JP4342351B2

JP4342351B2 - スイッチング電源

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Publication number: JP4342351B2
Application number: JP2004072184A
Authority: JP
Inventors: 健一鈴木; 正塩出; 義明笠原
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2004-03-15
Filing date: 2004-03-15
Publication date: 2009-10-14
Anticipated expiration: 2024-03-15
Also published as: JP2005261145A

Description

本発明は、負荷急変の応答速度の高速化を図るための制御手段を備えたスイッチング電源に関するものである。

従来、スイッチング波形の制御手段の代表例として、図７で示すような、電流モード型ＰＷＭ制御がある（例えば、特許文献１参照。）。この電流モード型ＰＷＭ制御とは、電源回路の出力側に誤差増幅器を接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成し、誤差増幅器の出力を比較器１２の一方の入力に接続し、比較器１２の他方の入力に電流検出回路２７を接続して、電源回路のチョーク電流を制御するものである。
米国特許第４９４３９０２号公報

しかし、この電流モード型ＰＷＭ制御では、固定周波数三角波の代わりにチョーク電流信号を用いることで、誤差増幅信号との位相余裕を大きく取れるようになったが、誤差増幅信号の周波数帯域を大きく上げることはできない。

以上のような課題が生じたことより、図８に示すように、検出電圧と基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅器１１の出力を２つの比較器１２，１３に接続し、一方の比較器１２には直接、他方の比較器１３には分割抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して接続してあり、電源回路に設けた転流スイッチＳ２と並列に、抵抗Ｒ_ＳＡＷ１及びコンデンサＣ_ＳＡＷ１，Ｃ_ＳＡＷ２を備えたフィルタ回路２１を接続し、このフィルタ回路２１の出力を２つの比較器１２，１３の他方の入力に接続して、フィルタ回路２１より得られる三角波形の振幅が第一の比較器１２の一方の入力レベルと第二の比較器１３の一方の入力レベルとの間に収まるように制御する制御手段を備えたスイッチング電源を発明した（特許文献２参照。）。
特願２００２−２７０３２７

しかし、この方式は発振周波数が可変であるため、電源から発生するスイッチングノイズの対策が難しい場合がある。一例として装置側がノイズに敏感な回路の場合、通常フィルタ回路を用いてノイズを減衰させるが、上記実施例のように発振周波数が可変してしまう場合、設定した周波数からずれてしまうことによりノイズが減衰せず、不具合が発生するおそれがある。また、大電流化のためのマルチフェーズ運転が難しいという課題がある。高速応答が要求される負荷装置は同時に大電流も要求されており、これに対応するためにマルチフェーズ化をするのが一般的であるが、発振周波数が可変であると位相をずらした信号の発生が困難である。

そこで、さらに、上記課題を解決するために、図９に示すように、電源回路の出力電圧と基準電圧との誤差を増幅し、この誤差増幅信号をフィルタ回路２１より得られる三角波形とを比較して比較信号を整流スイッチＳ１に出力し、整流スイッチＳ１のオンのタイミングをクロック信号で固定するスイッチング電源を発明した（特許文献３参照。）。
特願２００３−４２３９２５

しかし、このような制御では、オンのタイミングが固定の場合、図１０に示すように、オン・デューティが５０％を超えると動作が不安定となる。このため、電源の入力電圧範囲が広い場合に不安定動作が発生してしまうという課題が生じた。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、オン・デューティによる不安定動作を抑制し、入力電圧範囲を広くすることが可能なスイッチング電源を提供する。

上記課題を解決するために、本発明スイッチング電源は、整流スイッチ、転流スイッチ、並びに、前記転流スイッチと並列に、抵抗及びコンデンサを接続したフィルタ回路を設けてあり、この電源回路の出力側に誤差アンプの入力を接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅し、この誤差アンプの出力信号を前記フィルタ回路より得られる三角波形の振幅と第一の比較器で比較して第一の比較信号を出力し、同じくこの誤差アンプの出力を分割抵抗で分圧して前記フィルタ回路より得られる三角波形の振幅と第二の比較器で比較して第二の比較信号を出力して、前記第二の比較信号とクロック信号とを付き合わせ、負荷急変時に前記第二の比較信号を出力して、前記整流スイッチへの出力信号を前記クロック信号から第二の比較信号へ切り換えて、前記三角波形の振幅が前記誤差増幅信号と前記分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に前記整流スイッチのオンのタイミングを前記クロック信号で固定するように制御する制御手段を設けてあるスイッチング電源において、補助スイッチと放電抵抗とを直列に接続して放電回路を構成し、この放電回路は前記フィルタ回路の抵抗と並列に接続し、前記転流スイッチのオンのタイミングで補助スイッチがオンして、放電抵抗に放電電流を流すように構成してあることを特徴とする。

