JP4282321B2

JP4282321B2 - Impedance detection device and impedance detection method

Info

Publication number: JP4282321B2
Application number: JP2002382006A
Authority: JP
Inventors: 正巳八壁
Original assignee: Tokyo Electron Ltd
Current assignee: Tokyo Electron Ltd
Priority date: 2002-12-27
Filing date: 2002-12-27
Publication date: 2009-06-17
Anticipated expiration: 2022-12-27
Also published as: JP2004212212A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、容量型センサの静電容量等のインピーダンスを検出する装置等に関し、特に、微小な容量を高感度かつ高精度で検出する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、インピーダンス検出装置として、演算増幅器を用いた検出装置がある（特許文献１及び特許文献２参照）。図１１は、特許文献１に開示されたインピーダンス素子としてのセンサ容量を検出する装置を示す回路図である。この検出回路では、電極９０、９１で形成される容量型センサ９２が、信号線９３を介して演算増幅器９５の反転入力端子に接続されている。そしてこの演算増幅器９５の出力端子と前記反転入力端子との間に帰還コンデンサ９６が接続されるとともに、非反転入力端子に交流電圧Ｖacが印加されている。また信号線９３はシールド線９４によって被覆され、外乱ノイズに対して電気的に遮蔽されている。そしてこのシールド線９４は、演算増幅器９５の非反転入力端子に接続されている。出力電圧Ｖｄは、演算増幅器９５の出力端子からトランス９７を介して取り出される。
【０００３】
この検出回路では、演算増幅器９５の反転入力端子と非反転入力端子とがイマージナリショートの状態となり、反転入力端子に接続された信号線９３と非反転入力端子に接続されたシールド線９４とは、互いにほぼ同電位となる。これによって、信号線９３はシールド線９４によってガーディングされ、つまり、両者９３、９４間の浮遊容量はキャンセルされ、浮遊容量に影響されにくい出力電圧Ｖｄが得られるというものである。
【０００４】
【特許文献１】
特開平９−２８０８０６号公報
【０００５】
【特許文献２】
特開２００１−３２４５２０号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、たとえば携帯電話機等に代表される軽量・小型の音声通信機器においては、被検出インピーダンス素子としてのコンデンサマイクロホン等の容量型センサで検出した音声を、高感度かつ忠実に電気信号に変換するコンパクトな増幅回路が求められている。
【０００７】
ところが、上記の従来技術の例では、たとえば、感度を向上させるために、帰還コンデンサ９６の容量を小さくすることが考えられるが、市販のもので０．５ｐＦまでしかなく、センサ容量が非常に小さくなっている現状では十分な感度を得ることができない。
【０００８】
また、感度を向上させるために交流電圧Ｖacを大きくすることも考えらるが、その大きさは、電源電圧以上にすることはできないうえ、電源電圧に近い振幅で使用した場合、信号歪みが発生するという問題がある。加えて、交流電圧を大きくすると、消費電流も増大する。
【０００９】
そこで、この発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、微小なインピーダンスを正確に検出することができる、軽量・小型の機器に使用される高感度のインピーダンス検出装置等を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るインピーダンス検出装置は、被検出インピーダンス素子のインピーダンスに対応する検出信号を出力するインピーダンス検出装置であって、入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いインピーダンス変換器と、第１インピーダンス素子と、演算増幅器と、前記演算増幅器に交流電圧を印加する交流電圧発生器と、前記演算増幅器の出力に接続される信号出力端子と、前記被検出インピーダンス素子と並列に接続される抵抗とを備え、前記演算増幅器の帰還路には、前記第１インピーダンス素子及び前記インピーダンス変換器が含まれ、前記被検出インピーダンス素子の一端には、前記第１インピーダンス素子の一端と前記インピーダンス変換器の入力端子とが接続され、前記被検出インピーダンス素子の他端には、前記交流電圧発生器からの交流電圧が印加され、前記被検出インピーダンス素子及び前記第１インピーダンス素子はコンデンサであることを特徴とする。
【００１１】
ここで、前記インピーダンス検出装置は、さらに、前記交流電圧発生器と前記被検出インピーダンス素子の他端との間に接続される位相振幅補償回路を備え、前記位相振幅補償回路は、前記交流電圧発生器からの交流電圧を入力とし、その交流電圧の位相及び振幅の少なくとも一方を調整した出力電圧を前記被検出インピーダンス素子の他端に出力してもよい。このとき、前記位相振幅補償回路は、前記被検出インピーダンス素子の両端に印加されるそれぞれの交流電圧の位相差が１８０度となるように、前記位相を調整するのが好ましい。
【００１２】
また、前記被検出インピーダンス素子のインピーダンスは、検出の対象となる物理量に応じて変化するインピーダンスと固定的な基準インピーダンスとの合計で表され、前記インピーダンス検出装置は、さらに、前記被検出インピーダンス素子に流れる電流のうち、前記基準インピーダンスに対応する一部又は全部の電流を前記被検出インピーダンス素子の一端に印加する基準インピーダンスキャンセル回路を備えてもよい。前記基準インピーダンスキャンセル回路としては、前記交流電圧発生回路からの交流電圧に依存した電圧を発生するキャンセル電圧発生器と、前記キャンセル電圧発生器の出力端子と前記被検出インピーダンス素子の一端との間に接続される第２インピーダンス素子とを含む構成とすればよい。
【００１３】
また、前記被検出インピーダンス素子の一端と前記第１インピーダンス素子の一端と前記インピーダンス変換器の入力端子とを接続する信号線は、シールド部材で覆われ、前記シールド部材には、前記信号線の電位と同電位の電圧が印加されるようにしてもよい。たとえば、前記シールド部材には、前記インピーダンス変換器の出力電圧が印加されるようにする。このとき、前記インピーダンス変換器として、ボルテージフォロワとしておけばよい。
【００１４】
ここで、前記被検出インピーダンス素子を容量型センサとし、前記第１インピーダンス素子及び前記第２インピーダンス素子をコンデンサとしてもよい。
前記インピーダンス検出装置は、さらに、前記被検出インピーダンス素子の一端の電位を固定する電位固定回路を備えるのが好ましい。前記電位固定回路は、前記被検出インピーダンス素子の一端と所定の基準電位又は前記信号出力端子との間に接続される抵抗を含むように構成すればよい。
【００１５】
また、上記目的を達成するために、本発明に係るインピーダンス検出方法は、被検出インピーダンス素子のインピーダンスを検出する方法であって、前記被検出インピーダンス素子の２つの電気的入出力端子にそれぞれ交流信号を印加し、当該被検出インピーダンス素子の変化するインピーダンスを検出信号として検出する工程を含むことを特徴とする。
【００１６】
ここで、前記それぞれの交流信号は、位相差が１８０度となるように位相を調整しておくのが好ましい。
また、前記被検出インピーダンス素子に流れる電流のうち、被検出物理量に応じて変化することのない基準インピーダンスに対応する一部又は全部の電流を、前記被検出インピーダンス素子の前記２つの電気的入出力端子のいずれか一方に印加する工程を更に含んでもよい。つまり、前記２つの電気的入出力端子の検出信号出力側に、前記被検出物理量に応じて変化することのない基準インピーダンスに対応する一部又は全部の電流が印加されるようにする。
【００１７】
さらに、前記２つの電気的入出力端子の検出信号出力側を、一定の電位に固定したり、前記２つの電気的入出力端子の検出信号出力側にシールドを用意し、当該シールドの電位と前記検出信号出力側の電気的入出力端子の電位とを同電位にすることが好ましい。
【００１８】
また、上記目的を達成するために、本発明に係るインピーダンス検出装置は、被検出インピーダンス素子のインピーダンスに対応する検出信号を出力するインピーダンス検出装置であって、反転入力端子に前記被検出インピーダンス素子の一端が接続される演算増幅器と、前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子との間に接続される第１インピーダンス素子と、前記演算増幅器に非反転入力端子に交流電圧を印加する交流電圧発生器と、前記交流電圧の位相及び振幅の少なくとも一方を調整し、調整後の交流電圧を前記被検出インピーダンス素子の他端に出力する位相振幅補償回路とを備える構成とすることもできる。
【００１９】
ここで、前記位相振幅補償回路は、前記被検出インピーダンス素子の両端に印加されるそれぞれの交流電圧の位相差が１８０度となるように、前記調整を行うことが好ましい。
【００２０】
また、前記被検出インピーダンス素子及び前記第１インピーダンス素子は、コンデンサであってもよい。ただし、その場合には、前記インピーダンス検出装置は、さらに、前記被検出インピーダンス素子と並列に接続される抵抗を備えるのが好ましい。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態例について、図面を用いて詳細に説明する。
図１は、本発明の実施の形態におけるインピーダンス検出装置としてのセンサ容量検出装置１０の回路図である。このセンサ容量検出装置１０は、交流電圧を発生する交流電圧発生器１１、抵抗（Ｒ1）１２、抵抗（Ｒ2）１３、第１演算増幅器１４、第１インピーダンス素子としての帰還コンデンサ１５（Ｃf）１５、被検出インピーダンス素子としての容量型センサ１７及びインピーダンス変換器として第２演算増幅器１６から構成され、容量型センサ１７の静電容量に対応する検出信号（電圧Ｖout）を信号出力端子２０から出力する。
【００２２】
容量型センサ１７は、このセンサ容量検出装置１０の検出対象となるコンデンサであり、ここでは、コンデンサマイクロホン等、インピーダンス（ここでは、静電容量Ｃs）の変化を利用して各種物理量を検出する。
【００２３】
交流電圧発生器１１は、一端が所定の電位（本例ではＧＮＤ）に接続され、他端（出力端子）から一定の交流電圧（電圧Ｖin、角周波数ω）を発生している。交流電圧発生器１１の出力端子と第１演算増幅器１４の反転入力端子との間には抵抗（Ｒ1）１２が接続されている。
【００２４】
第１演算増幅器１４は、入力インピーダンス及び開ループゲインが極めて高い電圧増幅器であり、ここでは、非反転入力端子が所定の電位（本例ではＧＮＤ）に接続され、非反転入力端子及び反転入力端子がイマージナリショートの状態となっている反転増幅器である。この第１演算増幅器１４の帰還路、つまり、第１演算増幅器１４の出力端子から反転入力端子までの間に、回路素子として、帰還コンデンサ１５、第２演算増幅器１６及び抵抗（Ｒ2）１３がこの順で直列に接続されている。なお、この場合、帰還路は、図示されているように、負帰還路となっているが、ノイズに強く、動作の安定度があるため、好ましい。
【００２５】
第２演算増幅器１６は、その反転入力端子と出力端子とが接続され、入力インピーダンスが極めて高く、出力インピーダンスが極めて低いインピーダンス変換器の一つであり、ここでは、電圧ゲインが１のボルテージフォロワを構成している。この第２演算増幅器１６の非反転入力端子２１には、信号線２３を介して、容量型センサ１７の一端が接続され、一方、容量型センサ１７の他端（端子２４）は、交流電圧発生器１１の出力端子に接続されている。第１演算増幅器１４の出力端子には、このセンサ容量検出装置１０の出力信号、つまり、被検出インピーダンス素子としての容量型センサ１７のインピーダンス（ここでは、容量）に対応した検出信号Ｖoutを出力するための信号出力端子２０が接続されている。
【００２６】
以上のように構成された本センサ容量検出装置１０の動作は以下の通りである。
抵抗（Ｒ1）１２、抵抗（Ｒ2）１３及び第１演算増幅器１４等から構成される反転増幅回路に着目する。第１演算増幅器１４の両入力端子がイマージナリショートの状態となって同電位（例えば、０Ｖ）であり、かつ、その入力インピーダンスが極めて高く、電流が流れない。よって、抵抗（Ｒ1）１２を流れる電流は、その全てが抵抗（Ｒ2）１３を流れる。これらのことから、第２演算増幅器１６の出力電圧をＶ2とすると、
Ｖ2＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式１）
となる。また、第２演算増幅器１６はボルテージフォロワを構成し、その両入力端子がイマージナリショートの状態にあり、入力電圧（非反転入力端子２１の電圧）Ｖ1と出力電圧（反転入力端子及び出力端子２２での電圧）Ｖ2は等しくなるので、その入力電圧Ｖ1は、
Ｖ1＝Ｖ2
＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式２）
が成り立つ。
【００２７】
ここで、容量型センサ１７に着目すると、その一端（信号線２３）には、上記電圧Ｖ1が印加され、他端（端子２４）には、交流電圧発生器１１の出力電圧Ｖinが印加されているので、容量型センサ１７の両端の電位差Ｖcsは、
Ｖcs＝（１＋Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式３）
となる。ところで、第２演算増幅器１６の入力インピーダンスが非常に高いという特性から、容量型センサ１７に流れる電流の全てが帰還コンデンサ１５を流れることになるので、
ｊωＣs・Ｖcs＝ｊωＣf・（Ｖ1−Ｖout）（式４）
が成立する。この式４に、上記式２及び式３を代入して整理すると、信号出力端子２０の電圧Ｖoutは、
Ｖout＝−｛（１＋Ｃs／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）＋（Ｃs／Ｃf）｝・Ｖｉ（式５）
となる。
【００２８】
この式５から分かるように、センサ容量検出装置１０の信号出力端子２０から出力される検出信号の電圧Ｖoutは、容量型センサ１７の容量Ｃsに依存した値となる。従って、この電圧Ｖoutに対して種々の信号処理を施すことによって、容量Ｃsを特定することができる。また、この式５には角周波数ωが含まれていないことから分かるように、この検出信号の電圧Ｖoutは、交流電圧発生器１１からの交流信号Ｖinの周波数に依存しない。これによって、容量型センサ１７に印加される交流電圧の周波数に依存することなく、容量型センサ１７の容量を検出することができる（回路での周波数依存特性を有しない）センサ容量検出装置が実現される。したがって、コンデンサマイクロホン等、容量値がある周波数（音声帯域）で変化するような容量型センサ１７に対して、検出された信号を周波数補正することなく、その電圧値から直接、容量値を特定することが可能となる。
【００２９】
ここで、本センサ容量検出装置１０と、容量型センサ１７の一端（端子２４）を基準電位（ＧＮＤ等）に接続した場合の装置とを比較する。
そもそも、本センサ容量検出装置１０において、容量型センサ１７の一端（端子２４）を基準電位（ＧＮＤ等）に接続した場合であっても、信号出力端子２０には、容量型センサ１７の容量Ｃsに依存した電圧が出力される。その出力電圧Ｖout’は、
Ｖout’＝−（１＋Ｃs／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式６）
である。この式６と上記式５を比較して分かるように、本実施の形態におけるセンサ容量検出装置１０は、容量型センサ１７の一端（端子２４）を基準電位（ＧＮＤ等）に接続した装置に比べ、Ｃs／Ｃfだけ、利得が大きい。
【００３０】
例えば、Ｒ2／Ｒ1＝Ｃs／Ｃf＝１である場合には、本センサ容量検出装置１０は、容量型センサ１７の一端（端子２４）を基準電位（ＧＮＤ等）に接続した装置に比べ、１．５倍だけ大きい感度を有する。つまり、交流電圧発生器１１からの交流信号Ｖinの振幅を大きくすることなく、感度の向上が図られる。
【００３１】
なお、第１演算増幅器１４は利得を充分に取るためのものであり、非反転入力端子を基準電位（ここでは、ＧＮＤ）に接続することにより、その動作の安定性を向上させている。また第２演算増幅器１６の利得は１であり、反転入力端子と出力端子の電圧が決まっているため、非反転入力の電圧が決定される。このように、利得を充分に獲得するためのアンプと電圧を決定するためのアンプとを分割しているために、それぞれの安定性が向上し、演算誤差の大幅な低減を実現することができている。
【００３２】
なお、本発明は、図１に示されたセンサ容量検出装置１０だけに限られず、さらに性能を向上させるための各種回路を付加してもよい。以下、その回路例を示す。
【００３３】
図２は、図１に示されたインピーダンス検出装置としてのセンサ容量検出装置１０において、交流電圧発生器１１の出力端子と被検出インピーダンス素子としての容量型センサ１７（端子２４）とを接続する信号線に位相・振幅補償回路３１を挿入した回路に相当するセンサ容量検出装置３０を示す。
【００３４】
位相・振幅補償回路３１は、例えば、図３に示されるような位相調整回路であり、容量型センサ１７の両端に印加される各信号の位相差が逆相になるように入力信号（交流電圧発生器１１の出力信号）の位相を変化させて容量型センサ１７（端子２４）に出力する回路である。
