JP4314715B2

JP4314715B2 - Discharge lamp lighting device

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Publication number: JP4314715B2
Application number: JP2000054572A
Authority: JP
Inventors: 浩司佐伯; 宏清家
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2000-02-29
Filing date: 2000-02-29
Publication date: 2009-08-19
Anticipated expiration: 2020-02-29
Also published as: JP2001244093A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、図１８及び図１９に示すように、商用電源ＡＣの交流電圧を整流、平滑する整流平滑回路１と、整流平滑回路１の直流電圧を高周波に変換して負荷回路３に供給するインバータ回路２とを具備した放電灯点灯装置が提供されている（例えば、特開平２−１９９７９７号公報参照）。
【０００３】
整流平滑回路１は、フィルター回路Ｆを介して入力される商用電源ＡＣの交流電圧を整流するダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢと、整流器ＤＢの直流出力端子間に接続されたインダクタＬ２及びスイッチング素子Ｑ３の直列回路と、インダクタＬ２及びスイッチング素子Ｑ３の接続点にアノードが接続されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ１を介してスイッチング素子Ｑ３の両端間に接続された平滑コンデンサＣ３とで構成される。ここで、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ３、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ３から昇圧チョッパが構成され、スイッチング素子Ｑ３はチョッパ制御回路１ａによりオン／オフが制御される。尚、フィルター回路ＦはラインフィルターＬＦ１とコンデンサＣ８とで構成され、電源ラインに帰還するノイズを低減するために設けられている。
【０００４】
インバータ回路２はハーフブリッジ型の回路構成を有し、平滑コンデンサＣ３の両端間に接続された一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路から構成され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はインバータ制御回路２ａにより交互にオン／オフされる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はオン時には双方向に電流を流すことができ、オフ時には逆方向に電流を流すことができるものを用いており、例えば、トランジスタのコレクタ−エミッタにダイオードを逆並列に接続してダイオードがオフ時の電流経路を形成するものやＭＯＳＦＥＴを用いることができる。ＭＯＳＦＥＴであればその構造上から形成されるボディダイオードがオフ時の電流経路になる。
【０００５】
また負荷回路３は、インバータ回路２の出力端子Ｘ，Ｙ間に直流カット用のコンデンサＣ２を介して接続されたインダクタＬ１及びコンデンサＣ１のＬＣ直列共振回路と、コンデンサＣ１に並列接続された例えば蛍光灯のような放電灯Ｌａとで構成される。尚、コンデンサＣ１は放電灯Ｌａの両フィラメントＦ１，Ｆ２の非電源側に接続されている。
【０００６】
ここで、図２０はインバータ回路２の発振周波数ｆとコンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１との関係を示す図であり、図２０のイは放電灯Ｌａが点灯していない状態の共振カーブを示し、図２０のロは放電灯Ｌａが点灯している状態の共振カーブを示している。
【０００７】
次に本回路の動作について説明する。商用電源ＡＣが投入され、整流平滑回路１が動作を開始すると、平滑コンデンサＣ３が商用電源ＡＣの電源電圧を昇圧した一定電圧まで充電される。一方、インバータ回路２では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフに応じて、放電灯Ｌａの両フィラメントＦ１，Ｆ２を介してコンデンサＣ１に電流が流れ、両フィラメントＦ１，Ｆ２を予熱すると共に、放電灯Ｌａの両端に共振電圧が印加される。
【０００８】
放電灯Ｌａの予熱時において、インバータ制御回路２ａはインバータ回路２の発振周波数ｆをコンデンサＣ１とインダクタＬ１とで構成される直列共振回路の共振周波数ｆ０１よりも十分高い周波数に制御し、コンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１を低くして、放電灯ＬａのフィラメントＦ１，Ｆ２に予熱電流を供給する。そして、放電灯Ｌａの始動点灯時には、インバータ制御回路２ａは、インバータ回路２の発振周波数ｆをｆ２まで低下させて共振周波数ｆ０１に近づけており、コンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１を増加させることによって、放電灯ＬａのフィラメントＦ１，Ｆ２を充分予熱してから点灯させている。
【０００９】
放電灯Ｌａが点灯すると、放電灯Ｌａのランプインピーダンスによって、コンデンサＣ１及び放電灯Ｌａからなる並列回路とこの並列回路に直列接続されたインダクタＬ１とで共振回路が構成され、共振回路の共振周波数がｆ０１からｆ０３に変化し（ｆ０３＜ｆ０１）、共振出力ＶＣ１の共振カーブが図２０のイに示す共振カーブから図２０のロに示す共振カーブに変化する。この時、インバータ制御回路２ａは、共振出力ＶＣ１が所定の電圧値となるようにインバータ回路２の発振周波数ｆを例えばｆ１（ｆ０３＜ｆ１＜ｆ０１）に制御し、放電灯Ｌａの点灯状態を維持する。
【００１０】
ところで、放電灯Ｌａの寿命末期時にはフィラメントに塗布された熱電子放射物質（エミッタ）が飛散し蒸発するために、フィラメントからの熱電子放射が行われなくなり、放電灯Ｌａに片方向しか電流が流れないような異常放電（半波放電）が発生する。このような状態をエミレス状態といい、エミレス状態が発生すると共振系が崩れ、放電灯Ｌａのランプ電圧は正常点灯時に比べて異常に上昇する。エミレス状態が進行するにつれて、放電灯Ｌａのインピーダンスは増加する方向に変化するため、共振回路の共振カーブは徐々に無負荷時（放電灯立ち消え時）の共振カーブに近づき、最終的には両フィラメントＦ１，Ｆ２に塗布されたエミッタが完全に消耗して放電できなくなり、無負荷時（放電灯立ち消え時）の共振カーブとなる。
【００１１】
このようなエミレス状態におけるランプ電圧の異常上昇を検出するため、図２１に示すように、コンデンサＣ１の両端間に発生する共振電圧ＶＣ１を抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧し、共振電圧ＶＣ１が所定のしきい値電圧Ｖ１０を超え、分圧電圧Ｖａがしきい値電圧Ｖ１０に対応した基準電圧を超えるとエミレス状態と判断して、インバータ回路２の出力を停止させるというような保護動作を行う放電灯点灯装置も提供されていた。尚、エミレス状態を検出するためのしきい値電圧Ｖ１０は、放電灯Ｌａの正常点灯時（すなわちインバータ回路２の発振周波数ｆがｆ１の時）における出力電圧より高く、且つ、放電灯Ｌａの始動時（すなわちインバータ回路２の発振周波数ｆがｆ２の時）における出力電圧よりも低い値に設定されており、放電灯Ｌａの予熱、始動時には寿命末期状態の誤検出を防止するため、この期間は検出動作を禁止するのが一般的である。
【００１２】
また従来より、図２２に示すように、図１８に示す放電灯点灯装置において、放電灯Ｌａの両フィラメントＦ１，Ｆ２の電源側端子間にコンデンサＣ１ａを接続すると共に、両フィラメントＦ１，Ｆ２の非電源側端子間にコンデンサＣ１ｂを接続した放電灯点灯装置も提供されている。本回路では、共振用のコンデンサを放電灯Ｌａの電源側に接続されたコンデンサＣ１ａと、放電灯Ｌａの非電源側に接続されたコンデンサＣ１ｂとに分け、非電源側に接続されたコンデンサＣ１ｂによりフィラメントＦ１，Ｆ２の予熱電流を得ているので、放電灯Ｌａの点灯時にコンデンサＣ１ｂを介して両フィラメントＦ１，Ｆ２に流れる電流を少なくして、フィラメント電流による電力損失を低減することができ、放電灯Ｌａの長寿命化が図られ、且つ共振用のコンデンサの静電容量を大きくすることによって放電灯Ｌａの始動電圧を高めることができる。尚、本回路においても、図２１の回路と同様の構成を用いることにより、エミレス時におけるランプ電圧の異常上昇を検出することができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した放電灯点灯装置の内、前者の放電灯点灯装置では、放電灯Ｌａが周波数ｆ１で点灯している時に、バルブ内に封入された放電ガスの漏れ（スローリーク）などの異常が発生して、放電灯Ｌａが立ち消えした場合、共振出力の共振カーブが放電灯点灯時の共振カーブ（図２０のロ）から無負荷時の共振カーブ（図２０のイ）に急激に変化し、共振電圧ＶＣ１が電圧Ｃまで上昇する。ここで、電圧Ｃが上述したしきい値電圧Ｖ１０よりも低い場合、インバータ回路２は保護動作に移行せず、発振動作を継続してしまい、周波数ｆ１が無負荷時の共振回路の共振周波数ｆ０１よりも低い周波数に設定されていると、所謂進相領域でスイッチング動作を行うため、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時オンして貫通電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過大なストレスが加わるという問題があった。
【００１４】
また、後者の放電灯点灯装置では、放電灯Ｌａが外れたり、フィラメントＦ１，Ｆ２が断線している状態でも、コンデンサＣ１ａとインダクタＬ１とでＬＣ直列共振回路が形成されるので、コンデンサＣ１ａの両端間に共振電圧が発生し、放電灯Ｌａの接続端子に過大な電圧が発生する場合がある。この時、共振出力ＶＣ１’の共振カーブは、放電灯点灯時の共振カーブ（図２３のロ）から無負荷時（放電灯Ｌａの未装着時やフィラメント断線時）の共振カーブ（図２３のハ）に変化する。ここで、コンデンサＣ１ａとインダクタＬ１とで形成されるＬＣ直列共振回路の共振周波数ｆ０２は、コンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂの並列回路とインダクタＬ１とで形成されるＬＣ直列共振回路の共振周波数ｆ０１よりも高くなるので、放電灯Ｌａの未装着時やフィラメント断線時にインバータ回路２が発振動作した場合は、インバータ回路２の発振周波数ｆ１が共振周波数ｆ０２よりも低くなり、所謂進相領域でのスイッチング動作になり、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時オンして貫通電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過大なストレスが加わるという問題があった。このような問題を解決するためには、フィラメントＦ１，Ｆ２の有無や断線を検出する検出回路が別途必要になり、部品点数が増加してコストアップを招くという問題があった。
【００１５】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、回路構成を複雑にすることなく、インバータ回路の進相領域での動作を確実に検出できる放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、直流電源の出力をスイッチング素子でスイッチングすることによって高周波に変換するインバータ回路と、共振用インダクタ及び共振用コンデンサの直列回路からなりインバータ回路の出力端子間に接続された共振回路と、共振用コンデンサに並列接続された放電灯と、インバータ回路の出力を制御するインバータ制御回路と、共振用コンデンサのインピーダンス変化を電圧変化として検出する第１のインピーダンス検出手段と、共振用インダクタのインピーダンス変化を電圧変化として検出する第２のインピーダンス検出手段と、第１及び第２のインピーダンス検出手段の検出結果からランプ電流の位相を検出する電流位相検出手段とを具備して成ることを特徴とし、発振周波数が共振周波数よりも高い遅相領域では共振用インダクタのインピーダンスが支配的になり、発振周波数が共振周波数よりも低い進相領域では共振用コンデンサ及び放電灯のインピーダンスが支配的になるので、電流位相検出手段では、第１及び第２のインピーダンス検出手段の検出結果からインバータ回路が進相領域で動作しているか否かを容易に検出することができる。また、電流位相検出回路では、共振用インダクタ及び共振用コンデンサのインピーダンスを検出することによってランプ電流の位相を検出しているので、回路構成を複雑にすることなく、進相領域での動作を確実に検出することができる。
【００１７】
請求項２の発明では、請求項１記載の発明において、上記共振用コンデンサは、インバータ回路の出力端子間に共振用インダクタを介して接続された第１のコンデンサと、該第１のコンデンサに並列接続された放電灯の非電源側に接続された第２のコンデンサとで構成されることを特徴とし、放電灯が装着されているか否か、或いはフィラメントが断線しているか否かによって共振回路の構成が変化してその共振周波数が変化するので、第１及び第２のインピーダンス検出手段の検出結果から放電灯外れやフィラメント断線などの異常を検出することができ、フィラメントの有無を検出する回路を別途設ける場合に比べて、部品点数が少なくなり、コストダウンを図ることができる。
【００１８】
請求項３の発明では、請求項１又は２記載の発明において、放電灯の点灯時において放電灯と共振用インダクタと共振用コンデンサとで構成される共振回路の共振周波数よりもインバータ回路の発振周波数が低くなると、インバータ制御回路はインバータ回路の動作を通常の発振動作から出力を低下させる保護動作に移行させることを特徴とし、インバータ制御回路は、電流位相検出手段の検出結果からインバータ回路の進相領域での動作を検出すると、インバータ回路の動作を保護動作へ移行させているので、スイッチング素子などの回路素子にストレスがかかるのを防止できる。
【００１９】
請求項４の発明では、請求項１又は２記載の発明において、共振回路の共振周波数よりも高い所定の周波数上限値よりもインバータ回路の発振周波数が低くなると、インバータ制御回路はインバータ回路の動作を通常の発振動作から出力を低下させる保護動作に移行させることを特徴とし、インバータ回路が進相領域で動作している場合に加えて、インバータ回路の出力が所定の電圧よりも高くなる場合にも、インバータ制御回路がインバータ回路の動作を保護動作へ移行させているので、スイッチング素子などの回路素子にストレスがかかるのを防止できる。
【００２０】
請求項５の発明では、請求項３又は４記載の発明において、上記保護動作は、インバータ回路のスイッチング動作を停止させる動作か、スイッチング動作を行う期間とスイッチング動作を停止させる期間とを交互に設ける動作か、或いは、スイッチング素子の発振周波数を高くして共振回路の共振を弱くする動作のいずれかであることを特徴とし、請求項３又は４の発明と同様の作用を奏する。
【００２１】
請求項６の発明では、請求項４記載の発明において、上記周波数上限値とは、その周波数におけるインバータ回路の出力が、放電灯の始動可能な電圧以上となるような周波数であることを特徴とし、インバータ回路が進相領域で動作している場合に加えて、インバータ回路の出力が放電灯の始動電圧よりも高くなような場合に、インバータ制御回路がインバータ回路の動作を保護動作へ移行させているので、スイッチング素子などの回路素子にストレスがかかるのを防止できる。
【００２２】
請求項７の発明では、請求項４記載の発明において、インバータ制御回路は、インバータ回路の発振周波数が、共振回路の共振周波数よりも低い所定の周波数下限値より高くなると、インバータ回路の動作を保護動作に移行させることを特徴とし、請求項４の発明と同様の作用を奏するものであり、しかもインバータ制御回路が保護動作を行う周波数範囲に周波数上限値と周波数下限値とが設けられているので、周波数制御を精度良く行うことができる。
【００２３】
請求項８の発明では、請求項７記載の発明において、上記周波数下限値とは、その周波数におけるインバータ回路の出力が最低となるような周波数であることを特徴とし、インバータ回路が周波数下限値よりも低い周波数で動作している場合、インバータ回路の出力が十分低く、保護動作を行う必要がないから、インバータ回路を周波数下限値よりも高く且つ周波数上限値よりも低い周波数範囲で動作させることにより、インバータ回路の回路部品に加わるストレスを低減できる。
【００２４】
請求項９の発明では、請求項１乃至８記載の発明において、電流位相検出手段は、第１のインピーダンス検出手段の検出出力と第２のインピーダンス検出手段の検出出力との高低を比較する比較部を有し、比較部の比較結果からランプ電流の位相を検出することを特徴とし、第１及び第２のインピーダンス検出手段の検出出力の高低を比較することによって、簡単な回路構成で進相領域での動作を検出することができる。
【００２５】
請求項１０の発明では、請求項１乃至８記載の発明において、電流位相検出手段は、第１のインピーダンス検出手段の検出出力と第２のインピーダンス検出手段の検出出力との差分を検出する差分検出部を有し、差分検出部の出力からランプ電流の位相を検出することを特徴とし、共振周波数の前後で差分検出部の出力が反転するので、簡単な回路構成で進相領域での動作を検出することができ、且つ、インバータ回路の発振周波数が共振周波数に近いほど差分検出部の出力が小さくなるので、インバータ回路の発振周波数が共振周波数に近く、インバータ回路の出力が異常に上昇する周波数範囲を検出することもできる。
【００２６】
請求項１１の発明では、請求項１乃至１０記載の発明において、電源投入時からインバータ回路が発振動作を開始するまでの間、インバータ制御回路が電流位相検出手段の出力と無関係にインバータ回路の動作を制御することを特徴とし、発振動作開始時において電流位相検出回路の誤検出や不動作による影響をなくすことが防止できる。
【００２７】
請求項１２の発明では、請求項１乃至１１記載の発明において、第１のインピーダンス検出手段の検出出力、又は、第２のインピーダンス検出手段の検出出力の内、何れかの検出出力から放電灯の寿命末期状態を検出する寿命末期検出回路を設け、寿命末期検出回路が放電灯の寿命末期を検出すると、インバータ制御回路はインバータ回路の動作を通常の発振動作から出力を低下させる保護動作へ移行させることを特徴とし、放電灯の寿命末期時にはランプ電圧が異常に上昇するので、第１又は第２のインピーダンス検出手段の検出出力から放電灯の寿命末期状態を検出することができ、且つ、第１又は第２のインピーダンス検出手段の検出出力を寿命末期状態の検出信号に兼用しているので、寿命末期状態を検出する回路を別途設ける場合に比べて部品点数を削減することができる。
【００２８】
請求項１３の発明では、請求項１２記載の発明において、インバータ制御回路は、寿命末期検出回路の検出結果よりも電流位相検出手段の検出結果を優先して保護動作を行わせることを特徴とし、負荷異常時の保護動作を確実に行うことができ、検出回路の信頼性が向上する。
【００２９】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００３０】
（実施形態１）
図１に本実施形態の放電灯点灯装置の概略の回路図を示す。本回路の基本的な構成は、上述した図１８に示す回路と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００３１】
本実施形態では、上述した図１８の回路において、共振用コンデンサＣ１のインピーダンス変化を電圧変化として検出する第１のインピーダンス検出部（第１のインピーダンス検出手段）４と、共振用インダクタＬ１のインピーダンス変化を電圧変化として検出する第２のインピーダンス検出部（第２のインピーダンス検出手段）５と、第１及び第２のインピーダンス検出部４，５の検出結果に基づいてランプ電流の位相を検出する電流位相検出回路６とを設けている。
【００３２】
第１のインピーダンス検出部４は、コンデンサＣ１の高電位側の端子と回路のグランドとの間に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路からなり、コンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１を抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧した電圧Ｖａを電流位相検出回路６に出力する。
【００３３】
また第２のインピーダンス検出部５は、インダクタＬ１に磁気結合された二次巻線ｎ１の一端と回路のグランドとの間に接続された抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列回路からなり、二次巻線ｎ１の他端は回路のグランドに接続されており、第２のインピーダンス検出部５は二次巻線ｎ１の両端電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４により分圧した電圧Ｖｂを電流位相検出回路６に出力する。
【００３４】
図２は電流位相検出回路６の具体回路図であり、第１及び第２のインピーダンス検出部４，５から入力された電圧Ｖａ，Ｖｂをそれぞれ整流、平滑した電圧Ｖａ’，Ｖｂ’を発生する整流平滑部６ａ，６ｂと、整流平滑部６ａ，６ｂの出力電圧Ｖａ’，Ｖｂ’の高低を比較するコンパレータＣＰ１とで構成される。
【００３５】
整流平滑部６ａでは、第１のインピーダンス検出部４から入力された電圧Ｖａを分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６により分圧し、直流成分をコンデンサＣ４でカットした後、ダイオードＤ２，Ｄ３で整流して、コンデンサＣ５で平滑しており、コンデンサＣ５の平滑電圧Ｖａ’がコンパレータＣＰ１の一方の入力端子に入力される。なお、コンデンサＣ５には放電経路を構成する抵抗Ｒ７と、ツェナーダイオードＺＤ１とがそれぞれ並列接続されており、ツェナーダイオードＺＤ１によってコンパレータＣＰ１に過電圧が入力されるのを防止している。
【００３６】
また、整流平滑部６ｂは整流平滑部６ａと同様の回路構成を有しており、電圧Ｖｂを分圧抵抗Ｒ８，Ｒ９により分圧し、直流成分をコンデンサＣ６でカットした後、ダイオードＤ４，Ｄ５で整流して、コンデンサＣ７で平滑しており、コンデンサＣ７の平滑電圧Ｖｂ’がコンパレータＣＰ１の他方の入力端子に入力される。なお、コンデンサＣ７には放電経路を構成する抵抗Ｒ１０と、ツェナーダイオードＺＤ２とがそれぞれ並列接続されており、ツェナーダイオードＺＤ２によってコンパレータＣＰ１に過電圧が入力されるのを防止している。
【００３７】
コンパレータＣＰ１は、整流平滑部６ａ，６ｂの出力電圧Ｖａ’，Ｖｂ’の高低を比較しており、コンパレータＣＰ１の出力信号Ｖｃがインバータ制御回路２ａに入力される。
【００３８】
以下に電流位相検出回路６がランプ電流の位相を検出する方法について簡単に説明する。図３は放電灯Ｌａが点灯していない状態（無負荷時）における第１及び第２のインピーダンス検出部４，５の検出電圧Ｖａ，Ｖｂとインバータ回路２の発振周波数ｆとの関係を示している。ここで、本回路では、コンデンサＣ１とインダクタＬ１のインピーダンスが等しくなる周波数、すなわち無負荷時における共振回路の共振周波数ｆ０１において、インピーダンス検出部４，５の検出電圧Ｖａ，Ｖｂが共に等しくなるように、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値が設定されている。ここで、発振周波数ｆが共振周波数ｆ０１よりも高い周波数領域（遅相領域）では、インダクタＬ１のインピーダンスがコンデンサＣ１のインピーダンスよりも支配的になるため、電圧Ｖｂの方が電圧Ｖａよりも高くなる（Ｖａ＜Ｖｂ）。逆に発振周波数ｆが共振周波数ｆ０１よりも低い周波数領域（進相領域）では、コンデンサＣ１のインピーダンスがインダクタＬ１のインピーダンスよりも支配的になるため、電圧Ｖａの方が電圧Ｖｂよりも高くなる（Ｖａ＞Ｖｂ）。
【００３９】
また、図４は放電灯点灯時における検出電圧Ｖａ，Ｖｂとインバータ回路２の発振周波数ｆとの関係を示している。放電灯Ｌａの点灯時にはコンデンサＣ１及び放電灯Ｌａの並列回路とインダクタＬ１とでＬＣ直列共振回路が形成されるので、放電灯Ｌａのインピーダンスによって共振周波数がｆ０１からｆ０３に変化するが、共振周波数ｆ０３においてもインダクタＬ１のインピーダンスと、コンデンサＣ１及び放電灯Ｌａの並列回路のインピーダンスが等しくなるため、共振周波数ｆ０３における検出電圧Ｖａ，Ｖｂは略等しくなる。そして、遅相領域ではインダクタＬ１のインピーダンスがコンデンサＣ１及び放電灯Ｌａの並列回路のインピーダンスよりも支配的になるため、電圧Ｖｂの方が電圧Ｖａよりも高くなる（Ｖａ＜Ｖｂ）。一方、進相領域ではコンデンサＣ１及び放電灯Ｌａの並列回路のインピーダンスがインダクタＬ１のインピーダンスよりも支配的になるため、電圧Ｖａの方が電圧Ｖｂよりも高くなる（Ｖａ＞Ｖｂ）。
【００４０】
電流位相検出回路６では、上述のような検出電圧Ｖａ，Ｖｂの大小関係を利用して、インバータ回路２の進相領域での動作を検出している。ここで、インバータ回路２が遅相領域でスイッチング動作を行うと、電圧Ｖａ’が電圧Ｖｂ’よりも低くなり（Ｖａ’＜Ｖｂ’）、且つ、インバータ回路２が進相領域でスイッチング動作を行うと、電圧Ｖａ’が電圧Ｖｂ’よりも高くなるように（Ｖａ’＞Ｖｂ’）、抵抗Ｒ５〜Ｒ１０の抵抗値を設定してある。したがって、インバータ回路２が進相領域でスイッチング動作を行うと、コンパレータＣＰ１の出力信号Ｖｃの電圧レベルはＨレベルになり、インバータ回路２が遅相領域でスイッチング動作を行うと、コンパレータＣＰ１の出力信号Ｖｃの電圧レベルはＬレベルになる。
【００４１】
コンパレータＣＰ１の出力信号Ｖｃはインバータ制御回路２ａに入力されており、出力信号Ｖｃの電圧レベルがＬレベルであれば、インバータ制御回路２ａはインバータ回路２が同相或いは遅相領域で動作しているものと判断して、通常のスイッチング動作を行う。一方、出力信号Ｖｃの電圧レベルがＨレベルになると、インバータ制御回路２ａはインバータ回路２が進相領域でスイッチング動作を行っていると判断して、インバータ回路２の出力を低下させるような保護動作に移行させており、スイッチング素子などの回路部品にストレスがかかるのを防止できる。尚、インバータ制御回路２ａによる保護動作とは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２によるスイッチング動作を停止させる状態、スイッチング動作を行う期間とスイッチング動作を停止させる期間とを交互に設ける状態（すなわちスイッチング動作を間欠的に行う状態）、或いはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数を高くして共振回路の共振を弱くした状態のいずれかにインバータ回路２の動作を移行させることを言う。
【００４２】
上述のように電流位相検出回路６が進相領域でのスイッチング動作を検出すると、インバータ制御回路２ａはインバータ回路２の動作を保護動作に移行させており、放電灯Ｌａが点灯していない状態（無負荷時）においては、無負荷時の共振周波数ｆ０１よりも低い周波数範囲（図３の範囲ＷＡ）が、インバータ回路２のスイッチング動作を保護動作に移行させる周波数範囲となり、放電灯Ｌａが点灯している状態においては、放電灯点灯時の共振周波数ｆ０３よりも低い周波数範囲（図４の範囲ＷＢ）が、インバータ回路２のスイッチング動作を保護動作に移行させる周波数範囲となる。
【００４３】
このように、第１及び第２のインピーダンス検出部４，５はコンデンサＣ１及びインダクタＬ１のインピーダンス変化を電圧変化として検出し、電流位相検出回路６は第１及び第２のインピーダンス検出部４，５の出力電圧ｖａ，Ｖｂの高低を比較することによって、進相領域でのスイッチング動作を検出しており、抵抗やコンデンサやコンパレータなどから第１及び第２のインピーダンス検出部４，５と電流位相検出回路６とを構成しているので、回路構成が複雑になることなく、進相領域におけるスイッチング動作を確実に検出することができる。
【００４４】
尚、本実施形態ではハーフブリッジ型のインバータ回路２を例として説明したが、インバータ回路２を上記の構成に限定する趣旨のものではなく、インバータ回路２にフルブリッジ型など他の回路形式のものを用いても良いことは言うまでもない。また、直流電源としての整流平滑回路１や負荷回路３の回路構成も上記の構成に限定する趣旨のものではなく、例えばインバータ回路２の出力端に複数の負荷回路３を並列接続しても良いし、負荷回路３を複数の放電灯Ｌａが直列或いは並列に接続されたような回路構成としても良い。
【００４５】
（実施形態２）
図５に本実施形態の放電灯点灯装置の回路図を示す。尚、負荷回路３以外の構成は、上述した実施形態１の放電灯点灯装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００４６】
本実施形態では、負荷回路３に上述した図２２の回路と同様の回路構成を有するものを用いており、第１のインピーダンス検出部４は、放電灯Ｌａの電源側に接続されたコンデンサＣ１ａの高電位側の端子と回路のグランドとの間に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路から構成され、コンデンサＣ１ａの両端電圧ＶＣ１’を抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧した電圧Ｖａを電流位相検出回路６に出力する。また、第２のインピーダンス検出部５は、インダクタＬ１に磁気結合された二次巻線ｎ１の一端と回路のグランドとの間に接続された抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列回路からなり、二次巻線ｎ１の他端は回路のグランドに接続されており、第２のインピーダンス検出部５は二次巻線ｎ１の両端電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４により分圧した電圧Ｖｂを電流位相検出回路６に出力する。
【００４７】
ここで、実施形態１と同様に無負荷時及び放電灯点灯時における共振周波数ｆ０１，ｆ０３において、検出電圧Ｖａ，Ｖｂが共に等しくなるように抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値を設定してあるので、進相領域では電圧Ｖｂの方が電圧Ｖａよりも高くなり（Ｖａ＜Ｖｂ）、遅相領域では電圧Ｖａの方が電圧Ｖｂよりも高くなる（Ｖａ＞Ｖｂ）。したがって、電流位相検出回路６により第１及び第２のインピーダンス検出部４，５の検出電圧Ｖａ，Ｖｂの高低を比較することによって、インバータ回路２の進相領域におけるスイッチング動作を検出することができ、電流位相検出回路６が進相領域におけるスイッチング動作を検出すると、インバータ制御回路２ａがインバータ回路２のスイッチング動作を保護動作に移行させているので、スイッチング素子に加わるストレスを低減することができる。
【００４８】
また本回路では、インバータ回路２のスイッチング動作が遅相領域となる発振周波数ｆ１で放電灯Ｌａが点灯中に、放電灯Ｌａが取り外されたり、フィラメントＦ１，Ｆ２が断線するというような異常が発生すると、インダクタＬ１とコンデンサＣ１ａとでＬＣ直列共振回路が構成され、この共振回路の共振周波数ｆ０２は、無負荷時における共振回路（すなわちインダクタＬ１とコンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂとで構成される共振回路）の共振周波数ｆ０１に比べて高くなるため（図２３参照）、インバータ回路２のスイッチング動作が進相領域での動作となる。
【００４９】
この時、第１のインピーダンス検出部４の検出出力Ｖａに比べて第２のインピーダンス検出部５の検出出力Ｖｂの方が高くなるので（Ｖａ＜Ｖｂ）、電流位相検出回路６では第１及び第２のインピーダンス検出部４，５の検出出力Ｖａ，Ｖｂから進相領域におけるスイッチング動作を検出することができる。そして、電流位相検出回路６が進相領域におけるスイッチング動作を検出すると、インバータ制御回路２ａがインバータ回路２のスイッチング動作を保護動作に移行させているので、スイッチング素子などの回路素子に加わるストレスを低減することができる。なお、本回路ではフィラメントの有無や断線を検出する検出回路を別途設ける必要がないので、部品点数が少なくなり、コストダウンを図ることができる。
【００５０】
（実施形態３）
図６に本実施形態の放電灯点灯装置の一部省略せる回路図を示す。尚、図６では主回路を省略して図示してある。また、電流位相検出回路６以外の構成は実施形態１又は２と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００５１】
実施形態１又は２の放電灯点灯装置では共振周波数よりも低い周波数範囲を、インバータ回路２のスイッチング動作を保護動作に移行させる周波数範囲としているが、本実施形態では、所定の周波数（周波数上限値）ｆαよりも低い周波数範囲（ｆ＜ｆα）を、インバータ回路２のスイッチング動作を保護動作に移行させる周波数範囲としている。ここで、周波数ｆαは、共振周波数よりも所定の周波数Δｆαだけ高い周波数であり、周波数ｆαにおける共振出力Ｖαが放電灯Ｌａを始動可能な電圧Ｖ１１以上であって、且つコンデンサＣ１ｂなどの回路部品の耐圧電圧の最大値Ｖ１２よりも低い電圧となるような周波数に設定されている（図８参照）。
【００５２】
電流位相検出回路６では、整流平滑部６ａ，６ｂが、第１及び第２のインピーダンス検出部４，５の出力Ｖａ，Ｖｂを整流、平滑した検出出力Ｖａ’，Ｖｂ’を発生しており、実施形態１又は２と同様、共振周波数ｆ０１又はｆ０２において検出出力Ｖａ’，Ｖｂ’が共に等しくなるように抵抗Ｒ５〜Ｒ１０の抵抗値を設定している（図７参照）。したがって、共振周波数ｆ０１よりも高い周波数範囲では検出出力Ｖａ’に比べて検出出力Ｖｂ’の方が高くなっており（Ｖａ’＜Ｖｂ’）、周波数ｆαにおいては検出出力Ｖａ’に比べて検出出力Ｖｂ’の方が電圧αだけ高くなっている。
【００５３】
