JP4470555B2

JP4470555B2 - コンバータ

Info

Publication number: JP4470555B2
Application number: JP2004101525A
Authority: JP
Inventors: 浩臼井
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2004-03-30
Filing date: 2004-03-30
Publication date: 2010-06-02
Anticipated expiration: 2024-03-30
Also published as: JP2005287257A

Description

本発明は、電源回路の一部として種々の機器に搭載されるコンバータに関する。

共振を利用して電力損失を低減するコンバータには、特許文献１に示されたものがある。又、力率を改善することが可能なコンバータには、特許文献２に示されたものがある。
特開平０７−２５５１６９号公報特開２００１−１３６７３９号公報

図１４は、従来のコンデンサインプット型のコンバータの一例を示す回路図である。
このコンバータは、特許文献１のコンバータと同様に、共振を利用して電力損失を低減するコンバータであり、交流電源１にフィルタ２及び整流回路３を介して接続されたフィルタ４を備えている。フィルタ４の出力端子４ａとグランド端子４ｂとの間に、平滑コンデンサ５が接続されている。フィルタ４の出力端子４ａには、電流共振用のコンデンサ６の一方の電極が接続され、そのコンデンサ６の他方の電極が、リーケージインダクタ７を介してトランス８の一次巻線８ａの一端に接続されている。

一次巻線８ａの他端とコンデンサ６の一方の電極との間に、スイッチング素子のＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、ＮＭＯＳという）９が接続されている。一次巻線８ａの他端とフィルタ４のグランド端子４ｂとの間には、電圧疑似共振用のコンデンサ１０とスイッチング素子のＮＭＯＳ１１とが並列に接続されている。
次に、このコンバータの動作を、図１５を参照しつつ説明する。
図１５は、図１４のコンバータの動作を説明するための波形図である。
交流電源１が発生する交流電圧がフィルタ２で濾波されて、整流回路３に入力される。整流回路３は交流電圧の全波整流を行い、脈動する電圧を出力する。フィルタ４が整流回路３の出力電圧の濾波を行い、コンデンサ５が整流回路３の出力電圧の充電放電を行い、平滑化した直流電圧を生成する。

コンデンサ１３は、コンデンサ５の出力電圧に基づき充電される。コンデンサ１３の充電電圧が所定値以上になった場合に、制御部１４が駆動される。駆動された制御部１４は、ＮＭＯＳ９，１１をオン、オフするための制御信号を生成し、各ＮＭＯＳ９，１１のゲートを電圧駆動する。これにより、ＮＭＯＳ９，１１は、両方ともオンしないデッドタイムを挟んで交互にオン、オフする。

ＮＭＯＳ１１のゲート電圧が高レベル（以下、“Ｈ”という）になって、ＮＭＯＳ１１がオンすると、コンデンサ５の正極からコンデンサ６、リーケージインダクタ７、一次巻線８ａ、ＮＭＯＳ１１を介してコンデンサ５の陰極に電流ｉ１が流れる。電流ｉ１は、コンデンサ６及びリーケージインダクタ７の特性で決まる共振周波数を持つ共振電流と、一次巻線８ａを励磁したことにより発生する励磁電流とを合成した電流となり、図１５（ｃ）に示す波形となる。

電流ｉ１の共振電流に対応する電流がトランス８の二次巻線８ｂに流れ、ダイオード２０を介して負荷及びコンデンサ２２に与えられ、コンデンサ２２が充電される。又、トランス８の一次巻線８ａに印加された電圧により、補助巻線８ｃに巻線比に応じた電圧が発生し、この電圧がダイオード１８を介してコンデンサ１３に与えられる。これにより、コンデンサ１３が充電され、制御部１４が継続して駆動される。

電流ｉ１が流れている間に、ＮＭＯＳ１１がオフすると、ＮＭＯＳ１１の両端の電圧Ｖ１１及びＮＭＯＳ９の両端の電圧Ｖ９は、コンデンサ１０の容量と、リーケージインダクタ７及び一次巻線８ａのインダクタンスとによって決まる電圧疑似共振波形で変化し、ＮＭＯＳ１１の両端の電圧Ｖ１１は上昇し、ＮＭＯＳ９の両端の電圧Ｖ９は減少する。

