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JP4290680B2 - 容量性負荷充放電装置およびそれを備えた液晶表示装置 - Google Patents

容量性負荷充放電装置およびそれを備えた液晶表示装置 Download PDF

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Description

本発明は液晶表示装置などの表示装置における絵素の充放電に関し、特に、液晶表示装置のγ特性の視野角依存性を改善できるマルチ絵素駆動方式の液晶表示装置における絵素の充放電に関する。
液晶表示装置は、高精細、薄型、軽量および低消費電力等の優れた特長を有する平面表示装置であり、近年、表示性能の向上、生産能力の向上および他の表示装置に対する価格競争力の向上に伴い、市場規模が急速に拡大している。
従来一般的であったツイステッド・ネマティク・モード（ＴＮモード）の液晶表示装置は、正の誘電率異方性を持つ液晶分子の長軸を基板表面に対して略平行に配向させ、且つ、液晶分子の長軸が液晶層の厚さ方向に沿って上下の基板間で略９０度捻れるように配向処理が施されている。この液晶層に電圧を印加すると、液晶分子が電界に平行に立ち上がり、捻れ配向（ツイスト配向）が解消される。ＴＮモードの液晶表示装置は、電圧による液晶分子の配向変化に伴う旋光性の変化を利用することによって、透過光量を制御するものである。
ＴＮモードの液晶表示装置は、生産マージンが広く生産性に優れている。一方、表示性能とりわけ視野角特性の点で問題があった。具体的には、ＴＮモードの液晶表示装置の表示面を斜め方向から観測すると、表示のコントラスト比が著しく低下し、正面からの観測で黒から白までの複数の階調が明瞭に観測される画像を斜め方向から観測すると階調間の輝度差が著しく不明瞭となる点が問題であった。さらに、表示の階調特性が反転し、正面からの観測でより暗い部分が斜め方向からの観測ではより明るく観測される現象（いわゆる、階調反転現象）も問題であった。
近年、これらＴＮモードの液晶表示装置における視野角特性を改善した液晶表示装置として、インプレイン・スイッチング・モード（ＩＰＳモード）、マルチドメイン・バーティカル・アラインド・モード（ＭＶＡモード）、軸対称配向モード（ＡＳＭモード）等が開発されている。
これらの新規なモード（広視野角モード）の液晶表示装置は、いずれも視野角特性に関する上記の具体的な問題点を解決している。すなわち、表示面を斜め方向から観測した場合に表示コントラスト比が著しく低下したり、表示階調が反転するなどの問題は起こらない。
しかしながら、液晶表示装置の表示品位の改善が進む状況下において、今日では視野角特性の問題点として、正面観測時のγ特性と斜め観測時のγ特性が異なる点、すなわちγ特性の視角依存性の問題が新たに顕在化してきた。ここで、γ特性とは表示輝度の階調依存性であり、γ特性が正面方向と斜め方向で異なるということは、階調表示状態が観測方向によって異なることとなるため、写真等の画像を表示する場合や、またＴＶ放送等を表示する場合に特に問題となる。
γ特性の視野角依存性の問題は、ＩＰＳモードよりも、ＭＶＡモードやＡＳＭモードにおいて顕著である。一方、ＩＰＳモードは、ＭＶＡモードやＡＳＭモードに比べて正面観測時のコントラスト比の高いパネルを生産性良く製造することが難しい。これらの点から、特にＭＶＡモードやＡＳＭモードの液晶表示装置におけるγ特性の視角依存性を改善することが望まれる。
本願発明者は、上記γ特性の視角依存性を改善する方法として、特許文献１において、マルチ絵素駆動方式を提案している。先ずは、このマルチ絵素駆動方式について、図１１ないし図１３を参照して説明する。
マルチ絵素駆動とは、一つの表示絵素を、輝度の異なる２つ以上の副絵素で構成することによって視野角特性（γ特性の視角依存性）を改善する技術であるが、先ずは、その原理について簡単に説明する。
図１１に、液晶表示パネルのγ特性（階調（電圧）−輝度）を示す。図１１における実線は、通常の駆動方式（一つの表示絵素が複数の副絵素に分割されない）において正面視におけるγ特性であり、この場合、最も正常な視認性が得られるものである。また、図１１における破線は、通常の駆動方式において斜め方向からの視認（斜視）におけるγ特性であるが、この場合、正常な視認（すなわち正面視の視認）に対してズレが生じており、そのズレ量は、明輝度及び暗輝度を示す箇所で小さく、中間調を示す箇所で大きくなっていることが分かる。
マルチ絵素駆動方式では、１つの表示絵素において目標とする輝度を得ようとする場合に、輝度の異なる複数の副絵素において、その平均輝度が目標となる輝度になるように表示制御を行う。そして、マルチ絵素駆動方式において正面視におけるγ特性は、通常の駆動方式を行う場合と同様に、最も正常な視認性が得られるように設定される。一方、マルチ絵素駆動方式における斜め方向からの視認性は、例えば、従来では輝度ズレの大きくなる中間調の目標輝度を得ようとする場合に、副絵素においては輝度ズレの小さい明輝度付近の領域及び暗輝度付近の領域の表示を行い、絵素全体としてはそれら副絵素の輝度の平均によって中間調輝度を得るため、輝度ズレが小さくなり、図１１における一点鎖線に示すようなγ特性が得られる。
次に、マルチ絵素駆動を行う液晶表示装置の構成の一例を図１２に示す。図１２に示すように、一つの表示絵素に対応する絵素１０は、副絵素電極１８ａ、１８ｂを有する副絵素１０ａ、１０ｂに分割されており、副絵素１０ａ、１０ｂには、それぞれＴＦＴ（Thin Film Transistor）１６ａ、ＴＦＴ１６ｂ、および補助容量（ＣＳ）２２ａ、２２ｂが接続されている。尚、図１２は、一つの表示絵素を、２つの副絵素に分割した場合を例示している。尚、図１２は一つの絵素を二つの副絵素に分割する際の絵素構造の１例、具体的には各副絵素の面積が略同一で且つ副絵素が縦方向に分割して配置された構造を示した図であるが、マルチ絵素駆動の効果は図１２の分割方法に限定されない。各副絵素の面積については図１２の略同一の面積とする他に、各副絵素の面積を異ならせてもよい。具体的には、中間階調表示状態において輝度の高い副絵素の面積を輝度の低い副絵素の面積よりも小さくすることも、逆に輝度の高い副絵素の面積を輝度の低い副絵素の面積よりも大きくすることもできる。視野角特性改善の観点からは前者の方が好ましい。また、副絵素の配置については中間調表示時に輝度の異なる副絵素を上下に分割配置するのに代えて、絵素行の水平方向を基準軸しその軸に沿って配置するようにしてもよい。この場合、副絵素の表示極性の分布がドット反転状となるため表示品位の点で好ましい。図１７（ａ），（ｂ）に複数の絵素に渡る副絵素の配置例を示す。図１７（ａ），（ｂ）中の○は、表示輝度の高い副絵素を示し、○の中の＋、−の表記は絵素の電気的極性（対向電極の電位に対して絵素（副絵素）の電位が高い場合には＋、低い場合には−）を示している。
図１７（ａ）は図１２の配置に従った場合であり、図１７（ｂ）は上述の好ましい配置に従った場合である。図１７（ａ）では中間調表示状態で輝度の高い副絵素は市松状に配置されており（絵素と輝度の高い副絵素の輝度の重心は一致していないが、画面内での分散性は高い状態で配置されており）、輝度の高い副絵素の内表示極性が＋或いは−何れかに注目すると行方向にライン状に配置されている。即ち、輝度の高い副絵素の配置はライン反転の状態を呈している。これに対して、図１７（ｂ）では、輝度の高い副絵素は絵素の中心に配置されており（絵素と輝度の高い副絵素の輝度の重心が一致しており）、さらに輝度の高い副絵素の表示極性もまた絵素の表示極性と同様のドット反転の形態を示している。これらの状況から、副絵素の配置に関しては図１７（ａ）よりも、図１７（ｂ）の方がより好ましいと考えられる。
さらに、副絵素の形状は長方形に限定されない。特に、ＭＶＡモードの場合にはリブ或いはスリットに沿って分割する構造、即ち三角形、ひし形等であっても良く、この場合パネル開口率の点で好ましい（図１７（ｃ）参照）。
ＴＦＴ１６ａおよびＴＦＴ１６ｂのゲ−ト電極は共通の（同一の）走査線１２に接続され、ソース電極は共通の（同一の）信号線１４に接続されている。補助容量２２ａ、２２ｂは、それぞれ補助容量配線（ＣＳバス・ライン）２４ａおよび補助容量配線２４ｂに接続されている。
補助容量２２ａおよび２２ｂは、それぞれ副絵素電極１８ａおよび１８ｂに電気的に接続された補助容量電極と、補助容量配線２４ａおよび２４ｂに電気的に接続された補助容量対向電極と、これらの間に設けられた絶縁層（不図示）によって形成されている。補助容量２２ａおよび２２ｂの補助容量対向電極は互いに独立しており、それぞれ補助容量配線２４ａおよび２４ｂから互いに異なる補助容量対向電圧が供給され得る構造を有している。
さらに、上記図１２に示す液晶表示装置の駆動信号を図１３に示す。図１３において、（ａ）は信号線１４の電圧波形Ｖｓ、（ｂ）は補助容量配線２４ａの電圧波形Ｖｃｓａ、（ｃ）は補助容量配線２４ｂの電圧波形Ｖｃｓｂ、（ｄ）は走査線１２の電圧波形Ｖｇ、（ｅ）は副絵素電極１８ａの電圧波形Ｖｌｃａ、（ｆ）は、副絵素電極１８ｂの電圧波形Ｖｌｃｂをそれぞれ示している。また、図中の破線は、対向電極（図１２では図示せず）における電圧波形ＣＯＭＭＯＮ（Ｖｃｏｍ）を示している。
先ず、時刻Ｔ１のとき、Ｖｇの電圧がＶｇＬからＶｇＨに変化することにより、ＴＦＴ１６ａとＴＦＴ１６ｂとが同時に導通状態（オン状態）となり、副絵素電極１８ａ、１８ｂに信号線１４の電圧Ｖｓが伝達され、副絵素１０ａ、１０ｂが充電される。同様にそれぞれの副絵素の補助容量２２ａ、２２ｂにも信号線１４からの充電がなされる。
次に、時刻Ｔ２のとき、走査線１２の電圧ＶｇがＶｇＨからＶｇＬに変化することにより、ＴＦＴ１６ａとＴＦＴ１６ｂとが同時に非導通状態（ＯＦＦ状態）となることで副絵素１０ａ、１０ｂおよび補助容量２２ａ、２２ｂへの充電が終了し、副絵素１０ａ、１０ｂ、補助容量２２ａ、２２ｂはすべて信号線１４と電気的に絶縁される。なお、この直後、ＴＦＴ１６ａ、ＴＦＴ１６ｂの有する寄生容量等の影響による引き込み現象のために、それぞれの副絵素電極１８ａ、１８ｂの電圧Ｖｌｃａ、Ｖｌｃｂは概ね同一の電圧Ｖｄだけ低下し、
Ｖｌｃａ＝Ｖｓ−Ｖｄ
Ｖｌｃｂ＝Ｖｓ−Ｖｄ
となる。また、このとき、それぞれの補助容量配線２４ａ、２４ｂの電圧Ｖｃｓａ、Ｖｃｓｂは、
Ｖｃｓａ＝Ｖｃｏｍ−Ｖａｄ
Ｖｃｓｂ＝Ｖｃｏｍ＋Ｖａｄ
である。
時刻Ｔ３では、補助容量２２ａに接続された補助容量配線２４ａの電圧ＶｃｓａがＶｃｏｍ−ＶａｄからＶｃｏｍ＋Ｖａｄに変化し、補助容量２２ｂに接続された補助容量配線２４ｂの電圧ＶｃｓｂがＶｃｏｍ＋ＶａｄからＶｃｏｍ−Ｖａｄに変化する。補助容量配線２４ａおよび２４ｂのこの電圧変化に伴い、それぞれの副絵素電極の電圧Ｖｌｃａ、Ｖｌｃｂは、
Ｖｌｃａ＝Ｖｓ−Ｖｄ＋２×Ｋ×Ｖａｄ
Ｖｌｃｂ＝Ｖｓ−Ｖｄ−２×Ｋ×Ｖａｄ
へ変化する。但し、Ｋ＝ＣＣＳ／（ＣＬＣ（Ｖ）＋ＣＣＳ）である。ここで、ＣＬＣ（Ｖ）は、副絵素１０ａ、１０ｂにおける液晶容量の静電容量値であり、ＣＬＣ（Ｖ）の値は、副絵素１０ａ、１０ｂの液晶層に印加される実効電圧（Ｖ）に依存する。また、ＣＣＳは、補助容量２２ａ及び２２ｂの静電容量値である。
時刻Ｔ４では、ＶｃｓａがＶｃｏｍ＋ＶａｄからＶｃｏｍ−Ｖａｄへ、ＶｃｓｂがＶｃｏｍ−ＶａｄからＶｃｏｍ＋Ｖａｄへ変化し、Ｖｌｃａ、Ｖｌｃｂもまた、
Ｖｌｃａ＝Ｖｓ−Ｖｄ＋２×Ｋ×Ｖａｄ
Ｖｌｃｂ＝Ｖｓ−Ｖｄ−２×Ｋ×Ｖａｄ
から、
Ｖｌｃａ＝Ｖｓ−Ｖｄ
Ｖｌｃｂ＝Ｖｓ−Ｖｄ
へ変化する。
時刻Ｔ５では、ＶｃｓａがＶｃｏｍ−ＶａｄからＶｃｏｍ＋Ｖａｄへ、ＶｃｓｂがＶｃｏｍ＋ＶａｄからＶｃｏｍ−Ｖａｄへ、２倍のＶａｄだけ変化し、Ｖｌｃａ、Ｖｌｃｂもまた、
Ｖｌｃａ＝Ｖｓ−Ｖｄ
Ｖｌｃｂ＝Ｖｓ−Ｖｄ
から、
Ｖｌｃａ＝Ｖｓ−Ｖｄ＋２×Ｋ×Ｖａｄ
Ｖｌｃｂ＝Ｖｓ−Ｖｄ−２×Ｋ×Ｖａｄ
へ変化する
Ｖｃｓａ、Ｖｃｓｂ、Ｖｌｃａ、Ｖｌｃｂは、上記Ｔ３、Ｔ５における変化を交互に繰り返す。前期Ｔ３、Ｔ５の繰り返しの間隔、あるいは位相は、液晶表示装置の駆動方法（極性反転方法等）や表示状態（ちらつき、表示のざらつき感等）を鑑みて適宜設定すればよい（例えば、上記Ｔ３、Ｔ５の繰り返し間隔としては０．５Ｈ、１Ｈ、或いは２Ｈ、４Ｈ、６Ｈ、８Ｈ、１０Ｈ、１２Ｈ、・・・等が設定できる（１Ｈは１水平書き込み時間））。この繰り返しは、次に絵素１０が書き換えられるとき、すなわちＴ１に等価な時間になるまで継続される。従って、それぞれの副絵素電極の電圧Ｖｌｃａ、Ｖｌｃｂの実効的な値は、
Ｖｌｃａ＝Ｖｓ−Ｖｄ＋Ｋ×Ｖａｄ
Ｖｌｃｂ＝Ｖｓ−Ｖｄ−Ｋ×Ｖａｄ
となる。
よって、副絵素１０ａ、１０ｂの液晶層に印加される実効電圧Ｖ１、Ｖ２は、
Ｖ１＝Ｖｌｃａ−Ｖｃｏｍ
Ｖ２＝Ｖｌｃｂ−Ｖｃｏｍ
すなわち、
Ｖ１＝Ｖｓ−Ｖｄ＋Ｋ×Ｖａｄ−Ｖｃｏｍ
Ｖ２＝Ｖｓ−Ｖｄ−Ｋ×Ｖａｄ−Ｖｃｏｍ
となる。
従って、副絵素１０ａおよび１０ｂのそれぞれの液晶層に印加される実効電圧の差ΔＶ１２（＝Ｖ１−Ｖ２）は、ΔＶ１２＝２×Ｋ×Ｖａｄとなり、副絵素１０ａおよび１０ｂのそれぞれに互いに異なる電圧を印加することができる。
