JP4282673B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明はスイッチング電源装置に関する。

従来より、ＣＤ（コンパクト・ディスク）やＭＤ（ミニ・ディスク）を再生するポータブル機器の電源回路には、１次側の電源電圧供給源である電池の電圧を設定電圧へ変換した電源出力電圧を２次側の負荷へ出力するために、スイッチング電源装置が採用されている。図１１に、従来のスイッチング電源装置の回路構成を示す（例えば、特許文献１参照。）。

図１１に示す従来のスイッチング電源装置は昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を採っており、１次側の電源電圧供給源ＢＴである電池からの電源入力電圧（電池電圧）ＶＩＮを、コイル駆動用トランジスタであるバイポーラトランジスタＴｒＡと電界効果トランジスタ（パワーＭＯＳＦＥＴ）ＴｒＢのスイッチング動作によって設定電圧へ昇圧して、２次側の負荷へ出力する。

図１１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ用のドライバＩＣ１０１のＦＢ端子には、抵抗Ｒ２、Ｒ３の分割比で検出される２次側の電源出力電圧ＶＯＵＴの検出電圧が入力される。また、ＶＤＤ端子には、ドライバＩＣ１０１の電源電圧として電源出力電圧ＶＯＵＴが入力される。また、ＯＵＴ端子からはコイル駆動用トランジスタのスイッチング動作を制御するパルス信号が出力される。図１２に、ＯＵＴ端子から出力されるパルス信号を示す。

ドライバＩＣ１０１は、ＦＢ端子に入力された検出電圧と内部基準電圧の差分を基に、ＯＵＴ端子から出力するパルス信号の‘Ｈ’レベルの期間（Ｔｏｎ）と‘Ｌ’レベルの期間（Ｔｏｆｆ）を制御して、電源出力電圧ＶＯＵＴを抵抗Ｒ２、Ｒ３で分圧した電圧値が内部基準電圧へ向けて収束するように負帰還動作する。また、ドライバＩＣ１０１は、ＯＵＴ端子から出力するパルス信号のパルス波高値Ｖｍを、ＶＤＤ端子電圧と略同電位にして出力する。

ＰＷＭパルス制御部１０２は、ドライバＩＣ１０１のＯＵＴ端子から出力されるパルス信号を抵抗Ｒ１により電流変換してバイポーラトランジスタＴｒＡのベース端子へ出力するとともに、電界効果トランジスタＴｒＢのゲート端子へそのパルス信号を直接出力する。バイポーラトランジスタＴｒＡと電界効果トランジスタＴｒＢは、パルス信号が‘Ｈ’レベルの期間（Ｔｏｎ）にオンし、‘Ｌ’レベルの期間（Ｔｏｆｆ）にオフする。

以下、この従来のスイッチング電源装置の動作について説明する。
まず、電源電圧供給源ＢＴの起動時には、ショットキー・バリア・ダイオードＤ１の順方向ダイオード電圧を０．２（Ｖ）とすると、ドライバＩＣ１０１のＶＤＤ端子に、
ＶＩＮ−０．２
の電圧が印加される。但し、ＶＩＮは電源入力電圧（電池電圧）である。

したがって、バイポーラトランジスタＴｒＡのベース−エミッタ間電圧をＶＢＥ、抵抗Ｒ１の抵抗値をＲ１とすると、起動時にバイポーラトランジスタＴｒＡのベース端子へ入力されるベース電流Ｉｂは、
Ｉｂ≒（ＶＩＮ−０．２−ＶＢＥ）／Ｒ１
となり、バイポーラトランジスタＴｒＡはスイッチング動作を開始する。

また、電界効果トランジスタＴｒＢのしきい値電圧をＶｔｈとすると、起動時の電源入力電圧（電池電圧）ＶＩＮが、
ＶＩＮ−０．２＜Ｖｔｈ
の関係にある場合、ドライバＩＣ１０１のＯＵＴ端子から出力されるパルス信号のパルス波高値Ｖｍとしきい値電圧Ｖｔｈの関係も同様であるので、起動直後は、しきい値電圧Ｖｔｈが大きい電界効果トランジスタＴｒＢはスイッチング動作を開始できない。

起動後、バイポーラトランジスタＴｒＡのスイッチング動作により電源出力電圧ＶＯＵＴが昇圧して、
ＶＯＵＴ≧Ｖｔｈ
の関係になると、ドライバＩＣ１０１のＯＵＴ端子から出力されるパルス信号のパルス波高値Ｖｍとしきい値電圧の関係も同様となるので、電界効果トランジスタＴｒＢがスイッチング動作を開始する。

以上のように、並列接続されたバイポーラトランジスタと電界効果トランジスタをコイル駆動用トランジスタとして備える従来のスイッチング電源装置は、起動時は先ずバイポーラトランジスタのスイッチング動作により２次側の電源出力電圧ＶＯＵＴを所定電圧（電界効果トランジスタのしきい値電圧）まで昇圧させ、その後は、主に電界効果トランジスタのスイッチング動作により２次側の電源出力電圧ＶＯＵＴを設定電圧へ昇圧させていた。

また、図１１では、ドライバＩＣ１０１の内部構成はわからないが、一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成は図４に示すようになり、電源出力電圧ＶＯＵＴは、電源出力電圧ＶＯＵＴを抵抗４１、４２で分圧した電圧値が基準電圧減４４の内部基準電圧Ｖａへ収束するように制御される。

しかしながら、従来のスイッチング電源装置の構成では、スタンバイモードと通常動作モードを有する電気機器に使用される場合であっても、スタンバイモード時と通常動作モード時で同一の回路によって電源入力電圧を設定電圧に変換することになる。つまり、同一の電流供給能力で同一の設定電圧を負荷へ供給することになる。そのため、２次側の負荷として、スタンバイモードと通常動作モードを有し、スタンバイモード時には通常動作モード時と比べて消費電流が小さくなるデバイス（例えば、マイクロ・コンピュータなど）が接続された場合であっても、従来のスイッチング電源装置の構成では、スタンバイモード時にスイッチング電源装置自体の消費電流を軽減させることができず、スタンバイモード時における電源電圧供給源（電池）からの消費電流（流出電流）を軽減させることができなかった。

また、通常動作モード時に電源入力として精度の良い一定電圧を必要とするデバイス（例えば、マイクロ・コンピュータなど）を２次側の負荷とし、時間の経過に伴って電圧が低下する電池を１次側の電源電圧供給源とした場合、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータのみからなる従来のスイッチング電源装置では、次の問題が発生する。すなわち、従来のスイッチング電源装置では、設定電圧に整流用のダイオードＤ１の順方向ダイオード電圧を加えた電圧よりも電池電圧が高いと、負荷へ供給する電源出力電圧が電池電圧からダイオードＤ１の順方向ダイオード電圧を引いた電圧へと吊り上ってしまう。そして、電池電圧が使用時間とともに下がると、それに伴って電源出力電圧も低下してしまい、通常動作モード時にデバイスへ所定の一定電圧を供給することができなかった。
特開２００１−６９７４９号公報