整流スイッチ、転流スイッチ、並びに、前記転流スイッチと並列に、抵抗及びコンデンサを接続したフィルタ回路を設けてあり、この電源回路の出力側に誤差アンプの入力を接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅し、この誤差アンプの出力信号を前記フィルタ回路より得られる三角波形の振幅と比較器で比較して比較信号を前記整流スイッチに出力し、前記整流スイッチのオンのタイミングをクロック信号で固定するように制御する制御手段を設けてあるスイッチング電源において、補助スイッチと放電抵抗とを直列に接続して放電回路を構成し、この放電回路は前記フィルタ回路の抵抗と並列に接続し、前記転流スイッチのオンのタイミングで補助スイッチがオンして、放電抵抗に放電電流を流すように構成してあることを特徴とする。

前記補助スイッチをダイオードで構成し、このダイオードのアノードを前記放電抵抗に接続してあることを特徴とする。

本発明によれば、転流スイッチのオンのタイミングで補助スイッチがオンして、放電抵抗に放電電流を流すようにしたことにより、オン・デューティによる不安定動作を抑制し、入力電圧範囲を広くすることができる効果がある。

以下、添付図面を用いて本発明スイッチング電源に係る実施例を説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す。Ｃはコンデンサ、Ｓはスイッチング素子、Ｒは抵抗、１１は誤差増幅器、１２，１３は比較器、１４はＯＲ回路、１６はフリップフロップ回路、１７はドライバ、２１はフィルタ回路、３１は放電回路である。

本実施例に係るスイッチング電源は、整流スイッチＳ１、転流スイッチＳ２、出力チョークＬ１並びに平滑コンデンサＣ_ＯＵＴを備え、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとを直列に接続した電源回路を備えてある。この電源回路の出力側に制御回路を接続してある。この制御回路の出力は整流スイッチＳ１と転流スイッチＳ２に接続してある。

電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗Ｒ_１，Ｒ_２を備え、これら抵抗Ｒ_１，Ｒ_２の接続部を誤差増幅器１１の負の入力に接続し、この誤差増幅器１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅して誤差増幅信号を出力するように構成してある。この誤差増幅器１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差増幅器１１の出力を分割抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続し、分圧信号を出力するようにしてある。

出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとの直列回路と並列に、抵抗Ｒ_ＳＡＷとコンデンサＣ_ＳＡＷとを直列に接続して構成するフィルタ回路２１を接続してある。このフィルタ回路２１の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。

第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続し、第一の比較信号を出力するようにしてある。また、第二の比較器１３の出力をＯＲ回路１４の一方の入力に接続して、第二の比較信号を出力するようにしてある。ＯＲ回路１４の他方の入力にはクロック信号を入力し、フリップフロップ回路１６のセット側にこのＯＲ回路１４の出力を接続して、定常時にはクロック信号を、負荷急変した際には第二の比較信号をそれぞれ出力するようにしてある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２の制御端子に接続し、フィルタ回路２１より得られる三角波形の振幅が負荷急変時に前記誤差増幅信号と前記分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に整流スイッチＳ１のオンのタイミングを前記クロック信号で固定するように制御する構成にしてある。

さらに、本発明では、補助スイッチＳ３と放電抵抗Ｒ_Ｄとを直列に接続して放電回路３１を構成してある。この放電回路３１はフィルタ回路２１の抵抗Ｒ_ＳＡＷと並列に接続し、放電抵抗Ｒ_Ｄはフィルタ回路２１のコンデンサＣ_ＳＡＷと接続してあり、転流スイッチＳ２のオンのタイミングで補助スイッチＳ３がオンして、放電抵抗Ｒ_Ｄに放電電流を流すように構成してある。

以上のように構成してあるスイッチング電源は以下のような作用をする。なお、図２には本実施例における動作波形図を示し、上側はクロック信号を、下側は誤差増幅器１１から出力される誤差増幅出力とフィルタ回路２１から出力される三角波形を、それぞれ示してある。