特開２００４−６２１４６号公報（公開日平成１６年２月２６日） 特許第２９８３７８７号公報（特開平６−２０５３４１号公報：公開日平成６年７月２２日） 米国特許出願公開第２００３／０２２７４２９号明細書（公開日２００３年１２月１１日）
前記図１２の構成の等価回路を図１４に示す。対向電極ＣＯＭＭＯＮの静電容量が非常に大きいので、液晶容量ＣＬＣの絵素電極１８ａ・１８ｂの対向電極どうしの接続点Ｐから対向電極ＣＯＭＭＯＮ内部側を見たインピーダンスＲは非常に大きい。従って、ＴＦＴ１６ａ・ＴＦＴ１６ｂがＯＦＦ状態のときは、補助容量配線２４ａから補助容量２２ａ、副絵素１０ａの液晶容量ＣＬＣ、副絵素１０ｂの液晶容量ＣＬＣ、および補助容量２２ｂを順に経て補助容量配線２４ｂに至る直列回路が形成される。これにより、補助容量配線２４ａから補助容量２２ａ側に流れる電流ｉａと、補助容量２２ｂから補助容量配線２４ｂ側に流れる電流ｉｂとは等しくなる。電流が逆方向のときも両者は等しくなる。
そこで、図１５に示すように、副絵素１０ａの液晶容量ＣＬＣと副絵素１０ａの液晶容量ＣＬＣとが直列接続されていると見なして１つの容量ＰＡＮＥＬとする。そして、容量ＰＡＮＥＬの両側に補助容量２２ａと補助容量２２ｂとが直列接続されていると見なしてこの回路を直列回路１００とし、この直列回路１００の充放電を行う。ただし、容量ＰＡＮＥＬの電極間の前記Ｐ点に相当する点では対向電極ＣＯＭＭＯＮの電位Ｖｃｏｍに固定される。
この直列回路１００の充放電は、補助容量配線２４ａ・２４ｂの電位を図１３（ｂ）・（ｃ）のように制御することにより行われる。補助容量配線２４ａ・２４ｂの電位を生成するために、図１５では、４つのバイポーラトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４をスイッチとして用いて、高電位側電源ＶＩＮと低電位側電源ＧＮＤとから上記直列回路１００の充放電電流を、方向を正逆に切り替えながら流す。トランジスタＴｒ１はＮＰＮ型トランジスタであり、コレクタは電源ＶＩＮに接続されている。トランジスタＴｒ２はＰＮＰ型トランジスタであり、コレクタは電源ＧＮＤに接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタとトランジスタＴｒ２のエミッタとは互いに接続されている。トランジスタＴｒ３はＮＰＮ型トランジスタであり、コレクタは電源ＶＩＮに接続されている。トランジスタＴｒ４はＰＮＰ型トランジスタであり、コレクタは電源ＧＮＤに接続されている。トランジスタＴｒ３のエミッタとトランジスタＴｒ４のエミッタとは互いに接続されている。前記直列回路１００は、トランジスタＴｒ１・Ｔｒ２のエミッタとトランジスタＴｒ３・Ｔｒ４のエミッタとの間に接続されている。
図１３（ｂ）・（ｃ）でＶｃｓａ＞Ｖｃｓｂとなる期間にはトランジスタＴｒ１・Ｔｒ４をＯＮ状態、トランジスタＴｒ２・Ｔｒ３をＯＦＦ状態とし、電流を図中Ａ向きに流す。図１３（ｂ）・（ｃ）でＶｃｓａ＜Ｖｃｓｂとなる期間にはトランジスタＴｒ１・Ｔｒ４をＯＦＦ状態、トランジスタＴｒ２・Ｔｒ３をＯＮ状態とし、電流を図中Ｂ向きに流す。これらトランジスタＴｒ１・Ｔｒ２およびトランジスタＴｒ３・Ｔｒ４のプッシュプル動作を行わせるために、トランジスタＴｒ１・Ｔｒ２のベースにはバッファ１０１を介してパルス信号ＣＳ１を、トランジスタＴｒ３・Ｔｒ４のベースにはバッファ１０２を介してパルス信号ＣＳ２を、それぞれ入力する。パルス信号ＣＳ１とＣＳ２とは互いに逆位相の信号である。
図１５の回路では、例えばＡ向きに電流を流すとき、トランジスタＴｒ１・Ｔｒ４がＯＮ状態となる期間に補助容量配線２４ａの電位は次第に上昇し、補助容量配線２４ｂの電位は次第に低下する。従って、補助容量配線２４ａ・２４ｂの電位Ｖｃｓａ・Ｖｃｓｂが目的の電位となるまでトランジスタＴｒ１・Ｔｒ４のＯＮ状態を保つために、これらのトランジスタのベースには、トランジスタＴｒ１ではエミッタ電位に対して所定値以上の高い電位を、トランジスタＴｒ４ではエミッタ電位に対して所定値以下の低い電位を与えなければならない。すなわちパルス信号ＣＳ１のパルス電位をＶｃｓａの目標値より０．７Ｖ以上高い電位とし、パルス信号ＣＳ２のパルス電位をＶｃｓｂの目標値より０．７Ｖ以上低い電位とする。例えばパルス信号ＣＳ１のパルス電位をＶｃｓａの目標値より０．７Ｖだけ高い電位とし、パルス信号ＣＳ２のパルス電位をＶｃｓｂの目標値より０．７Ｖだけ低い電位とすれば、パルス信号ＣＳ１・ＣＳ２のパルス期間に補助容量配線２４ａ・２４ｂがＶｃｓａ・Ｖｃｓｂの目標値に達した時点でトランジスタＴｒ１・Ｔｒ４はＯＦＦ状態となって充放電が完了する。
しかしながら、パルス信号ＣＳ１・ＣＳ２のパルス期間の初期にはトランジスタＴｒ１・Ｔｒ４のベース・エミッタ間に大きな電圧が印加されることとなり、トランジスタＴｒ１・Ｔｒ４のコレクタ電流は上記パルス期間の初期側で非常に大きなものとなる。また、Ａ向きに電流を流すときは電位に０＜Ｖｃｓｂの目標値＜Ｖｃｓａの目標値＜ＶＩＮ（電源の符号で電位の符号を代用する）の大小関係があり、トランジスタＴｒ１のコレクタ・エミッタ間にはＶＩＮ−Ｖｃｓａの電圧が印加され、トランジスタＴｒ４のコレクタ・エミッタ間にはＶｃｓｂ−０の電圧が印加される。従って、トランジスタＴｒ１・Ｔｒ４のコレクタ・エミッタ間電圧は電流が流れる期間の初期側で非常に大きなものとなる。従って、上記パルス期間の初期側において、コレクタ電流とコレクタ・エミッタ間電圧との積で表される消費電力は非常に大きなものとなる。そして、この電力消費が単位時間あたりＶｃｓａ・Ｖｃｓｂの周波数の２倍の回数分起こる。これにより、トランジスタＴｒ１・Ｔｒ４で大きな発熱が生じ、温度が高くなってしまう。トランジスタＴｒ２・Ｔｒ３でも同様である。
そこで、この問題を解決するために、図１６のような構成が考えられる。図１６では、図１５のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４の代わりにトランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４を用いている。トランジスタＦＥＴ１・ＦＥＴ３はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、トランジスタＦＥＴ２・ＦＥＴ４はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。また、図１５の電源ＶＩＮ・ＧＮＤの代わりに高電位側電源ＶＨと低電位側電源ＶＬとを用いている。電源ＶＨ・ＶＬの電位は０＜ＶＬ＜ＶＨ＜ＶＩＮ（電源の符号で電位の符号を代用する）の大小関係にある。トランジスタＦＥＴ１のソースは電源ＶＨに接続されており、トランジスタＦＥＴ２のソースは電源ＶＬに接続されている。トランジスタＦＥＴ１のドレインとトランジスタＦＥＴ２のドレインとは互いに接続されている。トランジスタＦＥＴ３のソースは電源ＶＨに接続されており、トランジスタＦＥＴ４のソースは電源ＶＬに接続されている。トランジスタＦＥＴ３のドレインとトランジスタＦＥＴ４のドレインとは互いに接続されている。また、トランジスタＦＥＴ１・ＦＥＴ２のゲートにはパルス信号ＧＳ１が入力され、トランジスタＦＥＴ３・ＦＥＴ４のゲートにはパルス信号ＧＳ２が入力される。パルス信号ＧＳ１とパルス信号ＧＳ２とは互いに逆相である。
図１６の構成の場合、Ａ向きに電流を流すときには、Ｖｃｓａの目標値＝ＶＨ、Ｖｃｓｂの目標値＝ＶＬとなり、Ｂ向きに電流を流すときにはＶｃｓａの目標値＝ＶＬ、Ｖｃｓｂの目標値＝ＶＨとなる。パルス信号ＧＳ１・ＧＳ２はそのためのＯＮ・ＯＦＦ信号であるが、この場合は、Ａ向きあるいはＢ向きに電流を流すパルス期間において、各トランジスタのゲート・ソース間電圧がＶＨ−ＧＳ１のパルス電位、ＧＳ１のパルス電位―ＶＬ、ＶＨ−ＧＳ２のパルス電位、ＧＳ２のパルス電位―ＶＬに固定される。パルス期間の初期においては各トランジスタのドレイン・ソース間に電位ＶＨ・ＶＬと補助容量配線２４ａ・２４ｂの初期電位との差である比較的大きな電圧が印加されるので、その電圧の大小に関わらずドレイン電流はゲート・ソース間電圧に応じたほぼ一定の値となる。その後、Ａ向きでは補助容量配線２４ａの電位が上昇していくとともに補助容量配線２４ｂの電位が低下していき、Ｂ向きでは補助容量配線２４ａの電位が低下していくとともに補助容量配線２４ｂの電位が上昇していき、各トランジスタのドレイン・ソース間電圧が小さくなって本来のスイッチ動作の領域に入り、ドレイン電流が減少する。電位の関係が０＜ＶＬ＜ＶＨ＜ＶＩＮにあるので、パルス期間の初期側において、トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４のドレイン・ソース間電圧は、図１５のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のコレクタ・エミッタ間電圧よりも小さくなる。従って、トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４のドレイン電流をある程度小さく抑えれば、トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４での消費電力を小さく抑えることができる。これにより、発熱を抑えることができる。
しかしながら、図１６の構成では、電源ＶＬは正極性電源であるにも関わらず、電流が流れ込む一方となる、いわゆる吸い込み電源となる。従って、トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４を用いて充放電動作を継続するにつれ、電源ＶＬに蓄積される正電荷の量が電源ＶＬの静電容量に対して無視できなくなってくる。これにより、電源ＶＬの電位が次第に上昇してしまい、定電圧源として機能しなくなるという問題が発生する。このような事態になれば、補助容量配線２４ａ・２４ｂの電位を正確に制御することができなくなり、副絵素電極１８ａ・１８ｂの電位Ｖｌｃａ・Ｖｌｃｂを正確に制御することができなくなる。
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、高電位側電源と低電位側電源との両方に同極性電源を用い、電流の向きを正逆両方向に切り替えて容量性負荷に充放電を行うときに、発熱を抑えつつ、当該電源の定電圧機能を安定化させることのできる容量性負荷充放電装置、および、それを備えた液晶表示装置を実現することにある。
本発明の容量性負荷充放電装置は、上記課題を解決するために、互いに出力電位が異なる複数種類の定電圧源と、複数種類の前記定電圧源によって充放電が行われる容量性負荷とを備え、前記容量性負荷のいずれか一方の電圧印加端子に１つの前記定電圧源を高電位側電源として接続し、他方の電圧印加端子に１つの前記定電圧源を低電位側電源として接続することにより前記充放電を行う容量性負荷充放電装置において、前記定電圧源に、正極性電源であって吸い込み電源となるものと、負極性電源であって吐き出し電源となるものとの少なくとも一方を備え、前記吸い込み電源および前記吐き出し電源のうち備えられているものが、前記吸い込み電源にあっては少なくとも自身の蓄積エネルギーを廃棄して負側に調整し、前記吐き出し電源にあっては少なくとも自身の蓄積エネルギーを補充して正側に調整する、蓄積エネルギー調整手段を備えていることを特徴としている。
上記の発明によれば、蓄積エネルギーの調整により、正極性電源であって吸い込み電源となるものにあっては、当該吸い込み電源に供給されるエネルギーと当該吸い込み電源から廃棄するエネルギーとを平衡させれば、また、負極性電源であって吐き出し電源となるものにあっては、当該吐き出し電源から廃棄されるエネルギーと当該吐き出し電源に供給するエネルギーとを平衡させれば、当該吸い込み電源または吐き出し電源の出力電位を安定させることができる。
従って、電圧印加端子の切り替えを行う素子にＭＯＳＦＥＴを用いれば、電流の向きを正逆両方向に切り替えて容量性負荷に充放電を行うときに、発熱を抑えつつ、正極性電源であって吸い込み電源となるものと、負極性電源であって吐き出し電源となるものとの定電圧機能を安定化させることができるという効果を奏する。
本発明の容量性負荷充放電装置は、上記課題を解決するために、前記定電圧源は正極性電源であって２種類あり、前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、前記低電位側電源となる前記定電圧源が前記蓄積エネルギー調整手段を備えており、前記高電位側電源に接続される前記電圧印加端子と、前記低電位側電源に接続される前記電圧印加端子とを交互に切り替えて前記充放電を行うことを特徴としている。
上記の発明によれば、液晶表示素子の１つの絵素を第１の副絵素と第２の副絵素とで構成し、これら第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路に対して、第１の補助容量配線と第２の補助容量配線とのそれぞれを交互に高電位側電源と低電位側電源とに接続して充放電を行う。そして、正極性電源である低電位側電源に蓄積エネルギー調整手段を備えるので、吸い込み電源となる低電位側電源の出力電位を安定化することができる。
