JP4107133B2 - トルクセンサ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば電動パワーステアリング装置において操舵トルクを検出するのに用いられるトルクセンサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
第１シャフトと、第１シャフトに対して弾性的に相対回転可能な第２シャフトと、第１シャフトの回転角を検出する第１レゾルバと、第２シャフトの回転角を検出する第２レゾルバとを備えるトルクセンサが知られている。その第１レゾルバによる第１シャフトの検出回転角と第２レゾルバによる第２シャフトの検出回転角との差から両シャフトによる伝達トルクが求められる。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００２−３５０１８１号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
レゾルバにより検出するシャフト回転角をθ、ωを励磁信号の角周波数、ｔを時間、ＫＥを係数とした場合、レゾルバの回転子捲線にｓｉｎ（ωｔ）に比例する励磁信号を入力した時、２相の固定子捲線からｓｉｎθに比例する振幅を有するＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎθで表される信号と、ｃｏｓθに比例する振幅を有するＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓθで表される信号とが出力される。よって、ｔａｎ-1（ｓｉｎθ／ｃｏｓθ）の演算をコンピュータにより行うことで回転角θを求めることができる。
【０００５】
しかし、コンピュータによりレゾルバ等の検出器からの信号の出力値を直接に取り込む際の分解能には限界があるため、トルクセンサの分解能が制限され、また、分解能が高くなる程に信号処理のための負荷が大きくなる。さらに、その出力値は回転角θに対して非線形に変化するため、トルク検出精度の向上が阻害される。
本発明は上記課題を解決することのできるトルクセンサを提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明のトルクセンサは、第１シャフトと、前記第１シャフトに対して弾性的に相対回転可能な第２シャフトと、前記第１シャフトの回転角変化に対応して位相が変化する第１交番信号を出力する第１交番信号出力手段と、前記第２シャフトの回転角変化に対応して位相が変化する第２交番信号を出力する第２交番信号出力手段と、前記第１交番信号と前記第２交番信号との間の位相差の変化に応じて波形が変化する位相差対応信号を出力する出力信号処理部とを備え、前記位相差対応信号から前記第１、第２シャフトによる伝達トルクに対応する値が求められる。
【０００７】
これにより、第１交番信号の位相変化は第１シャフトの回転角変化に対応し、第２交番信号の位相変化は第２シャフトの回転角変化に対応するので、第１交番信号と第２交番信号との間の位相差は第１シャフトと第２シャフトの回転角差に対応する。位相差対応信号は、その回転角差の変化に応じて波形が変化することになるので、第１、第２シャフトによる伝達トルクに対応する信号として用いることができる。すなわち、第１シャフトの回転角と第２シャフトの回転角とを個別に検出することなく、伝達トルクに対応する回転角差を直接的に求めることができる。よって、トルクを求めるために従来のようにコンピュータを用いて検出器からの信号の出力値を直接に取り込む必要がなく、信号処理のための負荷を低減でき、非線形な要素をなくすことができる。
【０００８】
さらに、本発明のトルクセンサにおいては、前記第１交番信号出力手段は第１検出器と第１信号処理部を有し、前記第１検出器は、ＫＥを係数、ωを励磁信号の角周波数、ｔを時間、θを第１シャフトの回転角として、ｓｉｎ（ωｔ）に比例する励磁信号の入力時にＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎθで表される第１正弦振幅信号と、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓθで表される第１余弦振幅信号を出力し、前記第１信号処理部は、前記第１正弦振幅信号の出力端子と前記第１余弦振幅信号の出力端子とを接続する回路において互いに直列に接続される第１抵抗と第１コンデンサとを有すると共に、前記第１抵抗と前記第１コンデンサとの間が前記出力信号処理部に接続され、前記第１抵抗の抵抗値と前記第１コンデンサの容量値は、前記第１抵抗と前記第１コンデンサとが前記第１正弦振幅信号と前記第１余弦振幅信号の中の一方に対してローパスフィルタとして機能すると共に他方に対してハイパスフィルタとして機能する際にカットオフ周波数が前記ωになるように設定され、前記第２交番信号出力手段は第２検出器と第２信号処理部を有し、前記第２検出器は、ＫＥを係数、ωを励磁信号の角周波数、ｔを時間、θ＋Δθを第２シャフトの回転角として、ｓｉｎ（ωｔ）に比例する励磁信号の入力時にＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎ（θ＋Δθ）で表される第２正弦振幅信号と、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（θ＋Δθ）で表される第２余弦振幅信号を出力し、前記第２信号処理部は、前記第２正弦振幅信号の出力端子と前記第２余弦振幅信号の出力端子とを接続する回路において互いに直列に接続される第２抵抗と第２コンデンサとを有すると共に、前記第２抵抗と前記第２コンデンサとの間が前記出力信号処理部に接続され、前記第２抵抗の抵抗値と前記第２コンデンサの容量値は、前記第２抵抗と前記第２コンデンサとが前記第２正弦振幅信号と前記第２余弦振幅信号の中の一方に対してローパスフィルタとして機能すると共に他方に対してハイパスフィルタとして機能する際にカットオフ周波数が前記ωになるように設定される。
【０００９】
これにより、第１、第２検出器にｓｉｎ（ωｔ）に比例する励磁信号を入力することで、第１、第２シャフトの回転角の変化に対応して位相が変化する第１、第２交番信号を、レゾルバ等の検出器、抵抗、コンデンサという汎用部品を用いて出力することができる。
【００１０】
しかも、第１、第２検出器の出力信号を第１、第２交番信号に変換する際に、抵抗とコンデンサをローパスフィルタおよびハイパスフィルタとして機能させることで、トルクの検出精度を向上することができる。
すなわち、第１、第２検出器の出力信号の第１、第２交番信号への変換は、その精度を問題としないのであれば本発明を採用しなくても可能である。例えば、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎθで表される第１正弦振幅信号を位相シフト回路によりπ／２位相シフトすることでＫＥｓｉｎ（ωｔ＋π／２）ｓｉｎθで表される信号に変換し、この変換された信号とＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓθで表される第１余弦振幅信号とを加算回路により加算すれば、ＫＥｓｉｎ（ωｔ＋θ）で表される第１交番信号になる。同様に、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎ（θ＋Δθ）で表される第２正弦振幅信号を位相シフト回路によりπ／２位相シフトすることでＫＥｓｉｎ（ωｔ＋π／２）ｓｉｎ（θ＋Δθ）で表される信号に変換し、この変換された信号とＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（θ＋Δθ）で表される第２余弦振幅信号とを加算回路により加算すれば、ＫＥｓｉｎ（ωｔ＋θ＋Δθ）で表される第２交番信号になる。しかし、そのような位相シフト回路による位相シフト量には個体差によりバラツキがあるため、第１、第２正弦振幅信号を正確にπ／２位相シフトすることができず、トルク検出精度が低下する。
これに対し本発明によれば、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎθで表される第１正弦振幅信号とＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓθで表される第１余弦振幅信号は、一方がローパスフィルタを通過し他方がハイパスフィルタを通過した後に、第１抵抗と第１コンデンサの間に接続された出力信号処理部に出力される際に重畳されて第１交番信号になる。その重畳前に、第１正弦振幅信号と第１余弦振幅信号の中の一方は、第１抵抗と第１コンデンサにより構成されるカットオフ周波数がωのローパスフィルタを通過することになるので高周波成分が除去されて位相がπ／４だけ遅れ、ゲインが−３ｄＢの信号に変換され、また、第１正弦振幅信号と第１余弦振幅信号の中の他方は、第１抵抗と第１コンデンサにより構成されるカットオフ周波数がωのハイパスフィルタを通過することになるので低周波成分が除去されて位相がπ／４だけ進み、ゲインが−３ｄＢの信号に変換される。よって、第１交番信号は、第１正弦振幅信号と第１余弦振幅信号とを相対的に位相をπ／２だけずらせて加算したＫＥｓｉｎ（ωｔ＋θ）で表される信号になる。同様に、第２交番信号は、第２正弦振幅信号と第２余弦振幅信号とを相対的に位相をπ／２だけずらせて加算したＫＥｓｉｎ（ωｔ＋θ＋Δθ）で表される信号になる。しかも、第１、第２抵抗の抵抗値と第１、第２コンデンサの容量値に個体差によるバラツキがあっても、その高周波成分を除去された信号と低周波成分を除去された信号とのカットオフ周波数ωでの互いの位相差はπ／２から変動しないので、トルク検出精度の低下を防止できる。