本発明は、上記問題点に鑑み、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータと昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを設け、スタンバイモード時には、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータが、通常動作モード時の設定電圧（第１の設定電圧）よりも低い設定電圧（第２の設定電圧）以上の電源出力電圧を負荷へ供給し、一方、通常動作モード時には、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータが、通常動作モード時の設定電圧（第１の設定電圧）を負荷へ供給する構成とすることにより、スタンバイモード時にスイッチング電源装置自体の消費電流を軽減でき、スタンバイモード時における電源電圧供給源からの消費電流（流出電流）を軽減させることができるとともに、通常動作モード時には電源電圧供給源の電圧に影響されない一定電圧を負荷へ供給することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

また、従来のスイッチング電源装置では、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路電源として２次側の電源出力電圧を用いているため、１次側の電源電圧供給源として電池を用いた場合、電池セット時における昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの電源電圧は、上記したように電池電圧からダイオードの順方向ダイオード電圧分ほど電圧降下した電圧となり、起動時（電池セット時）に必要な電池電圧の下限値がその順方向ダイオード電圧分ほど高くなるという問題があった。

そこで、本発明は、上記問題点に鑑み、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの電源電圧として電源電圧供給源からの電源入力電圧を直接用いることにより、起動時の電源入力電圧が低くても動作することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

また、図４に示すように一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは増幅器（エラーアンプ）を備えているため、従来のスイッチング電源装置では、スタンバイモード時にもこのエラーアンプにおける消費電流が発生する。

そこで、本発明は、上記問題点に鑑み、スタンバイモード時に動作する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を、一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータに対して増幅器（エラーアンプ）を含まない構成とすることにより（図１と図５を参照）、スタンバイモード時にエラーアンプにおいて発生する消費電流を削減することができ、スタンバイモード時における電源電圧供給源からの消費電流（流出電流）を軽減させることができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明の請求項１記載のスイッチング電源装置は、電源電圧供給源に接続される入力端子と、通常動作モードとスタンバイモードを有する負荷に接続される出力端子と、前記通常動作モード時に、前記電源電圧供給源からの電源入力電圧を第１の設定電圧に変換した電源出力電圧を前記負荷へ供給する昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記スタンバイモード時に、電源出力電圧が前記第１の設定電圧より低い第２の設定電圧以下であると、前記電源入力電圧を前記第２の設定電圧に変換した電源出力電圧を前記負荷へ供給し、電源出力電圧が前記第２の設定電圧を上回ると、前記第２の設定電圧への変換動作を行うことなく前記電源入力電圧を通過させた電源出力電圧を前記負荷へ供給する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記通常動作モード時に前記昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を前記出力端子へ出力し、前記スタンバイモード時に前記昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を前記出力端子へ出力するモード切換スイッチと、を具備することを特徴とする。

本発明の請求項２記載のスイッチング電源装置は、請求項１記載のスイッチング電源装置であって、前記昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、その電源電圧として前記電源入力電圧を用いることを特徴とする。

本発明の請求項３記載のスイッチング電源装置は、請求項１もしくは２のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源出力電圧を検出して検出電圧を出力する検出回路と、三角波信号を出力する三角波発生回路と、前記検出回路の検出電圧と前記三角波発生回路からの三角波信号を比較して比較結果信号を出力する比較器と、前記比較器からの比較結果信号に従ってスイッチング動作するスイッチング素子と、一端に前記電源入力電圧が印加され、他端が前記スイッチング素子のスイッチング動作によって駆動されるコイルと、前記コイルの出力を整流するダイオードと、を有し、前記スタンバイモード時に、前記ダイオードによって整流された前記コイルの出力が前記出力端子へ出力されることを特徴とする。

本発明の請求項４記載のスイッチング電源装置は、請求項３記載のスイッチング電源装置であって、前記昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記通常動作モード時に前記スイッチング素子をオフ状態で停止させる回路をさらに具備することを特徴とする。

本発明によれば、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータと昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを設け、スタンバイモード時には、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータが、通常動作モード時の設定電圧（第１の設定電圧）よりも低い設定電圧（第２の設定電圧）以上の電源出力電圧を負荷へ供給し、一方、通常動作モード時には、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータが、通常動作モード時の設定電圧（第１の設定電圧）を負荷へ供給する構成としたので、スタンバイモード時にスイッチング電源装置自体の消費電流を軽減でき、スタンバイモード時における電源電圧供給源からの消費電流を軽減させることができる。したがって、１次側の電源電圧供給源として電池を用いるような電気機器で使用される場合、電池寿命を長くすることができる。さらに、電池がセットされたまま放置されている状態になるとスタンバイモードが設定されるデバイスが２次側の負荷の場合、スタンバイモード時に電池からの消費電流（流出電流）が多いと電池電圧が低下して電池の液漏れが発生するおそれがあるが、本発明によれば、スタンバイモード時の電池からの消費電流を軽減できるので、電池の液漏れを防止し、電池の液漏れによる電気機器の品質面での不具合を防止できる。

また、本発明によれば、通常動作モード時には、電源電圧供給源からの電源入力電圧を昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータにより設定電圧（第１の設定電圧）へ変換するので、電源電圧供給源の電圧に影響されない一定電圧を負荷へ供給することができる。

また、本発明によれば、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの電源電圧として電源電圧供給源からの電源入力電圧を直接用いるので、１次側の電源電圧供給源として電池を用いた場合、電池セット時（起動時）の電池電圧が低くても動作することができる。

すなわち、従来のスイッチング電源装置では、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路電源として２次側の電源出力電圧を用いるので（図１１参照。）、１次側の電源電圧供給源として電池を用いた場合、電池セット時における昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの電源電圧は、電池電圧からダイオードの順方向ダイオード電圧分ほど電圧降下した電圧となるが、本発明によれば、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの電源電圧として電池電圧を直接用いるので、起動時に必要な電池電圧の下限値を従来のスイッチング電源装置よりも低くすることができる。

また、前述したように従来のスイッチング電源装置では２次側の電源出力電圧を昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路電源として用いるので、１次側の電源電圧供給源として電池を用いた場合、より低い電池電圧で起動できるように、整流用のダイオードとして順方向ダイオード電圧の小さいショットキー・バリア・ダイオードを使用していたが、本発明によれば、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの電源電圧として電池電圧を直接用いるので、安価なダイオードを整流用のダイオードに用いることが可能となる。また、整流用のダイオードとしてショットキー・バリア・ダイオードを使用しないので、半導体集積回路を用いて昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する場合、半導体集積回路に整流用のダイオードを内蔵させることが可能となる。

また、本発明によれば、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータが、一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータに対して増幅器（エラーアンプ）を含まない構成となっている（図１と図５を参照）。したがって、スタンバイモード時にエラーアンプにおいて発生する消費電流を軽減することができる。