この結果、γ特性の視角依存性を改善する２値駆動のマルチ絵素駆動方式による液晶表示素子において、各副絵素の電位を正確に制御することができるという効果を奏する。
本発明の容量性負荷充放電装置は、上記課題を解決するために、前記定電圧源は負極性電源であって２種類あり、前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、前記高電位側電源となる前記定電圧源が前記蓄積エネルギー調整手段を備えており、前記高電位側電源に接続される前記電圧印加端子と、前記低電位側電源に接続される前記電圧印加端子とを交互に切り替えて前記充放電を行うことを特徴としている。
上記の発明によれば、液晶表示素子の１つの絵素を第１の副絵素と第２の副絵素とで構成し、これら第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路に対して、第１の補助容量配線と第２の補助容量配線とのそれぞれを交互に高電位側電源と低電位側電源とに接続して充放電を行う。そして、負極性電源である高電位側電源に蓄積エネルギー調整手段を備えるので、吐き出し電源となる高電位側電源の出力電位を安定化することができる。
この結果、γ特性の視角依存性を改善する２値駆動のマルチ絵素駆動方式による液晶表示素子において、各副絵素の電位を正確に制御することができるという効果を奏する。
本発明の容量性負荷充放電装置は、上記課題を解決するために、前記定電圧源は正極性電源であって４種類あり、最も電位の高い前記定電圧源を第１の高電位側電源、次に電位の高い前記定電圧源を第２の高電位側電源、最も電位の低い前記定電圧源を第１の低電位側電源、次に電位の低い前記定電圧源を第２の低電位側電源とし、前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、前記第１の低電位側電源および前記第２の高電位側電源がそれぞれ前記蓄積エネルギー調整手段を備えており、第１の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続し、第２の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続し、第３の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続し、第４の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するように、前記第１の補助容量配線および前記第２の補助容量配線の接続電源を切り替えて前記充放電を行うことを特徴としている。
上記の発明によれば、液晶表示素子の１つの絵素を第１の副絵素と第２の副絵素とで構成し、これら第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路に対して、第１の期間から第４の期間まで第１の補助容量配線と第２の補助容量配線とのそれぞれを交互に第１および第２の高電位側電源と第１および第２の低電位側電源とに接続して充放電を行う。そして、正極性電源である第１の低電位側電源および第２の高電位側電源に蓄積エネルギー調整手段を備えるので、吸い込み電源となる第１の低電位側電源および第２の高電位側電源の出力電位を安定化することができる。
この結果、γ特性の視角依存性を改善する４値駆動のマルチ絵素駆動方式による液晶表示素子において、各副絵素の電位を正確に制御することができるという効果を奏する。
本発明の容量性負荷充放電装置は、上記課題を解決するために、前記定電圧源は負極性電源であって４種類あり、最も電位の高い前記定電圧源を第１の高電位側電源、次に電位の高い前記定電圧源を第２の高電位側電源、最も電位の低い前記定電圧源を第１の低電位側電源、次に電位の低い前記定電圧源を第２の低電位側電源とし、前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、前記第１の高電位側電源および前記第２の低電位側電源がそれぞれ前記蓄積エネルギー調整手段を備えており、第１の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続し、第２の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続し、第３の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続し、第４の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するように、前記第１の補助容量配線および前記第２の補助容量配線の接続電源を切り替えて前記充放電を行うことを特徴としている。
上記の発明によれば、液晶表示素子の１つの絵素を第１の副絵素と第２の副絵素とで構成し、これら第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路に対して、第１の期間から第４の期間まで第１の補助容量配線と第２の補助容量配線とのそれぞれを交互に第１および第２の高電位側電源と第１および第２の低電位側電源とに接続して充放電を行う。そして、負極性電源である第１の高電位側電源および第２の低電位側電源に蓄積エネルギー調整手段を備えるので、吐き出し電源となる第１の高電位側電源および第２の低電位側電源の出力電位を安定化することができる。
この結果、γ特性の視角依存性を改善する４値駆動のマルチ絵素駆動方式による液晶表示素子において、各副絵素の電位を正確に制御することができるという効果を奏する。
本発明の容量性負荷充放電装置は、上記課題を解決するために、前記定電圧源は３種類の正極性電源と１種類の負極性電源とがあり、最も電位の高い前記定電圧源を第１の高電位側電源、次に電位の高い前記定電圧源を第２の高電位側電源、最も電位の低い前記定電圧源を第１の低電位側電源、次に電位の低い前記定電圧源を第２の低電位側電源とし、前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、前記第２の高電位側電源が前記蓄積エネルギー調整手段を備えており、第１の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続し、第２の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続し、第３の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続し、第４の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するように、前記第１の補助容量配線および前記第２の補助容量配線の接続電源を切り替えて前記充放電を行うことを特徴としている。
上記の発明によれば、液晶表示素子の１つの絵素を第１の副絵素と第２の副絵素とで構成し、これら第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路に対して、第１の期間から第４の期間まで第１の補助容量配線と第２の補助容量配線とのそれぞれを交互に第１および第２の高電位側電源と第１および第２の低電位側電源とに接続して充放電を行う。そして、正極性電源である第２の高電位側電源に蓄積エネルギー調整手段を備えるので、吸い込み電源となる第２の高電位側電源の出力電位を安定化することができる。
この結果、γ特性の視角依存性を改善する４値駆動のマルチ絵素駆動方式による液晶表示素子において、各副絵素の電位を正確に制御することができるという効果を奏する。
本発明の容量性負荷充放電装置は、上記課題を解決するために、前記定電圧源は２種類の正極性電源と２種類の負極性電源とがあり、最も電位の高い前記定電圧源を第１の高電位側電源、次に電位の高い前記定電圧源を第２の高電位側電源、最も電位の低い前記定電圧源を第１の低電位側電源、次に電位の低い前記定電圧源を第２の低電位側電源とし、前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、前記第２の高電位側電源および前記第２の低電位側電源がそれぞれ前記蓄積エネルギー調整手段を備えており、第１の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続し、第２の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続し、第３の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続し、第４の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するように、前記第１の補助容量配線および前記第２の補助容量配線の接続電源を切り替えて前記充放電を行うことを特徴としている。
上記の発明によれば、液晶表示素子の１つの絵素を第１の副絵素と第２の副絵素とで構成し、これら第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路に対して、第１の期間から第４の期間まで第１の補助容量配線と第２の補助容量配線とのそれぞれを交互に第１および第２の高電位側電源と第１および第２の低電位側電源とに接続して充放電を行う。そして、正極性電源である第２の高電位側電源および負極性電源である第２の低電位側電源に蓄積エネルギー調整手段を備えるので、吸い込み電源となる第２の高電位側電源および吐き出し電源となる第２の低電位側電源の出力電位を安定化することができる。
この結果、γ特性の視角依存性を改善する４値駆動のマルチ絵素駆動方式による液晶表示素子において、各副絵素の電位を正確に制御することができるという効果を奏する。
本発明の容量性負荷充放電装置は、上記課題を解決するために、前記定電圧源は１種類の正極性電源と３種類の負極性電源とがあり、最も電位の高い前記定電圧源を第１の高電位側電源、次に電位の高い前記定電圧源を第２の高電位側電源、最も電位の低い前記定電圧源を第１の低電位側電源、次に電位の低い前記定電圧源を第２の低電位側電源とし、前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、前記第２の低電位側電源が前記蓄積エネルギー調整手段を備えており、第１の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続し、第２の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続し、第３の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続し、第４の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するように、前記第１の補助容量配線および前記第２の補助容量配線の接続電源を切り替えて前記充放電を行うことを特徴としている。
上記の発明によれば、液晶表示素子の１つの絵素を第１の副絵素と第２の副絵素とで構成し、これら第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路に対して、第１の期間から第４の期間まで第１の補助容量配線と第２の補助容量配線とのそれぞれを交互に第１および第２の高電位側電源と第１および第２の低電位側電源とに接続して充放電を行う。そして、負極性電源である第２の低電位側電源に蓄積エネルギー調整手段を備えるので、吐き出し電源となる第２の低電位側電源の出力電位を安定化することができる。
この結果、γ特性の視角依存性を改善する４値駆動のマルチ絵素駆動方式による液晶表示素子において、各副絵素の電位を正確に制御することができるという効果を奏する。
本発明の容量性負荷充放電装置は、上記課題を解決するために、前記定電圧源は電位の高い順に第1から第ｎまでの前記高電位側電源と、電位の低い順に第1から第ｎまでの前記低電位側電源とがあり、前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、前記第1の補助容量配線が第ｋ（ｋ＝１〜ｎ）の前記高電位側電源に接続される期間には前記第２の補助容量配線は第ｋの前記低電位側電源に接続され、前記第1の補助容量配線が第ｋ（ｋ＝１〜ｎ）の前記低電位側電源に接続される期間には前記第２の補助容量配線は第ｋの前記高電位側電源に接続されるように、前記第１の補助容量配線および前記第２の補助容量配線の接続電源を切り替えて前記充放電を行うことを特徴としている。