【００１１】
本発明のトルクセンサにおいては、前記第１、第２シャフトによる伝達トルクが零の時に前記第１交番信号と第２交番信号との間の位相差がπ／２になるように、前記第１検出器と第２検出器は相対配置され、前記出力信号処理部は、前記第１交番信号を第１ロジック信号に変換する第１ロジック信号変換回路と、前記第２交番信号を第２ロジック信号に変換する第２ロジック信号変換回路と、その第１ロジック信号と第２ロジック信号の排他的論理和に対応するＰＷＭ信号を前記位相差対応信号として出力するＰＷＭ処理回路とを有するのが好ましい。
これにより、第１交番信号と第２交番信号との間の位相差の変化に応じてパルス幅が変化するＰＷＭ信号を位相差対応信号として出力することができる。また、そのＰＷＭ信号を、交番信号をロジック信号に変換する回路と、ロジック信号の排他的論理和に対応する信号を生成する回路という汎用部品を用いて出力することができる。
【００１２】
本発明のトルクセンサにおいては、前記出力信号処理部は、前記第１交番信号を第１ロジック信号に変換する第１ロジック信号変換回路と、前記第２交番信号を第２ロジック信号に変換する第２ロジック信号変換回路と、その第１ロジック信号の立ち上がり時点の検出回路と、その第２ロジック信号の立ち下がり時点の検出回路と、その第１ロジック信号の立ち上がり時点と第２ロジック信号の立ち下がり時点の中の一方が立ち上がり時点に対応し他方が立ち下がり時点に対応するＰＷＭ信号を前記位相差対応信号として出力するＰＷＭ処理回路とを有するのが好ましい。
これにより、第１交番信号と第２交番信号との間の位相差の変化に応じてパルス幅が変化するＰＷＭ信号を位相差対応信号として出力することができる。また、そのＰＷＭ信号を、交番信号をロジック信号に変換する回路と、ロジック信号の立ち上がり時点と立ち下がり時点を検出する回路と、ロジック信号の立ち上がり時点と立ち下がり時点に応じた立ち上がり時点と立ち下がり時点を有する信号を生成する例えばＳＲフリップフロップのような汎用部品を用いて出力することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１に示す本実施形態のトルクセンサ１は、電動パワーステアリング装置のステアリングシャフトにより伝達されるトルクを検出するために用いられ、そのステアリングシャフトを構成する筒状第１シャフト３と筒状第２シャフト４を有する。第１シャフト３に連結される図外ステアリングホイールの回転が、第２シャフト４に連結される図外ステアリングギヤを介して車輪に伝達されることで、車両の舵角が変化する。
【００１４】
第１シャフト３と第２シャフト４にトーションバー（弾性部材）５が挿入されている。トーションバー５の一端は第１シャフト３に他端は第２シャフト４にそれぞれピンやセレーション等により連結され、これにより第１シャフト３と第２シャフト４は互いに対して同軸中心に弾性的に相対回転可能である。第１シャフト３はベアリング６を介してセンサハウジング７により支持され、第２シャフト４はセンサハウジング７に圧入された環状のレゾルバ押さえ９によりベアリング８を介して支持されている。センサハウジング７により第１レゾルバ（第１検出器）２１と第２レゾルバ（第２検出器）２２が覆われている。
【００１５】
第１レゾルバ２１は、第１シャフト３の外周に同行回転するように嵌め合わされる第１レゾルバロータ２１ａと、第１レゾルバロータ２１ａを覆う環状の第１レゾルバステータ２１ｂを有する。本実施形態では第１レゾルバロータ２１ａに第１シャフト３が圧入されることで、第１レゾルバロータ２１ａと第１シャフト３は同行回転する。第２レゾルバ２２は、第２シャフト４の外周に同行回転するように嵌め合わされる第２レゾルバロータ２２ａと、第２レゾルバロータ２２ａを覆う環状の第２レゾルバステータ２２ｂとを有する。本実施形態では第２レゾルバロータ２２ａに第２シャフト４が圧入されることで、第２レゾルバロータ２２ａと第２シャフト４は同行回転する。第１レゾルバステータ２１ｂと第２レゾルバステータ２２ｂとの間に筒状のスペーサ２３が配置されている。
【００１６】
第１レゾルバステータ２１ｂと第２レゾルバステータ２２ｂとスペーサ２３は、センサハウジング７の内周に第１、第２シャフト３、４の径方向のクリアランスを介してシャフト軸方向から嵌め合わされる。両レゾルバステータ２１ｂ、２２ｂとスペーサ２３は、レゾルバ押さえ９とセンサハウジング７の内周に形成された段差７ａとの間に挟み込まれることでセンサハウジング７に固定されている。スペーサ２３の内周から内方に延びる環状の磁気遮蔽部２４が、磁気遮蔽材によりスペーサ２３と一体的に成形されている。磁気遮蔽部２４により第１レゾルバ２１と第２レゾルバ２２との間の磁気遮蔽がなされる。
【００１７】
第１レゾルバ２１は、第１レゾルバロータ２１ａに設けられた捲線（図示省略）に励磁信号が入力されることで、第１レゾルバステータ２１ｂに設けられた２相の捲線（図示省略）から第１正弦振幅信号と第１余弦振幅信号を出力する。すなわち、励磁信号をＥｓｉｎ（ωｔ）、θを第１シャフト３の回転角とすると、第１正弦振幅信号はｓｉｎθに比例する振幅を有し、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎθで表される。図２の（１）は第１シャフト３が一定角速度で回転する時のθの変化に対するｓｉｎθとＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎθの変化を示す。また、第１余弦振幅信号はｃｏｓθに比例する振幅を有し、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓθで表される。図２の（２）は第１シャフト３が一定角速度で回転する時のθの変化に対するｃｏｓθとＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓθの変化を示す。なお、Ｅは信号振幅、Ｋは変圧率、ωは励磁角周波数、ｔは時間である。
【００１８】
第２レゾルバ２２は、第２レゾルバロータ２２ａに設けられた捲線（図示省略）に励磁信号が入力されることで、第２レゾルバステータ２２ｂに設けられた２相の捲線（図示省略）から第２正弦振幅信号と第２余弦振幅信号を出力する。励磁信号をＥｓｉｎ（ωｔ）、θ＋Δθを第２シャフト４の回転角とすると、第２正弦振幅信号はｓｉｎ（θ＋Δθ）に比例する振幅を有し、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎ（θ＋Δθ）で表され、第２余弦振幅信号はｃｏｓ（θ＋Δθ）に比例する振幅を有し、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（θ＋Δθ）で表される。
【００１９】
両レゾルバ２１、２２の出力信号は信号ケーブル２５を介して、センサハウジング７の外部に設けられる図３に示す制御装置２０に入力される。制御装置２０は第１信号処理部２６と第２信号処理部２７と出力信号処理部２８を有する。
【００２０】
第１信号処理部２６は、第１レゾルバ２１における第１正弦振幅信号の出力端子２１′と第１余弦振幅信号の出力端子２１″とを第１正弦振幅信号の入力インターフェース２０ａと第１余弦振幅信号の入力インターフェース２０ｂを介して接続する回路において、互いに直列に接続される第１抵抗２６ａと第１コンデンサ２６ｂを有する。第１抵抗２６ａと第１コンデンサ２６ｂとの間が出力信号処理部２８に接続される。これにより、第１抵抗２６ａと第１コンデンサ２６ｂとが第１正弦振幅信号に対してローパスフィルタとして機能すると共に第１余弦振幅信号に対してハイパスフィルタとして機能する。また、第１抵抗２６ａの抵抗値と第１コンデンサ２６ｂの容量値は、第１抵抗２６ａと第１コンデンサ２６ｂとが第１正弦振幅信号に対してローパスフィルタとして機能すると共に第１余弦振幅信号に対してハイパスフィルタとして機能する際にカットオフ周波数が前記ωになるように設定される。すなわち、図４の（１）はローパスフィルタに入力される第１正弦振幅信号に対する出力信号のゲイン特性を実線により示し、ハイパスフィルタに入力される第１余弦振幅信号に対する出力信号のゲイン特性を破線により示すボード線図であり、図４の（２）はローパスフィルタに入力される第１正弦振幅信号に対する出力信号の位相特性を実線により示し、ハイパスフィルタに入力される第１余弦振幅信号に対する出力信号の位相特性を破線により示すボード線図である。第１正弦振幅信号は、第１抵抗２６ａと第１コンデンサ２６ｂにより構成されるカットオフ周波数がωのローパスフィルタを通過することになるので高周波成分が除去されて位相がπ／４だけ遅れ、ゲインが−３ｄＢの信号に変換される。また、第１余弦振幅信号は、第１抵抗２６ａと第１コンデンサ２６ｂにより構成されるカットオフ周波数がωのハイパスフィルタを通過することになるので低周波成分が除去されて位相がπ／４だけ進み、ゲインが−３ｄＢの信号に変換される。よって、第１交番信号は、第１正弦振幅信号と第１余弦振幅信号とを相対的に位相をπ／２だけずらせて加算したＫＥｓｉｎ（ωｔ＋θ）で表される信号になる。すなわち、第１レゾルバ２１と第１信号処理部２６は、第１シャフト３の回転角θの変化に対応して位相が変化する第１交番信号を出力する第１交番信号出力手段を構成する。この際、第１抵抗２６ａの抵抗値と第１コンデンサ２６ｂの容量値に個体差によるバラツキがあっても、その高周波成分を除去された信号と低周波成分を除去された信号とのカットオフ周波数ωでの互いの位相差はπ／２から変動しない。