また、本発明によれば、通常動作モード時に昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ内蔵のスイッチング素子のスイッチング動作をオフ状態で停止させることができるので、通常動作モード時において、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ内蔵のスイッチング素子がオンする誤動作を防止でき、電源電圧供給源からの消費電流を軽減できるとともに、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ内蔵のスイッチング素子のスイッチング動作による他の回路への悪影響を回避することができる。

以下、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置について、図面を参照しながら説明する。当該スイッチング電源装置は、１次側電源電圧供給源として電池を用いるような電気機器に使用される。

図１は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す図である。
図１において、マイクロ・コンピュータ１は、当該スイッチング電源装置の２次側出力端子（図示せず）に接続されている負荷であり、当該スイッチング電源装置を使用する電気機器に内蔵されている。１次側の電源電圧供給源２は、当該スイッチング電源装置の１次側入力端子（図示せず）に接続されており、本実施の形態では電池である。また、電気機器としては、通常動作モードとスタンバイモードを有し、電池がセットされたまま放置されるような状態になるとスタンバイモードが設定され、マイクロ・コンピュータ１のほとんどの回路を停止させて、残った一部の回路動作させておく仕様のものを想定している。

ここで、マイクロ・コンピュータ１の当該スイッチング電源装置からの電源入力の仕様について説明する。スタンバイモード時には、マイクロ・コンピュータ１における消費電流が小さいため電流供給能力は小さくてよく（例えば、５０μＡ）、また通常動作モード時に必要な第１の設定電圧より低い第２の設定電圧以上が印加されていればよいものとする（例えば、２Ｖ以上）。一方、通常動作モード時には、マイクロ・コンピュータ１における消費電流が大きいため電流供給能力は大きい必要があり（例えば、最大１００ｍＡ）、また電源電圧供給源（電池）２の電圧変動に影響されない一定電圧（第１の設定電圧）を印加する必要があるものとする（例えば、２．５Ｖ）。

出力平滑コンデンサ３は、当該スイッチング電源装置の２次側出力端子とＧＮＤ（接地）間に接続され、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ４もしくは昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ５からの出力を平滑化しその平均電力を負荷（マイクロ・コンピュータ１）へ供給する。

モード切換信号出力回路６は、電気機器（マイクロ・コンピュータ１）がスタンバイモードか通常動作モードかを示すモード切換信号を出力する。ここでは、モード切換信号は、スタンバイモードか通常動作モードかによって電位が切り換わる２値信号であり、スタンバイモード時に‘Ｈ’レベルとなり通常動作モード時に‘Ｌ’レベルとなる。なお、モード切換信号出力回路は、電気機器に内蔵され、マイクロ・コンピュータ１をスタンバイモードもしくは通常動作モードに設定する回路を流用する。

昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、通常動作モード時に、電源電圧供給源２からの電源入力電圧ＶＩＮを第１の設定電圧に変換した電源出力電圧ＶＯＵＴをマイクロ・コンピュータ１へ供給する。

昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ５は、スタンバイモード時に、マイクロ・コンピュータ１へ供給される電源出力電圧ＶＯＵＴが第１の設定電圧より低い第２の設定電圧以下であると、電源電圧供給源２からの電源入力電圧ＶＩＮを第２の設定電圧に変換した電源出力電圧ＶＯＵＴを出力して、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ４と比べて小さい電流供給能力でマイクロ・コンピュータ１へ供給する。一方、電源出力電圧ＶＯＵＴが第２の設定電圧を上回ると、第２の設定電圧への変換動作を行うことなく電源入力電圧ＶＩＮを通過させて、出力平滑コンデンサ３へ印加する。また、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ５は、その電源電圧として電源電圧供給源２からの電源入力電圧ＶＩＮを直接用いている。

モード切換スイッチ７は、Ａ接点とＢ接点を有し、モード切換信号出力回路６からのモード切換信号に従って、スタンバイモード時にはＡ接点に接続して昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ５の電源出力電圧をマイクロ・コンピュータ１へ供給し、通常動作モード時にはＢ接点に接続して昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ４の電源出力電圧をマイクロ・コンピュータ１へ供給する。

以上の構成により、スタンバイモード時には消費電流の小さい昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータによりマイクロ・コンピュータ１（負荷）へ給電するので、スタンバイモード時にスイッチング電源装置自体の消費電流を軽減できる。

すなわち、従来のスイッチング電源装置は、スタンバイモード時と通常動作モード時で同一の回路によって電源入力電圧を設定電圧に変換していた。つまり、同一の電流供給能力で同一の設定電圧を負荷へ供給していたので、通常動作モード時よりもスタンバイモード時の方が消費電流の小さい負荷へ給電する場合であっても、スタンバイモード時にスイッチング電源装置自体の消費電流を軽減させることができず、そのため、スタンバイモード時における電源電圧供給源からの消費電流（流出電流）を軽減させることができなかった。これに対して、本実施の形態では、上述したようにスタンバイモード時にスイッチング電源装置自体の消費電流を軽減させることができるので、スタンバイモード時における電源電圧供給源からの消費電流を軽減させることができる。したがって、スイッチング電源装置を含む電気機器の仕様として、スタンバイモード時における電源電圧供給源からの消費電流を小さく設定することが可能となる（例えば、電源電圧供給源が２．４Ｖ時に２００μＡ）。

このように、本実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、スタンバイモード時に１次側の電源電圧供給源からの消費電流を軽減でき、電源電圧供給源として電池を用いた場合、電池寿命を長くすることができる。

さらに、電池がセットされたまま放置されている状態になるとスタンバイモードが設定されるデバイスが負荷の場合、スタンバイモード時に電池からの消費電流（流出電流）が多いと電池電圧が低下して電池の液漏れが発生するおそれがあるが、本実施の形態によれば、スタンバイモード時の電池からの消費電流を軽減できるので、電池の液漏れを防止し、電池の液漏れによる電気機器の品質面での不具合を防止できる。

また、当該スイッチング電源装置は、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ５の電源電圧として電源電圧供給源２からの電源入力電圧ＶＩＮを直接用いるので、１次側の電源電圧供給源として電池を用いた場合、電池セット時（起動時）の電池電圧が低くても動作することができる。

すなわち、従来のスイッチング電源装置では、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路電源として２次側の電源出力電圧を用いていたので、１次側の電源電圧供給源として電池を用いた場合、電池セット時における昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの電源電圧は、電池電圧から整流用のダイオード（ショットキー・バリア・ダイオード）の順方向ダイオード電圧分ほど降下した電圧となるが、本実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの電源電圧として電池電圧を直接用いるので、起動時に必要な電池電圧の下限値を従来のスイッチング電源装置よりも低くすることができる。

また、通常動作モード時には、電源電圧供給源２からの電源入力電圧ＶＩＮを昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ４により設定電圧（第１の設定電圧）へ変換するので、電源電圧供給源（電池）２の電圧レベルに影響されない一定電圧を負荷へ供給することができる。