電圧Ｖ１１が上昇して電源電圧Ｅに到達すると、電流ｉ１はＮＭＯＳ９の寄生ダイオードに転流する。その後、制御部１４がＮＭＯＳ９をオンさせると、ＮＭＯＳ９の寄生ダイオードに転流していた電流が減少して極性（その方向）が変化し、ＮＭＯＳ９に流れる。ＮＭＯＳ９がオンすると、コンデンサ６からＮＭＯＳ９、一次巻線８ａ、リーケージインダクタ７及びコンデンサ６の経路に電流ｉ９が流れる。電流ｉ９は、コンデンサ６の容量及びリーケージインダクタ７のインダクタンスとで決まる共振周波数を持つ共振電流と、一次巻線８ａを励磁したことにより発生する励磁電流とを合成した電流となり、図１５（ｄ）に示す波形となる。この電流ｉ９の共振電流に対応する電流が二次巻線８ｂを流れ、ダイオード２１を介して負荷及びコンデンサ２２に与えられる。以上の動作が繰り返され、負荷に直流電圧が供給される。

ＮＭＯＳ９，１１のスイッチング周波数を前記共振周波数よりも高い周波数で制御することにより、出力電力の制御が可能になると共に、ＮＭＯＳ９，１１におけるゼロ電圧スイッチングが実現できる。

しかしながら、図１４のコンバータは、コンデンサインプット型コンバータであり、交流電源１の発生する交流電圧が、コンデンサ５の充電電圧よりも高い、正弦波のピーク部分しか整流電流がコンデンサ５に流れない。そのため、入力電圧である交流電圧と、入力電流の波形がかけ離れたものとなり、力率が悪く、多くの高調波電流を発生させていた。

近年、商用の交流電源ラインに流れる高調波電流を規制する規格（例えばＩＥＣ６１０００−３−２）が制定されている。これらの規格により、図１４のコンバータ等をそのまま用いることができなくなっている。
高調波電流を減ずるためには、入力電流波形を正弦波に近づけることが重要で、一般には力率改善をすることにより、これを行っている。

その最も簡単な例として、図１６のように、交流電源１と整流回路３との間に、チョークコイル３０を接続し、入力のピーク電圧を低下させて入力電流が流れる期間を長くすることが考えられる。しかしながら、チョークコイル３０を商用周波数（５０／６０Ｈｚ）に対応させると、チョークコイル３０が大きくかつ重くなるという欠点があった。

また、高調波電流を減ずるために、図１７のように、昇圧チョッパ回路を基本としたアクティブフィルタ４０を、コンバータの前段に設ける場合もある。
図１７は、従来の他のコンバータを示す回路図である。

このコンバータは、技術文献２に示されたコンバータと同様に、アクティブフィルタ４０を設けたコンバータである。アクティブフィルタ４０は、交流電圧の電圧の低い部分を昇圧し、連続的に入力電流を流せるようにし、力率を改善している。

従来の図１４のコンバータは、力率が悪く、多くの高調波電流を発生させることになっていた。
これに対し、図１６のコンバータでは、チョークコイル３０を商用周波数（５０／６０Ｈｚ）に対応させると、チョークコイル３０が大きくかつ重くなるという欠点があった。
また、図１７のコンバータでは、アクティブフィルタ４０におけるスイッチング周波数は、数１０ＫＨｚと高く、かつ、アクティブフィルタ４０に、チョークコイル４１、チョークコイル４１に電磁結合するコイル４２、スイッチング素子４３、電圧検出用の抵抗４４〜４８、コンパレータ４９，５１、オペアンプ５０，乗算回路５２、フリップフロップ５３等が必要になる。チョークコイル４１は、図１６のチョークコイル３０よりも小型でよいが、他を構成する部品数が増加するとともに、スイッチングロスの増加や、スイッチングノイズの増加があった。