先ず、整流スイッチＳ１がオンした場合の作用について説明する。図２の上側の図に示すように、クロック信号がＯＲ回路１４を介しフリップフロップ回路１６のセット側に入力される事で整流スイッチＳ１はオンする。また、フリップフロップ回路１６から出力された信号はドライバ１７で反転して転流スイッチＳ２に出力されるため、整流スイッチＳ１がオンすると同時に転流スイッチＳ２はオフする。転流スイッチＳ２がオフするタイミングで補助スイッチＳ３もオフする。そのため、フィルタ回路２１を構成するコンデンサＣ_ＳＡＷは充電され、図２の下側の図に示すように、フィルタ回路２１からの出力電圧は上昇する。

整流スイッチＳ１がオンする事で出力電圧が発生し出力に接続されている誤差増幅器１１が誤差増幅信号を出力する。この誤差増幅信号と、転流スイッチＳ２と並列に接続されたフィルタ回路２１によって生成された三角波形を比較し、三角波形が誤差増幅信号より大きくなった時にフリップフロップ回路１６のリセット側に入力される事で整流スイッチＳ１がオフする。

続いて、整流スイッチＳ１がオフした場合の作用について説明する。三角波形が誤差増幅信号より大きくなった時にフリップフロップ回路１６のリセット側に入力される事で整流スイッチＳ１がオフする。また、フリップフロップ回路１６から出力された信号はドライバ１７で反転して転流スイッチＳ２に出力されるため、整流スイッチＳ１がオフすると同時に転流スイッチＳ２はオンする。転流スイッチＳ２がオンするタイミングで補助スイッチＳ３もオンする。これにより、フィルタ回路２１のみならず、これに並列に接続した放電回路３１から放電電流が流れる。そのため、図２の下側の図に示すように、フィルタ回路２１からの出力電圧は降下する。

その後、図２の上側の図に示すように、クロック信号がＯＲ回路１４を介しフリップフロップ回路１６のセット側に入力される事で整流スイッチＳ１はオンする。以上を繰り返して動作する。オン・デューティが５０％以上の状態での不安定状態は固定クロックのオンタイミングでの三角波の電圧レベルが所定の電圧に下がりきらないことが原因となっているが、本実施例ではフィルタ回路２１によって生成される三角波形の下り傾斜が従来例と比較し大きくなり、同一の入出力条件において固定クロックのオンタイミングでの三角波の電圧レベルが低くなるため、オン・デューティによる不安定動作を抑制し、入力電圧範囲を広くすることができる。

図３は、前記実施例と異なるスイッチング電源を示す。本実施例に係るスイッチング電源は、図１図示実施例と同様に、本実施例に係るスイッチング電源は、整流スイッチＳ１、転流スイッチＳ２、出力チョークＬ１並びに平滑コンデンサＣ_ＯＵＴを備え、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとを直列に接続した電源回路を備えてある。この電源回路の出力側に制御回路を接続してある。この制御回路の出力は整流スイッチＳ１と転流スイッチＳ２に接続してある。

電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗Ｒ_１，Ｒ_２を備え、これら抵抗Ｒ_１，Ｒ_２の接続部を誤差増幅器１１の負の入力に接続し、この誤差増幅器１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅して誤差増幅信号を出力するように構成してある。この誤差増幅器１１の出力に比較器１２の負の入力に接続してある。

出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとの直列回路と並列に、抵抗Ｒ_ＳＡＷとコンデンサＣ_ＳＡＷとを直列に接続して構成するフィルタ回路２１を接続してある。このフィルタ回路２１の出力を比較器１２の正の入力に接続してある。

比較器１２の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続し、第一の比較信号を出力するようにしてある。また、クロック信号をフリップフロップ回路１６のセット側に接続して、クロック信号を出力するようにしてある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２の制御端子に接続し、フィルタ回路２１より得られる三角波形と誤差増幅信号とを比較して比較信号を出力して、整流スイッチＳ１のオンのタイミングを前記クロック信号で固定するように制御する構成にしてある。

さらに、本実施例では、補助スイッチＳ３と放電抵抗Ｒ_Ｄとを直列に接続して放電回路３１を構成してある。この放電回路３１はフィルタ回路２１の抵抗Ｒ_ＳＡＷと並列に接続し、放電抵抗Ｒ_Ｄはフィルタ回路２１のコンデンサＣ_ＳＡＷと接続してあり、転流スイッチＳ２のオンのタイミングで補助スイッチＳ３がオンして、放電抵抗Ｒ_Ｄに放電電流を流すように構成してある。