すなわち、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータのみからなる従来のスイッチング電源装置では、１次側の電源電圧供給源として使用時間とともに電圧が下がる電池を用いた場合、設定電圧に整流用のダイオードの順方向ダイオード電圧を加えた電圧よりも電池電圧が高いと通常動作モード時に負荷へ供給する電源出力電圧が電池電圧から整流用のダイオードの順方向ダイオード電圧を引いた電圧へと吊り上り、また使用時間とともに電源出力電圧が低下するが、本実施の形態では、通常動作モード時に昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いるので、設定電圧にダイオードの順方向ダイオード電圧を加えた電圧よりも電池電圧が高くても、また使用時間とともに電池電圧が変動しても、変動の少ない一定電圧（第１の設定電圧）を負荷へ供給することが可能となる。

続いて、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ５の内部構成について説明する。
図１において、抵抗８と電流源９はマイクロ・コンピュータ１へ供給される電源出力電圧ＶＯＵＴを検出して検出電圧を出力する検出回路１０を構成する。また、三角波発生回路１１は所定の波高値で所定の周波数の三角波信号を出力する。

比較器１２は検出回路１０の検出電圧を反転入力端子へ入力するとともに三角波発生回路１１からの三角波信号を非反転入力端子へ入力し、両者を比較して比較結果信号を出力する。具体的には、三角波信号が検出電圧を上回る期間は‘Ｈ’レベルとなり、三角波信号が検出電圧を下回る期間は‘Ｌ’レベルとなるパルス信号を出力する。

比較器１２の比較結果信号は２入力のＡＮＤ回路１３の一端へ入力される。またＡＮＤ回路１３の他端にはモード切換信号出力回路６からのモード切換信号が入力される。ＡＮＤ回路１３の出力はコイル駆動用のスイッチング素子であるＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ）１４のゲート端子に入力される。このＡＮＤ回路１３の出力がＭＯＳトランジスタ１４の駆動信号となる。

スタンバイモード時にはモード切換信号が‘Ｈ’レベルとなるので、ＭＯＳトランジスタ１４は比較器１１からの比較結果信号に従ってスイッチング動作する。つまり、比較結果信号は、ＭＯＳトランジスタ１４のスイッチング動作を制御する信号であり、本実施の形態では、三角波信号が検出電圧を上回る期間にはスイッチング素子をオンさせ、三角波信号が検出電圧を下回る期間にはオフさせる。

一方、ＭＯＳトランジスタ１４のドレイン端子には、他端に電源電圧供給源２からの電源入力電圧ＶＩＮが印加されるコイル１５が接続されるとともにダイオード１６が接続され、ソース端子は接地される。また、ダイオード１６は、スタンバイモード時にモード切換スイッチ７を介して出力平滑コンデンサ３に接続される。

ＭＯＳトランジスタ１４はそのスイッチング動作により、コイル１５のＭＯＳトランジスタ１４との接続端を駆動し、ダイオード１６はその接続端からの出力電圧を整流する。つまり、ＭＯＳトランジスタ１４がスイッチング動作すると、オン期間にはコイル１５に電源電圧供給源２からのエネルギが蓄えられ、オフ期間にはコイル１５に蓄積されたエネルギがダイオード１６を介して出力平滑コンデンサ３へ放出される。

本実施の形態では、スタンバイモード時にスイッチング電源装置（昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ５）自体の消費電流が小さくなるように、抵抗８の抵抗値と電流源９の電流値と三角波信号の上限値を設定している。詳しくは、マイクロ・コンピュータ１における消費電流が殆どない場合の検出回路１０の検出電圧（電源出力電圧ＶＯＵＴに対応する。）が三角波信号の上限値（第２の設定電圧に対応する。）とほぼ一致するように設定している。

続いて、モード切換信号出力回路６からスタンバイモードを示すモード切換信号（‘Ｈ’レベルの信号）が出力されている場合の動作について、マイクロ・コンピュータ１における消費電流が殆ど無い場合と多少ある場合（５０μＡ程度）に分けて説明する。

マイクロ・コンピュータ１における消費電流が殆どない場合、上記したように、検出回路１０の検出電圧と三角波発生回路１１からの三角波信号の上限値はほぼ一致し、電源出力電圧ＶＯＵＴは第２の設定電圧となる。そのため、図２に示すように、ＭＯＳトランジスタ１４がオンする期間（比較器１２からの比較結果信号が‘Ｈ’レベルとなる期間）は極めて短くなり、負荷（マイクロ・コンピュータ１）へ出力される平均電流（負荷電流）も殆ど無い状態となる。また、電源出力電圧ＶＯＵＴは、三角波信号の上限値をＶ１１ｍａｘ、抵抗８の抵抗値をＲ８、電流源９の電流値をＩ９とすると、
ＶＯＵＴ≒Ｖ１１ｍａｘ＋（Ｒ８×Ｉ９）
となる。

一方、マイクロ・コンピュータ１における消費電流が多少ある場合（５０μＡ程度）は出力平滑コンデンサ３の電圧（電源出力電圧ＶＯＵＴ）が低下するので、検出回路１０の検出電圧も小さくなる。そのため、図３に示すように、ＭＯＳトランジスタ１４がオンする期間は長くなり、負荷へ出力される平均電流（負荷電流）も大きくなるので、マイクロ・コンピュータ１における消費電流が殆ど無い場合と比べて電流供給能力が大きくなる。

なお、マイクロ・コンピュータ１における消費電流が殆ど無い状態と消費電流が多少ある状態との間の電源出力電圧ＶＯＵＴの変動幅、すなわち検出回路１０の検出電圧の変動幅は、三角波信号の振幅に依存する。つまり、三角波発生回路１１から出力される三角波信号の発振周波数は一定であるので、その振幅を小さくすれば、検出電圧の小さな変動でもＭＯＳトランジスタ１４のオン期間を十分長くでき、電流供給能力を大きくできる。したがって、電源出力電圧ＶＯＵＴの変動幅も小さくなる。そこで、本実施の形態では、マイクロ・コンピュータ１における消費電流の電源出力電圧ＶＯＵＴへの影響を少なくするため、三角波発生回路１１から出力される三角波信号の振幅は小さく設定する。例えば、三角波信号の上限値を１．１Ｖ、下限値を０．９Ｖとすると検出電圧の変動幅は最大０．２Ｖ程度となり、出力電圧ＶＯＵＴの変動幅も小さくできる。

また、スタンバイモード時の第２の設定電圧をＶ２、ダイオード１６がオンする時の電圧（順方向ダイオード電圧）をＶＦとすると、電源電圧供給源２の電圧ＶＩＮが
ＶＩＮ＞Ｖ２＋ＶＦ
で示す関係にある場合、電源出力電圧ＶＯＵＴは、
ＶＯＵＴ≒ＶＩＮ−ＶＦ
の関係を保ち、第２の設定電圧Ｖ２より大きくなり、ＭＯＳトランジスタ１４のスイッチング動作は停止した状態となるが、スタンバイモード時におけるマイクロ・コンピュータ１の電源入力の仕様は前述のように第２の設定電圧Ｖ２以上が印加されていれば良いため問題ない。