【００２１】
第２信号処理部２７は、第２レゾルバ２２における第２正弦振幅信号の出力端子２２′と第２余弦振幅信号の出力端子２２″とを第２正弦振幅信号の入力インターフェース２０ｃと第２余弦振幅信号の入力インターフェース２０ｄを介して接続する回路において、互いに直列に接続される第２抵抗２７ａと第２コンデンサ２７ｂを有する。第２抵抗２７ａと第２コンデンサ２７ｂとの間が出力信号処理部２８に接続される。これにより、第２抵抗２７ａと第２コンデンサ２７ｂとが第２正弦振幅信号に対してローパスフィルタとして機能すると共に第２余弦振幅信号に対してハイパスフィルタとして機能する。また、第２抵抗２７ａの抵抗値と第２コンデンサ２７ｂの容量値は、第２抵抗２７ａと第２コンデンサ２７ｂとが第２正弦振幅信号に対してローパスフィルタとして機能すると共に第２余弦振幅信号に対してハイパスフィルタとして機能する際にカットオフ周波数が前記ωになるように設定される。すなわち、第２正弦振幅信号は、第２抵抗２７ａと第２コンデンサ２７ｂにより構成されるカットオフ周波数がωのローパスフィルタを通過することになるので高周波成分が除去されて位相がπ／４だけ遅れ、ゲインが−３ｄＢの信号に変換される。また、第２余弦振幅信号は、第２抵抗２７ａと第２コンデンサ２７ｂにより構成されるカットオフ周波数がωのハイパスフィルタを通過することになるので低周波成分が除去されて位相がπ／４だけ進み、ゲインが−３ｄＢの信号に変換される。よって、第２交番信号は、第２正弦振幅信号と第２余弦振幅信号とを相対的に位相をπ／２だけずらせて加算したＫＥｓｉｎ（ωｔ＋θ＋Δθ）で表される信号になる。すなわち、第２レゾルバ２２と第２信号処理部２７は、第２シャフト４の回転角θ＋Δθの変化に対応して位相が変化する第２交番信号を出力する第２交番信号出力手段を構成する。この際、第２抵抗２７ａの抵抗値と第２コンデンサ２７ｂの容量値に個体差によるバラツキがあっても、その高周波成分を除去された信号と低周波成分を除去された信号とのカットオフ周波数ωでの互いの位相差はπ／２から変動しない。
【００２２】
第１、第２シャフト３、４による伝達トルクが零の時に上記第１交番信号と第２交番信号との間の位相差がπ／２になるように、第１レゾルバ２１と第２レゾルバ２２は相対配置されている。
【００２３】
出力信号処理部２８は、第１ロジック信号変換回路２８ａと、第２ロジック信号変換回路２８ｂと、ＰＷＭ処理回路２８ｃを有する。
【００２４】
第１ロジック信号変換回路２８ａは上記第１交番信号を第１ロジック信号に変換する。第１ロジック信号は第１交番信号と周波数が等しいＨとＬの２値の方形波で表される。第２ロジック信号変換回路２８ｂは上記第２交番信号を第２ロジック信号に変換する。第２ロジック信号は第２交番信号と周波数が等しいＨとＬの２値の方形波で表される。第１交番信号と第２交番信号の位相差は第１ロジック信号と第２ロジック信号の位相差に等しくされる。
【００２５】
ＰＷＭ処理回路２８ｃは、その第１ロジック信号と第２ロジック信号の排他的論理和（ＥＸＯＲ）に対応するＰＷＭ信号を出力する。本実施形態では、そのＰＷＭ信号から求められるＰＷＭデューティが第１、第２シャフト３、４による伝達トルクに対応する値として用いられる。すなわち、図５（１）は伝達トルクが零の場合における第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２とＰＷＭ処理回路２８ｃから出力されるＰＷＭ信号Ｓ３を示す。この場合、第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２の位相差はπ／２となり、ＰＷＭデューティは５０％になる。図５（２）は第１、第２シャフト３、４により一方向のトルクが伝達される場合における第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２とＰＷＭ信号Ｓ３を示す。この場合は第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２の位相差はπ／２＋Δθ（Δθ＞０）となり、伝達トルクが大きい程にＰＷＭデューティが５０％よりも大きくなる。図５（３）は第１、第２シャフト３、４により他方向のトルクが伝達される場合における第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２とＰＷＭ信号Ｓ３を示す。この場合は第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２の位相差はπ／２＋Δθ（Δθ＜０）となり、伝達トルクが大きい程にＰＷＭデューティが５０％よりも小さくなる。
【００２６】
第１交番信号の位相変化は第１シャフト３の回転角変化に対応し、第２交番信号の位相変化は第２シャフト４の回転角変化に対応するので、第１交番信号と第２交番信号との間の位相差は、第１シャフト３と第２シャフト４の回転角差に対応する伝達トルクに対応する。その第１交番信号と第２交番信号の位相差は第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２の位相差に等しいことから、第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２の排他的論理和に対応するＰＷＭ信号Ｓ３は、第１交番信号と第２交番信号との間の位相差の変化に応じてパルス幅が変化することで波形が変化する位相差対応信号になる。そのＰＷＭ信号Ｓ３が第１、第２シャフト３、４による伝達トルクに対応する信号として用いられる。本実施形態では、第１、第２シャフト３、４の伝達トルクに応じた操舵補助力を、予め定められて記憶したＰＷＭデューティと操舵補助力との関係から演算し、その演算した操舵補助力を発生するように操舵補助力発生用電動アクチュエータ（図示省略）を制御する。その操舵補助力発生用電動アクチュエータは公知のものを用いることができ、例えば、電動モータにより発生する操舵補助力を減速ギヤ機構を介してステアリングシャフトに伝達するものを用いることができる。
【００２７】
上記実施形態のトルクセンサ１によれば、第１シャフト３の回転角と第２シャフト４の回転角とを個別に検出することなく、伝達トルクに対応する回転角差を直接的に求めることができる。よって、トルクを求めるために第１、第２レゾルバ２１、２２からの信号の出力値を直接に取り込む必要がなく、信号処理のための負荷を低減でき、非線形な要素をなくすことができる。第１、第２レゾルバ２１、２２にｓｉｎ（ωｔ）に比例する励磁信号を入力することで、第１、第２シャフト３、４の回転角の変化に対応して位相が変化する第１、第２交番信号を、レゾルバ２１、２２、抵抗２６ａ、２７ａ、コンデンサ２６ｂ、２７ｂという汎用部品を用いて出力することができる。また、第１、第２抵抗２６ａ、２７ａの抵抗値と第１、第２コンデンサ２６ｂ、２７ｂの容量値に個体差によるバラツキがあっても、それら抵抗２６ａ、２７ａとコンデンサ２６ｂ、２７ｂがローパスフィルタおよびハイパスフィルタとして機能することで高周波成分を除去された信号と低周波成分を除去された信号とのカットオフ周波数ωでの互いの位相差はπ／２から変動しないので、トルク検出精度の低下を防止できる。さらに、第１交番信号と第２交番信号との間の位相差の変化に応じてパルス幅が変化するＰＷＭ信号を、交番信号をロジック信号に変換するロジック信号変換回路２８ａ、２８ｂと、ロジック信号の排他的論理和に対応する信号を生成するＰＷＭ処理回路２８ｃという汎用部品を用いて出力することができる。
【００２８】
図６、図７の（１）、（２）、（３）は制御装置２０の変形例を示す。上記実施形態との相違は、第１、第２シャフト３、４による伝達トルクが零の時に上記第１交番信号と第２交番信号との間の位相差が零になるように第１レゾルバ２１と第２レゾルバ２２は相対配置されている。出力信号処理部２８′は、第１ロジック信号変換回路２８ａから出力される第１ロジック信号の立ち上がり時点検出回路２８ｄと、第２ロジック信号変換回路２８ｂから出力される第２ロジック信号の立ち下がり時点検出回路２８ｅを有する。ＰＷＭ処理回路２８ｃ′として、第１ロジック信号と第２ロジック信号の排他的論理和に対応するＰＷＭ信号を出力する回路に代えて、ＳＲ（セットリセット）フリップフロップを有する。第１ロジック信号の立ち上がり時点の検出信号はＰＷＭ処理回路２８ｃ′を構成するフリップフロップのＳ端子に入力され、第２ロジック信号の立ち下がり時点の検出信号はそのＲ端子に入力される。これにより、ＰＷＭ処理回路２８ｃ′からＰＷＭ信号が出力される。そのＰＷＭ信号のＰＷＭデューティが第１、第２シャフト３、４による伝達トルクに対応する。