本発明は、部品数が少なくて安価であると共に高調波電流の低減が可能なコンバータを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係るコンバータは、交流電圧を整流する整流回路と、第１のコンデンサと、前記整流回路と前記第１のコンデンサの一方の電極との間に接続された第１のコイル及び第１の整流素子の直列回路と、前記整流回路と前記第１のコンデンサの他方の電極との間に接続された第２のコイル及び第２の整流素子の直列回路と、一次巻線及び二次巻線を有する変圧器と、前記第１のコンデンサの一方の電極と前記一次巻線の一端との間に接続された第１のスイッチング素子と、前記第１のコンデンサの他方の電極と前記一次巻線の一端との間に接続された第２のスイッチング素子と、前記一次巻線の他端に一方の電極が接続され、他方の電極が前記第１のコイル及び前記第１の整流素子の接続点に接続された第２のコンデンサと、前記一次巻線の他端に一方の電極が接続され、他方の電極が前記第２のコイル及び前記第２の整流素子の接続点に接続された第３のコンデンサと、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子をオン、オフして前記一次巻線に電流を流すスイッチング制御部と、前記電流に対応するエネルギーを二次巻線から負荷に供給する出力手段と、前記第２のコンデンサから前記第１のコンデンサへ第１のコイルを介してエネルギーを出力する手段と、前記第３のコンデンサから前記第１のコンデンサへ前記第２のコイルを介してエネルギーを出力する手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、部品数が少なくて安価であるとともに、高調波電流の少ないコンバータを実現できる。

［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態に係るコンバータを示す構成図であり、図１４中の要素と共通の要素には共通の符号を付している。図２は、図１中の制御部１４の要部を示す構成図である。

このコンバータは、コンデンサインプット型コンバータに、新たにコイル６０、ダイオード６１及コンデンサ６２を設けたものである。
交流電源１には、フィルタ２が接続され、フィルタ２に整流回路３を介してフィルタ４が接続されている。

フィルタ４の負側出力端子４ｂにコイル６０の一端が接続され、コイル６０の他端に、ダイオード６１のカソードが接続されている。ダイオード６１のアノードに平滑コンデンサ５の負極が接続されている。フィルタ４の正側出力端子４ａにコンデンサ５の正極が接続されている。

コンデンサ５の負極に、電流共振用のコンデンサ６の一方の電極が接続され、そのコンデンサ６の他方の電極が、リーケージインダク７を介してトランス８の一次巻線８ａの一端に接続されている。コンデンサ６の他方の電極と、ダイオード６１のカソードとの間に、コンデンサ６２が接続されている。

一次巻線８ａの他端とコンデンサ６の一方の電極との間に、スイッチング素子のＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、ＮＭＯＳという）９と電圧疑似共振用のコンデンサ１０とが並列に接続されている。一次巻線８ａの他端とコンデンサ５の正極との間には、スイッチング素子のＮＭＯＳ１１とが接続されている。

コンデンサ５の正極と負極との間には、さらに、抵抗１２とコンデンサ１３とが直列に接続されている。抵抗１２及びコンデンサ１３は、制御部１４を駆動するものである。制御部１４は、ＮＭＯＳ９，１１のオン、オフを制御するものである。制御部１４のグランド端子ＧＮＤが、コンデンサ５の負極に接続されている。

制御部１４には、図２のように、電源端子ＶＣＣと、フィードバック端子ＦＢと、ドライブ電源端子ＶＢと、基準電圧端子ＶＳと、グランド端子ＧＮＤと、２つのゲート駆動端子ＨＤ，ＬＤとが設けられている。各ゲート駆動端子ＨＤ，ＬＤは、ＮＭＯＳ９，１１のゲートにそれぞれ接続されている。

制御部１４は、発振器（ＯＳＣ）１４ａを有している。フィードバック端子ＦＢに、発振器１４ａが接続され、発振器１４ａに遅延型フリップフロップ（Ｄ−ＦＦ）１４ｂが接続されている。遅延型フリップフロップ１４ｂの出力側に、デッドタイムを設定するタイミング設定回路（ＤＴ）１４ｃ，１４ｄが接続されている。タイミング設定回路１４ｃに、レベルシフタ１４ｅが接続されている。レベルシフタ１４ｅにバッファ１４ｆが接続されている。タイミング設定回路１４ｄにバッファ１４ｇが接続されている。