次に、本実施の形態における昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ５と一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの違いについて説明する。図４に一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す。

図４において、抵抗４１、４２は、この一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの電源出力電圧ＶＯＵＴを分圧した検出電圧を出力する検出回路４３を構成する。また、基準電圧源４４は内部基準電圧を出力する。

増幅器（エラーアンプ）４５の非反転入力端子には基準電圧源４４の内部基準電圧が入力され、反転入力端子には検出回路４３の検出電圧が入力される。また、この増幅器４５は、その出力が抵抗４６とコンデンサ４７を介して反転入力端子へ帰還される負帰還型の差動増幅器となっている。この構成により、増幅器４５は内部基準電圧と検出電圧の差分を所定の増幅率で増幅した誤差電圧信号を出力する。

比較器４８は増幅器４５からの誤差増幅信号を非反転入力端子へ入力するとともに三角波発生回路４９からの三角波信号を反転入力端子へ入力し、両者を比較して比較結果信号を出力する。具体的には、誤差増幅信号の電圧が三角波信号を上回る期間は‘Ｈ’レベルとなり、誤差増幅信号の電圧が三角波信号を下回る期間は‘Ｌ’レベルとなるパルス信号を出力する。この比較結果信号は、コイル駆動用のスイッチング素子であるＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ）５０のゲート端子に入力される。ＭＯＳトランジスタ５０は、比較器４８からの比較結果信号に従ってスイッチング動作する。

つまり、比較結果信号は、ＭＯＳトランジスタ５０のスイッチング動作を駆動制御する信号であり、ここでは、誤差増幅信号の電圧が三角波信号を上回る期間にはスイッチング素子をオンさせ、誤差増幅信号の電圧が三角波信号を下回る期間にはオフさせる。

一方、ＭＯＳトランジスタ５０のドレイン端子には、他端に電源電圧供給源（電池）５１からの電源入力電圧ＶＩＮが印加されるコイル５２が接続されるとともにダイオード５３が接続され、ソース端子は接地される。また、ダイオード５３は出力平滑コンデンサ５４に接続される。

ＭＯＳトランジスタ５０はそのスイッチング動作により、コイル５２のＭＯＳトランジスタ５０との接続端を駆動し、ダイオード５３はその接続端からの出力を整流する。つまり、ＭＯＳトランジスタ５０がスイッチング動作すると、オン期間にはコイル５２に電源電圧供給源５１からのエネルギが蓄えられ、オフ期間にはコイル５２に蓄積されたエネルギがダイオード５３を介して出力平滑コンデンサ５４へ放出される。

このように、一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、２次側からフィードバックされた電源出力電圧ＶＯＵＴを検出回路４３にて検出し、検出回路４３の検出電圧と基準電圧源４４の内部基準電圧との差分を増幅した誤差増幅信号を三角波発生回路４９からの三角波信号と比較して、図５に示すように、比較結果信号を出力する。すなわち、電源出力電圧ＶＯＵＴが低下し誤差増幅信号が上昇する程、比較結果信号の‘Ｈ’レベルの期間、つまりＭＯＳトランジスタ５０のオン期間が長くなるようにすることで、電源出力電圧ＶＯＵＴを設定電圧へ収束させる。

具体的には、基準電圧源４４の電圧をＶａ、抵抗４１、４２の抵抗値をＲ４１、Ｒ４２とすると、この一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの電源出力電圧ＶＯＵＴは、下式で定まる値へと収束していく。

ＶＯＵＴ≒Ｖａ×{（Ｒ４１＋Ｒ４２）／Ｒ４２}
すなわち、電源出力電圧ＶＯＵＴが低くなる程、誤差増幅信号のレベルは大きくなり、比較結果信号の‘Ｈ’レベルの期間が長くなって、ＭＯＳトランジスタ５０がオンしている期間が長くなり、電源出力電圧ＶＯＵＴは上昇しようとする。また、同様に、電源出力電圧ＶＯＵＴが高くなる程、誤差増幅信号のレベルは小さくなり、比較結果信号の‘Ｈ’レベルの期間が短くなって、ＭＯＳトランジスタ５０がオンしている期間が短くなり、電源出力電圧ＶＯＵＴは低下しようとする。以上のような動作により、電源出力電圧ＶＯＵＴは上記の式で定まる値に収束する。

以上、図４に示す一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明したが、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ５の構成は、図１に示すように、一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータに対して増幅器（エラーアンプ）を含まない構成となっている。したがって、スタンバイモード時にエラーアンプにおいて発生する消費電流を軽減することができるので、１次側の電源電圧供給源として電池を用いた場合、電池寿命を伸ばすことができ、さらに、電池の液漏れによる電気機器の品質面での不具合も改善できる。

また、前述したように従来のスイッチング電源装置では電源出力電圧ＶＯＵＴを昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路電源として用いていたので、１次側の電源電圧供給源として電池を用いる場合、より低い電池電圧で起動できるように、整流用のダイオードとして順方向ダイオード電圧の小さいショットキー・バリア・ダイオード（順方向ダイオード電圧；０．２Ｖ程度）を使用していたが、本実施の形態では電池電圧を直接用いるので、安価なシリコン・ダイオード（順方向ダイオード電圧；０．６〜０．７Ｖ程度）を用いることが可能となる。また、整流用のダイオードとしてショットキー・バリア・ダイオードを使用しないので、半導体集積回路を用いて昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する場合、半導体集積回路に整流用のダイオードを内蔵させることが可能となる。

また、ＡＮＤ回路１３によれば、通常動作モード時にコイル駆動用のＭＯＳトランジスタ１４のスイッチング動作をオフ状態で停止させることができる。つまり、通常動作モード時にはモード切換信号が‘Ｌ’レベルとなるので、ＭＯＳトランジスタ１４のゲート端子には常に‘Ｌ’レベルの信号が入力され、オフ状態でスイッチング動作が停止する。したがって、通常動作モード時において、ＭＯＳトランジスタ１４がオンする誤動作を防止でき、電源電圧供給源２からの消費電流を軽減できるとともに、ＭＯＳトランジスタ１４のスイッチング動作による他の回路への悪影響を回避することができる。

なお、本実施の形態では、スタンバイモード時において、電源電圧供給源２からの電源入力電圧ＶＩＮが第２の設定電圧にダイオード１６の順方向ダイオード電圧を加えた電圧を上回る場合には、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ５内蔵のダイオード１６を介した電源入力電圧ＶＩＮを出力平滑コンデンサ３へ印加するようにしたので、この場合のマイクロ・コンピュータ１への電源出力電圧ＶＯＵＴは電源入力電圧ＶＩＮからダイオード１６の順方向ダイオード電圧分ほど電圧降下した電圧へと吊り上げられる。そのため、マイクロ・コンピュータ１のスタンバイモード時における仕様に注意する必要がある。

続いて、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ４の内部構成について図６を用いて説明する。但し、図６には、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ４の内部構成を主として通常動作モード時に活用する構成のみについて記載しており、電源電圧供給源２と出力平滑コンデンサ３とモード切換信号出力回路６とモード切換スイッチ７と三角波発生回路１１は図１を用いて説明した部材と同一である。