上記の発明によれば、液晶表示素子の１つの絵素を第１の副絵素と第２の副絵素とで構成し、これら第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路に対して、第１の補助容量配線および第２の補助容量配線の一方を第kの高電位側電源に接続し、他方を第kの低電位側電源に接続して充放電を行う。第１の補助容量配線および第２の補助容量配線に接続する定電圧源の順序に応じ、正極性電源であって吸い込み電源となる電源、および、負極性電源であって吐き出し電源となる電源が生じる場合、その電源に蓄積エネルギー調整手段を備えることにより、これらの電源の出力電位を安定化することができる。
この結果、γ特性の視角依存性を改善する２ｎ値駆動のマルチ絵素駆動方式による液晶表示素子において、各副絵素の電位を正確に制御することができるという効果を奏する。
本発明の容量性負荷充放電装置は、上記課題を解決するために、前記第1の補助容量配線および前記第２の補助容量配線のそれぞれと各前記定電圧源との接続および遮断を行うＭＯＳＦＥＴを備えており、前記高電位側電源であって吸い込み電源となる前記定電圧源である高電位側吸い込み電源の接続および遮断を行う前記ＭＯＳＦＥＴと、前記第1の補助容量配線および前記第２の補助容量配線との間に、前記高電位側吸い込み電源から前記第1の補助容量配線または前記第２の補助容量配線へ向かって逆方向となるダイオードを備え、前記低電位側電源であって吐き出し電源となる前記定電圧源である低電位側吐き出し電源の接続および遮断を行う前記ＭＯＳＦＥＴと、前記前記第1の補助容量配線および前記第２の補助容量配線との間に、前記第1の補助容量配線または前記第２の補助容量配線から前記低電位側吐き出し電源へ向かって逆方向となるダイオードを備えていることを特徴としている。
上記の発明によれば、これにより、容量性負荷の各期間の充放電において、充放電に使用しない電源からＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを介してそれよりも低電位側へ電流が流れるのを、また、充放電に使用しない電源にＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを介してそれよりも高電位側から電流が流れるのをダイオードによって阻止することができる。従って、第１の副絵素および第２の副絵素の電位を正確に制御することができるという効果を奏する。
本発明の液晶表示装置は、上記課題を解決するために、前記容量性負荷充放電装置を備えた前記液晶表示素子を備えていることを特徴としている。
上記の発明によれば、マルチ絵素駆動される高表示品位の液晶表示装置を実現することができるという効果を奏する。
本発明の容量性負荷充放電装置は、以上のように、前記定電圧源に、正極性電源であって吸い込み電源となるものと、負極性電源であって吐き出し電源となるものとの少なくとも一方を備え、前記吸い込み電源および前記吐き出し電源のうち備えられているものが、蓄積エネルギー調整手段を備えている。
従って、電圧印加端子の切り替えを行う素子にＭＯＳＦＥＴを用いれば、電流の向きを正逆両方向に切り替えて容量性負荷に充放電を行うときに、発熱を抑えつつ、正極性電源であって吸い込み電源となるものと、負極性電源であって吐き出し電源となるものとの定電圧機能を安定化させることができるという効果を奏する。
〔実施の形態１〕
本発明の一実施の形態について説明すれば以下の通りである。
図１に、本実施の形態に係る液晶表示装置の絵素充放電回路（容量性負荷充放電装置）１の構成を１絵素分について示す。前記図１５および図１６と同じ符号を付した部材は、特に断らない限り同じ機能を有するものとする。
絵素充放電回路１は、直列回路１００、補助容量配線２４ａ・２４ｂ、２種類の電源ＶＨ・ＶＬ、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４、および蓄積エネルギー調整部２を備えている。直列回路１００は容量性負荷、補助容量配線２４ａは第１の補助容量配線、補助容量配線２４ｂは第２の補助容量配線である。
絵素充放電回路１において、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とは、スイッチＳＷ１を電源ＶＨ側として電源ＶＨと電源ＶＬとの間に直列に接続されている。そして、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２との接続点Ｑ１と、直列回路１００の補助容量２２ａ側端子とは、補助容量配線２４ａによって接続されている。また、スイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４とは、スイッチＳＷ３を電源ＶＨ側として電源ＶＨと電源ＶＬとの間に直列に接続されている。そして、スイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４との接続点Ｑ２と、直列回路１００の補助容量２２ｂ側端子とは、補助容量配線２４ｂによって接続されている。上記接続点Ｑ１・Ｑ２は、直列回路１００の両電圧印加端子となっている。図１では電源ＶＨどうし、および、電源ＶＬどうしは互いに同じ電源である。
スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とはプッシュプル動作を行い、スイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４とはプッシュプル動作を行う。スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４とは同時にＯＮ状態およびＯＦＦ状態となり、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３とは同時にＯＮ状態およびＯＦＦ状態となる。電源ＶＨは高電位側の定電圧源、電源ＶＬは低電位側の定電圧源であり、両方とも正極性電源である。すなわち、電源ＶＨの電位をＶＨで代用し、電源ＶＬの電位をＶＬで代用すると、ＶＨ＞ＶＬ＞０である。スイッチＳＷ１・ＳＷ４がＯＮ状態で、スイッチＳＷ２・ＳＷ３がＯＦＦ状態であるときは、図中Ａ向きで示すように、接続点Ｑ１が電源ＶＨに接続されるとともに接続点Ｑ２が電源ＶＬに接続され、電源ＶＨ→接続点Ｑ１→補助容量配線２４ａ→直列回路１００→補助容量配線２４ｂ→接続点Ｑ２→電源ＶＬの経路で電流が流れる。スイッチＳＷ２・ＳＷ３がＯＮ状態で、スイッチＳＷ１・ＳＷ４がＯＦＦ状態であるときは、図中Ｂ向きで示すように、接続点Ｑ１が電源ＶＬに接続されるとともに接続点Ｑ２が電源ＶＨに接続され、電源ＶＨ→接続点Ｑ２→補助容量配線２４ｂ→直列回路１００→補助容量配線２４ａ→接続点Ｑ１→電源ＶＬの経路で電流が流れる。
このように、絵素充放電回路１では、電源ＶＨに接続される直列回路１００の電圧印加端子と、電源ＶＬに接続される直列回路１００の電圧印加端子とが、接続点Ｑ１と接続点Ｑ２との間で交互に切り替わる。
電源ＶＬは、図１に示すようにＧＮＤとの間の静電容量Ｃ１で表される。そして、この静電容量Ｃ１に、前記蓄積エネルギー調整部２が接続されている。蓄積エネルギー調整部（蓄積エネルギー調整手段）２は、電源Ｖｉｎ・ＧＮＤ、スイッチＳＷ１１・ＳＷ１２、パルス電源２ａ、バッファ２ｂ、およびコイルＬ１を備えている。蓄積エネルギー調整部２において、スイッチＳＷ１１とスイッチＳＷ１２とは、スイッチＳＷ１１を電源Ｖｉｎ側として直列に接続されている。電源Ｖｉｎの電位をＶｉｎで代用すると、Ｖｉｎ≧ＶＬの関係がある。スイッチＳＷ１１・ＳＷ１２の制御端子には、パルス電源２ａからバッファ２ｂを介してＯＮ／ＯＦＦ信号であるパルス信号が共通に入力され、スイッチＳＷ１１とスイッチＳＷ１２とは一方がＯＮ状態であると他方はＯＦＦ状態となる。スイッチＳＷ１１のＯＮデューティとスイッチＳＷ１２のＯＮデューティとは、パルス電源２ａからの上記パルス信号のデューティによって決定される。また、静電容量Ｃ１の正極性側端子と、スイッチＳＷ１１とスイッチＳＷ１２との接続点とは、前記コイルＬ１によって接続されている。このコイルＬ１は、スイッチＳＷ１１がＯＮ状態であるときに電源Ｖｉｎから静電容量Ｃ１の正極性側端子に流れ込む電流と、スイッチＳＷ１２がＯＮ状態であるときに静電容量Ｃ１の正極性側端子から電源ＧＮＤに流れ出す電流とを平滑化する。静電容量Ｃ１はこのようにして電源Ｖｉｎからエネルギーを受け取り、また、電源ＧＮＤにエネルギーを廃棄することができ、そのエネルギー授受をコイルＬ１の電流平滑化作用により緩やかなものとする。
上記の構成の絵素充放電回路１において、補助容量配線２４ａ・２４ｂの電位を前記図１３（ｂ）・（ｃ）の電位Ｖｃｓａ・Ｖｃｓｂのように変化させるとき、電源ＶＨの電位ＶＨを電位Ｖｃｓａ・Ｖｃｓｂのハイレベルと等しくし、電源ＶＬの電位ＶＬを電位Ｖｃｓａ・Ｖｃｓｂのローレベルと等しくする。そして、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４をＭＯＳＦＥＴで構成する。これにより、直列回路１００の充放電電流を流すと、Ａ向きに流れる場合にも、Ｂ向きに流れる場合にも、電源ＶＬの静電容量Ｃ１の正極性側端子に正電荷が蓄積され続けるような電流となるので、電源ＶＬは吸い込み電源となる。従って、静電容量Ｃ１の蓄積電荷をそのままにしておくと電源ＶＬの出力電位は上昇する一方となるが、本実施の形態では、蓄積エネルギー調整部２で静電容量Ｃ１の蓄積エネルギーである静電エネルギーを調整することにより、静電容量Ｃ１の出力電位を調整する。蓄積エネルギー調整部２のスイッチＳＷ１１・ＳＷ１２のＯＮデューティおよびＯＮ／ＯＦＦ周期をパルス信号により適正に設定することにより、電源ＶｉｎからスイッチＳＷ１１およびコイルＬ１を介して静電容量Ｃ１に供給されるエネルギーよりも、静電容量Ｃ１の正極性側端子からコイルＬ１およびスイッチＳＷ１２を介して廃棄されるエネルギーの方を大きくすることができる。そして、これらの差で表される廃棄エネルギーを、直列回路１００から静電容量Ｃ１に供給されるエネルギーに平衡させることができる。
このように、本実施の形態では、絵素充放電回路１が蓄積エネルギー調整部２を備え、蓄積エネルギー調整部２は、電源ＶＬに直列回路１００から供給されて増加する静電エネルギーをスイッチＳＷ１１・ＳＷ１２の適切なＯＮ期間で廃棄することにより、電源ＶＬの静電エネルギーを負側に調整する。この静電エネルギーの調整により、電源ＶＬに供給されるエネルギーと電源ＶＬから廃棄するエネルギーとを平衡させれば、正極性電源でありながら吸い込み電源である電源ＶＬの出力電位を安定させることができる。従って、電圧印加端子の切り替えを行うスイッチＳＷ１〜ＳＷ４に図１６と同様のＭＯＳＦＥＴを用いれば、電流の向きを正逆両方向に切り替えて直列回路１００に充放電を行うときに、発熱を抑えつつ、電源ＶＬの定電圧機能を安定化させることができる。
この結果、γ特性の視角依存性を改善する２値駆動のマルチ絵素駆動方式による液晶表示素子において、各副絵素の電位を正確に制御することができる。
なお、本実施の形態では定電圧源を互いに出力電位が異なる２種類の定電圧源としたが、一般に互いに出力電位が異なる複数種類の定電圧源があればよい。また、蓄積エネルギー調整部２は静電容量Ｃ１の蓄積エネルギーを負側に調整するものであったが、さらに正側に調整することができるようになっていてもよい。少なくとも負側に調整することができればよい。
また、蓄積エネルギー調整手段を備える定電圧源としては、負極性電源であって吐き出し電源となる電源であってもよい。例えば定電圧源として２種類の負極性電源を備える場合の高電位側電源が上記吐き出し電源となる。負極性の吐き出し電源の場合、蓄積エネルギー調整手段は、少なくとも吐き出し電源の蓄積エネルギーを補充して正側に調整することができればよい。蓄積エネルギーの調整により、当該吐き出し電源から廃棄されるエネルギーと当該吐き出し電源に供給するエネルギーとを平衡させれば、負極性電源でありながら吐き出し電源である電源の出力電位を安定させることができる。従って、電圧印加端子の切り替えを行うスイッチ素子にＭＯＳＦＥＴを用いれば、電流の向きを正逆両方向に切り替えて容量性負荷に充放電を行うときに、発熱を抑えつつ、当該吐き出し電源の定電圧機能を安定化させることができる。
図１８に、図１の絵素充放電回路１の変形例であって、蓄積エネルギー調整手段を備える定電圧源が、負極性電源であって吐き出し電源となる電源である場合の絵素充放電回路（容量性負荷充放電装置）１ａの構成を示す。絵素充放電回路１ａは、図１の絵素充放電回路１において、蓄積エネルギー調整部２の電源ＶｉｎをＧＮＤとし、ＧＮＤを電源Ｖｉｎとした蓄積エネルギー調整部（蓄積エネルギー調整手段）２０を備えている。また、電源ＶＨを電源Ｖｉｎとの間の静電容量Ｃ２とし、静電容量Ｃ２の正極性側端子を蓄積エネルギー調整部２０の出力端子に接続した構成である。但し、Ｖｉｎ≦ＶＬ＜ＶＨ＜０の関係が成立するものとする。すなわち、電源ＶＨは高電位側電源かつ吐き出し電源である負極性電源であり、電源ＶＬは低電位側電源である負極性電源である。
また、正極性電源と負極性電源とをそれぞれ複数種類備え、正極性電源であって吸い込み電源となるものと、負極性電源であって吐き出し電源となるものとの両方を備えていてもよい。