【００３５】
つまり、容量型センサ１７の両端に印加される２つの信号の電圧を、それぞれ、Ｖa・ｓｉｎωｔ、Ｖb・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とすると、その電位差Ｖa-bは、
Ｖa-b＝Ｖa・ｓｉｎωｔ−Ｖb・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）
＝Ｖa・ｓｉｎωｔ−Ｖb・（ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ＋ｃｏｓωｔ・ｓｉｎθ）
＝（Ｖa−Ｖb・ｃｏｓθ）・ｓｉｎωｔ−Ｖb・ｃｏｓωｔ・ｓｉｎθ
である。これが最大となるのは、ｃｏｓθ＝−１、ｓｉｎθ＝０、すなわち、θ＝π（１８０度）のときである。よって、位相・振幅補償回路３１は、センサ容量検出装置３０の感度を向上するために、入力信号の位相を調整し、容量型センサ１７の両端に印加される信号電圧の位相が逆相となるように動作している。
【００３６】
図４は、図１に示されたインピーダンス検出装置としてのセンサ容量検出装置１０において、被検出インピーダンス素子としての容量型センサ１７の一端（信号線２３）に、キャンセルインピーダンスとしてのキャンセルコンデンサ（Ｃc）４１を介して交流電圧を印加する交流信号発生器（Ｖ3）４２が付加された基準インピーダンスキャンセル回路を含むインピーダンス検出装置（センサ容量検出装置４０）を示す。
【００３７】
いま、容量型センサ１７の静電容量Ｃsを、定常的な値（基準容量Ｃd）と音等の物理量に応じて変化する変化分（変化容量ΔＣ）との合計からなる、つまり、
Ｃs＝Ｃd＋ΔＣ
とすると、キャンセルコンデンサ（Ｃc）４１及び交流信号発生器（Ｖ3）４２は、容量型センサ１７の基準容量Ｃdに対応する信号が信号出力端子２０から出力されることをキャンセルする、つまり、基準容量Ｃdをキャンセルする回路として機能する。
【００３８】
具体的には、容量型センサ１７を一端（信号線２３）から他端（端子２４）に向かって流れる電流のうち、容量型センサ１７の基準容量Ｃdに対応する電流と、交流信号発生器（Ｖ3）４２からキャンセルコンデンサ（Ｃc）４１を介して信号線２３に供給される電流とが等しくなるように、キャンセルコンデンサ（Ｃc）４１の容量及び交流信号発生器（Ｖ3）４２の電圧を設定しておく。すると、帰還コンデンサ１５を流れる電流は、容量型センサ１７のうち、変化容量ΔＣに対応する電流に等しくなるので、
ｊωＣf・（Ｖ1−Ｖout）＝ｊωΔＣ・Ｖcs （式７）
が成立することになる。そして、この式７に、上記式２及び式３を代入して整理すると、信号出力端子２０の電圧Ｖoutは、
Ｖout＝−｛（１＋ΔＣ／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）＋（ΔＣ／Ｃf）｝・Ｖｉ（式８）
となる。この式８から分かるように、センサ容量検出装置４０の信号出力端子２０から出力される検出信号の電圧Ｖoutは、容量型センサ１７の容量Ｃsのうち、物理量の変化に応じて変化する変化容量ΔＣだけに依存した値となり、不要なオフセット成分が含まれないので、大きな振幅とすることができ、感度を向上させることが容易となる。
【００３９】
なお、上述の条件を満たすキャンセルコンデンサ（Ｃc）４１及び交流信号発生器（Ｖ3）４２として、例えば、キャンセルコンデンサ（Ｃc）４１の容量Ｃcを、
Ｃc＝Ｃｄ
とし、交流信号発生器（Ｖ3）４２として、交流電圧発生器１１からの出力信号を入力とし、以下の電圧Ｖ3を出力する反転増幅回路にすればよい。
【００４０】
Ｖ3＝−（１＋２・Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin
なお、ここでは、基準容量Ｃdに流れる電流とキャンセルコンデンサＣcに流れる電流とが等しくなるように設定したが、基準容量Ｃdに流れる電流の一部を補うように電流供給する設定としても感度を向上させる効果を期待することができる。
【００４１】
図５は、図１に示されたインピーダンス検出装置としてのセンサ容量検出装置１０において、信号線２３をシールド線２５で覆うとともに、そのシールド線２５と第２演算増幅器１６の出力端子２２とを接続した回路に相当するセンサ容量検出装置５０を示す。なお、シールド線２５は、帰還コンデンサ１５、第２演算増幅器１６及び容量型センサ１７を接続する信号線２３を覆う導電体である。
【００４２】
このような接続によって、容量型センサ１７からの微小な信号を伝達する信号線２３は、その信号線２３と同電位の電圧が印加されたシールド線２５によってガードされ、浮遊容量の影響が抑えられるとともに、外部からのノイズの進入が遮蔽され、高精度な容量検出が可能となる。よって、容量型センサ１７と帰還コンデンサ１５及び第２演算増幅器１６（検出回路）とが離れて配置される場合や、信号線２３での浮遊容量が問題となる場合には、このようなセンサ容量検出装置５０が有効である。
【００４３】
図６は、図１に示されたインピーダンス検出装置としてのセンサ容量検出装置１０において、容量型センサ１７の一端（信号線２３）が抵抗（Ｒ3）６１を介して所定電位（Ｖs）６２に接続された回路に相当するセンサ容量検出装置６０を示す。
【００４４】
図６（ａ）では、抵抗（Ｒ3）６１は、そこを流れる電流が少なくとも容量型センサ１７を流れる電流よりも小さくなるような高い抵抗値を有する高抵抗である。この高抵抗は、例えば、１００ＭΩの抵抗である。また、所定電位（Ｖs）６２は、例えば、ＧＮＤや１／２・ＶDD（ＶDDは電源電圧）等の基準電位等である。これら抵抗（Ｒ3）６１及び所定電位（Ｖs）６２は、信号線２３の電位を固定し、検出回路の動作を安定させる電位固定回路として機能している。
【００４５】
つまり、図１に示されたセンサ容量検出装置１０では、信号線２３は、帰還コンデンサ１５の一端、容量型センサ１７の一端及び第２演算増幅器１６の非反転入力端子２１に接続され、フロート状態に近い状態となり、電位が確定的には定まらない不安定な状態となり得る。よって、このような不安定な状態を避けるために、信号線２３を、高い抵抗値を有する抵抗（Ｒ3）６１を介して所定電位（Ｖs）６２に接続し、電位を固定している。
【００４６】
図６（ｂ）では、所定電位（Ｖs）に代えて、容量型センサ１７の一端（信号線２３）がＶout２０と抵抗（Ｒ3）６３を介して接続されている。これにより、信号線２３のＤＣ電位が安定するので、このようにしても良い。
図７は、本センサ容量検出装置６０と図１１に示された従来のセンサ容量検出装置の感度を比較するためのシミュレーション結果を示す図である。図７（ａ）は、センサ容量Ｃs（本実施の形態の容量型センサ１７、従来装置の容量型センサ９２の容量）の各種値に対する本センサ容量検出装置６０及び従来装置の感度、つまり、入力された交流電圧Ｖin（及び従来装置の交流電圧Ｖac）に対する出力電圧Ｖout（及び従来装置の出力電圧Ｖd）の比を示す表であり、図７（ｂ）は、図７（ａ）に示される結果をプロットしたグラフである。
【００４７】
なお、本シミュレーションでは、センサ容量検出装置６０において、Ｒ１＝Ｒ２＝１ｋΩ、Ｃｆ＝１ｐＦ、Ｒ3＝１ＧΩ、Ｖｓ及び従来装置の電極９０での電位＝１／２Ｖｄｄ（電源電圧の半分の電位）、入力信号Ｖin及びＶacの周波数＝１００ｋＨｚとしている。
【００４８】
図７（ｂ）から分かるように、本実施の形態におけるセンサ容量検出装置６０は、従来のセンサ容量検出装置よりも、約１．５倍大きい検出感度を有する。
以上、本発明に係るセンサ容量検出装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではない。
【００４９】
例えば、本実施の形態における第２演算増幅器１６は、電圧ゲインが１のボルテージフォロワを構成していたが、これに替えて、図８に示されるような、入力インピーダンスが高く、出力インピーダンスが低いインピーダンス変換器であってもよい。
【００５０】
また、容量型センサ１７として接続される容量型センサは、コンデンサマイクロホンだけに限られず、加速度センサ、地震計、圧力センサ、変位センサ、変位計、近接センサ、タッチセンサ、イオンセンサ、湿度センサ、雨滴センサ、雪センサ、雷センサ、位置合わせセンサ、接触不良センサ、形状センサ、終点検出センサ、振動センサ、超音波センサ、角速度センサ、液量センサ、ガスセンサ、赤外線センサ、放射線センサ、水位計、凍結センサ、水分計、振動計、帯電センサ、プリント基板検査機等の公知の容量型センサなど、静電容量の変化を利用して各種物理量を検出する全てのトランスデューサ（デバイス）が含まれる。
【００５１】
さらに、本実施の形態におけるセンサ容量検出装置１０は、２つの演算増幅器（第１演算増幅器１４及び第２演算増幅器１６）で構成されたが、１つの演算増幅器で構成されてもよい。
【００５２】
図９は、１つの演算増幅器で構成した本発明に係るインピーダンス検出装置７０の回路図である。このインピーダンス検出装置７０は、演算増幅器７３、演算増幅器７３の反転入力端子に一端が接続された容量型センサ等の被検出インピーダンス素子（インピーダンスがＺs）７１、演算増幅器７３の反転入力端子と出力端子との間に接続されたコンデンサ等のフィードバックインピーダンス素子（インピーダンスがＺs）７２、演算増幅器７３の非反転入力端子と基準電位（ここでは、グランド）との間に接続された交流電圧発生器１１、演算増幅器７３の非反転入力端子と被検出インピーダンス素子７１の他端との間に接続された位相・振幅補償回路（電圧ゲインが−Ａ倍）３１から構成される。
【００５３】
このインピーダンス検出装置７０では、演算増幅器７３の反転入力端子と非反転入力端子とがイマージナリショートの状態となり、反転入力端子と非反転入力端子とは互いにほぼ同電位となる。従って、被検出インピーダンス素子７１の一端（演算増幅器７３の反転入力端子と接続されている箇所）は、交流電圧発生器１１からの交流電圧Ｖinと同電位となる。一方、交流電圧発生器１１からの交流電圧Ｖinは、位相・振幅補償回路３１によって、−Ａ倍され、その電圧（−Ａ・Ｖin）が被検出インピーダンス素子７１の他端に印加される。よって、被検出インピーダンス素子７１の両端には、（１＋Ａ）・Ｖinの電圧が印加される。
【００５４】
ここで、例えば、Ａ＝１、つまり、被検出インピーダンス素子７１の両端に印加される各交流電圧の位相差が１８０度となるように位相・振幅補償回路３１が調整されているとすると、演算増幅器７３の出力電圧Ｖoutは、
Ｖout＝（１+２・Ｚf／Ｚs）・Ｖin
となる。ところで、もし、図１１に示された従来の回路のように、被検出インピーダンス素子７１の一端（演算増幅器の反転入力端子と接続されている端子と反対側の端子）がグランドに接続されているとすると、その場合の出力電圧Ｖ’outは、
Ｖ’out＝（１+Ｚf／Ｚs）・Ｖin
となる。これら2つの出力電圧Ｖout及びＶ’outを比較して分かるように、このインピーダンス検出装置７０の出力電圧Ｖoutのうち、被検出インピーダンス素子７１のインピーダンスに依存する成分（２・Ｚf／Ｚs）は、従来の回路に比べ、２倍となる。よって、このインピーダンス検出装置７０は、従来の回路に比べ、より大きな感度で被検出インピーダンス素子７１のインピーダンスを検出することができる。
【００５５】
このように、本発明は、１個の演算増幅器からなるインピーダンス検出装置として実現することもできるし、２個の演算増幅器からなるインピーダンス検出装置として実現することもできる。つまり、図１０（ａ）に示された２個の演算増幅器を用いたインピーダンス検出装置における点線枠の回路部分と、図１０（ｂ）に示された１個の演算増幅器を用いたインピーダンス検出装置における点線枠の回路部分とは、インピーダンスを電圧に変換する変換器であるという点で共通する。いずれのインピーダンス検出装置についても、本発明の特徴的なアイデア、つまり、被検出インピーダンス素子の両端に位相差が１８０度の交流電圧を印加することにより、より大きな感度で被検出インピーダンス素子のインピーダンスを検出するというアイデアを適用することができる。
【００５６】
ただし、図１０（ａ）に示された２個の演算増幅器を用いたインピーダンス検出装置は、機能分担された２つの演算増幅器、つまり、１つの入力端子が基準電位に接続され、安定した状態で信号を増幅するための演算増幅器と、信号の増幅をすることなく、イマージナリショートの状態を確保するための演算増幅器とに分離された構成を備えるので、それら２つの機能を１つの演算増幅器で実現している図１０（ｂ）に示されたインピーダンス検出装置に比べ、より安定して動作し、微小なインピーダンスの変化を高い精度で検出することができる。
【００５７】
なお、図９に示されるインピーダンス検出装置７０において、被検出インピーダンス素子７１及びフィードバックインピーダンス素子７２は、コンデンサだけに限られず、抵抗等の他のインピーダンス素子であってもよい。ただし、被検出インピーダンス素子７１が容量型センサ等のコンデンサである場合には、フィードバックインピーダンス素子７２についても、コンデンサであるのが好ましい。その場合には、それら被検出インピーダンス素子７１及びフィードバックインピーダンス素子７２の接続点が直流的にフロート状態となり得るので、例えば、被検出インピーダンス素子７１と並列に抵抗を接続することにより、回路の動作を安定化させることができる。
【００５８】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明に係るインピーダンス検出装置は、抵抗を介して演算増幅器に交流電圧を印加し、その演算増幅器の負帰還路に第１インピーダンス素子とインピーダンス変換器とを接続するとともに、それら第１インピーダンス素子及びインピーダンス変換器と被検出インピーダンス素子の一端とを信号線で接続することにより、被検出インピーダンス素子のインピーダンスを検出している。
【００５９】
これによって、被検出インピーダンス素子に流れる電流の全てが第１インピーダンス素子に流れ、演算増幅器の出力端子には被検出インピーダンス素子のインピーダンス値に対応する正確な信号が出力されることとなり、微小なインピーダンスの検出が可能となる。そして、演算増幅器の非反転入力端子は所定の電位に接続され、入力端子の一方の電位が固定されるので、演算増幅器は安定して動作し、演算誤差が低減し、検出信号に含まれるノイズが抑制される。
【００６０】
また、本発明に係るインピーダンス検出装置は、被検出インピーダンス素子の両端それぞれに、位相が反転した交流電圧を印加している。従って、より高い感度で被検出インピーダンス素子のインピーダンス値を検出することができる。そして、交流電圧を大きくすることなく、感度を向上させているので、消費電流を増大させるという問題や、信号歪みが発生するという問題も生じない。
【００６１】
また、被検出インピーダンス素子の基準インピーダンスをキャンセルするための回路を付加することで、被検出インピーダンス素子のインピーダンスのうち、物理量に応じて変化するインピーダンスだけに依存した出力信号を得ることができる。これによって、出力信号には、不要なオフセット成分が含まれず、物理量の変化に応じた成分だけが含まれることとなるので、検出感度の向上を図ることができる。
【００６２】
また、被検出インピーダンス素子と検出回路とを接続する信号線をシールド部材で覆い、そのシールド部材に、信号線と同電位のガード電圧を印加することで、信号線の浮遊インピーダンスをキャンセルするとともに、外部からのノイズの進入を遮蔽することができる。
【００６３】
被検出インピーダンス素子に容量型センサを用い、第１インピーダンス素子にコンデンサを用いた容量型センサと検出回路とを接続する信号線を、抵抗値の高い抵抗を介して所定の基準電位に接続しておくことで、信号線の電位を固定することができる。これによって、信号線の電位がフロート状態となることが回避され、回路の動作が安定化される。
【００６４】
以上のように、本発明により、消費電流を増大させることなく、高い感度でインピーダンス型センサの微小な容量や容量変化を高精度で検出することができ、特に、携帯電話機等の軽量・小型の電子機器に備えられる容量型センサの検出回路として好適であり、その実用的価値は極めて高い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態におけるセンサ容量検出装置の回路図である。
【図２】図１に示されるセンサ容量検出装置に位相・振幅補償回路を付加した装置の回路図である。
【図３】位相・振幅補償回路の一例を示す回路図である。
【図４】図１に示されたセンサ容量検出装置に容量型センサの基準容量をキャンセルする回路を付加した装置の回路図である。
【図５】図１に示されたセンサ容量検出装置に信号線をガードするシールド部材と接続を付加した装置の回路図である。
【図６】図１に示されたセンサ容量検出装置に信号線の電位を固定する回路を付加した装置の回路図である。
【図７】図６に示されたセンサ容量検出装置と従来のセンサ容量検出装置の感度を比較するためのシミュレーション結果を示す図である。
【図８】本発明のセンサ容量検出装置の第２演算増幅器に替わるインピーダンス変換器の例を示す回路図である。
【図９】１つの演算増幅器で構成した本発明に係るインピーダンス検出装置の回路図である。
【図１０】本発明に係る１個の演算増幅器からなるインピーダンス検出装置と２個の演算増幅器からなるインピーダンス検出装置との共通性を示す回路図である。
【図１１】従来のセンサ容量検出装置の回路図である。
【符号の説明】
１０、３０、４０、５０、６０センサ容量検出装置
１１交流電圧発生器
１２、１３、６１抵抗
１４第１演算増幅器
１５帰還コンデンサ
１６第２演算増幅器
１７容量型センサ
２０信号出力端子
２１第２演算増幅器の非反転入力端子
２２第２演算増幅器の出力端子
２３信号線