図６において、モード切換スイッチ７は、前述したように、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ４が動作する通常動作モード時にはＢ接点に接続して昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ４の電源出力電圧をマイクロ・コンピュータ１へ供給する。

パルス制御部６１は、電源電圧供給源２からの電源入力電圧ＶＩＮを第１の設定電圧へ変換するコイル駆動用のスイッチング素子であるＭＯＳトランジスタ７７〜８０のスイッチング動作を制御する。出力平滑コンデンサ３は、そのスイッチング動作で得られたコイル８１の誘起電圧を平滑化して直流電圧に変換する。なお、パルス制御部６１は２次側の電源出力電圧ＶＯＵＴを電源電圧としており、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータのその他の回路については電源電圧供給源２の電圧を直接電源電圧としている。

パルス制御部６１内部の抵抗６２、６３は、負荷（マイクロ・コンピュータ１）へ供給される電源出力電圧ＶＯＵＴを分圧した検出電圧を出力する検出回路６４を構成する。また、基準電圧源６５は内部基準電圧を出力する。

増幅器（エラーアンプ）６６の非反転入力端子には基準電圧源６５の内部基準電圧が入力され、反転入力端子には検出回路６４の検出電圧が入力される。また、この増幅器６６は、その出力が抵抗６７とコンデンサ６８を介して反転入力端子へ帰還される負帰還型の差動増幅器となっている。この構成により、増幅器６６は内部基準電圧と検出電圧の差分を所定の増幅率で増幅した誤差電圧信号を出力する。

第１の比較器６９は降圧用であり、増幅器６６からの誤差増幅信号を反転入力端子へ入力するとともに三角波発生回路７０からの三角波信号を非反転入力端子へ入力し、両者を比較して降圧用の比較結果信号を出力する。具体的には、三角波信号が誤差増幅信号の電圧を上回る期間は‘Ｈ’レベルとなり、三角波信号が誤差増幅信号の電圧を下回る期間は‘Ｌ’レベルとなるパルス信号を出力する。この降圧用の比較結果信号が、降圧用のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する信号となる。

一方、第２の比較器７１は昇圧用であり、増幅器６６からの誤差増幅信号を非反転入力端子へ入力するとともに三角波発生回路７０からの三角波信号を反転回路７２によって反転した信号（反転三角波信号）を反転入力端子へ入力し、両者を比較して昇圧用の比較結果信号を出力する。具体的には、誤差増幅信号の電圧が反転三角波信号を上回る期間は‘Ｈ’レベルとなり、誤差増幅信号の電圧が反転三角波信号を下回る期間は‘Ｌ’レベルとなるパルス信号を出力する。この昇圧用の比較結果信号が、昇圧用のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する信号となる。

また、出力端子電圧検出回路７３は、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの２次側の電源出力電圧ＶＯＵＴを検出しその電圧に応じて回路動作を切り換える回路動作切換信号を出力する。すなわち、電源出力電圧ＶＯＵＴがある所定電圧以下では（例えば、１．８Ｖ以下で通常は０．１Ｖ程度のヒステリシスをつける）、起動用の回路動作へ切り換える信号を出力する。一方、所定電圧を超えると、パルス制御部６１によって電源入力電圧ＶＩＮを第１の設定電圧へ変換する通常の回路動作へ切り換える信号を出力する。

起動用切換回路７４は、出力端子電圧検出回路７３から通常の回路動作へ切り換える信号を受けると、比較器６９、７１からの昇圧用および降圧用の比較結果信号を出力する。一方、起動用の回路動作へ切り換える信号を受けると、降圧用の比較器６９の出力に代えて、ＧＮＤレベルの信号（‘Ｌ’レベルの信号）を出力し、昇圧用の比較器７１の出力に代えて、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ５内部の三角波発生回路１１からのパルス信号（起動用のパルス信号）を出力する。三角波発生回路１１は、例えば三角波信号の立ち下がり期間に‘Ｈ’レベルとなるパルス信号（例えば、デューティ２５％）を出力する機能を有する。

出力トランジスタ駆動用のＤＣ／ＤＣコンバータ７５は、電源電圧供給源２からの電源入力電圧ＶＩＮを昇圧した電圧をレベルシフト回路７６に電源供給して、スイッチング素子である第１ないし第４のＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ）７７〜８０が充分低いオン抵抗で駆動できるようにする。

レベルシフト回路７６は、起動用切換回路７４からの信号の‘Ｈ’レベルをＤＣ／ＤＣコンバータ７５から出力された電圧レベルへ変換するとともに、降圧用の比較結果信号もしくはＧＮＤレベルの信号を第１のＭＯＳトランジスタ７７のゲート端子へ出力し、その反転信号を第２のＭＯＳトランジスタ７８のゲート端子へ出力し、昇圧用の比較結果信号もしくは起動用のパルス信号を第３のＭＯＳトランジスタ７９のゲート端子へ出力し、その反転信号を第４のＭＯＳトランジスタ８０のゲート端子へ出力する。

第１と第２のＭＯＳトランジスタ７７、７８は降圧用のスイッチング素子であり、第１のＭＯＳトランジスタ７７のソース端子は接地され、第２のＭＯＳトランジスタ７８のドレイン端子には電源電圧供給源２からの電源入力電圧ＶＩＮが印加され、第１のＭＯＳトランジスタ７７のドレイン端子と第２のＭＯＳトランジスタ７８のソース端子が接続され、その接続点にコイル８１の一端が接続される。

一方、第３と第４のＭＯＳトランジスタ７９、８０は昇圧用のスイッチング素子であり、第３のＭＯＳトランジスタ７９のソース端子は接地され、第４のＭＯＳトランジスタ８０のドレイン端子はモード切換スイッチ７を介して出力平滑コンデンサ３と接続され、第３のＭＯＳトランジスタ７９のドレイン端子と第４のＭＯＳトランジスタ８０のソース端子が接続され、その接続点にコイル８１の他端が接続される。

このように、この昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータの構成となっており、降圧モード時には、ＭＯＳトランジスタ７７、７８により電源電圧供給源２からの電源入力電圧ＶＩＮを第１の設定電圧へ変換し、昇圧モード時には、ＭＯＳトランジスタ７９、８０により電源電圧供給源２からの電源入力電圧ＶＩＮを第１の設定電圧へ変換する。一方、起動時のパルス制御部６１の電源電圧は電源電圧供給源２の電圧となるが、１次側の電源電圧供給源として電池を用いる場合、起動時（電池セット時）において、電池電圧が、パルス制御部６１が充分スイッチング制御可能となる電圧より低い場合には、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、三角波発生回路１１からの起動用パルス信号により昇圧用のＭＯＳトランジスタ７９、８０を強制的にスイッチング動作させ、電源出力電圧ＶＯＵＴをパルス制御部６１が充分スイッチング制御可能な電圧まで昇圧させる。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ７５とレベルシフト回路７６にはモード切換信号出力回路６からのモード切換信号が入力されており、スタンバイモード時にモード切換信号出力回路６から‘Ｈ’レベルの信号が入力されると、レベルシフト回路７６の電源電圧となる電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータ７５は動作を停止し、同時にレベルシフト回路７６はＭＯＳトランジスタ７７〜８０のゲート端子へ‘Ｌ’レベルの信号を出力してＭＯＳトランジスタ７７〜８０をオフ状態で停止させる。したがって、スタンバイモード時において、ＭＯＳトランジスタ７７〜８０がオンする誤動作を防止でき、電源電圧供給源２からの消費電流を軽減できるとともに、このＭＯＳトランジスタ７７〜８０のスイッチング動作による他の回路への悪影響を回避することができる。