また、充放電が行われる容量性負荷としては液晶表示装置の対向電極ＣＯＭＭＯＮも考えられる。この場合、図１のスイッチＳＷ１・ＳＷ２の回路およびスイッチＳＷ３・ＳＷ４の回路のいずれかを用い、接続点Ｑ１またはＱ２を対向電極ＣＯＭＭＯＮに接続すればよい。これにより、対向電極ＣＯＭＭＯＮの電位を変化させることにより行う交流駆動を、同極性電源のみで安定して行うことができる。
本実施の形態に係る絵素充放電回路１を用いれば、マルチ絵素駆動される高表示品位の液晶表示装置を実現することができる。
〔実施の形態２〕
前述した従来の構成（図１３の駆動）では、大型・高精細の液晶表示装置において、表示画面の全面に一定の階調（中間階調）を表示した場合に、横筋状の輝度ムラを発生するといった問題を生じる。この横筋状の輝度ムラの発生原因について、図２および図３を参照して説明すると以下のとおりである。
図２は、液晶表示装置における、駆動用ドライバと補助容量配線との配置関係を示す平面図である。
大型・高精細の液晶表示装置においては、図２に示すように、表示領域の走査線１２（図１２）および信号線１４（図１２）を駆動するためのゲートドライバ３０及びソースドライバ３２において、分割された複数のドライバを用いることが一般的である。尚、図２においては、走査線１２および信号線１４の図示を省略している。
また、全ての補助容量配線２４ａは補助容量本線３４ａに接続されており、補助容量本線３４ａには数箇所の入力点より電圧Ｖｃｓａを入力される。この電圧Ｖｃｓａの入力点は、通常、分割配置されたゲートドライバ３０の間に設けられる。尚、図２においては、補助容量配線２４ａに対して、補助容量電圧Ｖｃｓａを印加するための構成を図示しているが、補助容量配線２４ｂに対しても、同様の構成によって補助容量電圧Ｖｃｓｂが印加される。
ここで、上記図２に示す構成では、電圧Ｖｃｓａの入力点に近い補助容量配線２４ａに比べ、電圧Ｖｃｓａの入力点から遠い補助容量配線２４ａでは、隣接する補助容量配線間に発生する寄生容量等の電気的負荷の影響により、図３に示すように、電圧波形に波形鈍りが大きくなる。尚、図３においては、実線が入力点に与えられる補助容量配線の駆動波形、破線が入力点に近い補助容量配線２４ａにおける電圧波形、一点鎖線が入力点から遠い補助容量配線２４ａにおける電圧波形を示している。
そして、このように、各補助容量配線２４ａにおける電圧波形が入力点からの距離によって異なるものである場合、ＴＦＴのゲートがＯＦＦされるタイミングにおいて、各補助容量配線２４ａの電位が異なるものとなる。また、上述したように、各絵素に充電される電荷は、補助容量配線２４ａの電位の影響を受けるため、各補助容量配線２４ａの電位のばらつきは充電量のばらつき（ここでいう「充電量のばらつき」とは、表示階調に応じた充電量の相違とは区別される）となり、これにより横筋状の輝度ムラが発生する。具体的には、電圧Ｖｃｓａの入力点に近い補助容量配線２４ａに対応するラインにおいて、他のラインとは輝度が大きく異なる横筋が発生する。
そこで、以下では、マルチ絵素駆動を行う液晶表示装置において、まず、横筋状の輝度ムラ発生を防止する技術について説明し、その後、直列回路１００の充放電について説明する。
第１の構成について図４に基づいて説明すると以下の通りである。尚、第１の構成に係る液晶表示装置はマルチ絵素駆動を行うものであるが、その駆動信号に特徴があるものであり、装置の構成自体は従来の液晶表示装置の構成（すなわち図１２および図２に示す構成）と同じものとすることができる。このため、第１の構成では、液晶表示装置の構成は図１２および図２に示される構成と同じであるとし、これらの図面の参照符号を用いて説明を行う。
先ず、第１の構成に係る液晶表示装置の駆動信号において、上述した図１３に示す駆動信号と異なる点は、走査線１２における走査信号（電圧波形Ｖｇ）のＯＦＦタイミングを基準として、補助容量配線２４ａおよび２４ｂへの入力信号（電圧波形ＶｃｓａおよびＶｃｓｂ）の位相を制御する点にある。すなわち、図１３（ａ）に示す信号線１４の電圧波形Ｖｓ、図１３（ｄ）に示す走査線１２の電圧波形Ｖｇの関係は従来と同じである。
第１の構成に係る液晶表示装置において、横筋状の輝度ムラ発生の防止手法を、図４を参照して以下に説明する。図４において、（ａ）は、入力点（図２、Ｓ点）に与えられる補助容量配線の駆動波形（図中、実線にて示す）、入力点に近い補助容量配線２４ａ（図２、Ａ点）における電圧波形（図中、破線にて示す）、および入力点から遠い補助容量配線２４ａ（図２、Ｂ点）における電圧波形（図中、一点鎖線にて示す）を示している。また、図４において、（ｂ）は比較のために示した走査信号であって図１３（ｄ）のＶｇに対応している。（ｃ）は（ｂ）の走査信号でＴＦＴ素子がＯＦＦされた場合に、（ａ）の破線、或いは一点鎖線で示す補助容量配線の振動電圧が液晶層の絵素電極に重畳される電圧波形であって、図１３の（ｅ）ないし（ｆ）に対応している。（ｄ）は、第１の構成に係る液晶表示装置の走査信号である。（ｅ）は（ｄ）の走査信号でＴＦＴ素子がＯＦＦされた場合に、（ａ）の破線、或いは一点鎖線で示す補助容量配線の振動電圧が液晶層の絵素電極に重畳される電圧波形であって、図１３の（ｅ）ないし（ｆ）に対応している。
尚、図４では便宜上、一つの補助容量電圧波形に対して２種類の走査線信号波形を示したが、実際の液晶表示装置では走査信号波形は信号線電圧波形Ｖｓに連動して決定されるものであり、走査信号波形を変更することはできない。従って、前述した走査信号のＯＦＦタイミングを基準とした補助容量配線の電圧波形の位相の最適化を行う際には補助容量配線の電圧を変更して行う。
先ずは、図４（ｂ）に示す走査信号によって駆動制御を行った場合について考察する。図４（ｂ）に示す走査信号を用いた場合、ある走査線１２における走査信号をＯＦＦすることにおいて、この走査線１２に接続される全ての絵素は信号線１４から遮断され、充電量が決定される。また、この走査信号のＯＦＦタイミングにおいては、入力点に近い補助容量配線２４ａと入力点から遠い補助容量配線２４ａとでは、その電位がＶαだけ異なっていることが分かる。このとき、図４（ｃ）によれば補助容量配線の振動電圧が重畳された後の絵素電極の実効電圧もまた、破線（入力点に近い補助容量配線２４ａに対応する絵素電極の電圧）と一点鎖線（入力点から遠い補助容量配線２４ａに対応する絵素電極の電圧）とでは、その実効的な電圧（各々破線及び一点鎖線の直線で示す電圧）値がＶαだけ異なっている。よって、補助容量配線の電位の違いＶαは、各走査ラインに接続される副絵素の液晶容量に印加される電圧差、即ち副絵素の輝度差として反映されるため、横筋状の輝度ムラの原因となる。
一方、図４（ａ）においても示されているように、入力点に近い補助容量配線２４ａにおける電圧波形（破線）と、入力点から遠い補助容量配線２４ａにおける電圧波形（一点鎖線）とには、各反転周期の間に１箇所の交点、即ち前記Ｖαがゼロとなるタイミングが存在する。そして、第１の構成に係る液晶表示装置では、図４（ｄ）に示すように、これらの電圧波形の交点、すなわち、補助容量配線の電位が等しくなる位相タイミングを、各走査信号のＯＦＦタイミングに一致させることを特徴としている。このとき、図４（ｅ）によれば補助容量配線の振動電圧が重畳された後の絵素電極の実効電圧は破線（入力点に近い補助容量配線２４ａに対応する絵素電極の電圧）及び一点鎖線（入力点から遠い補助容量配線２４ａに対応する絵素電極の電圧）のようになり、その実効的な電圧（各々破線及び一点鎖線の直線で示す電圧（両直線は重なっている））値は一致する。然るに、前記横筋状の輝度ムラは発生しない。
以上のように、第１の構成に係る液晶表示装置では、図４（ａ）および（ｄ）に示す関係のように、走査信号のＯＦＦタイミングを補助容量配線の電位が等しくなる位相タイミングに一致させることによって、各走査ラインに接続される副絵素の液晶容量に印加される電圧差をなくすことができ、横筋状の輝度ムラの発生を防止することができる。
次に、第２の構成について説明する。上記第１の構成では、補助容量配線を駆動するための信号において２値の振動電圧を用いているが、この構成を実際の液晶表示装置に適用するにあたっては、以下のような課題が存在する。
すなわち、図４（ａ）から明らかなように、入力点に近い補助容量配線２４ａにおける電圧波形（破線）と、入力点から遠い補助容量配線２４ａにおける電圧波形（一点鎖線）との交点付近においては、電圧波形の傾斜が大きい。この場合、走査信号の立下りによるＴＦＴのゲートＯＦＦタイミングが上記交点から少しでもずれると、各補助容量配線において電位の差が発生し、結果、横筋状のムラが発生する。即ち、補助容量配線の電位が等しくなる位相タイミングを制御するためのタイミングマージンが極めて狭い。具体的に、発明者等が大型高精細の液晶表示装置を用いて検討した結果では、上記輝度ムラを解消できるタイミングのタイミングマージンは０．１２μｓ程度であった。
このように補助容量配線の電位が等しくなる位相タイミングのタイミングマージンが極めて狭い場合、各液晶表示装置の特性ばらつきを考慮すると、ゲートＯＦＦタイミングを上記タイミングマージン内に合わせ込むための調整工程が不可欠となり、生産性を低下させるといった問題が生じる。また、補助容量配線の電位が等しくなる位相タイミングを上記タイミングマージン内に調整した後でも、装置の使用環境（温度等）によって前記タイミングが変動し、輝度ムラの発生が防止しきれなくなるといった可能性もある。
これに対し、第２の構成に係る液晶表示装置は、輝度ムラを解消できるゲートＯＦＦタイミングのタイミングマージンを広げることで、上記不具合を解消するための構成に特徴を有するものである。このため、第２の構成に係る液晶表示装置では、図５に示すように、補助容量配線を駆動するための信号において４値の振動電圧を用いることを特徴とする。すなわち、第２の構成では、補助容量配線を駆動するための信号は、ＶＨＨ，ＶＨ，ＶＬＬ，ＶＬ（ＶＨＨ＞ＶＨ＞ＶＬ＞ＶＬＬ＞０）の４値が、この順序で変化するものである。尚、図５においても、入力点（図２、Ｓ点）に与えられる補助容量配線の駆動波形を実線にて示し、入力点に近い補助容量配線２４ａ（図２、Ａ点）における電圧波形を破線にて示し、入力点から遠い補助容量配線２４ａ（図２、Ｂ点）における電圧波形を一点鎖線にて示す。
補助容量配線を駆動するための信号を、上記図５に示すような４値信号とした場合、必然的に入力点（図２、Ｓ点）に近い補助容量配線２４ａ（図２、Ａ点）における電圧波形と入力点から遠い補助容量配線２４ａ（図２、Ｂ点）における電圧波形との交点を、電圧ＶＨＨとＶＨとの間、および電圧ＶＬＬとＶＬとの間に設定することができる。
なぜならば、入力点に近い側の補助容量配線２４ａの電圧波形の変化は入力点に遠い側の補助容量配線２４ａの電圧変化に比べて急峻であり、単位時間当たりの電圧の立ち上がり量、立下り量のいずれも大きい。したがって、ＶＬからＶＨＨへの電圧変化（立ち上がり方向の電圧変化）が終了する時点では入力点に近い側の補助容量配線２４ａの電圧波形（図中破線で表示）が入力点から遠い補助容量配線２４ａ（図中一点鎖線で表示）よりも高い電圧まで到達し、その後ＶＨＨからＶＨへの電圧変化（立下り方向の変化）が終了する時点では入力点に近い側の補助容量配線２４ａの電圧波形（図中破線で表示）を入力点から遠い補助容量配線２４ａ（図中一点鎖線で表示）よりも低い電圧まで到達させることができる。即ち、ＶＨＨからＶＨへの電圧変化（立下り変化）の過程で入力点から遠い側の補助容量配線２４ａ（図中一点鎖線で表示）と入力点に近い側の補助容量配線２４ａとの電圧波形（図中破線で表示）が交差する。そして、この交点付近においては、電圧波形の傾斜が図４に示すような２値信号を用いる場合に比べて小さくなり、ゲートＯＦＦタイミングを制御するためのタイミングマージンが広くなる。
なぜならば、マルチ絵素駆動において液晶層へ印加される電圧に対する補助容量配線上の振動電圧波形の影響を一定とした場合、図３に示した矩形波での電圧変化量(振幅)に比べて、図５に示す４値波形を用いた場合のＶＨＨからＶＨへの電圧変化が(前記破線と一点鎖線の電圧波形の交差点を生じる電圧変化領域の電圧変化量)が小さい。然るに、前記電圧波形の交差点付近の時刻での電圧の傾斜は、図３の矩形波に比して図５の４値波形を用いるものの方が緩やかとなる。第２の構成はこの必然的な現象を積極的に活用するものである。
本願発明者が、前記第１の構成と同一の大型高精細の液晶表示装置を用いて、且つ同一の評価基準で検討を行った結果、輝度ムラを解消できるタイミングマージンは、２値信号を用いる場合の０．１２μｓに比べて１０倍程度広い１．２μｓ程度まで広がることが確認された。
このように、第２の構成に係る液晶表示装置では、タイミングマージンを広くすることで、補助容量配線の電位が等しくなる位相タイミングを上記タイミングマージン内に合わせ込むための調整工程を省略でき、生産性の低下といった問題を回避できる。装置の使用環境（温度等）によって充電特性等が変動しても、輝度ムラの防止効果を損なわないようにすることができる。