そこで、本回路では周波数ｆαにおける差電圧αを発生する基準電源Ｖref1の負極を整流平滑部６ａの出力端に接続すると共に、基準電源Ｖref1の正極をコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に接続しており、コンパレータＣＰ１により整流平滑部６ａの検出出力Ｖａ’と基準電源Ｖref1の電圧αとの和の電圧（Ｖａ’＋α）と、整流平滑部６ｂの検出出力Ｖｂ’との高低を比較している。而して、インバータ回路２の発振周波数ｆが周波数ｆαよりも高くなり、検出出力Ｖｂ’が電圧（Ｖａ’＋α）よりも高くなると、コンパレータＣＰ１の出力Ｖｃの電圧レベルはＬレベルになる。一方、インバータ回路２の発振周波数ｆが周波数ｆαよりも低くなり、検出出力Ｖｂ’が電圧（Ｖａ’＋α）よりも低くなると、コンパレータＣＰ１の出力Ｖｃの電圧レベルはＨレベルになる。
【００５４】
コンパレータＣＰ１の出力Ｖｃはインバータ制御回路２ａに入力されており、出力Ｖｃの電圧レベルがＬレベルであれば、インバータ制御回路２ａはインバータ回路２が周波数ｆαよりも高い周波数で動作していると判断して、通常のスイッチング動作を行う。一方、出力Ｖｃの電圧レベルがＨレベルになると、インバータ制御回路２ａはインバータ回路２が周波数ｆαよりも低い周波数で動作していると判断して、インバータ回路２の出力を低下させる保護動作にインバータ回路２のスイッチング動作を移行させている。したがって、本回路では、インバータ回路２が進相領域でスイッチング動作を行う場合は勿論のこと、インバータ回路２の共振出力が異常上昇した場合にも、インバータ回路２の出力を低下させる保護動作にインバータ回路２のスイッチング動作を移行させることができ、スイッチング素子などの回路部品にかかるストレスを低減することができる。
【００５５】
（実施形態４）
上述した実施形態３の放電灯点灯装置では、実施形態１又は２の放電灯点灯装置において、整流平滑部６ａとコンパレータＣＰ１との間に基準電源Ｖref1を接続し、整流平滑部６ａの検出出力Ｖａ’に基準電源Ｖref1の電圧αを加算した電圧と、整流平滑部６ｂの検出出力Ｖｂ’との高低をコンパレータＣＰ１で比較することによって、インバータ回路２が周波数ｆαよりも低い周波数で動作していると保護動作に移行させるようにしているが、本実施形態では、実施形態１又は２の放電灯点灯装置において、図９に示すように周波数ｆαにおいて整流平滑部６ａの検出出力Ｖａ’と整流平滑部６ｂの検出出力Ｖｂ’とが略一致するように、抵抗Ｒ５〜Ｒ１０の抵抗値を設定している。
【００５６】
この時、インバータ回路２の発振周波数ｆがｆαよりも高い周波数領域では、検出出力Ｖｂ’の方が検出出力Ｖａ’よりも高くなり（Ｖａ’＜Ｖｂ’）、コンパレータＣＰ１の出力Ｖｃの電圧レベルがＬレベルになる。一方、発振周波数ｆがｆαよりも低い周波数範囲では、検出出力Ｖａの方が検出出力Ｖｂよりも高くなり（Ｖａ＞Ｖｂ）、コンパレータＣＰ１の出力Ｖｃの電圧レベルがＨレベルになる。インバータ制御回路２ａでは、電流位相検出回路６の出力Ｖｃの電圧レベルがＨレベルになると（すなわちインバータ回路２の発振周波数ｆが周波数ｆαよりも低くなると）、インバータ回路２のスイッチング動作を保護動作に移行させているので、実施形態３と同様にインバータ回路２が進相領域でスイッチング動作を行う場合は勿論のこと、インバータ回路２の共振出力が異常上昇した場合にも、インバータ回路２の出力を低下させる保護動作にインバータ回路２のスイッチング動作を移行させることができ、スイッチング素子などの回路部品にかかるストレスを低減することができる。
【００５７】
（実施形態５）
図１０に本実施形態の放電灯点灯装置の一部省略せる回路図を示す。尚、図１０では主回路を省略して図示してあり、電流位相検出回路６以外の構成は実施形態１と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。また、図１１にインバータ回路２の発振周波数ｆと整流平滑部６ａ，６ｂの検出出力Ｖａ’，Ｖｂ’との関係を示し、図１２に無負荷時及び放電灯点灯時における共振カーブ（図１２中のイは無負荷時における共振カーブであり、同図中のロは放電灯点灯時における共振カーブである。）をそれぞれ示す。
【００５８】
上述した実施形態１の放電灯点灯装置では共振周波数よりも低い周波数範囲を、インバータ回路２のスイッチング動作を保護動作に移行させる周波数範囲としているが、本実施形態では所定の周波数ｆαよりも低く、且つ、所定の周波数ｆβよりも高い周波数範囲（ｆβ＜ｆ＜ｆα）を、インバータ回路２のスイッチング動作を保護動作に移行させる周波数範囲としている。
【００５９】
ここで、周波数ｆαは共振周波数よりも所定の周波数Δｆαだけ高い周波数であり、周波数ｆαにおける共振出力Ｖαは放電灯Ｌａを始動可能な電圧Ｖ１１以上であって、且つ、コンデンサＣ１ｂなどの回路部品の耐圧電圧の最大値Ｖ１２よりも低い電圧となるような周波数に設定されている。また、周波数ｆβは共振周波数よりも所定の周波数Δｆβだけ低い周波数であり、周波数ｆβにおける共振出力Ｖβは、図１２に示すように、インバータ回路２の出力が最低の共振出力となる時、すなわち保護動作時において共振回路の共振動作が微弱な発振状態となるような発振周波数ｆ３における共振出力に設定されている。
【００６０】
本回路では、実施形態１の放電灯点灯装置において、整流平滑部６ａの出力端にアノードが夫々接続されたダイオードＤ６，Ｄ７と、整流平滑部６ｂの出力端にアノードが夫々接続されたダイオードＤ８，Ｄ９と、ダイオードＤ６のカソードに負極が接続された基準電源Ｖref1と、ダイオードＤ９のカソードに負極が接続された基準電源Ｖref2と、一方の入力端子に基準電源Ｖref1の正極が接続されると共に、他方の入力端子にダイオードＤ９のカソードが接続されたコンパレータＣＰ１と、一方の入力端子にダイオードＤ７のカソードが接続されると共に、他方の入力端子に基準電源Ｖref2の正極が接続されたコンパレータＣＰ２とを設けている。
【００６１】
コンパレータＣＰ１は、整流平滑部６ａの出力Ｖａ’に基準電源Ｖref1の電圧αを加算した電圧（Ｖａ’＋α）と、整流平滑部６ｂの出力Ｖｂ’との高低を比較し、コンパレータＣＰ２は、整流平滑部６ａの出力Ｖａ’と、整流平滑部６ｂの出力Ｖｂ’に基準電源Ｖref2の電圧βを加算した電圧（Ｖｂ’＋β）との高低を比較しており、コンパレータＣＰ１，ＣＰ２の出力Ｖｃ，Ｖｄがインバータ制御回路２ａにそれぞれ入力されている。
【００６２】
ここで、基準電源Ｖref1の電圧αは、周波数ｆαにおける検出出力Ｖｂ’と検出出力Ｖａ’との差電圧（Ｖｂ’−Ｖａ’）に設定されているので、インバータ回路２の発振周波数ｆが周波数ｆαよりも高くなると、出力Ｖｂ’が電圧（Ｖａ’＋α）よりも高くなり、コンパレータＣＰ１の出力信号Ｖｃ１の信号レベルはＬレベルになる。一方、発振周波数ｆが周波数ｆαよりも低くなると、出力Ｖｂ’が電圧（Ｖａ’＋α）よりも低くなり、コンパレータＣＰ１の出力信号Ｖｃ１の信号レベルはＨレベルになる。
【００６３】
また、基準電源Ｖref2の電圧βは、周波数ｆβにおける検出出力Ｖａ’と検出出力Ｖｂ’との差電圧（Ｖａ’−Ｖｂ’）に設定されているので、インバータ回路２の発振周波数ｆが周波数ｆβよりも高くなると、出力Ｖａ’が電圧（Ｖｂ’＋β）よりも低くなり、コンパレータＣＰ２の出力信号Ｖｃ２の信号レベルはＬレベルになる。一方、発振周波数ｆが周波数ｆβよりも低くなると、出力Ｖａ’が電圧（Ｖｂ’＋β）よりも高くなり、コンパレータＣＰ２の出力信号Ｖｃ２の信号レベルはＨレベルになる。
【００６４】
インバータ制御回路２ａでは、コンパレータＣＰ１の出力信号Ｖｃの信号レベルがＨレベルとなり、且つ、コンパレータＣＰ２の出力信号Ｖｄの信号レベルがＬレベルとなると、インバータ回路２の動作を保護動作に移行させている。すなわち、インバータ回路２が発振周波数ｆβよりも高く、且つ、発振周波数ｆαよりも低い周波数範囲で動作していると、インバータ制御回路２ａがインバータ回路２の動作を保護動作に移行させているので、インバータ回路２が進相領域でスイッチング動作を行う場合や、インバータ回路２の共振出力が異常上昇した場合に、インバータ回路２の出力を低下させる保護動作に移行させることができ、スイッチング素子などの回路部品にかかるストレスを低減することができる。尚、インバータ回路２の発振周波数ｆがｆβよりも低い周波数範囲では、インバータ回路２の動作は進相領域の動作となるが、インバータ回路２の出力は保護動作時における出力よりも低いので、本実施形態ではインバータ回路２の動作を保護動作に移行させず、そのままスイッチング動作を行わせている。
【００６５】
このように、本実施形態ではインバータ制御回路２ａにより保護動作を行う周波数範囲に上限値と下限値とを設けており、基準電源Ｖref1，Ｖref2の電圧値によって周波数範囲の上限値及び下限値を任意の値に設定することができるので、異常状態を精度良く検出することができる。
【００６６】
ところで、図１３は負荷回路３の回路構成を実施形態２の回路構成とした場合の共振カーブを示し、図１３中のイは、放電灯Ｌａの立ち消えが発生するなどして無負荷状態となった場合の共振カーブ（この場合、コンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂの並列回路とインダクタＬ１とでＬＣ直列共振回路が形成される。）を示し、同図中のハは、放電灯Ｌａが外れたりフィラメントの断線が発生して無負荷状態となった場合の共振カーブ（この場合、コンデンサＣ１ａとインダクタＬ１とでＬＣ直列共振回路が形成される。）を示し、同図中のロは放電灯点灯時における共振カーブを示している。本回路において、インバータ回路２の出力が最低の共振出力（最低の共振出力とは、保護動作時にインバータ回路２を共振周波数に比べて十分高い周波数で動作させ、共振回路の共振を弱くしたときの共振出力を言う。）となる時のインバータ回路２の発振周波数ｆをｆ３（ｆ０１＜ｆ３＜ｆ０２）とすると、共振出力ＶＣ１が周波数ｆ３における共振出力Ｖβに略等しくなるような進相領域の周波数はｆβ，ｆβ’となる。また共振出力ＶＣ１が、放電灯Ｌａを始動可能な電圧Ｖ１１以上であって、且つ、回路部品の耐圧Ｖ１２よりも低い所定の電圧Ｖαに略等しくなるような遅相領域の周波数はｆα，ｆα’となる。したがって、放電灯Ｌａの立ち消えなどによって無負荷状態となった場合には、インバータ回路２の発振周波数がｆβ以上且つｆα以下の周波数領域（ｆβ≦ｆ≦ｆα）にある場合にインバータ制御回路２ａによって保護動作が行われ、放電灯Ｌａが外れたり、フィラメントが断線するなどして無負荷状態となった場合には、インバータ回路２の発振周波数がｆβ’以上且つｆα’以下の周波数領域（ｆβ’≦ｆ≦ｆα’）にある場合にインバータ制御回路２ａによって保護動作が行われる。
【００６７】
（実施形態６）
図１４に本実施形態の放電灯点灯装置の一部省略せる回路図を示す。尚、図１４では主回路を省略して図示してある。また、電流位相検出回路６以外の構成は実施形態１と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００６８】
本回路では、上述した図２の回路において、コンパレータＣＰ１の代わりにオペアンプＯＰ１を用い、整流平滑部６ａ，６ｂの検出出力Ｖａ’，Ｖｂ’をオペアンプＯＰ１に入力しており、検出出力Ｖａ’，Ｖｂ’の差電圧に比例したオペアンプＯＰ１の出力信号Ｖｅをインバータ制御回路２ａに出力している。
【００６９】
ここで、共振回路の共振周波数において検出出力Ｖａ’，Ｖｂ’が略等しくなるように抵抗Ｒ５〜Ｒ１０の抵抗値が設定されているので、インバータ回路２の発振周波数ｆが共振周波数に近いほど、検出出力Ｖａ’とＶｂ’との差が小さくなり、オペアンプＯＰ１の出力信号Ｖｅの大きさは小さくなる。そして、インバータ制御回路２ａでは、オペアンプＯＰ１の出力信号Ｖｅが所定のしきい値以下になるとインバータ回路２の動作を保護動作に移行させるようにしている。
【００７０】
本回路では、オペアンプＯＰ１の差動出力Ｖｅの大きさが所定のしきい値以下になると、インバータ制御回路２ａがインバータ回路２の動作を保護動作へ移行させるようにしているので、しきい値の設定によって保護動作を行う周波数範囲を任意の周波数範囲に設定することができる。また差動出力Ｖｅの大きさは検出出力Ｖａ’とＶｂ’との差分に応じて増減するので、例えばインバータ回路２の発振周波数を共振周波数に比べて十分高い周波数に移行させることにより保護動作を行う場合、差動出力Ｖｅの大きさに応じて発振周波数を段階的、或いは連続的に高くすることによって保護動作を行うようにしても良い。また共振周波数の前後で、オペアンプＯＰ１の出力信号Ｖｅの正負が反転するので、出力信号Ｖｅの極性を判定し、極性の反転する周波数にインバータ回路２の発振周波数が達すると、インバータ回路２の動作を保護動作に移行させるようにしても良い。
【００７１】
（実施形態７）
図１５に本実施形態の放電灯点灯装置の一部省略せる回路図を示す。尚、図１５では主回路を省略して図示してある。又、電流位相検出回路６以外の構成は実施形態１又は２と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００７２】
本回路では、上述した図２の回路において、整流平滑部６ｂの出力端にダイオードＤ６を介して基準電源Ｖref3の電圧Ｖ３を印加しており、整流平滑部６ｂの検出出力Ｖｂ’に初期電圧として電圧Ｖ３を与えている。電流位相検出回路６では、インバータ回路２の発振動作時におけるインダクタＬ１とコンデンサＣ１（又はコンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂ）とのインピーダンス変化を電圧変化として検出しているので、インバータ回路２の発振動作が行われていない状態では検出出力Ｖａ’，Ｖｂ’は共に０Ｖとなり、電流位相検出回路６の誤動作又は不動作が発生する虞がある。
【００７３】
そこで、本実施形態の電流位相検出回路６では、検出出力Ｖｂ’に基準電源Ｖref3の電圧Ｖ３を初期値として与えることにより、インバータ回路２が発振動作を開始した直後は出力信号Ｖｃの信号レベルを強制的にＬレベルとしている。インバータ制御回路２ａは出力信号Ｖｃの信号レベルがＬレベルであれば、インバータ回路２の動作を通常のスイッチング動作としているので、発振動作の開始直後に出力信号Ｖｃの信号レベルを強制的にＬレベルとすることによって、電流位相検出回路６による検出動作を停止させ、電流位相検出回路６の誤動作又は不動作を防止することができる。なお、インバータ回路２が発振動作を開始すると、整流平滑部６ｂの検出出力Ｖｂ’が基準電源Ｖref3の電圧Ｖ３よりも高くなるように、電圧Ｖ３の電圧値が設定されているので、コンパレータＣＰ１では検出出力Ｖａ’，Ｖｂ’の高低を比較することによってランプ電流の位相を検出することができ、インバータ回路２の進相領域での動作を確実に検出することができる。
【００７４】
（実施形態８）
図１６に本実施形態の放電灯点灯装置の一部省略せる回路図を示す。尚、図１６では主回路を省略して図示してある。また、寿命末期検出回路７以外の構成は実施形態１又は２と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００７５】
本回路では、整流平滑部６ａにより検出された検出出力Ｖａ’と所定の基準電圧Ｖref4との高低を比較するコンパレータＣＰ３からなる寿命末期検出回路７を設けており、検出出力Ｖａ’を放電灯Ｌａの寿命末期信号として兼用している。すなわち、放電灯Ｌａの寿命末期時には放電灯Ｌａのランプ電圧が正常点灯時に比べて異常に上昇するので、寿命末期検出回路７では検出出力Ｖａ’の異常上昇から放電灯Ｌａの寿命末期を検出し、異常検出信号Ｖｆをインバータ制御回路２ａに出力している。尚、放電灯Ｌａの寿命末期時には検出出力Ｖａ’が基準電圧Ｖref4よりも大きくなって、コンパレータＣＰ３の出力（異常検出信号）ＶｆがＨレベルとなり、放電灯Ｌａの正常点灯時には検出出力Ｖａ’が基準電圧Ｖref4以下になって、コンパレータＣＰ３の出力（異常検出信号）ＶｆがＬレベルとなる。
【００７６】
インバータ制御回路２ａは、実施形態１と同様に、電流位相検出回路６の出力Ｖｃに基づいてインバータ回路２の進相領域でのスイッチング動作を検出すると共に、寿命末期検出回路７の出力（異常検出信号）ＶｆがＨレベルになった場合は、放電灯Ｌａの寿命末期状態と判断して、インバータ回路２のスイッチング動作を保護動作に移行させている。ここで、保護動作とは、スイッチング動作を停止させる状態、スイッチング動作を行う期間とスイッチング動作を停止させる期間とを交互に設ける状態（つまりスイッチング動作を間欠的に行う状態）、或いは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数を高くして共振回路の共振を弱くする状態のいずれかにインバータ回路２の動作を移行させることを言う。尚、本実施形態では放電灯Ｌａの寿命末期信号として電圧Ｖａ’を用いているが、電圧Ｖｂ’を用いても良く、寿命末期時にランプ電圧が異常上昇すると電圧Ｖｂ’も上昇するので、電圧Ｖｂ’の昇圧から放電灯Ｌａの寿命末期状態を検出することもできる。
【００７７】
また、インバータ制御回路２ａでは、電流位相検出回路６の出力Ｖｃからインバータ回路２の進相領域での動作を検出すると、インバータ回路２の動作を保護動作に移行させると共に、寿命末期検出回路７の出力Ｖｆから放電灯Ｌａの寿命末期状態を検出すると、インバータ回路２の動作を保護動作へ移行させているのであるが、インバータ制御回路２ａでは、電流位相検出回路６の出力Ｖｃによる保護動作を、寿命末期検出回路７の出力Ｖｆによる保護動作よりも優先して行っている。
【００７８】
ここで、負荷回路３の回路構成を実施形態２の回路構成とした場合の共振カーブを図１７に示す。尚、図１７中のイは放電灯Ｌａの立ち消えが発生するなどして無負荷状態となった場合の共振カーブ（この場合、コンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂの並列回路とインダクタＬ１とでＬＣ直列共振回路が形成される。）を示し、同図中のハは、放電灯Ｌａが外れたりフィラメントの断線が発生して無負荷状態となった場合の共振カーブ（この場合、コンデンサＣ１ａとインダクタＬ１とでＬＣ直列共振回路が形成される。）を示し、同図中のロは放電灯点灯時における共振カーブを示している。
【００７９】
以下に上述した３つの負荷条件（放電灯Ｌａの立ち消えなどによる無負荷状態、放電灯Ｌａの未装着やフィラメント断線による無負荷状態、放電灯Ｌａの点灯状態）における各周波数ポイントでのインバータ回路２の動作状態を説明する。
【００８０】
放電灯Ｌａの立ち消えなどによって無負荷状態となった場合（図１７中のイに示す共振カーブ）、及び、放電灯Ｌａの未装着やフィラメント断線によって無負荷状態となった場合（図１７中のロに示す共振カーブ）、検出出力Ｖａ’が検出出力Ｖｂ’、又は基準電圧Ｖref4よりもそれぞれ高くなるような周波数ポイントＡ、Ｅ（Ｖａ’＞Ｖｂ’、Ｖａ’＞Ｖref4）では、コンパレータＣＰ３の出力がＨレベルとなるが、インバータ制御回路２ａは、電流位相検出回路６の検出出力を優先して、インバータ回路２を保護動作に移行させる（進相動作保護）。また検出出力Ｖａ’が検出出力Ｖｂ’よりも高く且つ基準電圧Ｖref4よりも低くなるような周波数ポイントＢ、Ｆ（Ｖａ’＞Ｖｂ’、Ｖａ’＜Ｖref4）では、インバータ制御回路２ａは進相領域でのスイッチング動作と判断し、インバータ回路２を保護動作に移行させる（進相動作保護）。また、検出出力Ｖａ’が検出出力Ｖｂ’よりも低く且つ基準電圧Ｖref4よりも高くなるような周波数ポイントＣ、Ｇ（Ｖａ’＜Ｖｂ’、Ｖａ’＞Ｖref4）では、インバータ制御回路２ａは放電灯Ｌａが寿命末期状態であると判断し、インバータ回路２を保護動作に移行させる（エミレス保護）。さらに、検出出力Ｖａ’が検出出力Ｖｂ’及び基準電圧Ｖref4よりも低くなるような周波数ポイントＤ、Ｈ（Ｖａ’＜Ｖｂ’、Ｖａ’＜Ｖref4）では、インバータ制御回路２ａは放電灯Ｌａの点灯状態が正常であると判断し、インバータ回路２を通常の点灯動作とする。
【００８１】
一方、放電灯Ｌａの正常点灯時において、検出電圧Ｖａ’は基準電圧Ｖref4よりも低くなり、検出電圧Ｖａ’が検出出力Ｖｂ’よりも高くなるような周波数ポイントＩ（Ｖａ’＞Ｖｂ’、Ｖａ’＜Ｖref4）では、インバータ制御回路２ａは進相領域でのスイッチング動作と判断し、インバータ回路２を保護動作に移行させる（進相動作保護）。一方、検出電圧Ｖａ’が検出出力Ｖｂ’よりも低くなるような周波数ポイントＪ（Ｖａ’＜Ｖｂ’、Ｖａ’＜Ｖref4）では、インバータ制御回路２ａは遅相領域でのスイッチング動作と判断し、インバータ回路２を通常の点灯動作とする。
【００８２】
このように、インバータ制御回路２ａでは、電流位相検出回路６の出力による保護動作を、寿命末期検出回路７の出力による保護動作よりも優先して行っているので、負荷異常時の保護動作を確実に行え、検出回路の信頼性が向上する。
【００８３】
尚、放電灯Ｌａの予熱時や始動時には寿命末期検出回路７が誤検出する虞があるので、一般的に、この期間には寿命末期検出回路７による検出動作を禁止しているが、この期間中に負荷変動（例えば放電灯外れなど）が発生すると、電流位相検出回路６によって検出動作が行われ、インバータ回路２を保護動作へ移行させることができる。
【００８４】
【発明の効果】
上述のように、請求項１の発明は、直流電源の出力をスイッチング素子でスイッチングすることによって高周波に変換するインバータ回路と、共振用インダクタ及び共振用コンデンサの直列回路からなりインバータ回路の出力端子間に接続された共振回路と、共振用コンデンサに並列接続された放電灯と、インバータ回路の出力を制御するインバータ制御回路と、共振用コンデンサのインピーダンス変化を電圧変化として検出する第１のインピーダンス検出手段と、共振用インダクタのインピーダンス変化を電圧変化として検出する第２のインピーダンス検出手段と、第１及び第２のインピーダンス検出手段の検出結果からランプ電流の位相を検出する電流位相検出手段とを具備して成ることを特徴とし、発振周波数が共振周波数よりも高い遅相領域では共振用インダクタのインピーダンスが支配的になり、発振周波数が共振周波数よりも低い進相領域では共振用コンデンサ及び放電灯のインピーダンスが支配的になるので、電流位相検出手段では、第１及び第２のインピーダンス検出手段の検出結果からインバータ回路が進相領域で動作しているか否かを容易に検出できるという効果がある。また、電流位相検出回路では、共振用インダクタ及び共振用コンデンサのインピーダンスを検出することによってランプ電流の位相を検出しているので、回路構成を複雑にすることなく、進相領域での動作を確実に検出できるという効果もある。
【００８５】
請求項２の発明は、請求項１記載の発明において、上記共振用コンデンサは、インバータ回路の出力端子間に共振用インダクタを介して接続された第１のコンデンサと、該第１のコンデンサに並列接続された放電灯の非電源側に接続された第２のコンデンサとで構成されることを特徴とし、放電灯が装着されているか否か、或いはフィラメントが断線しているか否かによって共振回路の構成が変化してその共振周波数が変化するので、第１及び第２のインピーダンス検出手段の検出結果から放電灯外れやフィラメント断線などの異常を検出することができ、フィラメントの有無を検出する回路を別途設ける場合に比べて、部品点数が少なくなり、コストダウンを図ることができるという効果がある。
【００８６】
請求項３の発明は、請求項１又は２記載の発明において、放電灯の点灯時において放電灯と共振用インダクタと共振用コンデンサとで構成される共振回路の共振周波数よりもインバータ回路の発振周波数が低くなると、インバータ制御回路はインバータ回路の動作を通常の発振動作から出力を低下させる保護動作に移行させることを特徴とし、インバータ制御回路は、電流位相検出手段の検出結果からインバータ回路の進相領域での動作を検出すると、インバータ回路の動作を保護動作へ移行させているので、スイッチング素子などの回路素子にストレスがかかるのを防止できるという効果がある。
【００８７】
請求項４の発明は、請求項１又は２記載の発明において、共振回路の共振周波数よりも高い所定の周波数上限値よりもインバータ回路の発振周波数が低くなると、インバータ制御回路はインバータ回路の動作を通常の発振動作から出力を低下させる保護動作に移行させることを特徴とし、インバータ回路が進相領域で動作している場合に加えて、インバータ回路の出力が所定の電圧よりも高くなる場合にも、インバータ制御回路がインバータ回路の動作を保護動作へ移行させているので、スイッチング素子などの回路素子にストレスがかかるのを防止できるという効果がある。
【００８８】
請求項５の発明は、請求項３又は４記載の発明において、上記保護動作は、インバータ回路のスイッチング動作を停止させる動作か、スイッチング動作を行う期間とスイッチング動作を停止させる期間とを交互に設ける動作か、或いは、スイッチング素子の発振周波数を高くして共振回路の共振を弱くする動作のいずれかであることを特徴とし、請求項３又は４の発明と同様の効果を奏する。
【００８９】
請求項６の発明は、請求項４記載の発明において、上記周波数上限値とは、その周波数におけるインバータ回路の出力が、放電灯の始動可能な電圧以上となるような周波数であることを特徴とし、インバータ回路が進相領域で動作している場合に加えて、インバータ回路の出力が放電灯の始動電圧よりも高くなような場合に、インバータ制御回路がインバータ回路の動作を保護動作へ移行させているので、スイッチング素子などの回路素子にストレスがかかるのを防止できるという効果がある。
【００９０】
請求項７の発明は、請求項４記載の発明において、インバータ制御回路は、インバータ回路の発振周波数が、共振回路の共振周波数よりも低い所定の周波数下限値より高くなると、インバータ回路の動作を保護動作に移行させることを特徴とし、請求項４の発明と同様の効果を奏するものであり、しかもインバータ制御回路が保護動作を行う周波数範囲に周波数上限値と周波数下限値とが設けられているので、周波数制御を精度良く行えるという効果がある。
【００９１】
請求項８の発明は、請求項７記載の発明において、上記周波数下限値とは、その周波数におけるインバータ回路の出力が最低となるような周波数であることを特徴とし、インバータ回路が周波数下限値よりも低い周波数で動作している場合、インバータ回路の出力が十分低く、保護動作を行う必要がないから、インバータ回路を周波数下限値よりも高く且つ周波数上限値よりも低い周波数範囲で動作させることにより、インバータ回路の回路部品に加わるストレスを低減できるという効果がある。
【００９２】
請求項９の発明は、請求項１乃至８記載の発明において、電流位相検出手段は、第１のインピーダンス検出手段の検出出力と第２のインピーダンス検出手段の検出出力との高低を比較する比較部を有し、比較部の比較結果からランプ電流の位相を検出することを特徴とし、第１及び第２のインピーダンス検出手段の検出出力の高低を比較することによって、簡単な回路構成で進相領域での動作を検出できるという効果がある。
【００９３】
請求項１０の発明は、請求項１乃至８記載の発明において、電流位相検出手段は、第１のインピーダンス検出手段の検出出力と第２のインピーダンス検出手段の検出出力との差分を検出する差分検出部を有し、差分検出部の出力からランプ電流の位相を検出することを特徴とし、共振周波数の前後で差分検出部の出力が反転するので、簡単な回路構成で進相領域での動作を検出することができ、且つ、インバータ回路の発振周波数が共振周波数に近いほど差分検出部の出力が小さくなるので、インバータ回路の発振周波数が共振周波数に近く、インバータ回路の出力が異常に上昇する周波数範囲を検出できるという効果もある。
【００９４】
請求項１１の発明は、請求項１乃至１０記載の発明において、電源投入時からインバータ回路が発振動作を開始するまでの間、インバータ制御回路が電流位相検出手段の出力と無関係にインバータ回路の動作を制御することを特徴とし、発振動作開始時において電流位相検出回路の誤検出や不動作による影響をなくすことが防止できるという効果がある。
【００９５】
請求項１２の発明は、請求項１乃至１１記載の発明において、第１のインピーダンス検出手段の検出出力、又は、第２のインピーダンス検出手段の検出出力の内、何れかの検出出力から放電灯の寿命末期状態を検出する寿命末期検出回路を設け、寿命末期検出回路が放電灯の寿命末期を検出すると、インバータ制御回路はインバータ回路の動作を通常の発振動作から出力を低下させる保護動作へ移行させることを特徴とし、放電灯の寿命末期時にはランプ電圧が異常に上昇するので、第１又は第２のインピーダンス検出手段の検出出力から放電灯の寿命末期状態を検出することができ、且つ、第１又は第２のインピーダンス検出手段の検出出力を寿命末期状態の検出信号に兼用しているので、寿命末期状態を検出する回路を別途設ける場合に比べて部品点数を削減できるという効果がある。
【００９６】
請求項１３の発明は、請求項１２記載の発明において、インバータ制御回路は、寿命末期検出回路の検出結果よりも電流位相検出手段の検出結果を優先して保護動作を行わせることを特徴とし、負荷異常時の保護動作を確実に行うことができ、検出回路の信頼性が向上するという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１の放電灯点灯装置の回路図である。
【図２】同上の一部省略せる具体回路図である。
【図３】同上の無負荷時における発振周波数と第１及び第２のインピーダンス検出部の出力電圧との関係を示す図である。
【図４】同上の定常点灯時における発振周波数と第１及び第２のインピーダンス検出部の出力電圧との関係を示す図である。
【図５】実施形態２の放電灯点灯装置の回路図である。
【図６】実施形態３の放電灯点灯装置の一部省略せる具体回路図である。
【図７】同上の無負荷時における発振周波数と第１及び第２のインピーダンス検出部の出力電圧との関係を示す図である。
【図８】同上の無負荷時及び定常点灯時における発振周波数と共振出力との関係を示す図である。
【図９】実施形態４の放電灯点灯装置の無負荷時における発振周波数と第１及び第２のインピーダンス検出部の出力電圧との関係を示す図である。
【図１０】実施形態５の放電灯点灯装置の一部省略せる具体回路図である。
【図１１】同上の無負荷時における発振周波数と第１及び第２のインピーダンス検出部の出力電圧との関係を示す図である。
【図１２】同上の無負荷時及び定常点灯時における発振周波数と共振出力との関係を示す図である。
【図１３】同上の無負荷時及び定常点灯時における発振周波数と共振出力との関係を示す図である。
【図１４】実施形態６の放電灯点灯装置の一部省略せる具体回路図である。
【図１５】実施形態７の放電灯点灯装置の一部省略せる具体回路図である。
【図１６】実施形態８の放電灯点灯装置の一部省略せる具体回路図である。
【図１７】同上の無負荷時及び定常点灯時における発振周波数と共振出力との関係を示す図である。
【図１８】従来の放電灯点灯装置のブロック図である。
【図１９】同上の具体回路図である。
【図２０】同上の共振回路に発生する共振電圧の周波数特性を示す図である。
【図２１】同上の別の放電灯点灯装置を示す要部回路図である。
【図２２】同上のまた別の放電灯点灯装置のブロック図である。
【図２３】同上の共振回路に発生する共振電圧の周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
１整流平滑回路
２インバータ回路
３負荷回路
４第１のインピーダンス検出部
５第２のインピーダンス検出部
６電流位相検出回路
Ｃ１，Ｃ２コンデンサ
Ｌ１インダクタ
Ｌａ放電灯[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as shown in FIGS. 18 and 19, a rectifying / smoothing circuit 1 that rectifies and smoothes an AC voltage of a commercial power supply AC, and an inverter that converts the DC voltage of the rectifying / smoothing circuit 1 into a high frequency and supplies it to a load circuit 3. There has been provided a discharge lamp lighting device provided with a circuit 2 (see, for example, JP-A-2-199797).
[0003]
The rectifying / smoothing circuit 1 includes a rectifier DB including a diode bridge that rectifies an AC voltage of the commercial power supply AC input via the filter circuit F, and an inductor L2 and a switching element Q3 connected between the DC output terminals of the rectifier DB. The series circuit includes a diode D1 having an anode connected to a connection point between the inductor L2 and the switching element Q3, and a smoothing capacitor C3 connected between both ends of the switching element Q3 via the diode D1. Here, a step-up chopper is constituted by the inductor L2, the switching element Q3, the diode D1, and the smoothing capacitor C3, and the switching element Q3 is controlled to be turned on / off by the chopper control circuit 1a. The filter circuit F is composed of a line filter LF1 and a capacitor C8, and is provided to reduce noise returning to the power supply line.
[0004]