バッファ１４ｆの出力端子が、ゲート駆動端子ＨＤに接続され、バッファ１４ｇの出力端子が、ゲート駆動端子ＬＤに接続されている。バッファ１４ｆは、レベルシフタ１４ｅから与えられたデータに基づき、ドライブ電源端子ＶＢから供給される電圧を用いて、ゲート駆動端子ＨＤを駆動する。バッファ１４ｇは、ゲート駆動端子ＬＤを駆動する。

制御部１４の電源端子ＶＣＣは、抵抗１２及びコンデンサ１３の接続点に接続されている。この抵抗１２とコンデンサ１３との接続点には、さらに、ダイオード１５のアノードと、ダイオード１８のカソードとが接続されている。

ダイオード１５のカソードには、コンデンサ１６の一方の電極が接続されている。コンデンサ１６の他方の電極が、ＮＭＯＳ１１のソース及び制御部１４の基準電圧端子ＶＳに接続されている。ダイオード１５及びコンデンサ１６は、ＮＭＯＳ１１のゲート電圧を高レベルに駆動するめのチャージポンプを構成している。

トランス８の一次巻線８ａには、コアを介して補助巻線８ｃが結合している。ダイオード１８のアノードが補助巻線８ｃの一端に接続され、補助巻線８ｃの他端が制御部１４のグランド端子ＧＮＤに接続されている。補助巻線８ｃは、コンデンサ１３を充電するものである。

トランス８の二次巻線８ｂの一端は、ダイオード２０のアノードに接続され、ダイオード２０のカソードが、出力端子ＯＵＴａに接続されている。トランス８の二次巻線８ｂには、中間タップが設けられ、その中間タップが出力端子ＯＵＴｂに接続されている。

二次巻線８ｂの他端は、ダイオード２１のアノードが接続され、ダイオード２１のカソードが、出力端子ＯＵＴａに接続されている。出力端子ＯＵＴａ及び出力端子ＯＵＴｂは、負荷に直流電圧を供給する端子であり、これらの出力端子ＯＵＴａ，ＯＵＴｂ間に、平滑コンデンサ２２が接続されている。

このコンバータには、さらに、負荷に供給する電圧を検出する電圧検出回路２３と、発光ダイオード２４ａとフォトトランジスタ２４ｂとを備えている。
発光ダイオード２４ａは、電圧検出回路２３で検出する電圧に応じて発光し、フォトトランジスタ２４ｂはその光を受信して対応する信号を制御部１４のフィードバック端子ＦＢに帰還する。

以下、コンバータの動作を、図３〜図５を参照しつつ説明する。
図３は、図１のコンバータの動作を説明するための波形図である。
図４は、スイッチング周波数と出力電力の関係を示す説明図である。
図５は、入力電流波形を示す説明図である。

交流電源１が発生する交流電圧がフィルタ２で濾波されて、整流回路３に入力される。整流回路３は交流電圧の全波整流を行い、脈動する整流電圧を出力する。フィルタ４が整流電圧の濾波を行い、コンデンサ５が整流回路３の出力電圧の充電放電を行い、平滑化した直流電圧を生成する。

コンデンサ１３は、コンデンサ５の出力電圧に基づき充電される。コンデンサ１３の充電電圧が所定値以上になった場合に、制御部１４が駆動される。駆動された制御部１４は、ＮＭＯＳ９，１１のオン、オフするための制御信号を生成し、各ＮＭＯＳ９，１１のゲートを電圧駆動する。これにより、ＮＭＯＳ９，１１は、両方ともオンしないデッドタイムを挟んで交互にオン、オフする。

ＮＭＯＳ１１のゲート電圧が高レベルになって（図３（ａ））、ＮＭＯＳ１１がオンすると、コンデンサ５の正極からＮＭＯＳ１１、一次巻線８ａ及びリーケージインダクタ７、コンデンサ６を介してコンデンサ５の陰極に電流ｉ１１が流れる。電流ｉ１１は、コンデンサ６の容量及びリーケージインダクタ７のインダクタンスで決まる共振周波数を持つ共振電流と、一次巻線８ａを励磁したことにより発生する励磁電流との合成電流である。さらに、コンデンサ６２の充電電圧が交流電源１が発生する交流電圧の瞬時値よりも低い状態であれば、交流電源１、フィルタ２、整流回路３、フィルタ４を介して、ＮＭＯＳ１１、一次巻線８ａ、リーケージインダクタンス７、コンデンサ６２、コイル６０の経路で電流が流れる。このとき、コイル６０に昇圧エネルギーが蓄えられると同時に、コンデンサ６２を充電する電流も流れる。この電流が前記合成電流に加算される。