２４容量型センサの一端
２５シールド線
７０インピーダンス検出装置
７１被検出インピーダンス素子
７２フィードバックインピーダンス素子
７３演算増幅器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an apparatus for detecting impedance such as capacitance of a capacitive sensor, and more particularly to an apparatus for detecting a minute capacitance with high sensitivity and high accuracy.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, there is a detection device using an operational amplifier as an impedance detection device (see Patent Document 1 and Patent Document 2). FIG. 11 is a circuit diagram showing an apparatus for detecting a sensor capacitance as an impedance element disclosed in Patent Document 1. As shown in FIG. In this detection circuit, a capacitive sensor 92 formed of electrodes 90 and 91 is connected to an inverting input terminal of an operational amplifier 95 via a signal line 93. A feedback capacitor 96 is connected between the output terminal of the operational amplifier 95 and the inverting input terminal, and an AC voltage Vac is applied to the non-inverting input terminal. The signal line 93 is covered with a shield line 94 and is electrically shielded against disturbance noise. The shield line 94 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 95. The output voltage Vd is taken out from the output terminal of the operational amplifier 95 through the transformer 97.
[0003]
In this detection circuit, the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 95 are in an immediate short state, and the signal line 93 connected to the inverting input terminal and the shield line 94 connected to the non-inverting input terminal are defined. The potentials are substantially the same. As a result, the signal line 93 is guarded by the shield line 94, that is, the stray capacitance between the two 93 and 94 is canceled, and an output voltage Vd that is hardly affected by the stray capacitance is obtained.
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-9-280806
[0005]
[Patent Document 2]
JP 2001-324520 A
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, for example, in a lightweight and small audio communication device typified by a mobile phone, etc., it is a compact that highly sensitively and faithfully converts an audio signal detected by a capacitive sensor such as a condenser microphone as an impedance element to be detected into an electric signal. Amplifying circuits are required.
[0007]
However, in the above prior art example, for example, it is conceivable to reduce the capacitance of the feedback capacitor 96 in order to improve the sensitivity. However, the commercially available one is only 0.5 pF, and the sensor capacitance is very small. In the present situation, sufficient sensitivity cannot be obtained.
[0008]
It is also possible to increase the AC voltage Vac to improve sensitivity, but the magnitude cannot be greater than the power supply voltage, and signal distortion occurs when used with an amplitude close to the power supply voltage. There is a problem of doing. In addition, when the AC voltage is increased, the current consumption also increases.
[0009]
Accordingly, the present invention has been made in view of such a situation, and provides a highly sensitive impedance detection device and the like used in a lightweight and small device that can accurately detect a minute impedance. For the purpose.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an impedance detection apparatus according to the present invention is an impedance detection apparatus that outputs a detection signal corresponding to the impedance of a detected impedance element, and an impedance converter that has a high input impedance and a low output impedance; A first impedance element, an operational amplifier, an AC voltage generator for applying an AC voltage to the operational amplifier, and a signal output terminal connected to the output of the operational amplifier A resistor connected in parallel with the detected impedance element; The feedback path of the operational amplifier includes the first impedance element and the impedance converter, and one end of the detected impedance element is input to one end of the first impedance element and the impedance converter. And an AC voltage from the AC voltage generator is applied to the other end of the impedance element to be detected. The detected impedance element and the first impedance element are capacitors. It is characterized by that.
[0011]
Here, the impedance detection device further includes a phase amplitude compensation circuit connected between the AC voltage generator and the other end of the detected impedance element, and the phase amplitude compensation circuit includes the AC voltage generation. An AC voltage from the device may be input, and an output voltage obtained by adjusting at least one of the phase and amplitude of the AC voltage may be output to the other end of the detected impedance element. At this time, it is preferable that the phase amplitude compensation circuit adjusts the phase so that the phase difference between the AC voltages applied to both ends of the impedance element to be detected is 180 degrees.
[0012]
The impedance of the detected impedance element is represented by the sum of an impedance that changes according to a physical quantity to be detected and a fixed reference impedance, and the impedance detection device further includes the detected impedance element. A reference impedance cancellation circuit may be provided that applies a part or all of the flowing current corresponding to the reference impedance to one end of the detected impedance element. The reference impedance cancel circuit includes a cancel voltage generator that generates a voltage dependent on the AC voltage from the AC voltage generation circuit, and an output terminal of the cancel voltage generator and one end of the detected impedance element. What is necessary is just to set it as the structure containing the 2nd impedance element connected.
[0013]
A signal line connecting one end of the detected impedance element, one end of the first impedance element, and the input terminal of the impedance converter is covered with a shield member, and the shield member includes a potential of the signal line. A voltage having the same potential as that of the first electrode may be applied. For example, the output voltage of the impedance converter is applied to the shield member. At this time, a voltage follower may be used as the impedance converter.
[0014]
Here, the detected impedance element may be a capacitive sensor, and the first impedance element and the second impedance element may be capacitors.
It is preferable that the impedance detection device further includes a potential fixing circuit that fixes a potential at one end of the detected impedance element. The potential fixing circuit may be configured to include a resistor connected between one end of the detected impedance element and a predetermined reference potential or the signal output terminal.
[0015]
In order to achieve the above object, an impedance detection method according to the present invention is a method for detecting the impedance of a detected impedance element, wherein an AC signal is applied to each of two electrical input / output terminals of the detected impedance element. And detecting a changing impedance of the detected impedance element as a detection signal.
[0016]
Here, it is preferable to adjust the phase of each AC signal so that the phase difference is 180 degrees.
Further, among the currents flowing through the detected impedance element, a part or all of the currents corresponding to a reference impedance that does not change according to the detected physical quantity are used as the two electrical input / outputs of the detected impedance element. You may further include the process applied to either one of the terminals. That is, a part or all of the current corresponding to the reference impedance that does not change according to the detected physical quantity is applied to the detection signal output side of the two electrical input / output terminals.