The inverter circuit 2 has a half-bridge circuit configuration, and is composed of a series circuit of a pair of switching elements Q1 and Q2 connected between both ends of the smoothing capacitor C3. The switching elements Q1 and Q2 are alternately switched by the inverter control circuit 2a. On / off. Note that the switching elements Q1 and Q2 are capable of flowing a current in both directions when turned on and can flow a current in the opposite direction when turned off. For example, a diode is connected in reverse parallel to the collector-emitter of a transistor. A MOSFET that can be connected to form a current path when the diode is OFF or a MOSFET can be used. In the case of a MOSFET, a body diode formed from the structure serves as a current path when off.
[0005]
The load circuit 3 includes an LC series resonance circuit of an inductor L1 and a capacitor C1 connected between the output terminals X and Y of the inverter circuit 2 via a DC cut capacitor C2, and a fluorescent circuit connected in parallel to the capacitor C1, for example. And a discharge lamp La such as a lamp. The capacitor C1 is connected to the non-power supply side of both filaments F1 and F2 of the discharge lamp La.
[0006]
Here, FIG. 20 is a diagram showing the relationship between the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 and the voltage VC1 across the capacitor C1, and a in FIG. 20 shows a resonance curve when the discharge lamp La is not lit. Symbol 20 indicates a resonance curve in a state where the discharge lamp La is lit.
[0007]
Next, the operation of this circuit will be described. When the commercial power source AC is turned on and the rectifying and smoothing circuit 1 starts operating, the smoothing capacitor C3 is charged to a constant voltage obtained by boosting the power source voltage of the commercial power source AC. On the other hand, in the inverter circuit 2, a current flows through the capacitor C1 via both filaments F1 and F2 of the discharge lamp La in accordance with the on / off of the switching elements Q1 and Q2, preheating both filaments F1 and F2, and releasing them. A resonance voltage is applied to both ends of the lamp La.
[0008]
During preheating of the discharge lamp La, the inverter control circuit 2a controls the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 to a frequency sufficiently higher than the resonance frequency f01 of the series resonance circuit composed of the capacitor C1 and the inductor L1, and the capacitor C1 The voltage VC1 at both ends is lowered and a preheating current is supplied to the filaments F1 and F2 of the discharge lamp La. When the discharge lamp La is started and lit, the inverter control circuit 2a reduces the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 to f2 and approaches the resonance frequency f01, and increases the voltage VC1 across the capacitor C1, thereby releasing the discharge. The filaments F1 and F2 of the lamp La are sufficiently preheated before being lit.
[0009]
When the discharge lamp La is lit, a resonance circuit is constituted by a parallel circuit composed of the capacitor C1 and the discharge lamp La and an inductor L1 connected in series to the parallel circuit, depending on the lamp impedance of the discharge lamp La, and the resonance frequency of the resonance circuit is From f01 to f03 (f03 <f01), the resonance curve of the resonance output VC1 changes from the resonance curve shown in FIG. 20A to the resonance curve shown in FIG. At this time, the inverter control circuit 2a controls the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 to, for example, f1 (f03 <f1 <f01) so that the resonance output VC1 becomes a predetermined voltage value, and maintains the lighting state of the discharge lamp La. To do.
[0010]
By the way, the thermoelectron emitting material (emitter) applied to the filament is scattered and evaporated at the end of the life of the discharge lamp La, so that the thermoelectron emission from the filament is not performed, and a current flows in the discharge lamp La only in one direction. Abnormal discharge (half-wave discharge) occurs. Such a state is called an Emires state, and when the Emires state occurs, the resonance system breaks down and the lamp voltage of the discharge lamp La rises abnormally compared to when it is normally lit. As the Emires state progresses, the impedance of the discharge lamp La changes in an increasing direction, so that the resonance curve of the resonance circuit gradually approaches the resonance curve at the time of no load (when the discharge lamp goes off), and finally both filaments The emitters applied to F1 and F2 are completely consumed and cannot be discharged, resulting in a resonance curve when there is no load (when the discharge lamp is extinguished).
[0011]
In order to detect such an abnormal rise of the lamp voltage in the Emires state, as shown in FIG. 21, the resonance voltage VC1 generated across the capacitor C1 is divided by resistors R1 and R2, and the resonance voltage VC1 is set to a predetermined value. When the threshold voltage V10 is exceeded and the divided voltage Va exceeds the reference voltage corresponding to the threshold voltage V10, it is judged as an Emires state, and the discharge lamp is turned on to perform a protective operation such as stopping the output of the inverter circuit 2 A device was also provided. The threshold voltage V10 for detecting the Emires state is higher than the output voltage when the discharge lamp La is normally lit (that is, when the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 is f1), and the discharge lamp La is started. This value is set to a value lower than the output voltage at the time (that is, when the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 is f2). In general, the detection operation is prohibited.
[0012]
Further, conventionally, as shown in FIG. 22, in the discharge lamp lighting device shown in FIG. 18, a capacitor C1a is connected between the power supply side terminals of both filaments F1, F2 of the discharge lamp La, and both filaments F1, F2 are not connected. There is also provided a discharge lamp lighting device in which a capacitor C1b is connected between power supply side terminals. In this circuit, the resonance capacitor is divided into a capacitor C1a connected to the power supply side of the discharge lamp La and a capacitor C1b connected to the non-power supply side of the discharge lamp La, and the capacitor C1b connected to the non-power supply side is used. Since the preheating current of the filaments F1 and F2 is obtained, the current flowing through both the filaments F1 and F2 via the capacitor C1b when the discharge lamp La is turned on can be reduced, and the power loss due to the filament current can be reduced. The life of the electric lamp La can be extended, and the starting voltage of the discharge lamp La can be increased by increasing the capacitance of the resonance capacitor. In this circuit as well, by using a configuration similar to that of the circuit of FIG. 21, it is possible to detect an abnormal increase in lamp voltage during Emires.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the former discharge lamp lighting device among the above-mentioned discharge lamp lighting devices, when the discharge lamp La is lit at the frequency f1, there is an abnormality such as leakage (slow leak) of the discharge gas sealed in the bulb. When the discharge lamp La is extinguished, the resonance curve of the resonance output rapidly changes from the resonance curve when the discharge lamp is lit (b in FIG. 20) to the resonance curve when there is no load (a in FIG. 20). The resonance voltage VC1 rises to the voltage C. Here, when the voltage C is lower than the threshold voltage V10 described above, the inverter circuit 2 does not shift to the protection operation and continues the oscillation operation, and the frequency f1 is the resonance frequency f01 of the resonance circuit when there is no load. If the frequency is set lower than that, the switching operation is performed in a so-called phase advance region, so that the switching elements Q1 and Q2 of the inverter circuit 2 are simultaneously turned on and a through current flows, and excessive stress is applied to the switching elements Q1 and Q2. There was a problem of adding.
[0014]
In the latter discharge lamp lighting device, since the LC series resonance circuit is formed by the capacitor C1a and the inductor L1 even when the discharge lamp La is disconnected or the filaments F1 and F2 are disconnected, both ends of the capacitor C1a are formed. There is a case where a resonance voltage is generated in the meantime and an excessive voltage is generated at the connection terminal of the discharge lamp La. At this time, the resonance curve of the resonance output VC1 ′ is changed from the resonance curve when the discharge lamp is lit (b in FIG. 23) to the resonance curve (when the discharge lamp La is not installed or when the filament is disconnected) (ha ). Here, the resonance frequency f02 of the LC series resonance circuit formed by the capacitor C1a and the inductor L1 is higher than the resonance frequency f01 of the LC series resonance circuit formed by the parallel circuit of the capacitors C1a and C1b and the inductor L1. Therefore, when the inverter circuit 2 oscillates when the discharge lamp La is not attached or when the filament is disconnected, the oscillation frequency f1 of the inverter circuit 2 becomes lower than the resonance frequency f02, which is a switching operation in a so-called phase advance region. The switching elements Q1 and Q2 of the inverter circuit 2 are simultaneously turned on to cause a through current to flow, so that excessive stress is applied to the switching elements Q1 and Q2. In order to solve such a problem, a detection circuit for detecting the presence / absence of the filaments F1 and F2 and the disconnection is separately required, and there is a problem that the number of parts is increased and the cost is increased.
[0015]
The present invention has been made in view of the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device capable of reliably detecting an operation in a phase advance region of an inverter circuit without complicating a circuit configuration. Is to provide.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, there is provided an inverter circuit that converts an output of a DC power source into a high frequency by switching with a switching element, and a series circuit of a resonance inductor and a resonance capacitor. Resonance circuit connected between output terminals, discharge lamp connected in parallel to resonance capacitor, inverter control circuit for controlling output of inverter circuit, and impedance change of resonance capacitor As voltage change The first impedance detection means for detecting the impedance change of the resonance inductor As voltage change A second impedance detection means for detecting, and a current phase detection means for detecting the phase of the lamp current from the detection results of the first and second impedance detection means, wherein the oscillation frequency is a resonance frequency. Since the impedance of the resonance inductor is dominant in the higher-phase region than the resonance frequency, and the impedance of the resonance capacitor and the discharge lamp is dominant in the phase-advance region where the oscillation frequency is lower than the resonance frequency, the current phase detection means From the detection results of the first and second impedance detection means, it can be easily detected whether or not the inverter circuit is operating in the phase advance region. In addition, the current phase detection circuit detects the phase of the lamp current by detecting the impedance of the resonance inductor and the resonance capacitor, so that the operation in the phase advance region is ensured without complicating the circuit configuration. Can be detected.
[0017]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the resonance capacitor includes a first capacitor connected between the output terminals of the inverter circuit via a resonance inductor and a parallel connection to the first capacitor. And a second capacitor connected to the non-power supply side of the connected discharge lamp. Depending on whether the discharge lamp is mounted or whether the filament is disconnected, Since the resonance frequency of the first and second impedance detectors is changed by changing the configuration, it is possible to detect abnormalities such as discharge lamp disconnection and filament breakage from the detection results of the first and second impedance detectors. Compared with the case where it is provided separately, the number of parts is reduced, and the cost can be reduced.
[0018]
According to a third aspect of the invention, in the first or second aspect of the invention, the oscillation frequency of the inverter circuit is higher than the resonance frequency of the resonance circuit composed of the discharge lamp, the resonance inductor, and the resonance capacitor when the discharge lamp is turned on. The inverter control circuit shifts the operation of the inverter circuit from a normal oscillation operation to a protective operation that lowers the output when the voltage becomes low.The inverter control circuit determines that the phase of the inverter circuit is advanced from the detection result of the current phase detection means. When the operation in the region is detected, the operation of the inverter circuit is shifted to the protection operation, so that it is possible to prevent the circuit element such as the switching element from being stressed.
[0019]
In the invention of claim 4, in the invention of claim 1 or 2, when the oscillation frequency of the inverter circuit becomes lower than a predetermined frequency upper limit value higher than the resonance frequency of the resonance circuit, the inverter control circuit operates the inverter circuit. In addition to the case where the inverter circuit is operating in the phase advance region, the inverter circuit is also operated when the output of the inverter circuit becomes higher than a predetermined voltage. Since the inverter control circuit shifts the operation of the inverter circuit to the protection operation, it is possible to prevent stress from being applied to circuit elements such as switching elements.
[0020]
In the invention of claim 5, in the invention of claim 3 or 4, the protection operation is an operation for stopping the switching operation of the inverter circuit, or a period for performing the switching operation and a period for stopping the switching operation are alternately provided. It is either an operation or an operation of increasing the oscillation frequency of the switching element to weaken the resonance of the resonance circuit, and has the same effect as the invention of claim 3 or 4.
[0021]
According to a sixth aspect of the present invention, in the fourth aspect of the present invention, the frequency upper limit value is a frequency at which an output of the inverter circuit at the frequency is equal to or higher than a voltage at which the discharge lamp can be started. In addition to the case where the inverter circuit is operating in the phase advance region, the inverter control circuit shifts the operation of the inverter circuit to the protective operation when the output of the inverter circuit is higher than the starting voltage of the discharge lamp. Therefore, it is possible to prevent stress from being applied to circuit elements such as switching elements.