【００２９】
すなわち、図７（１）は伝達トルクが零の場合における第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２とＰＷＭ処理回路２８ｃ′から出力されるＰＷＭ信号Ｓ３と立ち上がり時点検出信号Ｓ４と立ち下がり時点検出信号Ｓ５を示す。この場合はΔθ＝０で、第１ロジック信号と第２ロジック信号の位相差は零となり、第１ロジック信号の立ち上がり時点から第２ロジック信号の立ち下がり時点までの時間ｔ１は、第２ロジック信号の立ち下がり時点から第１ロジック信号の立ち上がり時点までの時間ｔ２に等しいので、ＰＷＭデューティは５０％になる。図７（２）は第１、第２シャフト３、４により一方向のトルクが伝達される場合における第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２とＰＷＭ信号Ｓ３を示す。この場合は第１ロジック信号と第２ロジック信号の位相差はΔθ（＞０）となり、第１ロジック信号の立ち上がり時点から第２ロジック信号の立ち下がり時点までの時間ｔ１は、第２ロジック信号の立ち下がり時点から第１ロジック信号の立ち上がり時点までの時間ｔ２よりも長いので、伝達トルクが大きい程にＰＷＭデューティが５０％から大きくなる。図７（３）は第１、第２シャフト３、４により他方向のトルクが伝達される場合における第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２とＰＷＭ信号Ｓ３を示す。この場合は第１ロジック信号と第２ロジック信号の位相差はΔθ（＜０）となり、第１ロジック信号の立ち上がり時点から第２ロジック信号の立ち下がり時点までの時間ｔ１は、第２ロジック信号の立ち下がり時点から第１ロジック信号の立ち上がり時点までの時間ｔ２よりも短いので、伝達トルクが大きい程にＰＷＭデューティが５０％から小さくなる。これにより、第１交番信号と第２交番信号との間の位相差の変化に応じてパルス幅が変化するＰＷＭ信号を、交番信号をロジック信号に変換するロジック信号変換回路２８ａ、２８ｂと、ロジック信号の立ち上がり時点と立ち下がり時点を検出する回路２８ｄ、２８ｅと、ロジック信号の立ち上がり時点と立ち下がり時点に応じた立ち上がり時点と立ち下がり時点を有する信号を生成するＳＲフリップフロップのような汎用部品を用いて出力することができる。他は上記実施形態と同様で同一部分は同一符号で示す。なお、ＰＷＭ処理回路２８ｃ′を構成するＳＲフリップフロップのＳ端子に第２ロジック信号の立ち下がり時点の検出信号が入力され、Ｒ端子に第１ロジック信号の立ち上がり時点の検出信号が入力されてもよい。これによりＰＷＭ処理回路２８ｃ′は、第１ロジック信号の立ち上がり時点と第２ロジック信号の立ち下がり時点の中の一方が立ち上がり時点に対応し他方が立ち下がり時点に対応するＰＷＭ信号を上記位相差対応信号として出力する。
【００３０】
本発明は上記実施形態や変形例に限定されない。
例えば、第１抵抗２６ａと第１コンデンサ２６ｂとが第１余弦振幅信号に対してローパスフィルタとして機能すると共に第１正弦振幅信号に対してハイパスフィルタとして機能するように、上記実施形態や変形例とは配置が互いに逆になってもよい。また、第２抵抗２７ａと第２コンデンサ２７ｂとが第２余弦振幅信号に対してローパスフィルタとして機能すると共に第２正弦振幅信号に対してハイパスフィルタとして機能するように、上記実施形態や変形例とは配置が互いに逆になってもよい。さらに、上記実施形態や変形例では出力信号処理部２８、２８′から出力されるＰＷＭ信号のＰＷＭデューティを伝達トルクに対応する値として用いているが、ＰＷＭ信号の時間積分値を伝達トルクに対応する値として用いてもよい。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によれば、分解能の高い高精度のトルクセンサを低コストで提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態のトルクセンサの断面図
【図２】本発明の実施形態のトルクセンサにおける（１）は第１正弦振幅信号を示す図、（２）は第１余弦振幅信号を示す図
【図３】本発明の実施形態のトルクセンサにおける信号処理部の構成を示す図
【図４】本発明の実施形態における第１正弦振幅信号と第１余弦振幅信号がローパスフィルタとハイパスフィルタに夫々入力された場合の出力信号の（１）はゲイン特性を示すボード線図、（２）は位相特性を示すボード線図
【図５】本発明の実施形態のトルクセンサにおける（１）は伝達トルクが零の場合における第１ロジック信号と第２ロジック信号とＰＷＭ信号を示す図、（２）は一方向にトルクが伝達される場合における第１ロジック信号と第２ロジック信号とＰＷＭ信号を示す図、（３）は他方向にトルクが伝達される場合における第１ロジック信号と第２ロジック信号とＰＷＭ信号を示す図
【図６】本発明の変形例のトルクセンサにおける信号処理部の構成を示す図
【図７】本発明の変形例のトルクセンサにおける（１）は伝達トルクが零の場合における第１ロジック信号と第２ロジック信号とＰＷＭ信号と立ち上がり時点検出信号と立ち下がり時点検出信号を示す図、（２）は一方向にトルクが伝達される場合における第１ロジック信号と第２ロジック信号とＰＷＭ信号を示す図、（３）は他方向にトルクが伝達される場合における第１ロジック信号と第２ロジック信号とＰＷＭ信号を示す図
【符号の説明】
３ 第１シャフト
４ 第２シャフト
２１ 第１レゾルバ（第１検出器）
２２ 第２レゾルバ（第２検出器）
２６ 第１信号処理部
２６ａ 第１抵抗
２６ｂ 第１コンデンサ
２７ 第２信号処理部
２７ａ 第２抵抗
２７ｂ 第２コンデンサ
２８、２８′ 出力信号処理部
２８ａ 第１ロジック信号変換回路
２８ｂ 第２ロジック信号変換回路
２８ｃ、２８ｃ′ ＰＷＭ処理回路
２８ｄ 立ち上がり時点検出回路
２８ｅ 立ち下がり時点検出回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば電動パワーステアリング装置において操舵トルクを検出するのに用いられるトルクセンサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
第１シャフトと、第１シャフトに対して弾性的に相対回転可能な第２シャフトと、第１シャフトの回転角を検出する第１レゾルバと、第２シャフトの回転角を検出する第２レゾルバとを備えるトルクセンサが知られている。その第１レゾルバによる第１シャフトの検出回転角と第２レゾルバによる第２シャフトの検出回転角との差から両シャフトによる伝達トルクが求められる。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００２−３５０１８１号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
レゾルバにより検出するシャフト回転角をθ、ωを励磁信号の角周波数、ｔを時間、ＫＥを係数とした場合、レゾルバの回転子捲線にｓｉｎ（ωｔ）に比例する励磁信号を入力した時、２相の固定子捲線からｓｉｎθに比例する振幅を有するＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎθで表される信号と、ｃｏｓθに比例する振幅を有するＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓθで表される信号とが出力される。よって、ｔａｎ-1（ｓｉｎθ／ｃｏｓθ）の演算をコンピュータにより行うことで回転角θを求めることができる。
【０００５】
しかし、コンピュータによりレゾルバ等の検出器からの信号の出力値を直接に取り込む際の分解能には限界があるため、トルクセンサの分解能が制限され、また、分解能が高くなる程に信号処理のための負荷が大きくなる。さらに、その出力値は回転角θに対して非線形に変化するため、トルク検出精度の向上が阻害される。
本発明は上記課題を解決することのできるトルクセンサを提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明のトルクセンサは、第１シャフトと、前記第１シャフトに対して弾性的に相対回転可能な第２シャフトと、前記第１シャフトの回転角変化に対応して位相が変化する第１交番信号を出力する第１交番信号出力手段と、前記第２シャフトの回転角変化に対応して位相が変化する第２交番信号を出力する第２交番信号出力手段と、前記第１交番信号と前記第２交番信号との間の位相差の変化に応じて波形が変化する位相差対応信号を出力する出力信号処理部とを備え、前記位相差対応信号から前記第１、第２シャフトによる伝達トルクに対応する値が求められる。
【０００７】