以上のように構成してあるスイッチング電源は図１図示実施例とほぼ同様な作用をする。ただし、本実施例は、図１図示実施例と異なり、図１図示実施例で示す第二の比較器１３が無いため、第二の比較器１３より出力される第二の比較信号とクロック信号とを付き合わせる作用はなく、誤差増幅信号をフィルタ回路２１より得られる三角波形とを比較して比較信号を整流スイッチＳ１に出力し、整流スイッチＳ１のオンのタイミングをクロック信号で固定する。なお、以下の実施例においても上記実施例のように、整流スイッチＳ１のオンのタイミングをクロック信号で固定する構成を有することが可能である。

図４は、図３図示実施例をマルチフェーズ化したスイッチング電源を示す。このスイッチング電源は、共通の電源Ｖinを有し、２つの電源回路を有する。２つの電源回路は、それぞれ、整流スイッチＳ１、転流スイッチＳ２、出力チョークＬ１並びに平滑コンデンサＣ_ＯＵＴを備え、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとを直列に接続した電源回路を備えてある。これら電源回路の出力側は共通になっており、電圧検出用の抵抗Ｒ_１，Ｒ_２を介して制御回路を接続してある。

以上のように構成してあるスイッチング電源は、以下のような作用をする。先ず、シングルの場合と同様に、クロック信号がＯＲ回路１４を介しフリップフロップ回路１６のセット側に入力される事で整流スイッチＳ１はオンし、転流スイッチＳ２はオフする。また、転流スイッチＳ２がオフするタイミングで補助スイッチＳ３もオフする。これにより、フィルタ回路２１からの出力電圧は上昇する。整流スイッチＳ１がオンする事で出力電圧が発生し出力に接続されている誤差増幅器１１が誤差増幅信号を出力する。この誤差増幅信号と、転流スイッチＳ２と並列に接続されたフィルタ回路２１によって生成された三角波形を比較し、三角波形が誤差増幅信号より大きくなった時にフリップフロップ回路１６のリセット側に入力される事で整流スイッチＳ１がオフする。

続いて、整流スイッチＳ１がオフした場合の作用について説明する。三角波形が誤差増幅信号より大きくなった時にフリップフロップ回路１６のリセット側に入力される事で整流スイッチＳ１がオフし、転流スイッチＳ２はオンする。また、転流スイッチＳ２がオンするタイミングで補助スイッチＳ３もオンする。これにより、フィルタ回路２１のみならず、これに並列に接続した放電回路３１から放電電流が流れる。そのため、フィルタ回路２１からの出力電圧は降下する。その後、クロック信号がＯＲ回路１４を介しフリップフロップ回路１６のセット側に入力される事で整流スイッチＳ１はオンする。以上を繰り返して動作する。

以上のように、マルチフェーズ化した場合もシングルの場合と同様に作用する。なお、本実施例では電源回路を２つ設けてマルチフェーズ化したが、電源回路を３つ以上設けてマルチフェーズ化しても同様な作用をする。また、本願明細書で説明するいずれの実施例においてもマルチフェーズ化が可能である。

図５及び図６図示実施例は、図１並びに図３図示実施例に設けた補助スイッチＳ３をダイオードＤ３で構成した場合のスイッチング電源をそれぞれ示す。このスイッチング電源のダイオードＤ３のアノードを放電抵抗Ｒ_Ｄに接続して放電回路３１を構成し、この放電回路３１はフィルタ回路２１の抵抗Ｒ_ＳＡＷと並列に接続し、放電抵抗Ｒ_Ｄをフィルタ回路２１のコンデンサＣ_ＳＡＷと接続してある。

以上のように構成してあるスイッチング電源は以下のような作用をする。なお、図５図示実施例と図６図示実施例はほぼ同様の作用をするため、図５図示実施例について説明する。

先ず、整流スイッチＳ１がオンした場合の作用について説明する。図２の上側の図に示すように、クロック信号がＯＲ回路１４を介しフリップフロップ回路１６のセット側に入力される事で整流スイッチＳ１はオンし、転流スイッチＳ２はオフする。この際、フィルタ回路２１に流れる電流の向きとダイオードＤ３の向きは逆であるため、ダイオードＤ３には電流は流れず、フィルタ回路２１を構成するコンデンサＣ_ＳＡＷは充電され、フィルタ回路２１からの出力電圧は上昇する。

