signal into a current video signal; and a current-driven pixel circuit that receives and displays a current signal that is an output of the voltage-current conversion circuit,
Said voltage-current converting circuit is inputted a voltage video signal to the gate, an output transistor for outputting a corresponding drain current, observed including a compensation circuit for compensating for variations in the threshold voltage of the output transistor,
The compensation circuit includes:
A holding capacitor for receiving and holding the data voltage input to the gate of the output transistor at one end;
A first control signal line connected to the other end of the storage capacitor and to which a predetermined voltage or pulse signal is input;
A MOS-type capacitive element having one end connected to the gate of the output transistor and the other end connected to a second control signal line to which a predetermined voltage or pulse signal is input;
Have
A display device characterized in that the on-off state of the MOS capacitor element is changed by changing the voltage of the first or second control signal line to change the capacitance of the MOS capacitor element.

The display device according to claim 1 ,
The pixel circuits are arranged in a matrix, and the output transistor and the compensation circuit are
A display device provided corresponding to each column of pixel circuits arranged in a matrix, and these circuits are integrated on one substrate.