これにより、第１交番信号の位相変化は第１シャフトの回転角変化に対応し、第２交番信号の位相変化は第２シャフトの回転角変化に対応するので、第１交番信号と第２交番信号との間の位相差は第１シャフトと第２シャフトの回転角差に対応する。位相差対応信号は、その回転角差の変化に応じて波形が変化することになるので、第１、第２シャフトによる伝達トルクに対応する信号として用いることができる。すなわち、第１シャフトの回転角と第２シャフトの回転角とを個別に検出することなく、伝達トルクに対応する回転角差を直接的に求めることができる。よって、トルクを求めるために従来のようにコンピュータを用いて検出器からの信号の出力値を直接に取り込む必要がなく、信号処理のための負荷を低減でき、非線形な要素をなくすことができる。
【０００８】
さらに、本発明のトルクセンサにおいては、前記第１交番信号出力手段は第１検出器と第１信号処理部を有し、前記第１検出器は、ＫＥを係数、ωを励磁信号の角周波数、ｔを時間、θを第１シャフトの回転角として、ｓｉｎ（ωｔ）に比例する励磁信号の入力時にＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎθで表される第１正弦振幅信号と、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓθで表される第１余弦振幅信号を出力し、前記第１信号処理部は、前記第１正弦振幅信号の出力端子と前記第１余弦振幅信号の出力端子とを接続する回路において互いに直列に接続される第１抵抗と第１コンデンサとを有すると共に、前記第１抵抗と前記第１コンデンサとの間が前記出力信号処理部に接続され、前記第１抵抗の抵抗値と前記第１コンデンサの容量値は、前記第１抵抗と前記第１コンデンサとが前記第１正弦振幅信号と前記第１余弦振幅信号の中の一方に対してローパスフィルタとして機能すると共に他方に対してハイパスフィルタとして機能する際にカットオフ周波数が前記ωになるように設定され、前記第２交番信号出力手段は第２検出器と第２信号処理部を有し、前記第２検出器は、ＫＥを係数、ωを励磁信号の角周波数、ｔを時間、θ＋Δθを第２シャフトの回転角として、ｓｉｎ（ωｔ）に比例する励磁信号の入力時にＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎ（θ＋Δθ）で表される第２正弦振幅信号と、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（θ＋Δθ）で表される第２余弦振幅信号を出力し、前記第２信号処理部は、前記第２正弦振幅信号の出力端子と前記第２余弦振幅信号の出力端子とを接続する回路において互いに直列に接続される第２抵抗と第２コンデンサとを有すると共に、前記第２抵抗と前記第２コンデンサとの間が前記出力信号処理部に接続され、前記第２抵抗の抵抗値と前記第２コンデンサの容量値は、前記第２抵抗と前記第２コンデンサとが前記第２正弦振幅信号と前記第２余弦振幅信号の中の一方に対してローパスフィルタとして機能すると共に他方に対してハイパスフィルタとして機能する際にカットオフ周波数が前記ωになるように設定される。
【０００９】
これにより、第１、第２検出器にｓｉｎ（ωｔ）に比例する励磁信号を入力することで、第１、第２シャフトの回転角の変化に対応して位相が変化する第１、第２交番信号を、レゾルバ等の検出器、抵抗、コンデンサという汎用部品を用いて出力することができる。
【００１０】
しかも、第１、第２検出器の出力信号を第１、第２交番信号に変換する際に、抵抗とコンデンサをローパスフィルタおよびハイパスフィルタとして機能させることで、トルクの検出精度を向上することができる。
すなわち、第１、第２検出器の出力信号の第１、第２交番信号への変換は、その精度を問題としないのであれば本発明を採用しなくても可能である。例えば、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎθで表される第１正弦振幅信号を位相シフト回路によりπ／２位相シフトすることでＫＥｓｉｎ（ωｔ＋π／２）ｓｉｎθで表される信号に変換し、この変換された信号とＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓθで表される第１余弦振幅信号とを加算回路により加算すれば、ＫＥｓｉｎ（ωｔ＋θ）で表される第１交番信号になる。同様に、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎ（θ＋Δθ）で表される第２正弦振幅信号を位相シフト回路によりπ／２位相シフトすることでＫＥｓｉｎ（ωｔ＋π／２）ｓｉｎ（θ＋Δθ）で表される信号に変換し、この変換された信号とＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（θ＋Δθ）で表される第２余弦振幅信号とを加算回路により加算すれば、ＫＥｓｉｎ（ωｔ＋θ＋Δθ）で表される第２交番信号になる。しかし、そのような位相シフト回路による位相シフト量には個体差によりバラツキがあるため、第１、第２正弦振幅信号を正確にπ／２位相シフトすることができず、トルク検出精度が低下する。
これに対し本発明によれば、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎθで表される第１正弦振幅信号とＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓθで表される第１余弦振幅信号は、一方がローパスフィルタを通過し他方がハイパスフィルタを通過した後に、第１抵抗と第１コンデンサの間に接続された出力信号処理部に出力される際に重畳されて第１交番信号になる。その重畳前に、第１正弦振幅信号と第１余弦振幅信号の中の一方は、第１抵抗と第１コンデンサにより構成されるカットオフ周波数がωのローパスフィルタを通過することになるので高周波成分が除去されて位相がπ／４だけ遅れ、ゲインが−３ｄＢの信号に変換され、また、第１正弦振幅信号と第１余弦振幅信号の中の他方は、第１抵抗と第１コンデンサにより構成されるカットオフ周波数がωのハイパスフィルタを通過することになるので低周波成分が除去されて位相がπ／４だけ進み、ゲインが−３ｄＢの信号に変換される。よって、第１交番信号は、第１正弦振幅信号と第１余弦振幅信号とを相対的に位相をπ／２だけずらせて加算したＫＥｓｉｎ（ωｔ＋θ）で表される信号になる。同様に、第２交番信号は、第２正弦振幅信号と第２余弦振幅信号とを相対的に位相をπ／２だけずらせて加算したＫＥｓｉｎ（ωｔ＋θ＋Δθ）で表される信号になる。しかも、第１、第２抵抗の抵抗値と第１、第２コンデンサの容量値に個体差によるバラツキがあっても、その高周波成分を除去された信号と低周波成分を除去された信号とのカットオフ周波数ωでの互いの位相差はπ／２から変動しないので、トルク検出精度の低下を防止できる。
【００１１】
本発明のトルクセンサにおいては、前記第１、第２シャフトによる伝達トルクが零の時に前記第１交番信号と第２交番信号との間の位相差がπ／２になるように、前記第１検出器と第２検出器は相対配置され、前記出力信号処理部は、前記第１交番信号を第１ロジック信号に変換する第１ロジック信号変換回路と、前記第２交番信号を第２ロジック信号に変換する第２ロジック信号変換回路と、その第１ロジック信号と第２ロジック信号の排他的論理和に対応するＰＷＭ信号を前記位相差対応信号として出力するＰＷＭ処理回路とを有するのが好ましい。
これにより、第１交番信号と第２交番信号との間の位相差の変化に応じてパルス幅が変化するＰＷＭ信号を位相差対応信号として出力することができる。また、そのＰＷＭ信号を、交番信号をロジック信号に変換する回路と、ロジック信号の排他的論理和に対応する信号を生成する回路という汎用部品を用いて出力することができる。
【００１２】
本発明のトルクセンサにおいては、前記出力信号処理部は、前記第１交番信号を第１ロジック信号に変換する第１ロジック信号変換回路と、前記第２交番信号を第２ロジック信号に変換する第２ロジック信号変換回路と、その第１ロジック信号の立ち上がり時点の検出回路と、その第２ロジック信号の立ち下がり時点の検出回路と、その第１ロジック信号の立ち上がり時点と第２ロジック信号の立ち下がり時点の中の一方が立ち上がり時点に対応し他方が立ち下がり時点に対応するＰＷＭ信号を前記位相差対応信号として出力するＰＷＭ処理回路とを有するのが好ましい。
これにより、第１交番信号と第２交番信号との間の位相差の変化に応じてパルス幅が変化するＰＷＭ信号を位相差対応信号として出力することができる。また、そのＰＷＭ信号を、交番信号をロジック信号に変換する回路と、ロジック信号の立ち上がり時点と立ち下がり時点を検出する回路と、ロジック信号の立ち上がり時点と立ち下がり時点に応じた立ち上がり時点と立ち下がり時点を有する信号を生成する例えばＳＲフリップフロップのような汎用部品を用いて出力することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１に示す本実施形態のトルクセンサ１は、電動パワーステアリング装置のステアリングシャフトにより伝達されるトルクを検出するために用いられ、そのステアリングシャフトを構成する筒状第１シャフト３と筒状第２シャフト４を有する。第１シャフト３に連結される図外ステアリングホイールの回転が、第２シャフト４に連結される図外ステアリングギヤを介して車輪に伝達されることで、車両の舵角が変化する。
【００１４】