[0022]
In the invention of claim 7, in the invention of claim 4, the inverter control circuit protects the operation of the inverter circuit when the oscillation frequency of the inverter circuit becomes higher than a predetermined lower frequency limit value lower than the resonance frequency of the resonance circuit. Since the operation is the same as that of the invention of claim 4, the frequency upper limit value and the frequency lower limit value are provided in the frequency range in which the inverter control circuit performs the protection operation. The frequency control can be performed with high accuracy.
[0023]
In the invention of claim 8, in the invention of claim 7, the frequency lower limit value is a frequency at which the output of the inverter circuit at the frequency is the lowest, and the inverter circuit is lower than the frequency lower limit value. If the inverter circuit is operating at a low frequency, the output of the inverter circuit is sufficiently low and it is not necessary to perform a protection operation. Therefore, by operating the inverter circuit in a frequency range that is higher than the lower frequency limit and lower than the upper frequency limit. The stress applied to the circuit components of the inverter circuit can be reduced.
[0024]
According to a ninth aspect of the present invention, in the first to eighth aspects of the invention, the current phase detecting means compares the detected output of the first impedance detecting means with the detected output of the second impedance detecting means. And detecting the phase of the lamp current from the comparison result of the comparison unit, and comparing the detection outputs of the first and second impedance detection means with a simple circuit configuration to achieve a phase advance region Can be detected.
[0025]
According to a tenth aspect of the present invention, in the first to eighth aspects of the invention, the current phase detecting means detects a difference between a detection output of the first impedance detection means and a detection output of the second impedance detection means. And the phase of the lamp current is detected from the output of the difference detector, and the output of the difference detector is inverted before and after the resonance frequency, so that the operation in the phase advance region can be performed with a simple circuit configuration. The frequency that can be detected and the output of the difference detection unit becomes smaller as the oscillation frequency of the inverter circuit is closer to the resonance frequency, so the frequency at which the oscillation frequency of the inverter circuit is closer to the resonance frequency and the output of the inverter circuit abnormally increases A range can also be detected.
[0026]
According to the invention of claim 11, in the invention of claims 1 to 10, the inverter control circuit operates the inverter circuit regardless of the output of the current phase detection means from when the power is turned on until the inverter circuit starts oscillating operation. It is possible to prevent the influence of erroneous detection and malfunction of the current phase detection circuit at the start of the oscillation operation.
[0027]
According to a twelfth aspect of the present invention, in the first to eleventh aspects of the invention, the detection output of the discharge lamp is detected from any one of the detection outputs of the first impedance detection means or the detection output of the second impedance detection means. An end-of-life detection circuit that detects the end-of-life condition is provided, and when the end-of-life detection circuit detects the end of life of the discharge lamp, the inverter control circuit shifts the operation of the inverter circuit from the normal oscillation operation to a protective operation that reduces the output Since the lamp voltage rises abnormally at the end of the life of the discharge lamp, the end-of-life state of the discharge lamp can be detected from the detection output of the first or second impedance detection means, and the first Or, since the detection output of the second impedance detection means is also used as a detection signal for the end of life state, a circuit for detecting the end of life state is separately provided. Than it is possible to reduce the number of parts.
[0028]
In the invention of claim 13, in the invention of claim 12, the inverter control circuit causes the detection result of the current phase detection means to be prioritized over the detection result of the end-of-life detection circuit, and performs the protection operation. The protection operation can be performed reliably when the load is abnormal, and the reliability of the detection circuit is improved.
[0029]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0030]
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a schematic circuit diagram of the discharge lamp lighting device of the present embodiment. Since the basic configuration of this circuit is the same as the circuit shown in FIG. 18 described above, the same components are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
[0031]
In the present embodiment, in the circuit of FIG. 18 described above, the first impedance detector (first impedance detector) 4 that detects the impedance change of the resonance capacitor C1 as a voltage change, and the impedance change of the resonance inductor L1. A current phase for detecting the phase of the lamp current based on the detection results of the second impedance detection unit (second impedance detection means) 5 and the first and second impedance detection units 4 and 5. A detection circuit 6 is provided.
[0032]
The first impedance detector 4 is composed of a series circuit of resistors R1 and R2 connected between the high potential side terminal of the capacitor C1 and the circuit ground, and the voltage VC1 across the capacitor C1 is obtained by the resistors R1 and R2. The divided voltage Va is output to the current phase detection circuit 6.
[0033]
The second impedance detector 5 includes a series circuit of resistors R3 and R4 connected between one end of the secondary winding n1 magnetically coupled to the inductor L1 and the circuit ground, and the secondary winding n1. Is connected to the ground of the circuit, and the second impedance detector 5 outputs a voltage Vb obtained by dividing the voltage across the secondary winding n1 by the resistors R3 and R4 to the current phase detector circuit 6.
[0034]
FIG. 2 is a specific circuit diagram of the current phase detection circuit 6 and generates voltages Va ′ and Vb ′ obtained by rectifying and smoothing the voltages Va and Vb input from the first and second impedance detection units 4 and 5, respectively. The rectifying / smoothing units 6a and 6b and the comparator CP1 for comparing the output voltages Va ′ and Vb ′ of the rectifying and smoothing units 6a and 6b are compared.
[0035]
In the rectifying / smoothing unit 6a, the voltage Va input from the first impedance detecting unit 4 is divided by the voltage dividing resistors R5 and R6, the DC component is cut by the capacitor C4, and then rectified by the diodes D2 and D3, Smoothed by C5, the smoothed voltage Va ′ of the capacitor C5 is input to one input terminal of the comparator CP1. The capacitor C5 is connected in parallel with a resistor R7 constituting a discharge path and a Zener diode ZD1 to prevent an overvoltage from being input to the comparator CP1 by the Zener diode ZD1.
[0036]
The rectifying / smoothing unit 6b has the same circuit configuration as that of the rectifying / smoothing unit 6a. The voltage Vb is divided by the voltage dividing resistors R8 and R9, and the DC component is cut by the capacitor C6, and then the diodes D4 and D5 are used. The voltage is rectified and smoothed by the capacitor C7, and the smoothed voltage Vb ′ of the capacitor C7 is input to the other input terminal of the comparator CP1. The capacitor C7 is connected in parallel with a resistor R10 that constitutes a discharge path and a Zener diode ZD2, and the Zener diode ZD2 prevents an overvoltage from being input to the comparator CP1.
[0037]
The comparator CP1 compares the output voltages Va ′ and Vb ′ of the rectifying / smoothing units 6a and 6b, and the output signal Vc of the comparator CP1 is input to the inverter control circuit 2a.
[0038]
Hereinafter, a method in which the current phase detection circuit 6 detects the phase of the lamp current will be briefly described. FIG. 3 shows the relationship between the detected voltages Va and Vb of the first and second impedance detectors 4 and 5 and the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 when the discharge lamp La is not lit (no load). Yes. Here, in this circuit, at the frequency at which the impedance of the capacitor C1 and the inductor L1 are equal, that is, at the resonance frequency f01 of the resonance circuit when there is no load, the detection voltages Va and Vb of the impedance detection units 4 and 5 are both equal. The resistance values of the resistors R1 to R4 are set. Here, in the frequency region (delayed region) where the oscillation frequency f is higher than the resonance frequency f01, the impedance of the inductor L1 is more dominant than the impedance of the capacitor C1, and therefore the voltage Vb is higher than the voltage Va. (Va <Vb). On the contrary, in the frequency region (phase advance region) where the oscillation frequency f is lower than the resonance frequency f01, the impedance of the capacitor C1 is dominant over the impedance of the inductor L1, and therefore the voltage Va is higher than the voltage Vb ( Va> Vb).
[0039]
FIG. 4 shows the relationship between the detection voltages Va and Vb and the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 when the discharge lamp is turned on. When the discharge lamp La is turned on, an LC series resonance circuit is formed by the parallel circuit of the capacitor C1 and the discharge lamp La and the inductor L1, so that the resonance frequency changes from f01 to f03 depending on the impedance of the discharge lamp La, but the resonance frequency f03. Since the impedance of the inductor L1 is equal to the impedance of the parallel circuit of the capacitor C1 and the discharge lamp La, the detected voltages Va and Vb at the resonance frequency f03 are substantially equal. In the slow phase region, the impedance of the inductor L1 becomes more dominant than the impedance of the parallel circuit of the capacitor C1 and the discharge lamp La, so that the voltage Vb is higher than the voltage Va (Va <Vb). On the other hand, since the impedance of the parallel circuit of the capacitor C1 and the discharge lamp La becomes more dominant than the impedance of the inductor L1 in the phase advance region, the voltage Va becomes higher than the voltage Vb (Va> Vb).
[0040]
The current phase detection circuit 6 detects the operation of the inverter circuit 2 in the phase advance region using the magnitude relationship between the detection voltages Va and Vb as described above. Here, when the inverter circuit 2 performs the switching operation in the slow phase region, the voltage Va ′ becomes lower than the voltage Vb ′ (Va ′ <Vb ′), and the inverter circuit 2 performs the switching operation in the phase advance region. Then, the resistance values of the resistors R5 to R10 are set so that the voltage Va ′ is higher than the voltage Vb ′ (Va ′> Vb ′). Therefore, when the inverter circuit 2 performs the switching operation in the phase advance region, the voltage level of the output signal Vc of the comparator CP1 becomes H level, and when the inverter circuit 2 performs the switching operation in the phase delay region, the output signal of the comparator CP1. The voltage level of Vc becomes L level.
[0041]
The output signal Vc of the comparator CP1 is input to the inverter control circuit 2a. If the voltage level of the output signal Vc is L level, the inverter control circuit 2a is such that the inverter circuit 2 operates in the in-phase or slow-phase region. The normal switching operation is performed. On the other hand, when the voltage level of the output signal Vc becomes H level, the inverter control circuit 2a determines that the inverter circuit 2 is performing a switching operation in the phase advance region, and performs a protective operation that reduces the output of the inverter circuit 2 Therefore, it is possible to prevent stress from being applied to circuit components such as switching elements. The protective operation by the inverter control circuit 2a is a state in which the switching operation by the switching elements Q1 and Q2 is stopped, and a state in which a period for performing the switching operation and a period for stopping the switching operation are alternately provided (that is, the switching operation is intermittently performed). Or the state in which the oscillation frequency of the switching elements Q1 and Q2 is increased and the resonance of the resonance circuit is weakened.
[0042]
When the current phase detection circuit 6 detects the switching operation in the phase advance region as described above, the inverter control circuit 2a shifts the operation of the inverter circuit 2 to the protection operation, and the discharge lamp La is not turned on ( In the case of no load, the frequency range lower than the resonance frequency f01 at the time of no load (range WA in FIG. 3) is a frequency range in which the switching operation of the inverter circuit 2 is shifted to the protective operation, and the discharge lamp La is turned on. In this state, a frequency range (range WB in FIG. 4) lower than the resonance frequency f03 when the discharge lamp is lit is a frequency range in which the switching operation of the inverter circuit 2 is shifted to the protection operation.
[0043]
As described above, the first and second impedance detection units 4 and 5 detect the impedance change of the capacitor C1 and the inductor L1 as a voltage change, and the current phase detection circuit 6 includes the first and second impedance detection units 4 and 5. The switching operation in the phase advance region is detected by comparing the output voltages va and Vb of the first and second impedance detectors 4 and 5 and the current phase detection from the resistor, capacitor, comparator, etc. Since the circuit 6 is configured, the switching operation in the phase advance region can be reliably detected without complicating the circuit configuration.
[0044]
In this embodiment, the half-bridge type inverter circuit 2 has been described as an example. However, the inverter circuit 2 is not limited to the above-described configuration, and the inverter circuit 2 has other circuit types such as a full-bridge type. It goes without saying that can be used. Further, the circuit configurations of the rectifying / smoothing circuit 1 and the load circuit 3 as the DC power supply are not limited to the above configuration, and for example, a plurality of load circuits 3 may be connected in parallel to the output terminal of the inverter circuit 2. The load circuit 3 may have a circuit configuration in which a plurality of discharge lamps La are connected in series or in parallel.
[0045]
(Embodiment 2)