したがって、電流ｉ１１は、図３（ｃ）に実線で示す波形となる。この電流ｉ１１は、従来の図１５のコンバータの電流ｉ１に相当するが、電流ｉ１にはコンデンサ６２を充電する電流が含まれないので、図３（ｃ）に破線で示す波形である。即ち、電流ｉ１１は電流ｉ１よりも電流値が増加する。

電流ｉ１１の共振電流に対応する電流がトランス８の二次巻線８ｂに流れ、ダイオード２１を介して負荷及びコンデンサ２２に与えられ、コンデンサ２２が充電される。又、トランス８の一次巻線８ａに印加された電圧により、補助巻線８ｃに巻線比に応じた電圧が発生し、この電圧がダイオード１８を介してコンデンサ１３に与えられる。これにより、コンデンサ１３が充電され、制御部１４が継続して駆動される。

電流ｉ１１が流れている間に、ＮＭＯＳ１１がオフすると、ＮＭＯＳ１１の両端の電圧Ｖ１１及びＮＭＯＳ９の両端の電圧Ｖ９は、コンデンサ１０の容量と、リーケージインダク７及び一次巻線８ａのインダクタンス等によって決まる電圧疑似共振波形で変化する。ＮＭＯＳ１１の両端の電圧Ｖ１１は上昇し、ＮＭＯＳ９の両端の電圧Ｖ９は減少する。

電圧Ｖ１１が上昇して電源電圧Ｅに到達すると、電流ｉ１１はＮＭＯＳ９の寄生ダイオードに転流する。その後、制御部１４がＮＭＯＳ９のゲート電圧データを高レベルにしてＮＭＯＳ９をオンさせると（図３（ｂ））、ＮＭＯＳ９の寄生ダイオードに転流していた電流が減少してその極性が変化し、ＮＭＯＳ９のドレイン・ソース間に流れる。

ＮＭＯＳ９がオンすると、コンデンサ６からリーケージインダクタ７、一次巻線８ａ、ＮＭＯＳ９及びコンデンサ６の経路に電流ｉ９が流れる。電流ｉ９は、コンデンサ６の容量及びリーケージインダクタ７のインダクタンス等で決まる共振周波数を持つ共振電流と、一次巻線８ａを励磁したことにより発生する励磁電流とを合成した電流となる。

ここで、ＮＭＯＳ９がオンする前に、コンデンサ６２にエネルギーが蓄えられ、フィルタ４の出力電圧がコンデンサ６２の充電電圧よりも高ければ、コンデンサ６２に蓄えられていたエネルギーが、コンデンサ６２からリーゲージインダクタ７，一次巻線８ａ、ＮＭＯＳ９，ダイオード６１，コンデンサ６２の経路で流れて放電する。これと同時に、コイル６０に蓄えられていたエネルギーが、交流電源１、フィルタ２、整流回路３、フィルタ４、ダイオード６１を介してコンデンサ５に放電される。つまり、コンデンサ５が充電される。

電流ｉ９の共振電流に対応する電流がトランス８の二次巻線８ｂに流れ、ダイオード２０を介して負荷及びコンデンサ２２に与えられ、コンデンサ２２が充電される。コンデンサ２２を介して負荷に電力が供給される。制御部１４は、負荷に供給する電力を、ＮＭＯＳ９，１１のスイッチング周波数で制御する。制御部１４は、ＮＭＯＳ９，１１のスイッチング周波数を、前述の共振電流の周波数ｆ０よりも高い周波数で変化させて、出力電力Ｐ０を制御する（図４参照）。

以上のように、本実施形態のコンバータは、コンデンサインプット型コンバータに、コイル６０とダイオード６１とコンデンサ６２とを設けている。これら、コイル６０、ダイオード６１及びコンデンサ６２は、コンデンサ５に対する昇圧チョッパとなる。