続いて、この昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作について説明する。
起動時には、レベルシフト回路７６は、第１のＭＯＳトランジスタ７７と第３のＭＯＳトランジスタ７９へ‘Ｌ’レベルの信号（スイッチング素子をオフ状態で停止させる信号）を出力し、第２のＭＯＳトランジスタ７８と第４のＭＯＳトランジスタ８０へその反転信号である‘Ｈ’レベルの信号（スイッチング素子をオン状態で停止させる信号）を出力する。

セットされた電池の電圧が低く、起動時の電源出力電圧ＶＯＵＴが所定電圧以下である場合、出力端子電圧検出回路７３は起動用の回路動作へ切り換える信号を出力する。起動用切換回路７４はその信号を受けて、ＧＮＤレベルの信号（‘Ｌ’レベルの信号）と、三角発生回路１１からの起動用のパルス信号を出力する。

図７に、起動時の電源出力電圧ＶＯＵＴが出力端子電圧検出回路７３で設定した所定電圧以下の場合の動作波形図を示す。起動用切換回路７４からは、図７に示すように、起動用のパルス信号が出力されるとともに、降圧用の比較結果信号に代えて起動用の‘Ｌ’レベルの信号（スイッチング素子をオフ状態で停止させる信号）が出力される。

レベルシフト回路７６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７５からの出力を受けてレベルシフト（電圧変換）した起動用パルス信号を第３のＭＯＳトランジスタ７９へ出力し、その反転パルス信号を第４のＭＯＳトランジスタ８０へ出力するとともに、降圧用の比較結果信号に代えて入力された‘Ｌ’レベルの信号を第１のＭＯＳトランジスタ７７へ出力し、その信号を反転した‘Ｈ’レベルの信号（スイッチング素子をオン状態で停止させる信号）を第２のＭＯＳトランジスタ７８へ出力する。その結果、起動用パルス信号のスイッチング制御により、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの電源出力電圧ＶＯＵＴは昇圧されていく。

なお、一般的には、第１と第２のＭＯＳトランジスタ７７、７８が同時にオンする期間がないように、また第３と第４のＭＯＳトランジスタ７９、８０が同時にオンする期間がないように、パルス極性が切り換わる際に両方のゲート電圧が‘Ｌ’レベルとなるデットタイムと呼ばれる貫通防止のための期間（例えば１００ｋＨｚ信号時には５０ｎｓ程度）を設けている。

２次側の電源出力電圧ＶＯＵＴが出力端子電圧検出回路７３で設定された所定電圧（例えば、１．８Ｖ）まで上昇すると、以下で説明する動作により、電源出力電圧ＶＯＵＴは第１の設定電圧へ収束する。なお、この時、電源出力電圧ＶＯＵＴを電源電圧とするパルス制御部６１は、電源出力電圧ＶＯＵＴが出力端子電圧検出回路７３で設定された所定電圧（例えば、１．８Ｖ）まで上昇しているので充分スイッチング制御可能になっている。

２次側の電源出力電圧ＶＯＵＴが出力端子電圧検出回路７３で設定された所定電圧まで上昇すると、出力端子電圧検出回路７３は通常の回路動作へ切り換える信号を出力する。起動用切換回路７４はその信号を受けて、降圧用の比較器６９からの比較結果信号と、昇圧用の比較器７１からの比較結果信号を出力する。

昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の設定電圧と電源出力電圧ＶＯＵＴとの電圧関係より、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作するか、降圧ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作するかが決まる。

図８は、２次側の電源出力電圧ＶＯＵＴが第１の設定電圧よりも高い場合の降圧モードにおける動作波形図を示す。図８に示すように、２次側の電源出力電圧ＶＯＵＴの電圧が高い程、増幅器６６の出力（誤差増幅信号）は低下し、誤差増幅信号と三角波発生回路７０からの三角波信号を比較した降圧用の比較結果信号の‘Ｈ’レベル期間は長くなる。この降圧用の比較結果信号はレベルシフトされて第１のＭＯＳトランジスタ７７へ出力され、その反転信号が第２のＭＯＳトランジスタ７８へ出力される。一方、誤差増幅信号と反転回路７２からの反転三角波信号を比較した昇圧用の比較結果信号は‘Ｌ’レベル固定となるので、‘Ｌ’レベル固定の信号が第３のＭＯＳトランジスタ７９へ出力され、その反転信号（‘Ｈ’レベル固定の信号）が第４のＭＯＳトランジスタ８０へ出力される。よって、この場合、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する。

その結果、抵抗６２、６３の抵抗値をＲ６２、Ｒ６３、基準電圧源６５の内部基準電圧をＶａとすると、電源出力電圧ＶＯＵＴは、下式で決まる値（第１の設定電圧）へと収束する。

ＶＯＵＴ≒Ｖａ×{（Ｒ６２＋Ｒ６３）／Ｒ６３}
図９は、２次側の電源出力電圧ＶＯＵＴが第１の設定電圧よりも低い場合の昇圧モードにおける動作波形図を示す。図９に示すように、２次側の電源出力電圧ＶＯＵＴの電圧が低い程、増幅器６６の出力（誤差増幅信号）は上昇し、誤差増幅信号と反転回路７２からの反転三角波信号を比較した昇圧用の比較結果信号の‘Ｈ’レベル期間は長くなる。この昇圧用の比較結果信号はレベルシフトされて第３のＭＯＳトランジスタ７９へ出力され、その反転信号が第４のＭＯＳトランジスタ８０へ出力される。一方、誤差増幅信号と三角波発生回路７０からの三角波信号を比較した降圧用の比較結果信号は‘Ｌ’レベル固定となるので、‘Ｌ’レベル固定の信号が第１のＭＯＳトランジスタ７７へ出力され、その反転信号（‘Ｈ’レベル固定の信号）が第２のＭＯＳトランジスタ７８へ出力される。よって、この場合、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する。

その結果、抵抗６２、６３の抵抗値をＲ６２、Ｒ６３、基準電圧源６５の内部基準電圧をＶａとすると、電源出力電圧ＶＯＵＴは、下式で決まる電圧（第１の設定電圧）へと収束する。