FIG. 5 shows a circuit diagram of the discharge lamp lighting device of the present embodiment. In addition, since structures other than the load circuit 3 are the same as that of the discharge lamp lighting device of Embodiment 1 mentioned above, the same code | symbol is attached | subjected to the same component and the description is abbreviate | omitted.
[0046]
In the present embodiment, the load circuit 3 having the same circuit configuration as the circuit of FIG. 22 described above is used, and the first impedance detection unit 4 includes a capacitor C1a connected to the power supply side of the discharge lamp La. A current phase detection circuit comprising a series circuit of resistors R1 and R2 connected between a terminal on the high potential side and the circuit ground, and a voltage Va obtained by dividing the voltage VC1 ′ across the capacitor C1a by the resistors R1 and R2. 6 is output. The second impedance detector 5 includes a series circuit of resistors R3 and R4 connected between one end of the secondary winding n1 magnetically coupled to the inductor L1 and the circuit ground. The other end of n1 is connected to the circuit ground, and the second impedance detection unit 5 outputs a voltage Vb obtained by dividing the voltage across the secondary winding n1 by resistors R3 and R4 to the current phase detection circuit 6. .
[0047]
Here, since the resistance values of the resistors R1 to R4 are set so that the detection voltages Va and Vb are equal at the resonance frequencies f01 and f03 at the time of no load and when the discharge lamp is turned on, as in the first embodiment. In the advanced phase region, the voltage Vb is higher than the voltage Va (Va <Vb), and in the late phase region, the voltage Va is higher than the voltage Vb (Va> Vb). Therefore, the switching operation in the phase advance region of the inverter circuit 2 can be detected by comparing the detection voltages Va and Vb of the first and second impedance detection units 4 and 5 by the current phase detection circuit 6. When the current phase detection circuit 6 detects the switching operation in the phase advance region, the inverter control circuit 2a shifts the switching operation of the inverter circuit 2 to the protection operation, so that the stress applied to the switching element can be reduced.
[0048]
Further, in this circuit, an abnormality occurs such that the discharge lamp La is removed or the filaments F1 and F2 are disconnected while the discharge lamp La is lit at the oscillation frequency f1 in which the switching operation of the inverter circuit 2 is in the slow phase region. Then, the LC series resonance circuit is configured by the inductor L1 and the capacitor C1a, and the resonance frequency f02 of the resonance circuit is that of the resonance circuit at the time of no load (that is, the resonance circuit configured by the inductor L1 and the capacitors C1a and C1b). Since the resonance frequency becomes higher than the resonance frequency f01 (see FIG. 23), the switching operation of the inverter circuit 2 is the operation in the phase advance region.
[0049]
At this time, since the detection output Vb of the second impedance detection unit 5 is higher than the detection output Va of the first impedance detection unit 4 (Va <Vb), the current phase detection circuit 6 uses the first and first outputs. The switching operation in the phase advance region can be detected from the detection outputs Va and Vb of the two impedance detection units 4 and 5. When the current phase detection circuit 6 detects the switching operation in the phase advance region, the inverter control circuit 2a shifts the switching operation of the inverter circuit 2 to the protection operation, thereby reducing the stress applied to the circuit elements such as the switching elements. can do. In this circuit, since it is not necessary to separately provide a detection circuit for detecting the presence or absence of a filament or disconnection, the number of parts can be reduced and the cost can be reduced.
[0050]
(Embodiment 3)
FIG. 6 shows a circuit diagram in which a part of the discharge lamp lighting device of the present embodiment can be omitted. In FIG. 6, the main circuit is omitted. Since the configuration other than the current phase detection circuit 6 is the same as that of the first or second embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted.
[0051]
In the discharge lamp lighting device of the first or second embodiment, the frequency range lower than the resonance frequency is a frequency range in which the switching operation of the inverter circuit 2 is shifted to the protective operation. In this embodiment, a predetermined frequency (frequency upper limit value) is used. ) A frequency range lower than fα (f <fα) is a frequency range in which the switching operation of the inverter circuit 2 is shifted to the protective operation. Here, the frequency fα is a frequency higher than the resonance frequency by a predetermined frequency Δfα, the resonance output Vα at the frequency fα is equal to or higher than the voltage V11 at which the discharge lamp La can be started, and circuit components such as the capacitor C1b. The frequency is set to a voltage lower than the maximum value V12 of the withstand voltage (see FIG. 8).
[0052]
In the current phase detection circuit 6, the rectifying / smoothing units 6a and 6b generate detection outputs Va ′ and Vb ′ obtained by rectifying and smoothing the outputs Va and Vb of the first and second impedance detecting units 4 and 5, As in the first or second embodiment, the resistance values of the resistors R5 to R10 are set so that the detection outputs Va ′ and Vb ′ are both equal at the resonance frequency f01 or f02 (see FIG. 7). Accordingly, the detection output Vb ′ is higher than the detection output Va ′ in the frequency range higher than the resonance frequency f01 (Va ′ <Vb ′), and the detection output is higher than the detection output Va ′ at the frequency fα. Vb ′ is higher by the voltage α.
[0053]
Therefore, in this circuit, the negative electrode of the reference power supply Vref1 that generates the differential voltage α at the frequency fα is connected to the output terminal of the rectifying and smoothing unit 6a, and the positive electrode of the reference power supply Vref1 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator CP1. The comparator CP1 compares the level of the sum (Va ′ + α) of the detection output Va ′ of the rectifying / smoothing unit 6a and the voltage α of the reference power source Vref1 with the detection output Vb ′ of the rectifying / smoothing unit 6b. Thus, when the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 becomes higher than the frequency fα and the detection output Vb ′ becomes higher than the voltage (Va ′ + α), the voltage level of the output Vc of the comparator CP1 becomes L level. On the other hand, when the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 becomes lower than the frequency fα and the detection output Vb ′ becomes lower than the voltage (Va ′ + α), the voltage level of the output Vc of the comparator CP1 becomes H level.
[0054]
The output Vc of the comparator CP1 is input to the inverter control circuit 2a. If the voltage level of the output Vc is L level, the inverter control circuit 2a determines that the inverter circuit 2 is operating at a frequency higher than the frequency fα. Then, a normal switching operation is performed. On the other hand, when the voltage level of the output Vc becomes H level, the inverter control circuit 2a determines that the inverter circuit 2 is operating at a frequency lower than the frequency fα, and the inverter operates in a protective operation to reduce the output of the inverter circuit 2. The switching operation of the circuit 2 is shifted. Therefore, in this circuit, not only when the inverter circuit 2 performs the switching operation in the phase advance region, but also when the resonance output of the inverter circuit 2 abnormally rises, the inverter operates in a protective operation that reduces the output of the inverter circuit 2. The switching operation of the circuit 2 can be shifted, and stress applied to circuit components such as switching elements can be reduced.
[0055]
(Embodiment 4)
In the discharge lamp lighting device of the third embodiment described above, the reference power supply Vref1 is connected between the rectifying / smoothing unit 6a and the comparator CP1 in the discharge lamp lighting device of the first or second embodiment, and the detection output Va of the rectifying / smoothing unit 6a. By comparing the voltage obtained by adding the voltage α of the reference power supply Vref1 to the detected output Vb ′ of the rectifying / smoothing unit 6b with the comparator CP1, the inverter circuit 2 operates at a frequency lower than the frequency fα. In this embodiment, in the discharge lamp lighting device of the first or second embodiment, the detection output Va ′ of the rectifying / smoothing unit 6a and the rectifying / smoothing at the frequency fα as shown in FIG. The resistance values of the resistors R5 to R10 are set so that the detection output Vb ′ of the unit 6b substantially matches.
[0056]
At this time, in the frequency region where the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 is higher than fα, the detection output Vb ′ becomes higher than the detection output Va ′ (Va ′ <Vb ′), and the voltage level of the output Vc of the comparator CP1. Becomes L level. On the other hand, in the frequency range where the oscillation frequency f is lower than fα, the detection output Va is higher than the detection output Vb (Va> Vb), and the voltage level of the output Vc of the comparator CP1 becomes H level. In the inverter control circuit 2a, when the voltage level of the output Vc of the current phase detection circuit 6 becomes H level (that is, when the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 becomes lower than the frequency fα), the switching operation of the inverter circuit 2 is set to the protection operation. As in the third embodiment, the inverter circuit 2 performs the switching operation in the phase advance region, and also when the resonance output of the inverter circuit 2 abnormally increases, The switching operation of the inverter circuit 2 can be shifted to the protection operation to be lowered, and the stress applied to the circuit components such as the switching element can be reduced.
[0057]
(Embodiment 5)
FIG. 10 shows a circuit diagram in which a part of the discharge lamp lighting device of the present embodiment can be omitted. In FIG. 10, the main circuit is omitted, and the configuration other than the current phase detection circuit 6 is the same as that of the first embodiment. Omitted. FIG. 11 shows the relationship between the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 and the detection outputs Va ′ and Vb ′ of the rectifying / smoothing units 6a and 6b, and FIG. 12 shows a resonance curve when there is no load and when the discharge lamp is lit (FIG. (B) shows the resonance curve when there is no load, and (b) shows the resonance curve when the discharge lamp is lit).
[0058]
In the discharge lamp lighting device of the first embodiment described above, the frequency range lower than the resonance frequency is a frequency range in which the switching operation of the inverter circuit 2 is shifted to the protection operation. In this embodiment, the frequency range is lower than the predetermined frequency fα. In addition, a frequency range (fβ <f <fα) higher than the predetermined frequency fβ is set as a frequency range in which the switching operation of the inverter circuit 2 is shifted to the protection operation.
[0059]
Here, the frequency fα is higher than the resonance frequency by a predetermined frequency Δfα, the resonance output Vα at the frequency fα is equal to or higher than the voltage V11 that can start the discharge lamp La, and the circuit component such as the capacitor C1b. The frequency is set to a voltage lower than the maximum value V12 of the withstand voltage. Further, the frequency fβ is a frequency lower than the resonance frequency by a predetermined frequency Δfβ, and the resonance output Vβ at the frequency fβ is, as shown in FIG. 12, when the output of the inverter circuit 2 becomes the lowest resonance output, that is, protection. The resonance output at the oscillation frequency f3 is set such that the resonance operation of the resonance circuit is in a weak oscillation state during operation.
[0060]
In this circuit, in the discharge lamp lighting device of Embodiment 1, diodes D6 and D7 each having an anode connected to the output end of the rectifying and smoothing unit 6a, and diode D8 having an anode connected to the output end of the rectifying and smoothing unit 6b, respectively. , D9, a reference power supply Vref1 having a negative electrode connected to the cathode of the diode D6, a reference power supply Vref2 having a negative electrode connected to the cathode of the diode D9, a positive electrode of the reference power supply Vref1 being connected to one input terminal, Comparator CP1 having the other input terminal connected to the cathode of diode D9 and one input terminal connected to the cathode of diode D7 and comparator CP2 having the other input terminal connected to the positive electrode of reference power supply Vref2 Provided.
[0061]
The comparator CP1 compares the level (Va ′ + α) obtained by adding the voltage α of the reference power supply Vref1 to the output Va ′ of the rectifying / smoothing unit 6a and the output Vb ′ of the rectifying / smoothing unit 6b, and the comparator CP2 The level of the output Va ′ of the smoothing unit 6a is compared with the voltage (Vb ′ + β) obtained by adding the voltage β of the reference power source Vref2 to the output Vb ′ of the rectifying and smoothing unit 6b, and the outputs Vc, Vd is input to the inverter control circuit 2a.
[0062]
Here, since the voltage α of the reference power supply Vref1 is set to a difference voltage (Vb′−Va ′) between the detection output Vb ′ and the detection output Va ′ at the frequency fα, the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 is the frequency. When it becomes higher than fα, the output Vb ′ becomes higher than the voltage (Va ′ + α), and the signal level of the output signal Vc1 of the comparator CP1 becomes L level. On the other hand, when the oscillation frequency f becomes lower than the frequency fα, the output Vb ′ becomes lower than the voltage (Va ′ + α), and the signal level of the output signal Vc1 of the comparator CP1 becomes H level.
[0063]
Since the voltage β of the reference power supply Vref2 is set to a difference voltage (Va′−Vb ′) between the detection output Va ′ and the detection output Vb ′ at the frequency fβ, the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 is set to the frequency fβ. Becomes higher than the voltage (Vb ′ + β), and the signal level of the output signal Vc2 of the comparator CP2 becomes L level. On the other hand, when the oscillation frequency f becomes lower than the frequency fβ, the output Va ′ becomes higher than the voltage (Vb ′ + β), and the signal level of the output signal Vc2 of the comparator CP2 becomes H level.
[0064]