コンデンサ６２は、共振電流を設定する共振コンデンサ６に流れるエネルギーを分流するものと見なすことができる。ここで、出力電圧は、負荷の軽重或いは入力電圧等の入出力変動に応じたＮＭＯＳ９，１１のスイッチング周波数で制御されるので、コンデンサ６の電圧も同時に制御される。したがって、コンデンサ６２の充電電圧もコンバータの入出力変動に応じて制御される。これにより、コンデンサ５を必要以上に昇圧するこを防止できる。

したがって、入力電流の流入する期間が増加し、図５のように、入力電流が交流電圧の波形に近くなる。よって、力率が向上し、高調波の発生を抑制できる。

また、コイル６０、ダイオード６１及びコンデンサ６２をコンデンサインプット型コンバータに設けただけの少ない部品の追加で、前記力率を改善できるので、コストの上昇も抑制できる。

［第２の実施形態］
図６は、本発明の第２の実施形態に係るコンバータを示す構成図であり、図１中の要素と共通する要素には、共通の符号を付してる。

このコンバータの第１の実施形態のコンバータと異なる点は、コイル６０とダイオード６１がなく、コイル６０とダイオード６１の代わりのコイル７０とダイオード７１を備えている点である。このコンバータでは、電圧疑似共振用のコンデンサ１０が、ＮＭＯＳ９のドレイン・ソース間ではなく、ＮＭＯＳ１１のドレイン・ソース間に接続されている。

コイル７０の一端は、フィルタ４の正極出力端子４ａに接続され、コイル７０の他端が、ダイオード７１のアノードに接続されている。ダイオード７１のカソードが平滑コンデンサ５の正極に接続されている。ダイオードの７１のアノード及びコイル７０の他端と、コンデンサ６２の他方の電極が接続されている。他の構成は、第１の実施形態のコンバータと同様である。

このコンバータにおいても、コイル７０、ダイオード７１及びコンデンサ６２が、コイル６０、ダイオード６１及びコンデンサ６２と同様に機能し、第１の実施形態と同様の作用効果を奏する。なお、電圧疑似共振用のコンデンサ１０は、ＮＭＯＳ９のドレイン・ソース間に接続されていても、ＮＭＯＳ１１のドレイン・ソース間に接続されていてもよく、さらに、ＮＭＯＳ９，１１の両方のトランジスタのドレイン・ソース間にそれぞれ接続されていてもよい。

［第３の実施形態］
図７は、本発明の第３の実施形態に係るコンバータを示す構成図であり、図６中の要素と共通する要素には、共通の符号が付されている。

このコンバータは、第２の実施形態と同様に接続されたコイル７０、ダイオード７１及びコンデンサ６２を備えている。そして、第２の実施形態ではリーケージインダクタ７とコンデンサ５の負極との間に接続されていた電流共振用のコンデンサ６が、リーケージインダクタ７とコンデンサ５の正極との間に接続されている。また、ＮＭＯＳ９のドレイン・ソース間に電圧疑似共振用のコンデンサ６が接続されている。他の構成は、第２の実施形態と同様である。

このコンバータにおいても、コイル７０、ダイオード７１及びコンデンサ６２が、コイル６０、ダイオード６１及びコンデンサ６２と同様に機能し、電流共振用のコンデンサ６が第１の実施形態のコンデンサ６と同様に機能する。即ち、リーケージインダクタ７に一端が接続されたコンデンサ６は、他端がコンデンサ５のいずれの電極に接続されていても、共振電流を流すことができる。そのため、本実施形態のコンバータも、第１の実施形態のコンバータと同様の作用効果を奏する。なお、コンデンサ６の他端を、コンデンサ５の負極に接続してもよい。

［第４の実施形態］
図８は、本発明の第４の実施形態に係るコンバータを示す構成図であり、図１，図６中の要素と共通する要素には、共通の符号が付されている。
このコンバータの第１の実施形態のコンバータと異なる点は、コイル７０、ダイオード７１及コンデンサ７２を設けたことであり、他の構成は、第１の実施形態のコンバータと同様である。

コイル７０の一端は、フィルタ４の正極出力端子４ａに接続され、コイル７０の他端が、ダイオード７１のアノードに接続されている。ダイオード７１のカソードが平滑コンデンサ５の正極に接続されている。コイル７０の他端及びダイオード７１のアノードとリーケージインダクタ７との間に、コンデンサ７２が接続されている。