また、上記駆動波形の好適例についてさらに詳細に検討する。図６に示すように、第２の構成において、補助容量配線の駆動信号における電圧ＶＬから電圧ＶＨＨへの立ち上がりの電位変化量をＲ１、電圧ＶＨから電圧ＶＬＬへの立ち下がりの電位変化量をＤ１、電圧ＶＨＨから電圧ＶＨへの立ち下がりの電位変化量をＤ２（＜Ｄ１）、電圧ＶＬＬから電圧ＶＬへの立ち上がりの電位変化量をＲ２（＜Ｒ１）とする。尚、電位変化量Ｒ１，Ｒ２，Ｄ１，Ｄ２は、電位変化の前後における電位差の絶対値を示すものとする。
ここで、第２の構成の効果を定量的に評価する指標としてＲ２／Ｒ１を用いる。尚、第２の構成では、Ｒ１とＤ１との電圧変化量は等しいものとし、Ｒ２とＤ２との電圧変化量は等しいものとした。また、従来の２電位波形の場合には、Ｒ２およびＤ２はそれぞれ０であるとしてＲ２／Ｒ１（＝Ｄ２／Ｄ１）＝０とした。また、上記指標であるＲ２／Ｒ１を決定したとしても、Ｒ１，Ｒ２，Ｄ１，Ｄ２の値は一意に決まるものではないため、振幅４Ｖｐｐの２電位波形を用いた場合に６４／２５５の輝度が同一となるように、即ち補助容量配線の振幅波形の重畳による絵素電圧変化量が一定となるように調整した。無論、スジ状輝度ムラの評価も６４／２５５階調にて行った。さらに、４値電圧波形におけるＶＨＨ、ＶＨ、ＶＬ、ＶＬＬの各電圧の印加時間は何れも同一の時間とした。
図６は、上記指標Ｒ２／Ｒ１と、輝度ムラを防止できるタイミングマージンとの関係を示すグラフである。このグラフは、指標Ｒ２／Ｒ１を変化させた複数種類の信号にて実験的に求めた結果を示すグラフであり、輝度ムラの防止は表示画面の目視結果によって判断した。
図６より、指標Ｒ２／Ｒ１を大きくすることにより、輝度ムラを防止できるタイミングマージンが広くなっていることが分かる。すなわち、タイミングマージンができる限り広くためには、指標Ｒ２／Ｒ１の値を適切に設定することが有効であることが示唆される。具体的には、Ｒ２／Ｒ１の値が０以上で効果があり、０．２以上でその効果が顕著となり、０．５以上で大きな効果が得られることがわかる。発明者等の実験ではＲ２／Ｒ１を０〜０．６の範囲で変化させて実験を行った（図中●が実験点）、この時最大の効果が得られたのはＲ２／Ｒ１＝０．６であった。尚、実験でＲ２／Ｒ１を０〜０．６の範囲に限定されたのは駆動回路の出力電圧の範囲に依存するものであって、第２の構成にかかわる本質的な制限によるものではない。
尚、図６においては、実際に実験を行った指標Ｒ２／Ｒ１の範囲（図中、実線で示す）では、指標Ｒ２／Ｒ１を大きくすることでタイミングマージンが広くなっているが、図中に破線で示すようにさらに、指標Ｒ２／Ｒ１を大きくする範囲では、タイミングマージンが小さくなることが予想される。なぜならば、Ｒ２／Ｒ１の値が大きくなるとＲ２（或いはＤ２）による電圧変化量が大きくなり、図５に示した破線と一点鎖線との交点付近の波形の傾斜が再び急峻になると予測されるからである。
図７には、図６の実験において補助容量配線の振幅波形の重畳による絵素電圧変化量が一定となるように調整した際のＶＨＨ、ＶＨ、ＶＬ、ＶＬＬの値を示してある。図７によれば、第２の構成の効果が得られる条件であるＶＨＨ＞ＶＨ＞ＶＬ＞ＶＬＬなる関係が成立するのはＲ２／Ｒ１の値が概ね０〜１の範囲である。
しかるに、図６及び図７の結果から、第２の構成の効果が得られるのはＲ２／Ｒ１の値が０以上１以下であり、第２の構成の効果が顕著に得られるのはＲ２／Ｒ１の値が０．２以上１以下であり、第２の構成のより著しい効果が得られるのはＲ２／Ｒ１の値が０．５以上１以下の場合であることがわかる。
尚、第２の構成では４値電圧波形におけるＶＨＨ、ＶＨ、ＶＬ、ＶＬＬの各電圧の印加時間は何れも同一の時間としたが、第２の構成の効果はこれに制限されるものではない。但し、ＶＨＨ、ＶＨ、ＶＬ、ＶＬＬの各電圧の印加時間は何れも同一の時間とする、即ち補助容量配線２４ａとの電圧波形がＲ１（或いはＤ１）の電圧変化に応答する時間とＤ２（或いはＲ２）に応答する時間を等しくすることが次の理由から好ましい条件であることがわかる。以下、図７を参照しつつ考える。Ｒ１（或いはＤ１）の電圧変化に応答する時間がＤ２（或いはＲ２）に応答する時間に比して短かくなると、Ｒ１（或いはＤ１）による電圧変化により補助容量配線上の電圧がＶＨ以上（或いはＶＬ以下）の電圧まで到達しない事態が発生し、この場合には必然的に第２の構成の本質的な作用であるＤ２（或いはＲ２）の電圧変化に応答する際に入力点に近い側の補助容量配線２４ａの電圧波形（図中破線で表示）が入力点から遠い補助容量配線２４ａ（図中一点鎖線で表示）が交差するといった現象が生じなくなる。逆に、Ｄ２（或いはＲ２）の電圧変化に応答する時間がＲ１（或いはＤ１）に応答する時間に比して短い場合もまた、補助容量配線上の電圧がＤ２（或いはＲ２）による電圧変化に応答する時間が短いため、第２の構成の本質的な作用であるＤ２（或いはＲ２）の電圧変化に応答する際に入力点に近い側の補助容量配線２４ａの電圧波形（図中破線で表示）が入力点から遠い補助容量配線２４ａ（図中一点鎖線で表示）が交差するといった現象が生じなくなるのである。よって、第２の構成ではＶＨＨ、ＶＨ、ＶＬ、ＶＬＬの各電圧の印加時間は何れも同一の時間とする、即ち補助容量配線２４ａとの電圧波形がＲ１（或いはＤ１）の電圧変化に応答する時間とＤ２（或いはＲ２）に応答する時間を等しくすることが好ましい。
尚、第２の構成に係る液晶表示装置において、副絵素の形状や分割における面積比は特に限定されるものではない。例えば、表示画面の画質においては、副絵素の形状は矩形形状でないことが好ましい場合もあり、視野角改善の効果においては、分割比は均等分割とするよりも表示輝度の高い絵素の面積を小さくする分割とするほうが好ましい。
以上のように、第２の構成によれば、全ての補助容量配線における電位が等しくなる位相タイミング付近、すなわち、電圧波形の鈍りの小さい補助容量配線における電圧波形と電圧波形の鈍りの大きい補助容量配線における電圧波形との交点付近において、電圧の変位を緩やかにすることができる。これにより、各副絵素と信号線との間に接続されるスイッチング素子のＯＦＦタイミングのタイミングマージンを広く取ることができ、そのタイミング制御が容易になる。
次に、上記第２の構成に係る液晶表示装置における直列回路１００の充放電について説明する。
図８に、第２の構成に係る液晶表示装置の絵素充放電回路（容量性負荷充放電装置）５１の構成を１絵素分について示す。前記図１５および図１６と同じ符号を付した部材は、特に断らない限り同じ機能を有するものとする。
絵素充放電回路５１は、直列回路１００、補助容量配線２４ａ・２４ｂ、４種類の定電圧源である電源ＶＨＨ・ＶＨ・ＶＬ・ＶＬＬ、スイッチＳＷ５１〜ＳＷ５８、および蓄積エネルギー調整部５２・５３を備えている。
絵素充放電回路５１において、スイッチＳＷ５１とスイッチＳＷ５２とは、スイッチＳＷ５１を電源ＶＨＨ側として電源ＶＨＨと電源ＶＬＬとの間に直列に接続されている。そして、スイッチＳＷ５１とスイッチＳＷ５２との接続点Ｑ５１と、直列回路１００の補助容量２２ａ側端子とは、補助容量配線２４ａによって接続されている。また、スイッチＳＷ５３とスイッチＳＷ５４とは、スイッチＳＷ５３を電源ＶＨ側として電源ＶＨと電源ＶＬとの間に直列に接続されている。そして、スイッチＳＷ５３とスイッチＳＷ５４との接続点Ｑ５２と、直列回路１００の補助容量２２ａ側端子とは、補助容量配線２４ａによって接続されている。また、スイッチＳＷ５５とスイッチＳＷ５６とは、スイッチＳＷ５５を電源ＶＨＨ側として電源ＶＨＨと電源ＶＬＬとの間に直列に接続されている。そして、スイッチＳＷ５５とスイッチＳＷ５６との接続点Ｑ５３と、直列回路１００の補助容量２２ｂ側端子とは、補助容量配線２４ｂによって接続されている。また、スイッチＳＷ５７とスイッチＳＷ５８とは、スイッチＳＷ５７を電源ＶＨ側として電源ＶＨと電源ＶＬとの間に直列に接続されている。そして、スイッチＳＷ５７とスイッチＳＷ５８との接続点Ｑ５４と、直列回路１００の補助容量２２ｂ側端子とは、補助容量配線２４ｂによって接続されている。これにより、接続点Ｑ５１〜Ｑ５４は、直列回路１００の電圧印加端子となっている。
また、蓄積エネルギー調整部（蓄積エネルギー調整手段）５２は図１と同様の構成で電源ＶＬＬに設けられており、蓄積エネルギー調整部（蓄積エネルギー調整手段）５３は図１と同様の構成で電源ＶＨに設けられている。ただし、コイルＬ１の素子定数や電圧Ｖｉｎの大きさ、パルス電源２ａからのパルスのデューティおよび周期などは、各電源に応じて設定される。図８では電源ＶＨＨどうし、電源ＶＨどうし、電源ＶＬどうし、および電源ＶＬＬどうしは互いに同じ電源である。各電源の電位の高低の関係は、前述のようにＶＨＨ＞ＶＨ＞ＶＬ＞ＶＬＬ＞０であり、全て正極性電源である。このうち電源ＶＨＨ・ＶＨが高電位側電源であり、電源ＶＬ・ＶＬＬが低電位側電源である。また、電源ＶＨＨは第１の高電位側電源、電源ＶＨは第２の高電位側電源、電源ＶＬＬは第１の低電位側電源、電源ＶＬは第２の低電位側電源である。高電位側電源のうちの１つと、低電位側電源のうちの１つとにより直列回路１００の充放電が行われるが、ここでは電源ＶＨＨと電源ＶＬＬとの組合せ、および、電源ＶＨと電源ＶＬとの組合せにより充放電が行われる。ただし、第２の構成では、電源への接続順序の特徴により、後述するように、第１の高電位側電源である電源ＶＨＨから直列回路１００を通して第１の低電位側電源である電源ＶＬＬへ電流が流れるが、第２の高電位側電源である電源ＶＨから直列回路１００を通して第２の低電位側電源である電源ＶＬへは電流が流れず、電源ＶＬから直列回路１００を通して電源ＶＨへ電流が流れる。
絵素充放電回路５１では、補助容量配線２４ａの電位Ｖｃｓａを前述のように図５のように変化させ、補助容量配線２４ｂの電位Ｖｃｓｂを、対向電極ＣＯＭＭＯＮの電位を中心とする図５の反転電位とする。図９に、電位Ｖｃｓａ・Ｖｃｓｂの変化とスイッチＳＷ５１〜ＳＷ５８のＯＮ／ＯＦＦ状態との関係を示す。第１の期間ｔ１にはスイッチＳＷ５１・ＳＷ５６がＯＮ状態となり、その他のスイッチはＯＦＦ状態となる。このとき、電流は電源ＶＨＨ→接続点Ｑ５１→補助容量配線２４ａ→直列回路１００→補助容量配線２４ｂ→接続点Ｑ５３→電源ＶＬＬという経路で流れる（図中Ｃ向き）。従って、電源ＶＬＬは正極性電源でありながら吸い込み電源となるが、蓄積エネルギー調整部５２による電源ＶＬＬの静電エネルギーの廃棄により、電源ＶＬＬの出力電位は安定化される。第１の期間ｔ１には、補助容量配線２４ａが電位ＶＨＨ、補助容量配線２４ｂが電位ＶＬＬとなる。次に、第２の期間ｔ２にはスイッチＳＷ５３・ＳＷ５８がＯＮ状態となり、その他のスイッチはＯＦＦ状態となる。このとき、電流は電源ＶＬ→接続点Ｑ５４→補助容量配線２４ｂ→直列回路１００→補助容量配線２４ａ→接続点Ｑ５２→電源ＶＨという経路で流れる（図中Ｄ向き）。従って、電源ＶＨは正極性電源でありながら吸い込み電源となるが、蓄積エネルギー調整部５３による電源ＶＨの静電エネルギーの廃棄により、電源ＶＨの出力電位は安定化される。第２の期間ｔ２には、補助容量配線２４ａが電位ＶＨ、補助容量配線２４ｂが電位ＶＬとなる。
次に、第３の期間ｔ３にはスイッチＳＷ５２・ＳＷ５５がＯＮ状態となり、その他のスイッチはＯＦＦ状態となる。このとき、電流は電源ＶＨＨ→接続点Ｑ５３→補助容量配線２４ｂ→直列回路１００→補助容量配線２４ａ→接続点Ｑ５１→電源ＶＬＬの経路で流れる（図中Ｄ向き）。従って、電源ＶＬＬは正極性電源でありながら吸い込み電源となるが、蓄積エネルギー調整部５２による電源ＶＬＬの静電エネルギーの廃棄により、電源ＶＬＬの出力電位は安定化される。第３の期間ｔ３には、補助容量配線２４ａが電位ＶＬＬ、補助容量配線２４ｂが電位ＶＨＨとなる。次に、第４の期間ｔ４にはスイッチＳＷ５４・ＳＷ５７がＯＮ状態となり、その他のスイッチはＯＦＦ状態となる。このとき、電流は電源ＶＬ→接続点Ｑ５２→補助容量配線２４ａ→直列回路１００→補助容量配線２４ｂ→接続点Ｑ５４→電源ＶＨの経路で流れる（図中Ｃ向き）。従って、電源ＶＨは正極性電源でありながら吸い込み電源となるが、蓄積エネルギー調整部５３による電源ＶＨの静電エネルギーの廃棄により、電源ＶＨの出力電位は安定化される。第４の期間ｔ４には、補助容量配線２４ａが電位ＶＬ、補助容量配線２４ｂが電位ＶＨとなる。
絵素充放電回路５１では、以上の第１の期間ｔ１〜第４の期間ｔ４が繰り返される。ただし、副絵素電極１８ａ・１８ｂおよびこれに繋がる補助容量２２ａ・２２ｂの電極には、選択期間に信号線１４との間で電荷の授受が行われる。
このように、本実施の形態では、絵素充放電回路５１が蓄積エネルギー調整部５２・５３を備え、蓄積エネルギー調整部５２・５３は、電源ＶＬＬ・ＶＨに直列回路１００から供給されて増加する静電エネルギーをスイッチＳＷ１１・ＳＷ１２の適切なＯＮ期間で廃棄することにより、電源ＶＬＬ・ＶＨの静電エネルギーを負側に調整する。この静電エネルギーの調整により、電源ＶＬＬ・ＶＨに供給されるエネルギーと電源ＶＬＬ・ＶＨから廃棄するエネルギーとを平衡させれば、正極性電源でありながら吸い込み電源である電源ＶＬＬ・ＶＨの出力電位を安定させることができる。従って、電圧印加端子の切り替えを行うスイッチＳＷ５１〜ＳＷ５８に図１６と同様のＭＯＳＦＥＴを用いれば、電流の向きを正逆両方向に切り替えて直列回路１００に充放電を行うときに、発熱を抑えつつ、電源ＶＬＬ・ＶＨの定電圧機能を安定化させることができる。