続いて、整流スイッチＳ１がオフした場合の作用について説明する。三角波形が誤差増幅信号より大きくなった時にフリップフロップ回路１６のリセット側に入力される事で整流スイッチＳ１がオフする。また、フリップフロップ回路１６から出力された信号はドライバ１７で反転して転流スイッチＳ２に出力されるため、整流スイッチＳ１がオフすると同時に転流スイッチＳ２はオンする。転流スイッチＳ２がオンと、フィルタ回路２１には整流スイッチＳ１がオンした場合と反対側、即ちダイオードＤ３の順方向に電流が流れるため、ダイオードＤ３に電流が流れて、実質的に、転流スイッチＳ２がオンするタイミングで放電回路３１から放電電流が流れる。そのため、フィルタ回路２１からの出力電圧は降下する。

以上より、補助スイッチをダイオードＤ３で構成した場合においても、補助スイッチを半導体スイッチＳ３で構成した場合と同様に作用する。よって、この実施例においても、オン・デューティによる不安定動作を抑制し、入力電圧範囲を広くすることができる。

本発明のスイッチング電源によれば、転流スイッチのオンのタイミングで補助スイッチがオンして、放電抵抗に放電電流を流すようにしたことにより、オン・デューティによる不安定動作を抑制し、入力電圧範囲を広くすることができる。

本発明に係る一実施例の回路図である。図１図示実施例の動作波形図である。図１とは別の実施例の回路図である。図３図示実施例をマルチフェーズ化した場合の実施例の回路図である。同じく別の実施例の回路図である。同じく別の実施例の回路図である。従来例の回路図である。図７とは別の従来例の回路図である。同じく別の従来例の回路図である。図９図示従来例の動作波形図である。

符号の説明

Ｓ１整流スイッチ
Ｓ２転流スイッチ
Ｓ３，Ｄ３補助スイッチ
Ｌ１出力チョーク
Ｃ_ＯＵＴ平滑コンデンサ
Ｒ_ＳＡＷ，Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３，Ｒ_４抵抗
Ｃ_ＳＡＷコンデンサ
Ｒ_Ｄ放電抵抗
１１誤差増幅器
１２第一の比較器
１３第二の比較器
１４ＯＲ回路
１５バッファアンプ
１６フリップフロップ回路
１７ドライバ
２１フィルタ回路
３１放電回路

Claims

整流スイッチ、転流スイッチ、並びに、前記転流スイッチと並列に、抵抗及びコンデンサを接続したフィルタ回路を設けてあり、この電源回路の出力側に誤差アンプの入力を接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅し、この誤差アンプの出力信号を前記フィルタ回路より得られる三角波形の振幅と第一の比較器で比較して第一の比較信号を出力し、同じくこの誤差アンプの出力を分割抵抗で分圧して前記フィルタ回路より得られる三角波形の振幅と第二の比較器で比較して第二の比較信号を出力して、前記第二の比較信号とクロック信号とを付き合わせ、負荷急変時に前記第二の比較信号を出力して、前記整流スイッチへの出力信号を前記クロック信号から第二の比較信号へ切り換えて、前記三角波形の振幅が前記誤差増幅信号と前記分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に前記整流スイッチのオンのタイミングを前記クロック信号で固定するように制御する制御手段を設けてあるスイッチング電源において、補助スイッチと放電抵抗とを直列に接続して放電回路を構成し、この放電回路は前記フィルタ回路の抵抗と並列に接続し、前記転流スイッチのオンのタイミングで補助スイッチがオンして、放電抵抗に放電電流を流すように構成してあることを特徴とするスイッチング電源。
整流スイッチ、転流スイッチ、並びに、前記転流スイッチと並列に、抵抗及びコンデンサを接続したフィルタ回路を設けてあり、この電源回路の出力側に誤差アンプの入力を接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅し、この誤差アンプの出力信号を前記フィルタ回路より得られる三角波形の振幅と比較器で比較して比較信号を前記整流スイッチに出力し、前記整流スイッチのオンのタイミングをクロック信号で固定するように制御する制御手段を設けてあるスイッチング電源において、補助スイッチと放電抵抗とを直列に接続して放電回路を構成し、この放電回路は前記フィルタ回路の抵抗と並列に接続し、前記転流スイッチのオンのタイミングで補助スイッチがオンして、放電抵抗に放電電流を流すように構成してあることを特徴とするスイッチング電源。
前記補助スイッチをダイオードで構成し、このダイオードのアノードを前記放電抵抗に接続してあることを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源。