In the inverter control circuit 2a, when the signal level of the output signal Vc of the comparator CP1 becomes H level and the signal level of the output signal Vd of the comparator CP2 becomes L level, the operation of the inverter circuit 2 is shifted to the protection operation. . That is, when the inverter circuit 2 is operating in a frequency range higher than the oscillation frequency fβ and lower than the oscillation frequency fα, the inverter control circuit 2a shifts the operation of the inverter circuit 2 to the protection operation. When the inverter circuit 2 performs a switching operation in the phase advance region, or when the resonance output of the inverter circuit 2 abnormally rises, it is possible to shift to a protective operation that reduces the output of the inverter circuit 2, and a circuit such as a switching element Stress applied to parts can be reduced. In the frequency range where the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 is lower than fβ, the operation of the inverter circuit 2 is an operation in the phase advance region, but the output of the inverter circuit 2 is lower than the output in the protection operation. In the embodiment, the operation of the inverter circuit 2 is not shifted to the protection operation, and the switching operation is performed as it is.
[0065]
As described above, in this embodiment, the upper limit value and the lower limit value are provided in the frequency range in which the protective operation is performed by the inverter control circuit 2a, and the upper limit value and the lower limit value of the frequency range are arbitrarily set by the voltage values of the reference power sources Vref1 and Vref2. Therefore, the abnormal state can be detected with high accuracy.
[0066]
By the way, FIG. 13 shows a resonance curve when the circuit configuration of the load circuit 3 is the circuit configuration of the second embodiment, and “a” in FIG. 13 becomes a no-load state because the discharge lamp La disappears. (In this case, an LC series resonance circuit is formed by the parallel circuit of the capacitors C1a and C1b and the inductor L1), and C in the figure indicates that the discharge lamp La is disconnected or the filament is broken. Represents a resonance curve (in this case, an LC series resonance circuit is formed by the capacitor C1a and the inductor L1), and (b) in FIG. The curve is shown. In this circuit, the output of the inverter circuit 2 is the lowest resonance output (the lowest resonance output is the value when the inverter circuit 2 is operated at a frequency sufficiently higher than the resonance frequency during the protection operation to weaken the resonance of the resonance circuit. When the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 at the time of “resonance output” is f3 (f01 <f3 <f02), the frequency in the phase advance region such that the resonance output VC1 is substantially equal to the resonance output Vβ at the frequency f3. Becomes fβ, fβ ′. Further, the frequencies in the slow phase region where the resonance output VC1 is equal to or higher than the voltage V11 at which the discharge lamp La can be started and substantially equal to the predetermined voltage Vα lower than the withstand voltage V12 of the circuit components are fα and fα ′. It becomes. Therefore, when the discharge lamp La becomes unloaded due to the extinction of the discharge lamp La or the like, the inverter control circuit 2a operates when the oscillation frequency of the inverter circuit 2 is in the frequency region (fβ ≦ f ≦ fα) of fβ or more and fα or less. When the protection operation is performed and the discharge lamp La is disconnected or the filament is disconnected, and the load becomes unloaded, the frequency range (fβ ′) of the oscillation frequency of the inverter circuit 2 is not less than fβ ′ and not more than fα ′. ≦ f ≦ fα ′), the protection operation is performed by the inverter control circuit 2a.
[0067]
(Embodiment 6)
FIG. 14 shows a circuit diagram in which a part of the discharge lamp lighting device of the present embodiment can be omitted. In FIG. 14, the main circuit is omitted. Since the configuration other than the current phase detection circuit 6 is the same as that of the first embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted.
[0068]
In this circuit, in the circuit of FIG. 2 described above, the operational amplifier OP1 is used instead of the comparator CP1, and the detection outputs Va ′ and Vb ′ of the rectifying and smoothing units 6a and 6b are input to the operational amplifier OP1, and the detection outputs Va ′, The output signal Ve of the operational amplifier OP1 proportional to the difference voltage of Vb ′ is output to the inverter control circuit 2a.
[0069]
Here, since the resistance values of the resistors R5 to R10 are set so that the detection outputs Va ′ and Vb ′ are substantially equal at the resonance frequency of the resonance circuit, the closer the oscillation frequency f of the inverter circuit 2 is to the resonance frequency, The difference between the detection outputs Va ′ and Vb ′ becomes small, and the magnitude of the output signal Ve from the operational amplifier OP1 becomes small. In the inverter control circuit 2a, when the output signal Ve of the operational amplifier OP1 becomes equal to or lower than a predetermined threshold value, the operation of the inverter circuit 2 is shifted to a protection operation.
[0070]
In this circuit, when the magnitude of the differential output Ve of the operational amplifier OP1 falls below a predetermined threshold value, the inverter control circuit 2a shifts the operation of the inverter circuit 2 to the protection operation. The frequency range where the protection operation is performed can be set to an arbitrary frequency range by setting. Further, since the magnitude of the differential output Ve increases or decreases according to the difference between the detection outputs Va ′ and Vb ′, for example, the protection operation is performed by shifting the oscillation frequency of the inverter circuit 2 to a frequency sufficiently higher than the resonance frequency. When performing, the protection operation may be performed by increasing the oscillation frequency stepwise or continuously in accordance with the magnitude of the differential output Ve. Further, since the polarity of the output signal Ve of the operational amplifier OP1 is inverted before and after the resonance frequency, the polarity of the output signal Ve is determined, and when the oscillation frequency of the inverter circuit 2 reaches the frequency at which the polarity is inverted, the operation of the inverter circuit 2 is performed. May be shifted to a protection operation.
[0071]
(Embodiment 7)
FIG. 15 shows a circuit diagram in which a part of the discharge lamp lighting device of the present embodiment can be omitted. In FIG. 15, the main circuit is omitted. Since the configuration other than the current phase detection circuit 6 is the same as that of the first or second embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted.
[0072]
In this circuit, in the circuit of FIG. 2 described above, the voltage V3 of the reference power supply Vref3 is applied to the output terminal of the rectifying / smoothing unit 6b via the diode D6, and the detection output Vb ′ of the rectifying / smoothing unit 6b is used as an initial voltage. A voltage V3 is applied. In the current phase detection circuit 6, since the impedance change between the inductor L1 and the capacitor C1 (or capacitors C1a and C1b) during the oscillation operation of the inverter circuit 2 is detected as a voltage change, the oscillation operation of the inverter circuit 2 is performed. If not, the detection outputs Va ′ and Vb ′ are both 0 V, which may cause malfunction or malfunction of the current phase detection circuit 6.
[0073]
Therefore, in the current phase detection circuit 6 of this embodiment, the voltage V3 of the reference power supply Vref3 is given as an initial value to the detection output Vb ′, so that the signal level of the output signal Vc is set immediately after the inverter circuit 2 starts the oscillation operation. Forced to L level. If the signal level of the output signal Vc is L level, the inverter control circuit 2a operates the inverter circuit 2 as a normal switching operation. Therefore, the signal level of the output signal Vc is forcibly set to L level immediately after the start of the oscillation operation. Thus, the detection operation by the current phase detection circuit 6 can be stopped, and the malfunction or non-operation of the current phase detection circuit 6 can be prevented. When the inverter circuit 2 starts an oscillation operation, the voltage value of the voltage V3 is set so that the detection output Vb ′ of the rectifying / smoothing unit 6b is higher than the voltage V3 of the reference power supply Vref3. The phase of the lamp current can be detected by comparing the levels of the detection outputs Va ′ and Vb ′, and the operation of the inverter circuit 2 in the phase advance region can be reliably detected.
[0074]
(Embodiment 8)
FIG. 16 shows a circuit diagram in which a part of the discharge lamp lighting device of the present embodiment can be omitted. In FIG. 16, the main circuit is omitted. Since the configuration other than the end-of-life detection circuit 7 is the same as that of the first or second embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
[0075]
In the present circuit, an end-of-life detection circuit 7 comprising a comparator CP3 for comparing the level of the detection output Va ′ detected by the rectifying / smoothing unit 6a and a predetermined reference voltage Vref4 is provided, and the detection output Va ′ is used as the discharge lamp La. It is also used as an end-of-life signal. That is, since the lamp voltage of the discharge lamp La rises abnormally at the end of the life of the discharge lamp La compared to when it is normally lit, the end of life detection circuit 7 detects the end of life of the discharge lamp La from the abnormal rise of the detection output Va ′. The abnormality detection signal Vf is output to the inverter control circuit 2a. At the end of the life of the discharge lamp La, the detection output Va ′ becomes larger than the reference voltage Vref4, the output (abnormality detection signal) Vf of the comparator CP3 becomes H level, and when the discharge lamp La is normally lit, the detection output Va ′ is The reference voltage Vref4 or less becomes lower, and the output (abnormality detection signal) Vf of the comparator CP3 becomes L level.
[0076]
As in the first embodiment, the inverter control circuit 2a detects the switching operation in the phase advance region of the inverter circuit 2 based on the output Vc of the current phase detection circuit 6 and outputs the abnormality (abnormality detection) of the end of life detection circuit 7. When the signal Vf becomes H level, it is determined that the discharge lamp La is in the end of life state, and the switching operation of the inverter circuit 2 is shifted to the protection operation. Here, the protective operation is a state in which the switching operation is stopped, a state in which the period for performing the switching operation and the period in which the switching operation is stopped are alternately provided (that is, a state in which the switching operation is intermittently performed), or the switching element Q1. , Q2 means that the operation of the inverter circuit 2 is shifted to one of the states in which the oscillation frequency of the resonance circuit is increased by increasing the oscillation frequency. In this embodiment, the voltage Va ′ is used as the end-of-life signal of the discharge lamp La. However, the voltage Vb ′ may be used, and if the lamp voltage rises abnormally at the end of the life, the voltage Vb ′ also rises. It is also possible to detect the end of life state of the discharge lamp La from the boost of Vb ′.
[0077]
Further, in the inverter control circuit 2a, when the operation in the phase advance region of the inverter circuit 2 is detected from the output Vc of the current phase detection circuit 6, the operation of the inverter circuit 2 is shifted to the protection operation, and the life end detection circuit 7 When the end of life state of the discharge lamp La is detected from the output Vf, the operation of the inverter circuit 2 is shifted to the protection operation. In the inverter control circuit 2a, the protection operation by the output Vc of the current phase detection circuit 6 is performed. This is prioritized over the protection operation by the output Vf of the end of life detection circuit 7.
[0078]
Here, FIG. 17 shows a resonance curve when the circuit configuration of the load circuit 3 is the circuit configuration of the second embodiment. 17 is a resonance curve in a case where the discharge lamp La is turned off and thus becomes a no-load state (in this case, the LC series resonance circuit is formed by the parallel circuit of the capacitors C1a and C1b and the inductor L1). C in the figure shows a resonance curve when the discharge lamp La is disconnected or a filament breakage occurs and no load is applied (in this case, the LC between the capacitor C1a and the inductor L1). A series resonance circuit is formed.) In the figure shows a resonance curve when the discharge lamp is turned on.
[0079]
Inverter circuit 2 at each frequency point in the following three load conditions (no load state due to extinction of discharge lamp La, no load due to discharge lamp La not being installed or filament breakage, lighting state of discharge lamp La) The operation state of will be described.
[0080]
When the discharge lamp La becomes unloaded due to the extinction of the discharge lamp La (resonance curve indicated by a in FIG. 17), or when the discharge lamp La is not mounted or the filament breaks (see FIG. 17). (Resonance curve shown in (b)), and at frequency points A and E (Va ′> Vb ′, Va ′> Vref4) where the detection output Va ′ is higher than the detection output Vb ′ or the reference voltage Vref4, the comparator CP3 Although the output becomes H level, the inverter control circuit 2a gives priority to the detection output of the current phase detection circuit 6 and shifts the inverter circuit 2 to the protection operation (phase advance operation protection). At the frequency points B and F (Va ′> Vb ′, Va ′ <Vref4) at which the detection output Va ′ is higher than the detection output Vb ′ and lower than the reference voltage Vref4, the inverter control circuit 2a The inverter circuit 2 is shifted to the protection operation (phase advance operation protection). Further, at the frequency points C and G (Va ′ <Vb ′, Va ′> Vref4) at which the detection output Va ′ is lower than the detection output Vb ′ and higher than the reference voltage Vref4, the inverter control circuit 2a operates as a discharge lamp. It is determined that La is in the end-of-life state, and the inverter circuit 2 is shifted to a protection operation (emiless protection). Further, at the frequency points D and H (Va ′ <Vb ′, Va ′ <Vref4) at which the detection output Va ′ is lower than the detection output Vb ′ and the reference voltage Vref4, the inverter control circuit 2a turns on the discharge lamp La. It is determined that the state is normal, and the inverter circuit 2 is set to a normal lighting operation.
[0081]