この結果、γ特性の視角依存性を改善する４値駆動のマルチ絵素駆動方式による液晶表示素子において、各副絵素の電位を正確に制御することができる。
なお、本実施の形態では定電圧源を互いに出力電位が異なる４種類の定電圧源としたが、一般に互いに出力電位が異なる複数種類の定電圧源があればよい。また、蓄積エネルギー調整部５２・５３は電源ＶＬＬ・ＶＨの静電容量の蓄積エネルギーを負側に調整するものであったが、さらに正側に調整することができるようになっていてもよい。少なくとも負側に調整することができればよい。
また、蓄積エネルギー調整手段を備える定電圧源としては、負極性電源であって吐き出し電源となる電源であってもよい。負極性の吐き出し電源の場合、蓄積エネルギー調整手段は、少なくとも吐き出し電源の蓄積エネルギーを補充して正側に調整することができればよい。蓄積エネルギーの調整により、当該吐き出し電源から廃棄されるエネルギーと当該吐き出し電源に供給するエネルギーとを平衡させれば、負極性電源でありながら吐き出し電源である電源の出力電位を安定させることができる。従って、電圧印加端子の切り替えを行うスイッチ素子にＭＯＳＦＥＴを用いれば、電流の向きを正逆両方向に切り替えて容量性負荷に充放電を行うときに、発熱を抑えつつ、当該吐き出し電源の定電圧機能を安定化させることができる。
また、正極性電源と負極性電源とをそれぞれ複数種類備え、正極性電源であって吸い込み電源となるものと、負極性電源であって吐き出し電源となるものとの両方を備えていてもよい。
最も電位の高い定電圧源を第１の高電位側電源、次に電位の高い定電圧源を第２の高電位側電源、最も電位の低い定電圧源を第１の低電位側電源、次に電位の低い定電圧源を第２の低電位側電源とするとき、定電圧源として４種類の負極性電源を備える場合には、負極性電源である第１の高電位側電源および第２の低電位側電源に蓄積エネルギー調整手段を備えるので、吐き出し電源となる第１の高電位側電源および第２の低電位側電源の出力電位を安定化することができる。定電圧源として３種類の正極性電源および１種類の負極性電源を備える場合には、正極性電源である第２の高電位側電源に蓄積エネルギー調整手段を備えるので、吸い込み電源となる第２の高電位側電源の出力電位を安定化することができる。定電圧源として１種類の正極性電源および３種類の負極性電源を備える場合には、負極性電源である第２の低電位側電源に蓄積エネルギー調整手段を備えるので、吐き出し電源となる第２の低電位側電源の出力電位を安定化することができる。定電圧源として２種類の正極性電源および２種類の負極性電源を備える場合には、正極性電源である第２の高電位側電源および負極性電源である第２の低電位側電源に蓄積エネルギー調整手段を備えるので、吸い込み電源となる第２の高電位側電源および吐き出し電源となる第２の低電位側電源の出力電位を安定化することができる。
また、直列回路１００の充放電を行う定電圧源として、一般に、電位の高い順に第1から第ｎまでの高電位側電源と、電位の低い順に第1から第ｎまでの低電位側電源とを備える構成の容量性負荷充放電装置が考えられる。この場合、補助容量配線２４ａが第ｋ（ｋ＝１〜ｎ）の高電位側電源に接続される期間には補助容量配線２４ｂは第ｋの低電位側電源に接続され、補助容量配線２４ａが第ｋ（ｋ＝１〜ｎ）の低電位側電源に接続される期間には補助容量配線２４ｂは第ｋの高電位側電源に接続されるように、補助容量配線２４ａおよび補助容量配線２４ｂの接続電源を切り替えて直列回路１００の充放電を行う。
同じ補助容量配線に直前の期間より出力電位の低い正極性電源が接続される期間には、該電源は吸い込み電源となり、同じ補助容量配線に直前の期間より出力電位の高い負極性電源が接続される期間には、該電源は吐き出し電源となる。従って、補助容量配線２４ａおよび補助容量配線２４ｂに接続する定電圧源の順序に応じ、正極性電源であって吸い込み電源となる電源、および、負極性電源であって吐き出し電源となる電源が生じる場合、その電源に蓄積エネルギー調整手段を備えることにより、これらの電源の出力電位を安定化することができる。
この結果、γ特性の視角依存性を改善する２ｎ値駆動のマルチ絵素駆動方式による液晶表示素子において、各副絵素の電位を正確に制御することができる。
また、充放電が行われる容量性負荷としては液晶表示装置の対向電極ＣＯＭＭＯＮも考えられる。この場合、図８のスイッチＳＷ５１・ＳＷ５２・ＳＷ５３・ＳＷ５４の回路およびスイッチＳＷ５５・ＳＷ５６・ＳＷ５７・ＳＷ５８の回路のいずれかを用い、接続点Ｑ５１・Ｑ５２またはＱ５３・Ｑ５４を対向電極ＣＯＭＭＯＮに接続すればよい。これにより、対向電極ＣＯＭＭＯＮの電位を変化させることにより行う交流駆動を、同極性電源のみで安定して行うことができる。
次に、図８のスイッチＳＷ５１〜ＳＷ５８にＭＯＳＦＥＴを用いた場合の改善された絵素充放電回路６１の構成を、図１０に示す。
図１０の絵素充放電回路６１では、まず図８の絵素充放電回路５１のスイッチＳＷ５１〜ＳＷ５８を、順に、トランジスタＦＥＴ５１〜ＦＥＴ５８に置き換えている。トランジスタＦＥＴ５１・ＦＥＴ５４・ＦＥＴ５５・ＦＥＴ５８はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、トランジスタＦＥＴ５２・ＦＥＴ５３・ＦＥＴ５６・ＦＥＴ５７はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。Ｐチャネル型およびＮチャネル型の選定は、前述のような電流の流れる方向を考慮して、スイッチがＯＮ状態となる間にゲート・ソース間電圧が一定となるように行われており、全て、電源側の端子をソースとしている。
しかし、ソースをチャネルが形成されるドーピング領域と電極で接続してソースと該ドーピング領域とを同電位とする、いわゆる基板接続を行う場合、Ｐチャネル型のトランジスタにはドレインからソースに向かって順方向となる寄生ダイオードが存在し、Ｎチャネル型のトランジスタにはソースからドレインに向かって順方向となる寄生ダイオードが存在する。そこで、接続点Ｑ５２とトランジスタＦＥＴ５３との間にトランジスタＦＥＴ５３から接続点Ｑ５２に向かって逆方向となるダイオードＤ１を挿入する。また、接続点Ｑ５２とトランジスタＦＥＴ５４との間に接続点Ｑ５２からトランジスタＦＥＴ５４に向かって逆方向となるダイオードＤ２を挿入する。また、接続点Ｑ５４とトランジスタＦＥＴ５７との間にトランジスタＦＥＴ５７から接続点Ｑ５４に向かって逆方向となるダイオードＤ３を挿入する。また、接続点Ｑ５４とトランジスタＦＥＴ５８との間に接続点Ｑ５４からトランジスタＦＥＴ５８に向かって逆方向となるダイオードＤ４を挿入する。これにより、直列回路１００の各期間の充放電において、充放電に使用しない電源から寄生ダイオードを介してそれよりも低電位側へ電流が流れるのを、また、充放電に使用しない電源に寄生ダイオードを介してそれよりも高電位側から電流が流れるのをダイオードＤ１〜Ｄ４によって阻止することができる。例えば、図９の第１の期間ｔ１〜第３の期間ｔ３において接続点Ｑ５２からトランジスタＦＥＴ５４の寄生ダイオードを介して電源ＶＬに電流が流れ込むことを阻止することができ、第１の期間ｔ１、第３の期間ｔ３、および第４の期間ｔ４において接続点Ｑ５４からトランジスタＦＥＴ５８の寄生ダイオードを介して電源ＶＬに電流が流れ込むことを阻止することができる。
図１０の絵素充放電回路６１によれば、直列回路１００の充放電電流を正確に充放電に使用することができるので、副絵素電極１８ａ・１８ｂの電位を正確に制御することができる。
一般には、定電圧源としてｎ種類の高電位側電源およびｎ種類の低電位側電源を備え、補助容量配線２４ａおよび補助容量配線２４ｂのそれぞれと各定電圧源との接続および遮断を行うＭＯＳＦＥＴを備えている絵素充放電回路において、高電位側電源であって吸い込み電源となる定電圧源である高電位側吸い込み電源の接続および遮断を行うＭＯＳＦＥＴと、補助容量配線２４ａおよび補助容量配線２４ｂとの間に、前記高電位側吸い込み電源から補助容量配線２４ａまたは補助容量配線２４ｂへ向かって逆方向となるダイオードを備える。また、低電位側電源であって吐き出し電源となる定電圧源である低電位側吐き出し電源の接続および遮断を行うＭＯＳＦＥＴと、補助容量配線２４ａおよび補助容量配線２４ｂとの間に、補助容量配線２４ａまたは補助容量配線２４ｂから前記低電位側吐き出し電源へ向かって逆方向となるダイオードを備える。
本実施の形態に係る絵素充放電回路５１・６１を用いれば、マルチ絵素駆動される高表示品位の液晶表示装置を実現することができる。
次に、図１０の絵素充放電回路６１の変形例について説明する。
図１９に、図１０の４種類の電源ＶＨＨ・ＶＨ・ＶＬ・ＶＬＬを全て負極性電源とした絵素充放電回路６１ａの構成を示す。電源ＶＨＨは第１の高電位電源、電源ＶＨは第２の高電位電源、電源ＶＬＬは第１の低電位電源、電源ＶＬは第２の低電位電源である。すなわち、電源電位はＶＬＬ＜ＶＬ＜ＶＨ＜ＶＨＨ＜０の関係にある。また、電源ＶＬに蓄積エネルギー調整部（蓄積エネルギー調整手段）６２が設けられ、電源ＶＨＨに蓄積エネルギー部（蓄積エネルギー調整手段）６３が設けられている。蓄積エネルギー調整部６２・６３は、図１８の蓄積エネルギー調整部２０と同様の構成である。直列回路１００に対する充放電動作は図１０の場合と同じである。
図２０に、図１０の３種類の電源ＶＨＨ・ＶＨ・ＶＬを正極性電源とし、１種類の電源ＶＬＬを負極性電源とした絵素充放電回路６１ｂの構成を示す。電源ＶＨＨは第１の高電位電源、電源ＶＨは第２の高電位電源、電源ＶＬＬは第１の低電位電源、電源ＶＬは第２の低電位電源である。すなわち、電源電位はＶＨＨ＞ＶＨ＞ＶＬ＞０＞ＶＬＬの関係にある。また、電源ＶＨに蓄積エネルギー調整部（蓄積エネルギー調整手段）７３が設けられている。蓄積エネルギー調整部７３は、図１の蓄積エネルギー調整部２と同様の構成である。直列回路１００に対する充放電動作は図１０の場合と同じである。
図２１に、図１０の２種類の電源ＶＨＨ・ＶＨを正極性電源とし、２種類の電源ＶＬ・ＶＬＬを負極性電源とした絵素充放電回路６１ｃの構成を示す。電源ＶＨＨは第１の高電位電源、電源ＶＨは第２の高電位電源、電源ＶＬＬは第１の低電位電源、電源ＶＬは第２の低電位電源である。すなわち、電源電位はＶＨＨ＞ＶＨ＞０＞ＶＬ＞ＶＬＬの関係にある。また、電源ＶＬに蓄積エネルギー調整部（蓄積エネルギー調整手段）８２が設けられ、電源ＶＨに蓄積エネルギー調整部（蓄積エネルギー調整手段）８３が設けられている。蓄積エネルギー調整部８２は、図１８の蓄積エネルギー調整部２０と同様の構成であり、蓄積エネルギー調整部８３は、図１の蓄積エネルギー調整部２と同様の構成である。直列回路１００に対する充放電動作は図１０の場合と同じである。
図２２に、図１０の１種類の電源ＶＨＨを正極性電源とし、３種類の電源ＶＨ・ＶＬ・ＶＬＬを負極性電源とした絵素充放電回路６１ｄの構成を示す。電源ＶＨＨは第１の高電位電源、電源ＶＨは第２の高電位電源、電源ＶＬＬは第１の低電位電源、電源ＶＬは第２の低電位電源である。すなわち、電源電位はＶＨＨ＞０＞ＶＨ＞ＶＬ＞ＶＬＬの関係にある。また、電源ＶＬに蓄積エネルギー調整部（蓄積エネルギー調整手段）９２が設けられている。蓄積エネルギー調整部９２は、図１８の蓄積エネルギー調整部２０と同様の構成である。直列回路１００に対する充放電動作は図１０の場合と同じである。
なお、実施の形態１および２の各スイッチは、例えば実施の形態２の図１０で示すようにＭＯＳＦＥＴで実現することができるが、半導体基板上のＭＯＳＦＥＴに限らず、ガラス基板などの絶縁基板上に形成したＭＯＳＦＥＴであるＴＦＴで実現することもできる。上記スイッチとして、絶縁ゲート型電界効果トランジスタは一般に使用可能である。
本発明は、液晶表示装置の充放電部分に好適に使用することができる。
本発明の実施形態を示すものであり、絵素充放電回路の構成を示す回路ブロック図である。 マルチ絵素駆動を行う液晶表示装置において、補助容量配線の配設構成を示す平面図である。 補助容量配線における電圧波形の鈍り具合を示す波形図である。 （ａ）ないし（ｅ）は、補助容量配線の電位波形と走査信号との関係を説明するための波形図である。 補助容量配線への印加電圧信号を４値信号とした場合の、上記印加電圧信号と補助容量配線における電圧波形の鈍り具合を示す波形図である。 指標Ｒ２／Ｒ１と、輝度ムラを防止できるタイミングマージンとの関係を示すグラフである。 指標Ｒ２／Ｒ１と、図６の実験において補助容量配線の振幅波形の重畳による絵素電圧変化量が一定となるように調整した際のＶＨＨ、ＶＨ、ＶＬ、ＶＬＬとの関係を示すグラフである。 本発明の他の実施形態を示すものであり、絵素充放電回路の構成を示す回路ブロック図である。 図８の絵素充放電回路における補助容量配線の電位変化とスイッチのＯＮ／ＯＦＦとの関係を示すタイミングチャートである。 図８の絵素充放電回路のさらに具体的な構成を示す回路ブロック図である。 通常駆動とマルチ絵素駆動とにおける階調−輝度特性を示すグラフである。 マルチ絵素駆動を行う液晶表示装置の絵素構造を示す図である。 マルチ絵素駆動を行う液晶表示装置において、従来の駆動信号を示す波形図である。 図１２の絵素構造の等価回路を示す回路ブロック図である。 図１２の絵素構造に充放電を行う構成を示す回路ブロック図である。 図１２の絵素構造に充放電を行う他の構成を示す回路ブロック図である。 （ａ），（ｂ）は複数の絵素に渡る副絵素の配置例、（ｃ）は副絵素の形状例を示す平面図である。 本発明の実施形態を示すものであり、図１の絵素充放電回路の変形例の構成を示す回路ブロック図である。 本発明の実施形態を示すものであり、図１０の絵素充放電回路の第１の変形例の構成を示す回路ブロック図である。 本発明の実施形態を示すものであり、図１０の絵素充放電回路の第２の変形例の構成を示す回路ブロック図である。 本発明の実施形態を示すものであり、図１０の絵素充放電回路の第３の変形例の構成を示す回路ブロック図である。 本発明の実施形態を示すものであり、図１０の絵素充放電回路の第４の変形例の構成を示す回路ブロック図である。