[0017]
Further, the detection signal output side of the two electrical input / output terminals is fixed to a constant potential, or a shield is prepared on the detection signal output side of the two electrical input / output terminals, and the potential of the shield and the It is preferable that the electric input / output terminal on the detection signal output side has the same electric potential.
[0018]
In order to achieve the above object, an impedance detection apparatus according to the present invention is an impedance detection apparatus that outputs a detection signal corresponding to the impedance of a detected impedance element, the inverting input terminal of the detected impedance element. An operational amplifier having one end connected thereto, a first impedance element connected between an inverting input terminal and an output terminal of the operational amplifier, and an AC voltage generator for applying an AC voltage to a non-inverting input terminal of the operational amplifier And a phase / amplitude compensation circuit that adjusts at least one of the phase and amplitude of the AC voltage and outputs the adjusted AC voltage to the other end of the detected impedance element.
[0019]
Here, it is preferable that the phase amplitude compensation circuit performs the adjustment so that the phase difference between the AC voltages applied to both ends of the detected impedance element is 180 degrees.
[0020]
The detected impedance element and the first impedance element may be capacitors. However, in that case, it is preferable that the impedance detection device further includes a resistor connected in parallel with the detected impedance element.
[0021]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram of a sensor capacitance detection device 10 as an impedance detection device according to an embodiment of the present invention. The sensor capacitance detection device 10 includes an AC voltage generator 11 that generates an AC voltage, a resistor (R1) 12, a resistor (R2) 13, a first operational amplifier 14, and a feedback capacitor 15 (Cf) 15 as a first impedance element. The capacitive sensor 17 as the detected impedance element and the second operational amplifier 16 as the impedance converter are configured to output a detection signal (voltage Vout) corresponding to the capacitance of the capacitive sensor 17 from the signal output terminal 20. .
[0022]
The capacitive sensor 17 is a capacitor that is a detection target of the sensor capacitance detection device 10 and detects various physical quantities using a change in impedance (here, capacitance Cs) such as a capacitor microphone.
[0023]
One end of the AC voltage generator 11 is connected to a predetermined potential (GND in this example), and a constant AC voltage (voltage Vin, angular frequency ω) is generated from the other end (output terminal). A resistor (R 1) 12 is connected between the output terminal of the AC voltage generator 11 and the inverting input terminal of the first operational amplifier 14.
[0024]
The first operational amplifier 14 is a voltage amplifier having an extremely high input impedance and open loop gain. Here, the non-inverting input terminal is connected to a predetermined potential (GND in this example), and the non-inverting input terminal and the inverting input terminal are connected. Is an inverting amplifier that is in the short circuit state. A feedback capacitor 15, a second operational amplifier 16, and a resistor (R 2) 13 are provided as circuit elements between the feedback path of the first operational amplifier 14, that is, between the output terminal and the inverting input terminal of the first operational amplifier 14. They are connected in series in order. In this case, the feedback path is a negative feedback path as shown in the figure, but it is preferable because it is resistant to noise and has operational stability.
[0025]
The second operational amplifier 16 is one of impedance converters having an inverting input terminal and an output terminal connected, an extremely high input impedance, and an extremely low output impedance. Here, a voltage follower having a voltage gain of 1 is used. It is composed. One end of a capacitive sensor 17 is connected to the non-inverting input terminal 21 of the second operational amplifier 16 via a signal line 23, while the other end (terminal 24) of the capacitive sensor 17 generates an AC voltage. Connected to the output terminal of the device 11. To the output terminal of the first operational amplifier 14, the output signal of the sensor capacitance detection device 10, that is, the detection signal Vout corresponding to the impedance (here, capacitance) of the capacitive sensor 17 as the detected impedance element is output. A signal output terminal 20 is connected.
[0026]
The operation of the sensor capacity detection device 10 configured as described above is as follows.
Attention is focused on an inverting amplifier circuit including a resistor (R1) 12, a resistor (R2) 13, a first operational amplifier 14, and the like. Both input terminals of the first operational amplifier 14 are in the short circuit state and have the same potential (for example, 0 V), and the input impedance thereof is extremely high, and no current flows. Therefore, all of the current flowing through the resistor (R1) 12 flows through the resistor (R2) 13. From these facts, if the output voltage of the second operational amplifier 16 is V2,
V2 =-(R2 / R1) · Vin (Formula 1)
It becomes. Further, the second operational amplifier 16 constitutes a voltage follower, and both of its input terminals are in an immediate short state, and the input voltage (voltage of the non-inverting input terminal 21) V1 and the output voltage (inverting input terminal and output terminal 22). Since the voltage V2 is equal, the input voltage V1 is
V1 = V2
=-(R2 / R1) · Vin (Formula 2)
Holds.
[0027]
Here, focusing on the capacitive sensor 17, the voltage V1 is applied to one end (signal line 23), and the output voltage Vin of the AC voltage generator 11 is applied to the other end (terminal 24). Therefore, the potential difference Vcs at both ends of the capacitive sensor 17 is
Vcs = (1 + R2 / R1) · Vin (Formula 3)
It becomes. By the way, since the input impedance of the second operational amplifier 16 is very high, all of the current flowing through the capacitive sensor 17 flows through the feedback capacitor 15.
jωCs · Vcs = jωCf · (V1−Vout) (Formula 4)
Is established. By substituting Equation 2 and Equation 3 into Equation 4, the voltage Vout of the signal output terminal 20 is
Vout =-{(1 + Cs / Cf). (R2 / R1) + (Cs / Cf)}. Vi (Formula 5)
It becomes.
[0028]
As can be seen from Equation 5, the voltage Vout of the detection signal output from the signal output terminal 20 of the sensor capacitance detection device 10 is a value depending on the capacitance Cs of the capacitive sensor 17. Therefore, the capacitance Cs can be specified by performing various signal processing on the voltage Vout. Further, as can be seen from the fact that the angular frequency ω is not included in Equation 5, the voltage Vout of the detection signal does not depend on the frequency of the AC signal Vin from the AC voltage generator 11. As a result, a sensor capacitance detection device capable of detecting the capacitance of the capacitive sensor 17 without depending on the frequency of the AC voltage applied to the capacitive sensor 17 (having no frequency-dependent characteristics in the circuit) is realized. Is done. Therefore, for a capacitive sensor 17 such as a condenser microphone whose capacitance value changes at a certain frequency (voice band), the capacitance value is directly specified from the voltage value without correcting the frequency of the detected signal. It becomes possible.