第１シャフト３と第２シャフト４にトーションバー（弾性部材）５が挿入されている。トーションバー５の一端は第１シャフト３に他端は第２シャフト４にそれぞれピンやセレーション等により連結され、これにより第１シャフト３と第２シャフト４は互いに対して同軸中心に弾性的に相対回転可能である。第１シャフト３はベアリング６を介してセンサハウジング７により支持され、第２シャフト４はセンサハウジング７に圧入された環状のレゾルバ押さえ９によりベアリング８を介して支持されている。センサハウジング７により第１レゾルバ（第１検出器）２１と第２レゾルバ（第２検出器）２２が覆われている。
【００１５】
第１レゾルバ２１は、第１シャフト３の外周に同行回転するように嵌め合わされる第１レゾルバロータ２１ａと、第１レゾルバロータ２１ａを覆う環状の第１レゾルバステータ２１ｂを有する。本実施形態では第１レゾルバロータ２１ａに第１シャフト３が圧入されることで、第１レゾルバロータ２１ａと第１シャフト３は同行回転する。第２レゾルバ２２は、第２シャフト４の外周に同行回転するように嵌め合わされる第２レゾルバロータ２２ａと、第２レゾルバロータ２２ａを覆う環状の第２レゾルバステータ２２ｂとを有する。本実施形態では第２レゾルバロータ２２ａに第２シャフト４が圧入されることで、第２レゾルバロータ２２ａと第２シャフト４は同行回転する。第１レゾルバステータ２１ｂと第２レゾルバステータ２２ｂとの間に筒状のスペーサ２３が配置されている。
【００１６】
第１レゾルバステータ２１ｂと第２レゾルバステータ２２ｂとスペーサ２３は、センサハウジング７の内周に第１、第２シャフト３、４の径方向のクリアランスを介してシャフト軸方向から嵌め合わされる。両レゾルバステータ２１ｂ、２２ｂとスペーサ２３は、レゾルバ押さえ９とセンサハウジング７の内周に形成された段差７ａとの間に挟み込まれることでセンサハウジング７に固定されている。スペーサ２３の内周から内方に延びる環状の磁気遮蔽部２４が、磁気遮蔽材によりスペーサ２３と一体的に成形されている。磁気遮蔽部２４により第１レゾルバ２１と第２レゾルバ２２との間の磁気遮蔽がなされる。
【００１７】
第１レゾルバ２１は、第１レゾルバロータ２１ａに設けられた捲線（図示省略）に励磁信号が入力されることで、第１レゾルバステータ２１ｂに設けられた２相の捲線（図示省略）から第１正弦振幅信号と第１余弦振幅信号を出力する。すなわち、励磁信号をＥｓｉｎ（ωｔ）、θを第１シャフト３の回転角とすると、第１正弦振幅信号はｓｉｎθに比例する振幅を有し、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎθで表される。図２の（１）は第１シャフト３が一定角速度で回転する時のθの変化に対するｓｉｎθとＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎθの変化を示す。また、第１余弦振幅信号はｃｏｓθに比例する振幅を有し、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓθで表される。図２の（２）は第１シャフト３が一定角速度で回転する時のθの変化に対するｃｏｓθとＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓθの変化を示す。なお、Ｅは信号振幅、Ｋは変圧率、ωは励磁角周波数、ｔは時間である。
【００１８】
第２レゾルバ２２は、第２レゾルバロータ２２ａに設けられた捲線（図示省略）に励磁信号が入力されることで、第２レゾルバステータ２２ｂに設けられた２相の捲線（図示省略）から第２正弦振幅信号と第２余弦振幅信号を出力する。励磁信号をＥｓｉｎ（ωｔ）、θ＋Δθを第２シャフト４の回転角とすると、第２正弦振幅信号はｓｉｎ（θ＋Δθ）に比例する振幅を有し、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎ（θ＋Δθ）で表され、第２余弦振幅信号はｃｏｓ（θ＋Δθ）に比例する振幅を有し、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（θ＋Δθ）で表される。
【００１９】
両レゾルバ２１、２２の出力信号は信号ケーブル２５を介して、センサハウジング７の外部に設けられる図３に示す制御装置２０に入力される。制御装置２０は第１信号処理部２６と第２信号処理部２７と出力信号処理部２８を有する。
【００２０】
第１信号処理部２６は、第１レゾルバ２１における第１正弦振幅信号の出力端子２１′と第１余弦振幅信号の出力端子２１″とを第１正弦振幅信号の入力インターフェース２０ａと第１余弦振幅信号の入力インターフェース２０ｂを介して接続する回路において、互いに直列に接続される第１抵抗２６ａと第１コンデンサ２６ｂを有する。第１抵抗２６ａと第１コンデンサ２６ｂとの間が出力信号処理部２８に接続される。これにより、第１抵抗２６ａと第１コンデンサ２６ｂとが第１正弦振幅信号に対してローパスフィルタとして機能すると共に第１余弦振幅信号に対してハイパスフィルタとして機能する。また、第１抵抗２６ａの抵抗値と第１コンデンサ２６ｂの容量値は、第１抵抗２６ａと第１コンデンサ２６ｂとが第１正弦振幅信号に対してローパスフィルタとして機能すると共に第１余弦振幅信号に対してハイパスフィルタとして機能する際にカットオフ周波数が前記ωになるように設定される。すなわち、図４の（１）はローパスフィルタに入力される第１正弦振幅信号に対する出力信号のゲイン特性を実線により示し、ハイパスフィルタに入力される第１余弦振幅信号に対する出力信号のゲイン特性を破線により示すボード線図であり、図４の（２）はローパスフィルタに入力される第１正弦振幅信号に対する出力信号の位相特性を実線により示し、ハイパスフィルタに入力される第１余弦振幅信号に対する出力信号の位相特性を破線により示すボード線図である。第１正弦振幅信号は、第１抵抗２６ａと第１コンデンサ２６ｂにより構成されるカットオフ周波数がωのローパスフィルタを通過することになるので高周波成分が除去されて位相がπ／４だけ遅れ、ゲインが−３ｄＢの信号に変換される。また、第１余弦振幅信号は、第１抵抗２６ａと第１コンデンサ２６ｂにより構成されるカットオフ周波数がωのハイパスフィルタを通過することになるので低周波成分が除去されて位相がπ／４だけ進み、ゲインが−３ｄＢの信号に変換される。よって、第１交番信号は、第１正弦振幅信号と第１余弦振幅信号とを相対的に位相をπ／２だけずらせて加算したＫＥｓｉｎ（ωｔ＋θ）で表される信号になる。すなわち、第１レゾルバ２１と第１信号処理部２６は、第１シャフト３の回転角θの変化に対応して位相が変化する第１交番信号を出力する第１交番信号出力手段を構成する。この際、第１抵抗２６ａの抵抗値と第１コンデンサ２６ｂの容量値に個体差によるバラツキがあっても、その高周波成分を除去された信号と低周波成分を除去された信号とのカットオフ周波数ωでの互いの位相差はπ／２から変動しない。
【００２１】
第２信号処理部２７は、第２レゾルバ２２における第２正弦振幅信号の出力端子２２′と第２余弦振幅信号の出力端子２２″とを第２正弦振幅信号の入力インターフェース２０ｃと第２余弦振幅信号の入力インターフェース２０ｄを介して接続する回路において、互いに直列に接続される第２抵抗２７ａと第２コンデンサ２７ｂを有する。第２抵抗２７ａと第２コンデンサ２７ｂとの間が出力信号処理部２８に接続される。これにより、第２抵抗２７ａと第２コンデンサ２７ｂとが第２正弦振幅信号に対してローパスフィルタとして機能すると共に第２余弦振幅信号に対してハイパスフィルタとして機能する。また、第２抵抗２７ａの抵抗値と第２コンデンサ２７ｂの容量値は、第２抵抗２７ａと第２コンデンサ２７ｂとが第２正弦振幅信号に対してローパスフィルタとして機能すると共に第２余弦振幅信号に対してハイパスフィルタとして機能する際にカットオフ周波数が前記ωになるように設定される。すなわち、第２正弦振幅信号は、第２抵抗２７ａと第２コンデンサ２７ｂにより構成されるカットオフ周波数がωのローパスフィルタを通過することになるので高周波成分が除去されて位相がπ／４だけ遅れ、ゲインが−３ｄＢの信号に変換される。また、第２余弦振幅信号は、第２抵抗２７ａと第２コンデンサ２７ｂにより構成されるカットオフ周波数がωのハイパスフィルタを通過することになるので低周波成分が除去されて位相がπ／４だけ進み、ゲインが−３ｄＢの信号に変換される。よって、第２交番信号は、第２正弦振幅信号と第２余弦振幅信号とを相対的に位相をπ／２だけずらせて加算したＫＥｓｉｎ（ωｔ＋θ＋Δθ）で表される信号になる。すなわち、第２レゾルバ２２と第２信号処理部２７は、第２シャフト４の回転角θ＋Δθの変化に対応して位相が変化する第２交番信号を出力する第２交番信号出力手段を構成する。この際、第２抵抗２７ａの抵抗値と第２コンデンサ２７ｂの容量値に個体差によるバラツキがあっても、その高周波成分を除去された信号と低周波成分を除去された信号とのカットオフ周波数ωでの互いの位相差はπ／２から変動しない。
【００２２】
第１、第２シャフト３、４による伝達トルクが零の時に上記第１交番信号と第２交番信号との間の位相差がπ／２になるように、第１レゾルバ２１と第２レゾルバ２２は相対配置されている。
【００２３】
出力信号処理部２８は、第１ロジック信号変換回路２８ａと、第２ロジック信号変換回路２８ｂと、ＰＷＭ処理回路２８ｃを有する。
【００２４】