このコンバータでは、コイル６０、ダイオード６１及びコンデンサ６２と、コイル７０、ダイオード７１及びコンデンサ７２とを備えるので、コンデンサ５の負極側と正極側に両側の昇圧動作を実施することになる。そのため、第１の実施形態では電流ｉ１１と電流ｉ９とのアンバランスがあったが、この実施形態のコンバータでは、電流ｉ１１と電流ｉ９とのアンバランスが解消される。

［第５の実施形態］
図９は、本発明の第５の実施形態に係るコンバータを示す構成図である。
このコンバータには、第１の実施形態のコイル６０とダイオード６１とコンデンサ６２とがなく、コイル６０及びダイオード６１の代わりのコイル７０及びダイオード７１を備えている。コイル７０の一端は、フィルタ４の正極出力端子４ａに接続され、コイル７０の他端が、ダイオード７１のアノードに接続されている。ダイオード７１のカソードが平滑コンデンサ５の正極に接続されている。そして、第１の実施形態では、リーケージインダクタ７とコンデンサ５の負極との間に接続されいたコンデンサ６が、リーケージインダクタ７とダイオード７１のアノードとの間に接続されている。他の構成は、第１の実施形態と同様である。

第１の実施形態及び第２の実施形態のコンデンサ６２は、コンデンサ６に流れる電流の一部を分流し、昇圧に用いていたが、本実施形態では、コンデンサ６に流れる電流をコンデンサ６の全てを昇圧に用いる。このような構成を採用することにより、昇圧エネルギーの調整は困難になるが、力率改善は、第１の実施形態と同様に可能になる。

［第６の実施形態］
図１０は、本発明の第６の実施形態に係るコンバータを示す構成図であり、図１中の要素と共通する要素には、共通の符号が付されている。

第１の実施形態のコンバータでは、トランス８の二次巻線８ｂに中間タップを設け、二次巻線８ｂの両端にダイオード２０，２１を取付け、両波整流回路を構成したが、本実施形態ではダイオード２０，２１を用いず、二次巻線８ｂの両端に全波整流回路２５を接続している。全波整流回路２５の出力端子間に、平滑コンデンサ２２が接続されている。他の構成は、第１の実施形態と同様である。

このような構成を採用しても、二次巻線８ａから負荷に供給するエネルギーを取り出す方式が異なるだけで、第１の実施形態と同様の作用効果を奏する。

［第７の実施形態］
図１１は、本発明の第７の実施形態に係るコンバータを示す構成図であり、図１中の要素と共通する要素には、共通の符号が付されている。

このコンバータは、第１の実施形態ではリーケージインダクタ７とコンデンサ５の負極との間に接続されていたコンデンサ６が、リーケージインダクタ７とコンデンサ５の正極との間に接続されている。一方、トランス８の二次巻線８ｂ側では、二次巻線８ｂの一端がダイオード２０のアノードに接続され、ダイオード２０のカソードが、平滑コンデンサ２２の正極および出力端子ＯＵＴａに接続されている。二次巻線８ｂの他端が、コンデンサ２２の負極及び出力端子ＯＵＴｂに接続されている。即ち、トランス８の二次巻線８ｂ側には、半波整流回路が形成され、半波整流回路の出力をコンデンサ２２で平滑化する。他の構成は、第１の実施形態のコンバータと同様である。

コンバータのトランス８の一次巻線８ａ側の基本動作は、第１の実施形態と同様である。但し、制御部１４の行うＮＭＯＳ９，１１のスイッチングの制御が異なる。

ＮＭＯＳ９，１１のスイッチング周波数は固定であるかまたは若干変化する。制御部１４は、ＮＭＯＳ９，１１のスイッチングを基本的に、デッドタイムを挟んだＰＷＭ制御（パルス幅制御）により行う。

ＰＷＭ制御では、ＮＭＯＳ９，１１のオンさせるデューティ比を制御させる（図１２，１３参照）。
図１２（ａ）〜（ｅ）は、図１１の各部の波形を示す図である。図１３は、ＮＭＯＳ９のオンデューティ比と出力電圧の関係を示す特性図である。