符号の説明
１、１ａ、６１、６１ａ〜６１ｄ
絵素充放電回路（容量性負荷充放電装置）
２、２０、５２、５３、６２、６３、７３、８２、８３、９２
蓄積エネルギー調整部（蓄積エネルギー調整手段）
１０ 絵素
１０ａ 副絵素（第１の副絵素）
１０ｂ 副絵素（第２の副絵素）
２４ａ 補助容量配線（第１の補助容量配線）
２４ｂ 補助容量配線（第１の補助容量配線）

Claims (11)

  1. 互いに出力電位が異なる複数種類の定電圧源と、複数種類の前記定電圧源によって充放電が行われる容量性負荷とを備え、前記容量性負荷のいずれか一方の電圧印加端子に１つの前記定電圧源を高電位側電源として接続し、他方の電圧印加端子に１つの前記定電圧源を低電位側電源として接続することにより前記充放電を行う容量性負荷充放電装置において、
    前記定電圧源に、正極性電源であって吸い込み電源となるものと、負極性電源であって吐き出し電源となるものとの少なくとも一方を備え、前記吸い込み電源および前記吐き出し電源のうち備えられているものが、前記吸い込み電源にあっては少なくとも自身の蓄積エネルギーを廃棄して負側に調整し、前記吐き出し電源にあっては少なくとも自身の蓄積エネルギーを補充して正側に調整する、蓄積エネルギー調整手段を備えていることを特徴とする容量性負荷充放電装置。
  2. 前記定電圧源は正極性電源であって２種類あり、
    前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、
    前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、
    前記低電位側電源となる前記定電圧源が前記蓄積エネルギー調整手段を備えており、
    前記高電位側電源に接続される前記電圧印加端子と、前記低電位側電源に接続される前記電圧印加端子とを交互に切り替えて前記充放電を行うことを特徴とする請求項１に記載の容量性負荷充放電装置。
  3. 前記定電圧源は負極性電源であって２種類あり、
    前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、
    前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、
    前記高電位側電源となる前記定電圧源が前記蓄積エネルギー調整手段を備えており、
    前記高電位側電源に接続される前記電圧印加端子と、前記低電位側電源に接続される前記電圧印加端子とを交互に切り替えて前記充放電を行うことを特徴とする請求項１に記載の容量性負荷充放電装置。
  4. 前記定電圧源は正極性電源であって４種類あり、最も電位の高い前記定電圧源を第１の高電位側電源、次に電位の高い前記定電圧源を第２の高電位側電源、最も電位の低い前記定電圧源を第１の低電位側電源、次に電位の低い前記定電圧源を第２の低電位側電源とし、
    前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、
    前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、
    前記第１の低電位側電源および前記第２の高電位側電源がそれぞれ前記蓄積エネルギー調整手段を備えており、
    第１の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続し、第２の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続し、第３の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続し、第４の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するように、前記第１の補助容量配線および前記第２の補助容量配線の接続電源を切り替えて前記充放電を行うことを特徴とする請求項１に記載の容量性負荷充放電装置。
  5. 前記定電圧源は負極性電源であって４種類あり、最も電位の高い前記定電圧源を第１の高電位側電源、次に電位の高い前記定電圧源を第２の高電位側電源、最も電位の低い前記定電圧源を第１の低電位側電源、次に電位の低い前記定電圧源を第２の低電位側電源とし、
    前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、
    前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、
    前記第１の高電位側電源および前記第２の低電位側電源がそれぞれ前記蓄積エネルギー調整手段を備えており、
    第１の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続し、第２の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続し、第３の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続し、第４の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するように、前記第１の補助容量配線および前記第２の補助容量配線の接続電源を切り替えて前記充放電を行うことを特徴とする請求項１に記載の容量性負荷充放電装置。
  6. 前記定電圧源は３種類の正極性電源と１種類の負極性電源とがあり、最も電位の高い前記定電圧源を第１の高電位側電源、次に電位の高い前記定電圧源を第２の高電位側電源、最も電位の低い前記定電圧源を第１の低電位側電源、次に電位の低い前記定電圧源を第２の低電位側電源とし、
    前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、
    前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、
    前記第２の高電位側電源が前記蓄積エネルギー調整手段を備えており、
    第１の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続し、第２の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続し、第３の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続し、第４の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するように、前記第１の補助容量配線および前記第２の補助容量配線の接続電源を切り替えて前記充放電を行うことを特徴とする請求項１に記載の容量性負荷充放電装置。
  7. 前記定電圧源は２種類の正極性電源と２種類の負極性電源とがあり、最も電位の高い前記定電圧源を第１の高電位側電源、次に電位の高い前記定電圧源を第２の高電位側電源、最も電位の低い前記定電圧源を第１の低電位側電源、次に電位の低い前記定電圧源を第２の低電位側電源とし、
    前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、
    前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、
    前記第２の高電位側電源および前記第２の低電位側電源がそれぞれ前記蓄積エネルギー調整手段を備えており、
    第１の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続し、第２の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続し、第３の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続し、第４の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するように、前記第１の補助容量配線および前記第２の補助容量配線の接続電源を切り替えて前記充放電を行うことを特徴とする請求項１に記載の容量性負荷充放電装置。
  8. 前記定電圧源は１種類の正極性電源と３種類の負極性電源とがあり、最も電位の高い前記定電圧源を第１の高電位側電源、次に電位の高い前記定電圧源を第２の高電位側電源、最も電位の低い前記定電圧源を第１の低電位側電源、次に電位の低い前記定電圧源を第２の低電位側電源とし、
    前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、
    前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、
    前記第２の低電位側電源が前記蓄積エネルギー調整手段を備えており、
    第１の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続し、第２の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続し、第３の期間に前記第１の補助容量配線を前記第１の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第１の高電位側電源に接続し、第４の期間に前記第１の補助容量配線を前記第２の低電位側電源に接続するとともに前記第２の補助容量配線を前記第２の高電位側電源に接続するように、前記第１の補助容量配線および前記第２の補助容量配線の接続電源を切り替えて前記充放電を行うことを特徴とする請求項１に記載の容量性負荷充放電装置。
  9. 前記定電圧源は電位の高い順に第1から第ｎまでの前記高電位側電源と、電位の低い順に第1から第ｎまでの前記低電位側電源とがあり、
    前記容量性負荷は、液晶表示素子の１つの絵素を構成する第１の副絵素と第２の副絵素との補助容量および液晶容量が対向電極を介して直列に接続された回路であり、
    前記容量性負荷の電圧印加端子は、前記第１の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第１の補助容量配線と、前記第２の副絵素の前記補助容量の前記液晶容量と反対側の電極に接続される第２の補助容量配線とであり、
    前記第1の補助容量配線が第ｋ（ｋ＝１〜ｎ）の前記高電位側電源に接続される期間には前記第２の補助容量配線は第ｋの前記低電位側電源に接続され、
    前記第1の補助容量配線が第ｋ（ｋ＝１〜ｎ）の前記低電位側電源に接続される期間には前記第２の補助容量配線は第ｋの前記高電位側電源に接続されるように、前記第１の補助容量配線および前記第２の補助容量配線の接続電源を切り替えて前記充放電を行うことを特徴とする請求項１に記載の容量性負荷充放電装置。
  10. 前記第1の補助容量配線および前記第２の補助容量配線のそれぞれと各前記定電圧源との接続および遮断を行うＭＯＳＦＥＴを備えており、
    前記高電位側電源であって吸い込み電源となる前記定電圧源である高電位側吸い込み電源の接続および遮断を行う前記ＭＯＳＦＥＴと、前記第1の補助容量配線および前記第２の補助容量配線との間に、前記高電位側吸い込み電源から前記第1の補助容量配線または前記第２の補助容量配線へ向かって逆方向となるダイオードを備え、
    前記低電位側電源であって吐き出し電源となる前記定電圧源である低電位側吐き出し電源の接続および遮断を行う前記ＭＯＳＦＥＴと、前記前記第1の補助容量配線および前記第２の補助容量配線との間に、前記第1の補助容量配線または前記第２の補助容量配線から前記低電位側吐き出し電源へ向かって逆方向となるダイオードを備えていることを特徴とする請求項９に記載の容量性負荷充放電装置。
  11. 請求項２ないし１０のいずれかに記載の容量性負荷充放電装置を備えた前記液晶表示素子を備えていることを特徴とする液晶表示装置。
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