第１ロジック信号変換回路２８ａは上記第１交番信号を第１ロジック信号に変換する。第１ロジック信号は第１交番信号と周波数が等しいＨとＬの２値の方形波で表される。第２ロジック信号変換回路２８ｂは上記第２交番信号を第２ロジック信号に変換する。第２ロジック信号は第２交番信号と周波数が等しいＨとＬの２値の方形波で表される。第１交番信号と第２交番信号の位相差は第１ロジック信号と第２ロジック信号の位相差に等しくされる。
【００２５】
ＰＷＭ処理回路２８ｃは、その第１ロジック信号と第２ロジック信号の排他的論理和（ＥＸＯＲ）に対応するＰＷＭ信号を出力する。本実施形態では、そのＰＷＭ信号から求められるＰＷＭデューティが第１、第２シャフト３、４による伝達トルクに対応する値として用いられる。すなわち、図５（１）は伝達トルクが零の場合における第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２とＰＷＭ処理回路２８ｃから出力されるＰＷＭ信号Ｓ３を示す。この場合、第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２の位相差はπ／２となり、ＰＷＭデューティは５０％になる。図５（２）は第１、第２シャフト３、４により一方向のトルクが伝達される場合における第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２とＰＷＭ信号Ｓ３を示す。この場合は第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２の位相差はπ／２＋Δθ（Δθ＞０）となり、伝達トルクが大きい程にＰＷＭデューティが５０％よりも大きくなる。図５（３）は第１、第２シャフト３、４により他方向のトルクが伝達される場合における第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２とＰＷＭ信号Ｓ３を示す。この場合は第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２の位相差はπ／２＋Δθ（Δθ＜０）となり、伝達トルクが大きい程にＰＷＭデューティが５０％よりも小さくなる。
【００２６】
第１交番信号の位相変化は第１シャフト３の回転角変化に対応し、第２交番信号の位相変化は第２シャフト４の回転角変化に対応するので、第１交番信号と第２交番信号との間の位相差は、第１シャフト３と第２シャフト４の回転角差に対応する伝達トルクに対応する。その第１交番信号と第２交番信号の位相差は第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２の位相差に等しいことから、第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２の排他的論理和に対応するＰＷＭ信号Ｓ３は、第１交番信号と第２交番信号との間の位相差の変化に応じてパルス幅が変化することで波形が変化する位相差対応信号になる。そのＰＷＭ信号Ｓ３が第１、第２シャフト３、４による伝達トルクに対応する信号として用いられる。本実施形態では、第１、第２シャフト３、４の伝達トルクに応じた操舵補助力を、予め定められて記憶したＰＷＭデューティと操舵補助力との関係から演算し、その演算した操舵補助力を発生するように操舵補助力発生用電動アクチュエータ（図示省略）を制御する。その操舵補助力発生用電動アクチュエータは公知のものを用いることができ、例えば、電動モータにより発生する操舵補助力を減速ギヤ機構を介してステアリングシャフトに伝達するものを用いることができる。
【００２７】
上記実施形態のトルクセンサ１によれば、第１シャフト３の回転角と第２シャフト４の回転角とを個別に検出することなく、伝達トルクに対応する回転角差を直接的に求めることができる。よって、トルクを求めるために第１、第２レゾルバ２１、２２からの信号の出力値を直接に取り込む必要がなく、信号処理のための負荷を低減でき、非線形な要素をなくすことができる。第１、第２レゾルバ２１、２２にｓｉｎ（ωｔ）に比例する励磁信号を入力することで、第１、第２シャフト３、４の回転角の変化に対応して位相が変化する第１、第２交番信号を、レゾルバ２１、２２、抵抗２６ａ、２７ａ、コンデンサ２６ｂ、２７ｂという汎用部品を用いて出力することができる。また、第１、第２抵抗２６ａ、２７ａの抵抗値と第１、第２コンデンサ２６ｂ、２７ｂの容量値に個体差によるバラツキがあっても、それら抵抗２６ａ、２７ａとコンデンサ２６ｂ、２７ｂがローパスフィルタおよびハイパスフィルタとして機能することで高周波成分を除去された信号と低周波成分を除去された信号とのカットオフ周波数ωでの互いの位相差はπ／２から変動しないので、トルク検出精度の低下を防止できる。さらに、第１交番信号と第２交番信号との間の位相差の変化に応じてパルス幅が変化するＰＷＭ信号を、交番信号をロジック信号に変換するロジック信号変換回路２８ａ、２８ｂと、ロジック信号の排他的論理和に対応する信号を生成するＰＷＭ処理回路２８ｃという汎用部品を用いて出力することができる。
【００２８】
図６、図７の（１）、（２）、（３）は制御装置２０の変形例を示す。上記実施形態との相違は、第１、第２シャフト３、４による伝達トルクが零の時に上記第１交番信号と第２交番信号との間の位相差が零になるように第１レゾルバ２１と第２レゾルバ２２は相対配置されている。出力信号処理部２８′は、第１ロジック信号変換回路２８ａから出力される第１ロジック信号の立ち上がり時点検出回路２８ｄと、第２ロジック信号変換回路２８ｂから出力される第２ロジック信号の立ち下がり時点検出回路２８ｅを有する。ＰＷＭ処理回路２８ｃ′として、第１ロジック信号と第２ロジック信号の排他的論理和に対応するＰＷＭ信号を出力する回路に代えて、ＳＲ（セットリセット）フリップフロップを有する。第１ロジック信号の立ち上がり時点の検出信号はＰＷＭ処理回路２８ｃ′を構成するフリップフロップのＳ端子に入力され、第２ロジック信号の立ち下がり時点の検出信号はそのＲ端子に入力される。これにより、ＰＷＭ処理回路２８ｃ′からＰＷＭ信号が出力される。そのＰＷＭ信号のＰＷＭデューティが第１、第２シャフト３、４による伝達トルクに対応する。
【００２９】
すなわち、図７（１）は伝達トルクが零の場合における第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２とＰＷＭ処理回路２８ｃ′から出力されるＰＷＭ信号Ｓ３と立ち上がり時点検出信号Ｓ４と立ち下がり時点検出信号Ｓ５を示す。この場合はΔθ＝０で、第１ロジック信号と第２ロジック信号の位相差は零となり、第１ロジック信号の立ち上がり時点から第２ロジック信号の立ち下がり時点までの時間ｔ１は、第２ロジック信号の立ち下がり時点から第１ロジック信号の立ち上がり時点までの時間ｔ２に等しいので、ＰＷＭデューティは５０％になる。図７（２）は第１、第２シャフト３、４により一方向のトルクが伝達される場合における第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２とＰＷＭ信号Ｓ３を示す。この場合は第１ロジック信号と第２ロジック信号の位相差はΔθ（＞０）となり、第１ロジック信号の立ち上がり時点から第２ロジック信号の立ち下がり時点までの時間ｔ１は、第２ロジック信号の立ち下がり時点から第１ロジック信号の立ち上がり時点までの時間ｔ２よりも長いので、伝達トルクが大きい程にＰＷＭデューティが５０％から大きくなる。図７（３）は第１、第２シャフト３、４により他方向のトルクが伝達される場合における第１ロジック信号Ｓ１と第２ロジック信号Ｓ２とＰＷＭ信号Ｓ３を示す。この場合は第１ロジック信号と第２ロジック信号の位相差はΔθ（＜０）となり、第１ロジック信号の立ち上がり時点から第２ロジック信号の立ち下がり時点までの時間ｔ１は、第２ロジック信号の立ち下がり時点から第１ロジック信号の立ち上がり時点までの時間ｔ２よりも短いので、伝達トルクが大きい程にＰＷＭデューティが５０％から小さくなる。これにより、第１交番信号と第２交番信号との間の位相差の変化に応じてパルス幅が変化するＰＷＭ信号を、交番信号をロジック信号に変換するロジック信号変換回路２８ａ、２８ｂと、ロジック信号の立ち上がり時点と立ち下がり時点を検出する回路２８ｄ、２８ｅと、ロジック信号の立ち上がり時点と立ち下がり時点に応じた立ち上がり時点と立ち下がり時点を有する信号を生成するＳＲフリップフロップのような汎用部品を用いて出力することができる。他は上記実施形態と同様で同一部分は同一符号で示す。なお、ＰＷＭ処理回路２８ｃ′を構成するＳＲフリップフロップのＳ端子に第２ロジック信号の立ち下がり時点の検出信号が入力され、Ｒ端子に第１ロジック信号の立ち上がり時点の検出信号が入力されてもよい。これによりＰＷＭ処理回路２８ｃ′は、第１ロジック信号の立ち上がり時点と第２ロジック信号の立ち下がり時点の中の一方が立ち上がり時点に対応し他方が立ち下がり時点に対応するＰＷＭ信号を上記位相差対応信号として出力する。
【００３０】
本発明は上記実施形態や変形例に限定されない。