[0029]
Here, the sensor capacitance detection device 10 is compared with a device in which one end (terminal 24) of the capacitive sensor 17 is connected to a reference potential (GND or the like).
In the first place, even if one end (terminal 24) of the capacitive sensor 17 is connected to a reference potential (GND or the like) in the sensor capacitance detecting device 10, the capacitance Cs of the capacitive sensor 17 is connected to the signal output terminal 20. A voltage dependent on is output. The output voltage Vout ′ is
Vout '=-(1 + Cs / Cf). (R2 / R1) .Vin (Formula 6)
It is. As can be seen from a comparison between Equation 6 and Equation 5, the sensor capacitance detection device 10 according to the present embodiment is compared with a device in which one end (terminal 24) of the capacitive sensor 17 is connected to a reference potential (GND or the like). , Cs / Cf increases the gain.
[0030]
For example, when R2 / R1 = Cs / Cf = 1, the sensor capacitance detection device 10 is 1 in comparison with a device in which one end (terminal 24) of the capacitive sensor 17 is connected to a reference potential (GND or the like). .5 times greater sensitivity. That is, the sensitivity can be improved without increasing the amplitude of the AC signal Vin from the AC voltage generator 11.
[0031]
The first operational amplifier 14 is for obtaining a sufficient gain, and the stability of the operation is improved by connecting the non-inverting input terminal to a reference potential (here, GND). Further, since the gain of the second operational amplifier 16 is 1, and the voltages of the inverting input terminal and the output terminal are determined, the voltage of the non-inverting input is determined. In this way, the amplifier for obtaining sufficient gain and the amplifier for determining the voltage are divided, so that the stability of each can be improved and the calculation error can be greatly reduced. ing.
[0032]
The present invention is not limited to the sensor capacitance detection device 10 shown in FIG. 1, and various circuits for further improving the performance may be added. An example of the circuit is shown below.
[0033]
FIG. 2 shows a signal for connecting the output terminal of the AC voltage generator 11 and the capacitive sensor 17 (terminal 24) as the detected impedance element in the sensor capacitance detection apparatus 10 as the impedance detection apparatus shown in FIG. A sensor capacitance detection device 30 corresponding to a circuit in which a phase / amplitude compensation circuit 31 is inserted in the line is shown.
[0034]
The phase / amplitude compensation circuit 31 is, for example, a phase adjustment circuit as shown in FIG. 3, and an input signal (AC voltage) so that the phase difference between the signals applied to both ends of the capacitive sensor 17 is reversed. This is a circuit that changes the phase of the output signal of the generator 11 and outputs it to the capacitive sensor 17 (terminal 24).
[0035]
That is, if the voltages of the two signals applied to both ends of the capacitive sensor 17 are Va · sin ωt and Vb · sin (ωt + θ), respectively, the potential difference Va−b is
Va−b = Va · sin ωt−Vb · sin (ωt + θ)
= Va · sin ωt−Vb · (sin ωt · cos θ + cos ωt · sin θ)
= (Va−Vb · cos θ) · sin ωt−Vb · cos ωt · sin θ
It is. This is maximum when cos θ = −1 and sin θ = 0, that is, θ = π (180 degrees). Therefore, the phase / amplitude compensation circuit 31 adjusts the phase of the input signal to improve the sensitivity of the sensor capacitance detection device 30, and the phase of the signal voltage applied to both ends of the capacitive sensor 17 is reversed. Is working.
[0036]
FIG. 4 shows a cancel capacitor (Cc) as a cancel impedance at one end (signal line 23) of a capacitive sensor 17 as a detected impedance element in the sensor capacitance detection device 10 as an impedance detection device shown in FIG. 4 shows an impedance detection device (sensor capacitance detection device 40) including a reference impedance cancellation circuit to which an AC signal generator (V3) 42 for applying an AC voltage via 41 is added.
[0037]
Now, the capacitance Cs of the capacitive sensor 17 is composed of the sum of a steady value (reference capacitance Cd) and a change (change capacitance ΔC) that changes in accordance with a physical quantity such as sound, that is,
Cs = Cd + ΔC
Then, the cancel capacitor (Cc) 41 and the AC signal generator (V3) 42 cancel the output of the signal corresponding to the reference capacitance Cd of the capacitive sensor 17 from the signal output terminal 20, that is, the reference capacitance. It functions as a circuit for canceling Cd.
[0038]
Specifically, among the current flowing through the capacitive sensor 17 from one end (signal line 23) to the other end (terminal 24), a current corresponding to the reference capacitance Cd of the capacitive sensor 17 and an AC signal generator ( The capacity of the cancel capacitor (Cc) 41 and the voltage of the AC signal generator (V3) 42 are set so that the current supplied from the V3) 42 to the signal line 23 via the cancel capacitor (Cc) 41 becomes equal. Keep it. Then, the current flowing through the feedback capacitor 15 becomes equal to the current corresponding to the change capacitance ΔC in the capacitive sensor 17.
jωCf · (V1−Vout) = jωΔC · Vcs (Expression 7)
Is established. Then, by substituting Equation 2 and Equation 3 into Equation 7, the voltage Vout of the signal output terminal 20 is
Vout = − {(1 + ΔC / Cf) · (R2 / R1) + (ΔC / Cf)} · Vi (Equation 8)
It becomes. As can be seen from Equation 8, the voltage Vout of the detection signal output from the signal output terminal 20 of the sensor capacitance detection device 40 is a change capacitance ΔC that changes according to a change in physical quantity among the capacitance Cs of the capacitive sensor 17. Since the value depends only on this and no unnecessary offset component is included, the amplitude can be increased and the sensitivity can be easily improved.
[0039]
As the cancel capacitor (Cc) 41 and the AC signal generator (V3) 42 satisfying the above-mentioned conditions, for example, the capacitance Cc of the cancel capacitor (Cc) 41 is
Cc = Cd
The AC signal generator (V3) 42 may be an inverting amplifier circuit that receives the output signal from the AC voltage generator 11 and outputs the following voltage V3.
[0040]
V3 =-(1 + 2, R2 / R1), Vin
Here, the current flowing through the reference capacitor Cd and the current flowing through the cancellation capacitor Cc are set to be equal, but the sensitivity is improved by setting the current supply so as to supplement a part of the current flowing through the reference capacitor Cd. Can be expected.
[0041]
FIG. 5 shows a sensor capacitance detection device 10 as the impedance detection device shown in FIG. 1 in which the signal line 23 is covered with a shield line 25 and the shield line 25 is connected to the output terminal 22 of the second operational amplifier 16. 1 shows a sensor capacitance detection device 50 corresponding to the circuit. The shield line 25 is a conductor that covers the signal line 23 that connects the feedback capacitor 15, the second operational amplifier 16, and the capacitive sensor 17.
[0042]