On the other hand, when the discharge lamp La is normally lit, the detection voltage Va ′ is lower than the reference voltage Vref4 and the frequency point I (Va ′> Vb ′, Va at which the detection voltage Va ′ is higher than the detection output Vb ′). In '<Vref4), the inverter control circuit 2a determines that the switching operation is in the phase advance region, and shifts the inverter circuit 2 to the protection operation (phase advance operation protection). On the other hand, at the frequency point J (Va ′ <Vb ′, Va ′ <Vref4) at which the detection voltage Va ′ becomes lower than the detection output Vb ′, the inverter control circuit 2a determines that the switching operation is in the slow phase region. The inverter circuit 2 is set to a normal lighting operation.
[0082]
In this way, in the inverter control circuit 2a, the protection operation by the output of the current phase detection circuit 6 is prioritized over the protection operation by the output of the end of life detection circuit 7, so that the protection operation in the event of a load abnormality is ensured. This improves the reliability of the detection circuit.
[0083]
In addition, since there is a possibility that the end-of-life detection circuit 7 may erroneously detect at the time of preheating or starting the discharge lamp La, in general, the detection operation by the end-of-life detection circuit 7 is prohibited during this period. When a load change occurs (for example, the discharge lamp is disconnected), a detection operation is performed by the current phase detection circuit 6, and the inverter circuit 2 can be shifted to a protection operation.
[0084]
【The invention's effect】
As described above, the invention of claim 1 comprises an inverter circuit that converts the output of a DC power source into a high frequency by switching with a switching element, and a series circuit of a resonance inductor and a resonance capacitor, between the output terminals of the inverter circuit. A resonance circuit connected to the capacitor, a discharge lamp connected in parallel to the resonance capacitor, an inverter control circuit for controlling the output of the inverter circuit, and an impedance change of the resonance capacitor. As voltage change The first impedance detection means for detecting the impedance change of the resonance inductor As voltage change A second impedance detection means for detecting, and a current phase detection means for detecting the phase of the lamp current from the detection results of the first and second impedance detection means, wherein the oscillation frequency is a resonance frequency. Since the impedance of the resonance inductor is dominant in the higher-phase region than the resonance frequency, and the impedance of the resonance capacitor and the discharge lamp is dominant in the phase-advance region where the oscillation frequency is lower than the resonance frequency, the current phase detection means There is an effect that it can be easily detected whether or not the inverter circuit is operating in the phase advance region from the detection results of the first and second impedance detection means. In addition, the current phase detection circuit detects the phase of the lamp current by detecting the impedance of the resonance inductor and the resonance capacitor, so that the operation in the phase advance region is ensured without complicating the circuit configuration. There is also an effect that it can be detected.
[0085]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the resonance capacitor includes a first capacitor connected between output terminals of the inverter circuit via a resonance inductor, and the first capacitor in parallel. And a second capacitor connected to the non-power supply side of the connected discharge lamp. Depending on whether the discharge lamp is mounted or whether the filament is disconnected, Since the resonance frequency of the first and second impedance detectors is changed by changing the configuration, it is possible to detect abnormalities such as discharge lamp disconnection and filament breakage from the detection results of the first and second impedance detectors. Compared with the case where it is provided separately, the number of parts is reduced, and the cost can be reduced.
[0086]
According to a third aspect of the present invention, in the first or second aspect of the invention, the oscillation frequency of the inverter circuit is higher than the resonant frequency of the resonant circuit constituted by the discharge lamp, the resonant inductor, and the resonant capacitor when the discharge lamp is turned on. The inverter control circuit shifts the operation of the inverter circuit from a normal oscillation operation to a protective operation that lowers the output when the voltage becomes low.The inverter control circuit determines that the phase of the inverter circuit is advanced from the detection result of the current phase detection means. When the operation in the region is detected, the operation of the inverter circuit is shifted to the protective operation, so that it is possible to prevent the circuit element such as the switching element from being stressed.
[0087]
According to a fourth aspect of the present invention, in the first or second aspect of the present invention, when the oscillation frequency of the inverter circuit becomes lower than a predetermined frequency upper limit value that is higher than the resonance frequency of the resonance circuit, the inverter control circuit operates the inverter circuit. In addition to the case where the inverter circuit is operating in the phase advance region, the inverter circuit is also operated when the output of the inverter circuit becomes higher than a predetermined voltage. Since the inverter control circuit shifts the operation of the inverter circuit to the protection operation, there is an effect that it is possible to prevent the circuit element such as the switching element from being stressed.
[0088]
The invention according to claim 5 is the invention according to claim 3 or 4, wherein the protection operation is an operation for stopping the switching operation of the inverter circuit, or a period for performing the switching operation and a period for stopping the switching operation are alternately provided. It is either an operation or an operation of increasing the oscillation frequency of the switching element to weaken the resonance of the resonance circuit, and has the same effect as the invention of claim 3 or 4.
[0089]
The invention according to claim 6 is the invention according to claim 4, characterized in that the frequency upper limit value is a frequency at which the output of the inverter circuit at the frequency is equal to or higher than a voltage at which the discharge lamp can be started. In addition to the case where the inverter circuit is operating in the phase advance region, the inverter control circuit shifts the operation of the inverter circuit to the protective operation when the output of the inverter circuit is higher than the starting voltage of the discharge lamp. Therefore, there is an effect that it is possible to prevent stress from being applied to a circuit element such as a switching element.
[0090]
The invention according to claim 7 is the invention according to claim 4, wherein the inverter control circuit protects the operation of the inverter circuit when the oscillation frequency of the inverter circuit becomes higher than a predetermined lower frequency limit lower than the resonance frequency of the resonance circuit. The present invention has the same effect as that of the invention of claim 4, and the upper frequency limit value and the lower frequency limit value are provided in the frequency range in which the inverter control circuit performs the protective operation. The frequency control can be performed with high accuracy.
[0091]
The invention according to claim 8 is the invention according to claim 7, wherein the frequency lower limit value is a frequency at which the output of the inverter circuit at the frequency is the lowest, and the inverter circuit is lower than the frequency lower limit value. If the inverter circuit is operating at a low frequency, the output of the inverter circuit is sufficiently low and it is not necessary to perform a protection operation. Therefore, by operating the inverter circuit in a frequency range that is higher than the lower frequency limit and lower than the upper frequency limit. There is an effect that the stress applied to the circuit components of the inverter circuit can be reduced.
[0092]
According to a ninth aspect of the present invention, in the first to eighth aspects of the invention, the current phase detecting means compares the detected output of the first impedance detecting means with the detected output of the second impedance detecting means. And detecting the phase of the lamp current from the comparison result of the comparison unit, and comparing the detection outputs of the first and second impedance detection means with a simple circuit configuration to achieve a phase advance region There is an effect that the operation at can be detected.
[0093]
According to a tenth aspect of the present invention, in the first to eighth aspects of the invention, the current phase detection means detects a difference between the detection output of the first impedance detection means and the detection output of the second impedance detection means. And the phase of the lamp current is detected from the output of the difference detector, and the output of the difference detector is inverted before and after the resonance frequency, so that the operation in the phase advance region can be performed with a simple circuit configuration. The frequency that can be detected and the output of the difference detector becomes smaller as the oscillation frequency of the inverter circuit is closer to the resonance frequency, so the frequency at which the oscillation frequency of the inverter circuit is closer to the resonance frequency and the output of the inverter circuit abnormally increases There is also an effect that the range can be detected.
[0094]
According to an eleventh aspect of the invention, in the first to tenth aspects of the invention, the inverter control circuit operates the inverter circuit regardless of the output of the current phase detection means from when the power is turned on until the inverter circuit starts oscillating operation. And has the effect of preventing the influence of erroneous detection and non-operation of the current phase detection circuit at the start of the oscillation operation.
[0095]
According to a twelfth aspect of the present invention, in the first to eleventh aspects of the invention, the detection output of the discharge lamp is detected from any one of the detection outputs of the first impedance detection means or the detection output of the second impedance detection means. An end-of-life detection circuit that detects the end-of-life condition is provided, and when the end-of-life detection circuit detects the end of life of the discharge lamp, the inverter control circuit shifts the operation of the inverter circuit from the normal oscillation operation to a protective operation that reduces the output Since the lamp voltage rises abnormally at the end of the life of the discharge lamp, the end-of-life state of the discharge lamp can be detected from the detection output of the first or second impedance detection means, and the first Or, since the detection output of the second impedance detection means is also used as a detection signal for the end of life state, when a circuit for detecting the end of life state is provided separately Base there is an effect of reducing the number of parts.
[0096]
The invention of claim 13 is characterized in that, in the invention of claim 12, the inverter control circuit causes the detection result of the current phase detection means to be prioritized over the detection result of the end of life detection circuit, and performs the protection operation. The protective operation can be performed reliably when the load is abnormal, and the reliability of the detection circuit is improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a first embodiment.
FIG. 2 is a specific circuit diagram that can be partially omitted.
FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the oscillation frequency and the output voltage of the first and second impedance detectors when there is no load.
FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the oscillation frequency and the output voltages of the first and second impedance detectors during steady lighting as described above.
FIG. 5 is a circuit diagram of the discharge lamp lighting device according to the second embodiment.
FIG. 6 is a specific circuit diagram in which a part of the discharge lamp lighting device of Embodiment 3 can be omitted.
FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the oscillation frequency and the output voltage of the first and second impedance detectors when there is no load.
FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the oscillation frequency and the resonance output at the time of no load and steady lighting.
FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the oscillation frequency and the output voltage of the first and second impedance detectors when the discharge lamp lighting device of Embodiment 4 is not loaded.
FIG. 10 is a specific circuit diagram in which a part of the discharge lamp lighting device of Embodiment 5 can be omitted.
FIG. 11 is a diagram showing the relationship between the oscillation frequency and the output voltage of the first and second impedance detectors when there is no load.
FIG. 12 is a diagram showing the relationship between the oscillation frequency and the resonance output at the time of no load and steady lighting.
FIG. 13 is a diagram showing the relationship between the oscillation frequency and the resonance output at the time of no load and steady lighting.
FIG. 14 is a specific circuit diagram in which a part of the discharge lamp lighting device of Embodiment 6 can be omitted.
FIG. 15 is a specific circuit diagram in which a part of the discharge lamp lighting device of Embodiment 7 can be omitted.
FIG. 16 is a specific circuit diagram in which a part of the discharge lamp lighting device of Embodiment 8 can be omitted.
FIG. 17 is a diagram showing the relationship between the oscillation frequency and the resonance output at the time of no load and steady lighting.
FIG. 18 is a block diagram of a conventional discharge lamp lighting device.
FIG. 19 is a specific circuit diagram of the above.
FIG. 20 is a diagram showing frequency characteristics of a resonance voltage generated in the above-described resonance circuit.
FIG. 21 is a main part circuit diagram showing another discharge lamp lighting device according to the first embodiment.
FIG. 22 is a block diagram of another discharge lamp lighting device according to the above.
FIG. 23 is a diagram showing frequency characteristics of a resonance voltage generated in the above-described resonance circuit.
[Explanation of symbols]
1 Rectification smoothing circuit
2 Inverter circuit
3 Load circuit
4 First impedance detector
5 Second impedance detector
6 Current phase detection circuit
C1, C2 capacitors
L1 inductor
La discharge lamp