例えば、第１抵抗２６ａと第１コンデンサ２６ｂとが第１余弦振幅信号に対してローパスフィルタとして機能すると共に第１正弦振幅信号に対してハイパスフィルタとして機能するように、上記実施形態や変形例とは配置が互いに逆になってもよい。また、第２抵抗２７ａと第２コンデンサ２７ｂとが第２余弦振幅信号に対してローパスフィルタとして機能すると共に第２正弦振幅信号に対してハイパスフィルタとして機能するように、上記実施形態や変形例とは配置が互いに逆になってもよい。さらに、上記実施形態や変形例では出力信号処理部２８、２８′から出力されるＰＷＭ信号のＰＷＭデューティを伝達トルクに対応する値として用いているが、ＰＷＭ信号の時間積分値を伝達トルクに対応する値として用いてもよい。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によれば、分解能の高い高精度のトルクセンサを低コストで提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態のトルクセンサの断面図
【図２】本発明の実施形態のトルクセンサにおける（１）は第１正弦振幅信号を示す図、（２）は第１余弦振幅信号を示す図
【図３】本発明の実施形態のトルクセンサにおける信号処理部の構成を示す図
【図４】本発明の実施形態における第１正弦振幅信号と第１余弦振幅信号がローパスフィルタとハイパスフィルタに夫々入力された場合の出力信号の（１）はゲイン特性を示すボード線図、（２）は位相特性を示すボード線図
【図５】本発明の実施形態のトルクセンサにおける（１）は伝達トルクが零の場合における第１ロジック信号と第２ロジック信号とＰＷＭ信号を示す図、（２）は一方向にトルクが伝達される場合における第１ロジック信号と第２ロジック信号とＰＷＭ信号を示す図、（３）は他方向にトルクが伝達される場合における第１ロジック信号と第２ロジック信号とＰＷＭ信号を示す図
【図６】本発明の変形例のトルクセンサにおける信号処理部の構成を示す図
【図７】本発明の変形例のトルクセンサにおける（１）は伝達トルクが零の場合における第１ロジック信号と第２ロジック信号とＰＷＭ信号と立ち上がり時点検出信号と立ち下がり時点検出信号を示す図、（２）は一方向にトルクが伝達される場合における第１ロジック信号と第２ロジック信号とＰＷＭ信号を示す図、（３）は他方向にトルクが伝達される場合における第１ロジック信号と第２ロジック信号とＰＷＭ信号を示す図
【符号の説明】
３ 第１シャフト
４ 第２シャフト
２１ 第１レゾルバ（第１検出器）
２２ 第２レゾルバ（第２検出器）
２６ 第１信号処理部
２６ａ 第１抵抗
２６ｂ 第１コンデンサ
２７ 第２信号処理部
２７ａ 第２抵抗
２７ｂ 第２コンデンサ
２８、２８′ 出力信号処理部
２８ａ 第１ロジック信号変換回路
２８ｂ 第２ロジック信号変換回路
２８ｃ、２８ｃ′ ＰＷＭ処理回路
２８ｄ 立ち上がり時点検出回路
２８ｅ 立ち下がり時点検出回路
Claims (3)
- 第１シャフトと、
前記第１シャフトに対して弾性的に相対回転可能な第２シャフトと、
前記第１シャフトの回転角変化に対応して位相が変化する第１交番信号を出力する第１交番信号出力手段と、
前記第２シャフトの回転角変化に対応して位相が変化する第２交番信号を出力する第２交番信号出力手段と、
前記第１交番信号と前記第２交番信号との間の位相差の変化に応じて波形が変化する位相差対応信号を出力する出力信号処理部とを備え、
前記第１交番信号出力手段は第１検出器と第１信号処理部を有し、
前記第１検出器は、ＫＥを係数、ωを励磁信号の角周波数、ｔを時間、θを第１シャフトの回転角として、ｓｉｎ（ωｔ）に比例する励磁信号の入力時にＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎθで表される第１正弦振幅信号と、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓθで表される第１余弦振幅信号を出力し、
前記第１信号処理部は、前記第１正弦振幅信号の出力端子と前記第１余弦振幅信号の出力端子とを接続する回路において互いに直列に接続される第１抵抗と第１コンデンサとを有すると共に、前記第１抵抗と前記第１コンデンサとの間が前記出力信号処理部に接続され、
前記第１抵抗の抵抗値と前記第１コンデンサの容量値は、前記第１抵抗と前記第１コンデンサとが前記第１正弦振幅信号と前記第１余弦振幅信号の中の一方に対してローパスフィルタとして機能すると共に他方に対してハイパスフィルタとして機能する際にカットオフ周波数が前記ωになるように設定され、
前記第２交番信号出力手段は第２検出器と第２信号処理部を有し、
前記第２検出器は、ＫＥを係数、ωを励磁信号の角周波数、ｔを時間、θ＋Δθを第２シャフトの回転角として、ｓｉｎ（ωｔ）に比例する励磁信号の入力時にＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎ（θ＋Δθ）で表される第２正弦振幅信号と、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（θ＋Δθ）で表される第２余弦振幅信号を出力し、
前記第２信号処理部は、前記第２正弦振幅信号の出力端子と前記第２余弦振幅信号の出力端子とを接続する回路において互いに直列に接続される第２抵抗と第２コンデンサとを有すると共に、前記第２抵抗と前記第２コンデンサとの間が前記出力信号処理部に接続され、
前記第２抵抗の抵抗値と前記第２コンデンサの容量値は、前記第２抵抗と前記第２コンデンサとが前記第２正弦振幅信号と前記第２余弦振幅信号の中の一方に対してローパスフィルタとして機能すると共に他方に対してハイパスフィルタとして機能する際にカットオフ周波数が前記ωになるように設定され、
前記位相差対応信号から前記第１、第２シャフトによる伝達トルクに対応する値が求められることを特徴とするトルクセンサ。 - 前記第１、第２シャフトによる伝達トルクが零の時に前記第１交番信号と第２交番信号との間の位相差がπ／２になるように、前記第１検出器と第２検出器は相対配置され、
前記出力信号処理部は、前記第１交番信号を第１ロジック信号に変換する第１ロジック信号変換回路と、前記第２交番信号を第２ロジック信号に変換する第２ロジック信号変換回路と、前記第１ロジック信号と前記第２ロジック信号の排他的論理和に対応するＰＷＭ信号を前記位相差対応信号として出力するＰＷＭ処理回路とを有する請求項１に記載のトルクセンサ。 - 前記出力信号処理部は、前記第１交番信号を第１ロジック信号に変換する第１ロジック信号変換回路と、前記第２交番信号を第２ロジック信号に変換する第２ロジック信号変換回路と、前記第１ロジック信号の立ち上がり時点の検出回路と、前記第２ロジック信号の立ち下がり時点の検出回路と、前記第１ロジック信号の立ち上がり時点と前記第２ロジック信号の立ち下がり時点の中の一方が立ち上がり時点に対応し他方が立ち下がり時点に対応するＰＷＭ信号を前記位相差対応信号として出力するＰＷＭ処理回路とを有する請求項１に記載のトルクセンサ。
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| US4444064A (en) | 1982-06-14 | 1984-04-24 | General Electric Company | Electromagnetic torque measuring instrumentation for a rotating shaft |
| KR890000890A (ko) * | 1987-06-22 | 1989-03-17 | 미타 가츠시게 | 토크검출장치 |
| JPH04301532A (ja) * | 1991-03-29 | 1992-10-26 | Hitachi Ltd | パワートレインのトルク検出装置 |
| US6628343B1 (en) * | 1997-05-23 | 2003-09-30 | Sony Corporation | Television signal reception circuit, automatic phase shift control circuit and equal amplitude addition circuit |
| US6520031B2 (en) * | 1999-09-07 | 2003-02-18 | Bei Sensors & Systems Company, Inc. | Non contacting torque sensor |
| US6456090B1 (en) | 1999-09-27 | 2002-09-24 | Nsk Ltd. | Torque sensor |
| EP1134567B1 (en) | 2000-03-16 | 2006-11-08 | BEI Sensors & Systems Company, Inc. | Non contacting torque sensor |
| JP2002350181A (ja) | 2001-05-30 | 2002-12-04 | Toyota Motor Corp | レゾルバ及び回転角検出装置 |
| DE60306998T2 (de) * | 2002-07-10 | 2006-11-23 | Jtekt Corp. | Drehmomentsensor |
-
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