With this connection, the signal line 23 that transmits a minute signal from the capacitive sensor 17 is guarded by the shield line 25 to which a voltage having the same potential as the signal line 23 is applied, and the influence of stray capacitance is suppressed. At the same time, the entrance of noise from the outside is shielded, and the capacitance can be detected with high accuracy. Therefore, when the capacitive sensor 17, the feedback capacitor 15, and the second operational amplifier 16 (detection circuit) are arranged apart from each other, or when stray capacitance in the signal line 23 becomes a problem, such a sensor capacitance is used. The detection device 50 is effective.
[0043]
6 shows a sensor capacitance detection device 10 as the impedance detection device shown in FIG. 1, in which one end (signal line 23) of the capacitive sensor 17 is connected to a predetermined potential (Vs) 62 through a resistor (R3) 61. The sensor capacity | capacitance detection apparatus 60 equivalent to the made circuit is shown.
[0044]
In FIG. 6A, the resistor (R3) 61 is a high resistance having a high resistance value such that the current flowing therethrough is at least smaller than the current flowing through the capacitive sensor 17. This high resistance is, for example, a resistance of 100 MΩ. The predetermined potential (Vs) 62 is, for example, a reference potential such as GND or 1/2 · VDD (VDD is a power supply voltage). The resistor (R3) 61 and the predetermined potential (Vs) 62 function as a potential fixing circuit that fixes the potential of the signal line 23 and stabilizes the operation of the detection circuit.
[0045]
That is, in the sensor capacitance detection device 10 shown in FIG. 1, the signal line 23 is connected to one end of the feedback capacitor 15, one end of the capacitive sensor 17, and the non-inverting input terminal 21 of the second operational amplifier 16, and floats. It is possible to enter an unstable state where the potential is not deterministically determined. Therefore, in order to avoid such an unstable state, the signal line 23 is connected to a predetermined potential (Vs) 62 via a resistor (R3) 61 having a high resistance value, and the potential is fixed.
[0046]
In FIG. 6B, instead of the predetermined potential (Vs), one end (signal line 23) of the capacitive sensor 17 is connected to Vout 20 via a resistor (R3) 63. As a result, the DC potential of the signal line 23 is stabilized.
FIG. 7 is a diagram showing a simulation result for comparing the sensitivity of the sensor capacity detection device 60 and the conventional sensor capacity detection device shown in FIG. FIG. 7A shows the sensitivity of the sensor capacitance detection device 60 and the conventional device with respect to various values of the sensor capacitance Cs (the capacitance of the capacitive sensor 17 of the present embodiment and the capacitance sensor 92 of the conventional device), that is, the input. 7B is a table showing the ratio of the output voltage Vout (and the output voltage Vd of the conventional device) to the AC voltage Vin (and the AC voltage Vac of the conventional device), and FIG. 7B is shown in FIG. It is the graph which plotted the result.
[0047]
In this simulation, in the sensor capacitance detection device 60, R1 = R2 = 1 kΩ, Cf = 1 pF, R3 = 1 GΩ, Vs, and the potential at the electrode 90 of the conventional device = 1/2 Vdd (half potential of the power supply voltage), The frequency of the input signals Vin and Vac is 100 kHz.
[0048]
As can be seen from FIG. 7B, the sensor capacitance detection device 60 in the present embodiment has a detection sensitivity that is approximately 1.5 times higher than that of the conventional sensor capacitance detection device.
The sensor capacity detection device according to the present invention has been described based on the embodiments. However, the present invention is not limited to these embodiments.
[0049]
For example, the second operational amplifier 16 in the present embodiment constitutes a voltage follower with a voltage gain of 1, but instead, the input impedance is high and the output impedance is low as shown in FIG. It may be an impedance converter.
[0050]
Further, the capacitive sensor connected as the capacitive sensor 17 is not limited to the condenser microphone, but includes an acceleration sensor, a seismometer, a pressure sensor, a displacement sensor, a displacement meter, a proximity sensor, a touch sensor, an ion sensor, a humidity sensor, and a raindrop. Sensor, snow sensor, lightning sensor, alignment sensor, contact failure sensor, shape sensor, end point detection sensor, vibration sensor, ultrasonic sensor, angular velocity sensor, liquid level sensor, gas sensor, infrared sensor, radiation sensor, water level gauge, freezing sensor All transducers (devices) that detect various physical quantities using changes in capacitance, such as known capacitive sensors such as moisture meters, vibrometers, charge sensors, and printed circuit board inspection machines, are included.
[0051]
Further, the sensor capacitance detection device 10 in the present embodiment is configured by two operational amplifiers (the first operational amplifier 14 and the second operational amplifier 16), but may be configured by one operational amplifier.
[0052]
FIG. 9 is a circuit diagram of an impedance detection apparatus 70 according to the present invention configured by one operational amplifier. The impedance detector 70 includes an operational amplifier 73, a detected impedance element (impedance is Zs) 71 such as a capacitive sensor having one end connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 73, and the inverting input terminal and output terminal of the operational amplifier 73. A feedback impedance element (impedance is Zs) 72 such as a capacitor connected between and an AC voltage generator 11 connected between a non-inverting input terminal of the operational amplifier 73 and a reference potential (here, ground); A phase / amplitude compensation circuit (voltage gain is −A times) 31 connected between the non-inverting input terminal of the operational amplifier 73 and the other end of the detected impedance element 71 is constituted.
[0053]
In this impedance detection device 70, the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 73 are in an immediate short state, and the inverting input terminal and the non-inverting input terminal have substantially the same potential. Accordingly, one end of the detected impedance element 71 (a portion connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 73) has the same potential as the AC voltage Vin from the AC voltage generator 11. On the other hand, the AC voltage Vin from the AC voltage generator 11 is multiplied by −A by the phase / amplitude compensation circuit 31, and the voltage (−A · Vin) is applied to the other end of the detected impedance element 71. Therefore, a voltage of (1 + A) · Vin is applied to both ends of the detected impedance element 71.
[0054]
Here, for example, assuming that A = 1, that is, the phase / amplitude compensation circuit 31 is adjusted so that the phase difference between the AC voltages applied to both ends of the detected impedance element 71 is 180 degrees, the calculation is performed. The output voltage Vout of the amplifier 73 is
Vout = (1 + 2 ・ Zf / Zs) ・ Vin
It becomes. Incidentally, as in the conventional circuit shown in FIG. 11, one end of the detected impedance element 71 (terminal opposite to the terminal connected to the inverting input terminal of the operational amplifier) is connected to the ground. Then, the output voltage V′out in that case is
V'out = (1 + Zf / Zs) · Vin
It becomes. As can be seen by comparing these two output voltages Vout and V′out, the component (2 · Zf / Zs) that depends on the impedance of the impedance element 71 to be detected out of the output voltage Vout of the impedance detection device 70 is: Compared to the conventional circuit, it is doubled. Therefore, the impedance detection device 70 can detect the impedance of the detected impedance element 71 with higher sensitivity than the conventional circuit.