ＶＯＵＴ≒Ｖａ×{（Ｒ６２＋Ｒ６３）／Ｒ６３}
このように、降圧モード時も昇圧モード時も電源出力電圧ＶＯＵＴは同一の値へ収束するので、電源電圧供給源の電圧に影響されない一定電圧を負荷へ供給することできる。なお、昇圧モードと降圧モードについて説明したが、構成として、モードが切り換わる際にスムーズに切り換わるように、両モードが同時に動作する期間を設けていてもよい。

以上のように、通常動作モード時においては、１次側の電源電圧供給源が電池の場合のように、使用時間とともに電源入力電圧ＶＩＮが変動しても（例えば３．３Ｖから１．５Ｖの範囲）、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作により、電源出力電圧ＶＯＵＴとして一定電圧（例えば、２．５Ｖ）を発生することができる。

また、電源出力電圧ＶＯＵＴを電源電圧とするパルス制御部６１がスイッチング制御を開始するまでは、電源電圧供給源を直接電源電圧として用いる回路にて電源出力電圧ＶＯＵＴを昇圧し、パルス制御部６１が充分スイッチング制御できる電圧にまで電源出力電圧ＶＯＵＴが昇圧した後は、パルス制御部６１により電源出力電圧ＶＯＵＴを昇圧するので、電源電圧供給源の電圧が低くても、パルス制御部がスイッチング制御可能となる電圧まで電源出力電圧ＶＯＵＴを簡単に昇圧でき、長い電池寿命を実現できる。また、当該スイッチング電源装置が、起動時に通常動作モードが設定され且つ重い負荷状態となる電気機器に使用された場合であっても、問題なく起動できる。さらに、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ内部の三角波発生回路からの起動用パルス信号の‘Ｈ’レベル期間を長く設定すると（第３のＭＯＳトランジスタのオン期間を長くし第４のＭＯＳトランジスタのオフ期間を長く設定すると）、より起動しやすくなる。

なお、通常動作モード時には、電源電圧供給源からの消費電流を軽減するために、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの内部回路のうち昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータで共用する回路以外は動作を停止させるのが望ましい。

また、図１０に、他の実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す。図１に示すスイッチング電源装置ではモード切換スイッチ７とダイオード１６の接続点を抵抗８に接続してフィードバックをかけたが、図１０に示すように、モード切換スイッチ７と出力平滑コンデンサ３の接続点を抵抗８に接続してフィードバックをかけるようにしてもよい。

なお、本実施の形態では、モード切換スイッチ７の出力側に出力平滑コンデンサを設けたが、モード切換スイッチ７の入力側に設けてもよい。また昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ５と昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ４内にそれぞれ設けてもよい。さらにこの場合、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ４内に昇圧用と降圧用の出力平滑コンデンサをそれぞれ設けてもよい。

本発明にかかるスイッチング電源装置は、スタンバイモード時にスイッチング電源装置自体の消費電流を軽減でき、スタンバイモード時における電源電圧供給源からの消費電流（流出電流）を軽減させることができるとともに、通常動作モード時には電源電圧供給源の電圧レベルに影響されない一定電圧を負荷へ供給することができ、１次側の電源電圧供給源として電圧変動が大きい電池などを使用し、スタンバイモード時には消費電流が小さく電源出力電圧として所定の電圧以上が印加されていればよく、通常動作モード時には電源出力電圧として精度の高い一定電圧が印加されていることが必要な電気機器に有用である。

本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す図 同実施の形態に係るスイッチング電源装置のスタンバイモード時における動作を説明するための動作波形図 同実施の形態に係るスイッチング電源装置のスタンバイモード時における動作を説明するための動作波形図 一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図 一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための動作波形図 本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの内部構成を示す図 同実施の形態に係るスイッチング電源装置の通常動作モード時における動作を説明するための動作波形図 同実施の形態に係るスイッチング電源装置の通常動作モード時における動作を説明するための動作波形図 同実施の形態に係るスイッチング電源装置の通常動作モード時における動作を説明するための動作波形図 本発明の他の実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す図 従来のスイッチング電源装置の概略構成を示す図 従来のスイッチング電源装置のコイル駆動用トランジスタを駆動するパルス信号を示す図

符号の説明

１ マイクロ・コンピュータ（負荷）
２、５１ 電源電圧供給源
３、５４ 出力平滑コンデンサ
４ 昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ
５ 昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ
６ モード切換信号出力回路
７ モード切換スイッチ
８ 抵抗
９ 電流源
１０、４３、６４ 検出回路
１１、４９、７０ 三角波発生回路
１２、４８ 比較器
１３ ＡＮＤ回路
１４、５０ ＭＯＳトランジスタ
１５、５２、９１ コイル
１６、５３ ダイオード
４１、４２、６２、６３ 抵抗
４４、６５ 基準電圧源
４５、６６ 増幅器
４６、６７ 抵抗
４７、６８ コンデンサ
６１ パルス制御部
６９ 比較器
７１ 比較器
７２ 反転回路
７３ 出力端子電圧検出回路
７４ 起動用切換回路
７５ ＤＣ／ＤＣコンバータ
７６ レベルシフト回路
７７、７８、７９、８０ ＭＯＳトランジスタ
１０１ ドライバＩＣ
１０２ ＰＷＭパルス制御部

Claims (4)

1. 電源電圧供給源に接続される入力端子と、
   通常動作モードとスタンバイモードを有する負荷に接続される出力端子と、
   前記通常動作モード時に、前記電源電圧供給源からの電源入力電圧を第１の設定電圧に変換した電源出力電圧を前記負荷へ供給する昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記スタンバイモード時に、電源出力電圧が前記第１の設定電圧より低い第２の設定電圧以下であると、前記電源入力電圧を前記第２の設定電圧に変換した電源出力電圧を前記負荷へ供給し、電源出力電圧が前記第２の設定電圧を上回ると、前記第２の設定電圧への変換動作を行うことなく前記電源入力電圧を通過させた電源出力電圧を前記負荷へ供給する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記通常動作モード時に前記昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を前記出力端子へ出力し、前記スタンバイモード時に前記昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を前記出力端子へ出力するモード切換スイッチと、
   を具備することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、その電源電圧として前記電源入力電圧を用いることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   電源出力電圧を検出して検出電圧を出力する検出回路と、
   三角波信号を出力する三角波発生回路と、
   前記検出回路の検出電圧と前記三角波発生回路からの三角波信号を比較して比較結果信号を出力する比較器と、
   前記比較器からの比較結果信号に従ってスイッチング動作するスイッチング素子と、
   一端に前記電源入力電圧が印加され、他端が前記スイッチング素子のスイッチング動作によって駆動されるコイルと、
   前記コイルの出力を整流するダイオードと、
   を有し、前記スタンバイモード時に、前記ダイオードによって整流された前記コイルの出力が前記出力端子へ出力されることを特徴とする請求項１もしくは２のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
4. 請求項３記載のスイッチング電源装置であって、前記昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記通常動作モード時に前記スイッチング素子をオフ状態で停止させる回路をさらに具備することを特徴とするスイッチング電源装置。
   

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