Claims

An inverter circuit that converts the output of a DC power source to a high frequency by switching with a switching element, a resonance circuit that is composed of a series circuit of a resonance inductor and a resonance capacitor, connected between output terminals of the inverter circuit, and a resonance capacitor Discharge lamps connected in parallel, an inverter control circuit for controlling the output of the inverter circuit, first impedance detecting means for detecting a change in impedance of the resonance capacitor as a voltage change, and a change in impedance of the resonance inductor as a voltage change A discharge lamp lighting device comprising: a second impedance detection means for detecting; and a current phase detection means for detecting a phase of a lamp current from detection results of the first and second impedance detection means.

The resonance capacitor includes a first capacitor connected between output terminals of the inverter circuit via a resonance inductor, and a second capacitor connected to the non-power supply side of a discharge lamp connected in parallel to the first capacitor. The discharge lamp lighting device according to claim 1, comprising:

If the oscillation frequency of the inverter circuit becomes lower than the resonance frequency of the resonance circuit composed of the discharge lamp, the resonance inductor, and the resonance capacitor when the discharge lamp is turned on, the inverter control circuit changes the operation of the inverter circuit to normal oscillation operation. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the operation is shifted to a protective operation for reducing the output.

The inverter control circuit shifts the operation of the inverter circuit from a normal oscillation operation to a protective operation that lowers the output when the oscillation frequency of the inverter circuit becomes lower than a predetermined upper limit frequency higher than the resonance frequency of the resonance circuit. The discharge lamp lighting device according to claim 1 or 2.

The protective operation is an operation for stopping the switching operation of the inverter circuit, an operation for alternately providing a period for performing the switching operation and a period for stopping the switching operation, or increasing the oscillation frequency of the switching element to 5. The discharge lamp lighting device according to claim 3, wherein the operation is one of operations for weakening resonance.

5. The discharge lamp lighting device according to claim 4, wherein the frequency upper limit value is a frequency at which an output of the inverter circuit at the frequency is equal to or higher than a voltage at which the discharge lamp can be started.

5. The inverter control circuit according to claim 4, wherein the inverter control circuit shifts the operation of the inverter circuit to the protection operation when the oscillation frequency of the inverter circuit becomes higher than a predetermined lower limit frequency lower than the resonance frequency of the resonance circuit. Electric light lighting device.

8. The discharge lamp lighting device according to claim 7, wherein the frequency lower limit value is a frequency at which the output of the inverter circuit at the frequency is minimum.

The current phase detection means has a comparison section that compares the detection output of the first impedance detection means and the detection output of the second impedance detection means, and detects the phase of the lamp current from the comparison result of the comparison section. The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 8.

The current phase detection unit has a difference detection unit that detects a difference between the detection output of the first impedance detection unit and the detection output of the second impedance detection unit, and detects the phase of the lamp current from the output of the difference detection unit The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 8, wherein:

11. The discharge lamp according to claim 1, wherein the inverter control circuit controls the operation of the inverter circuit irrespective of the output of the current phase detection means from when the power is turned on until the inverter circuit starts oscillating operation. Lighting device.

An end-of-life detection circuit for detecting the end-of-life state of the discharge lamp from any of the detection outputs of the first impedance detection means or the detection output of the second impedance detection means is provided. 12. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein when the end of life of the discharge lamp is detected, the inverter control circuit shifts the operation of the inverter circuit from a normal oscillation operation to a protection operation for reducing the output.

13. The discharge lamp lighting device according to claim 12, wherein the inverter control circuit performs the protection operation by giving priority to the detection result of the current phase detection means over the detection result of the end of life detection circuit.