[0055]
As described above, the present invention can be realized as an impedance detection device including one operational amplifier, or can be realized as an impedance detection device including two operational amplifiers. In other words, the circuit portion in the dotted frame in the impedance detection device using two operational amplifiers shown in FIG. 10A and the impedance detection device using one operational amplifier shown in FIG. The circuit portion in the dotted line frame in FIG. 6 is common in that it is a converter that converts impedance into voltage. For any impedance detection device, the characteristic idea of the present invention, that is, by applying an AC voltage having a phase difference of 180 degrees to both ends of the detected impedance element, the impedance of the detected impedance element can be increased with greater sensitivity. The idea of detecting can be applied.
[0056]
However, the impedance detection apparatus using the two operational amplifiers shown in FIG. 10A has two operational amplifiers that share the functions, that is, one input terminal is connected to the reference potential and is in a stable state. Since the operational amplifier for amplifying the signal and the operational amplifier for ensuring the state of the image short circuit without amplifying the signal are provided, these two functions can be achieved with one operational amplifier. Compared with the realized impedance detection device shown in FIG. 10B, the device operates more stably and can detect a minute impedance change with high accuracy.
[0057]
In the impedance detection device 70 shown in FIG. 9, the detected impedance element 71 and the feedback impedance element 72 are not limited to capacitors, and may be other impedance elements such as resistors. However, when the detected impedance element 71 is a capacitor such as a capacitive sensor, the feedback impedance element 72 is also preferably a capacitor. In that case, since the connection point between the detected impedance element 71 and the feedback impedance element 72 can be in a DC floating state, for example, by connecting a resistor in parallel with the detected impedance element 71, the operation of the circuit can be performed. Can be stabilized.
[0058]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, the impedance detection device according to the present invention applies an AC voltage to the operational amplifier via a resistor, and connects the first impedance element and the impedance converter to the negative feedback path of the operational amplifier. In addition, the impedance of the detected impedance element is detected by connecting the first impedance element and the impedance converter and one end of the detected impedance element with a signal line.
[0059]
As a result, all of the current flowing through the detected impedance element flows through the first impedance element, and an accurate signal corresponding to the impedance value of the detected impedance element is output to the output terminal of the operational amplifier. Can be detected. Since the non-inverting input terminal of the operational amplifier is connected to a predetermined potential and one potential of the input terminal is fixed, the operational amplifier operates stably, the operational error is reduced, and the noise included in the detection signal Is suppressed.
[0060]
Moreover, the impedance detection apparatus according to the present invention applies an alternating voltage whose phase is inverted to both ends of the detected impedance element. Therefore, the impedance value of the detected impedance element can be detected with higher sensitivity. And since the sensitivity is improved without increasing the AC voltage, the problem of increasing current consumption and the problem of causing signal distortion do not occur.
[0061]
Further, by adding a circuit for canceling the reference impedance of the detected impedance element, it is possible to obtain an output signal that depends only on the impedance that changes according to the physical quantity among the impedances of the detected impedance element. As a result, the output signal does not include an unnecessary offset component, and only a component corresponding to a change in physical quantity is included, so that detection sensitivity can be improved.
[0062]
In addition, the signal line connecting the detected impedance element and the detection circuit is covered with a shield member, and by applying a guard voltage having the same potential as the signal line to the shield member, the floating impedance of the signal line is canceled, Noise entry from the outside can be blocked.
[0063]
Connect a signal line that connects a capacitive sensor using a capacitive sensor as a detected impedance element and a capacitor as a first impedance element to the detection circuit to a predetermined reference potential via a resistor having a high resistance value. Thus, the potential of the signal line can be fixed. As a result, the potential of the signal line is prevented from being floated, and the operation of the circuit is stabilized.
[0064]
As described above, according to the present invention, it is possible to detect a minute capacitance or capacitance change of an impedance type sensor with high sensitivity and high accuracy without increasing current consumption. It is suitable as a detection circuit for a capacitive sensor provided in an electronic device, and its practical value is extremely high.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a sensor capacitance detection device according to an embodiment of the present invention.
2 is a circuit diagram of an apparatus in which a phase / amplitude compensation circuit is added to the sensor capacitance detection apparatus shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a phase / amplitude compensation circuit;
4 is a circuit diagram of a device in which a circuit for canceling the reference capacitance of the capacitive sensor is added to the sensor capacitance detection device shown in FIG. 1;
5 is a circuit diagram of a device in which a shield member and a connection for guarding a signal line are added to the sensor capacitance detection device shown in FIG. 1; FIG.
6 is a circuit diagram of a device in which a circuit for fixing the potential of a signal line is added to the sensor capacitance detection device shown in FIG. 1;
7 is a diagram showing a simulation result for comparing the sensitivity of the sensor capacitance detection device shown in FIG. 6 and the conventional sensor capacitance detection device.
FIG. 8 is a circuit diagram showing an example of an impedance converter in place of the second operational amplifier of the sensor capacitance detection device of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram of an impedance detection apparatus according to the present invention constituted by one operational amplifier.
FIG. 10 is a circuit diagram showing the commonality between an impedance detection device comprising one operational amplifier and an impedance detection device comprising two operational amplifiers according to the present invention.
FIG. 11 is a circuit diagram of a conventional sensor capacitance detection device.
[Explanation of symbols]
10, 30, 40, 50, 60 Sensor capacity detection device
11 AC voltage generator
12, 13, 61 resistance
14 First operational amplifier
15 Feedback capacitor
16 Second operational amplifier
17 Capacitive sensor
20 Signal output terminal
21 Non-inverting input terminal of second operational amplifier
22 Output terminal of the second operational amplifier
23 Signal line
24 One end of capacitive sensor
25 Shielded wire
70 Impedance detection device
71 Detected impedance element
72 Feedback impedance element
73 Operational Amplifier