ＮＭＯＳ９のデューティ比を変化させると、デューティ比が０〜約０．３５までは、出力電圧Ｖｏがデューティ比と共に上昇し、デューティ比が０．３５を超えると、出力電圧Ｖｏは単調減少する。本実施形態の制御部１４は、デューティ比が０．３５よりも大きいところで変化させてＮＭＯＳ９をオン、オフさせて、出力電圧Ｖｏを制御する。

ＰＷＭ制御により、ＮＭＯＳ９の電圧波形は図１２（ａ）、ＮＭＯＳ９の電流波形は図１２（ｂ）、一次巻線８ａに流れる電流は図１２（ｃ）、ダイオード２０の電圧波形は図１２（ｄ）及びダイオード１２の出力電圧波形は図１２（ｆ）に示すようになる。

なお、本発明は、上記形態に限定されず、さらに種々の変形が考えられる。
その変形例は、例えば、電圧疑似共振用のコンデンサ１０をＮＭＯＳ９のドレイン・ソース間に接続してもよいし、ＮＭＯＳ１１のドレイン・ソースに接続してもよいし、両方のＮＭＯＳ９，１１のドレイン・ソース間にそれぞれ接続されてもよい。さらに、ＮＭＯＳ９，１１の寄生容量を利用することにより、省略することも可能である。

一方、リーケージインダクタ７は、部品として取り付けられてもよいし、トランス８内部のリーケージインダクタをそのまま用いてもよい。

本発明の第１の実施形態に係るコンバータを示す構成図である。図１中の制御部の要部を示す構成図である。図１のコンバータの動作を説明するための波形図である。スイッチング周波数と出力電力の関係を示す説明図である。入力電流波形を示す説明図である。本発明の第２の実施形態に係るコンバータを示す構成図である。本発明の第３の実施形態に係るコンバータを示す構成図であ本発明の第４の実施形態に係るコンバータを示す構成図であ本発明の第５の実施形態に係るコンバータを示す構成図であ本発明の第６の実施形態に係るコンバータを示す構成図であ本発明の第７の実施形態に係るコンバータを示す構成図である。図１１の各部の波形を示す図である。オンデューティ比と出力電圧の関係を示す特性図である。従来のコンデンサインプット型のコンバータの一例を示す回路図である。図１４のコンバータの動作を説明するための波形図である。チョークコイルを用いたコンバータを示す構成図である。コンバータの他の例を示す構成図である。

符号の説明

１交流電源
３整流回路
５平滑コンデンサ
６電流共振用コンデンサ
７リーケージインダクタ
８トランス
９，１１ＮＭＯＳ
１０電圧疑似共振用コンデンサ
１４制御部
６０コイル
６１整流素子としてのダイオード
６２，７２コンデンサ

Claims

交流電圧を整流する整流回路と、
第１のコンデンサと、
前記整流回路と前記第１のコンデンサの一方の電極との間に接続された第１のコイル及び第１の整流素子の直列回路と、
前記整流回路と前記第１のコンデンサの他方の電極との間に接続された第２のコイル及び第２の整流素子の直列回路と、
一次巻線及び二次巻線を有する変圧器と、
前記第１のコンデンサの一方の電極と前記一次巻線の一端との間に接続された第１のスイッチング素子と、
前記第１のコンデンサの他方の電極と前記一次巻線の一端との間に接続された第２のスイッチング素子と、
前記一次巻線の他端に一方の電極が接続され、他方の電極が前記第１のコイル及び前記第１の整流素子の接続点に接続された第２のコンデンサと、
前記一次巻線の他端に一方の電極が接続され、他方の電極が前記第２のコイル及び前記第２の整流素子の接続点に接続された第３のコンデンサと、
前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子をオン、オフして前記一次巻線に電流を流すスイッチング制御部と、
前記電流に対応するエネルギーを二次巻線から負荷に供給する出力手段と、
前記第２のコンデンサから前記第１のコンデンサへ第１のコイルを介してエネルギーを出力する手段と、
前記第３のコンデンサから前記第１のコンデンサへ前記第２のコイルを介してエネルギーを出力する手段と、
を備えることを特徴とするコンバータ。