Claims

An impedance detection device that outputs a detection signal corresponding to the impedance of a detected impedance element,
An impedance converter having a high input impedance and a low output impedance, a first impedance element, an operational amplifier, an AC voltage generator for applying an AC voltage to the operational amplifier, and a signal output terminal connected to the output of the operational amplifier And a resistor connected in parallel with the detected impedance element ,
The feedback path of the operational amplifier includes the first impedance element and the impedance converter,
One end of the first impedance element and an input terminal of the impedance converter are connected to one end of the detected impedance element,
An AC voltage from the AC voltage generator is applied to the other end of the detected impedance element ,
The impedance detecting apparatus , wherein the detected impedance element and the first impedance element are capacitors .

The impedance detection device further includes a phase amplitude compensation circuit connected between the AC voltage generator and the other end of the detected impedance element,
The phase amplitude compensation circuit receives an AC voltage from the AC voltage generator and outputs an output voltage obtained by adjusting at least one of the phase and amplitude of the AC voltage to the other end of the detected impedance element. The impedance detection device according to claim 1.

The impedance detection according to claim 2, wherein the phase amplitude compensation circuit adjusts the phase so that a phase difference between respective AC voltages applied to both ends of the impedance element to be detected is 180 degrees. apparatus.

The impedance of the detected impedance element is represented by the sum of an impedance that varies according to a physical quantity to be detected and a fixed reference impedance,
The impedance detection device further includes a reference impedance cancellation circuit that applies a part or all of the current corresponding to the reference impedance to one end of the detected impedance element among the current flowing through the detected impedance element. The impedance detection apparatus according to any one of claims 1 to 3, wherein

The reference impedance cancellation circuit is
A cancel voltage generator for generating a voltage depending on the AC voltage from the AC voltage generating circuit;
The impedance detection apparatus according to claim 4, further comprising a second impedance element connected between an output terminal of the cancel voltage generator and one end of the detected impedance element.

A signal line connecting one end of the detected impedance element, one end of the first impedance element, and an input terminal of the impedance converter is covered with a shield member,
The impedance detection apparatus according to claim 1, wherein a voltage having the same potential as the potential of the signal line is applied to the shield member.

The impedance detection apparatus according to claim 6, wherein an output voltage of the impedance converter is applied to the shield member.

The impedance detection apparatus according to claim 1, wherein the impedance converter is a voltage follower.

The impedance detection apparatus according to any one of claims 1 to 8, wherein the detected impedance element is a capacitive sensor, and the first impedance element and the second impedance element are capacitors.

The impedance detection apparatus according to claim 9, further comprising a potential fixing circuit that fixes a potential at one end of the detected impedance element.

The impedance detection apparatus according to claim 10, wherein the potential fixing circuit includes a resistor connected between one end of the impedance element to be detected and a predetermined reference potential or the signal output terminal.

A method for detecting the impedance of an impedance element to be detected using the impedance detection device according to claim 1 ,
An impedance detection method comprising a step of applying an AC signal to each of the two electrical input / output terminals of the detected impedance element, and detecting a changing impedance of the detected impedance element as a detection signal.

The impedance detection method according to claim 12, wherein the phase of each of the AC signals is adjusted so that the phase difference is 180 degrees.

Of the current flowing through the detected impedance element, a part or all of the current corresponding to the reference impedance that does not change according to the detected physical quantity is supplied to the two electrical input / output terminals of the detected impedance element. The impedance detection method according to claim 12, further comprising a step of applying the detection signal to the detection signal output side .

15. A part or all of the current corresponding to a reference impedance that does not change according to the detected physical quantity is applied to the detection signal output side of the two electrical input / output terminals. The impedance detection method described.

The impedance detection method according to any one of claims 12 to 15, wherein the detection signal output sides of the two electrical input / output terminals are fixed to a constant potential.

A shield is prepared on the detection signal output side of the two electrical input / output terminals, and the potential of the shield and the potential of the electrical input / output terminal on the detection signal output side are set to the same potential. The impedance detection method according to any one of 12 to 16.

An impedance detection device that outputs a detection signal corresponding to the impedance of a detected impedance element,
An operational amplifier having one end of the detected impedance element connected to an inverting input terminal;
A first impedance element connected between an inverting input terminal and an output terminal of the operational amplifier;
An AC voltage generator for applying an AC voltage to a non-inverting input terminal of the operational amplifier;
A phase amplitude compensation circuit that adjusts at least one of the phase and amplitude of the AC voltage and outputs the adjusted AC voltage to the other end of the detected impedance element ;
A resistor connected in parallel with the detected impedance element;
The impedance detecting apparatus , wherein the detected impedance element and the first impedance element are capacitors .

The impedance detection apparatus according to claim 18, wherein the phase amplitude compensation circuit performs the adjustment so that a phase difference between the AC voltages applied to both ends of the impedance element to be detected is 180 degrees. .