JP4180357B2 - 磁気ディスク記憶システム - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気ディスク記憶装置の制御技術さらには停電発生時のような電源が遮断された時のモータ制御に適用して有効な技術に関し、例えばハードディスク装置において磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドを移動させるボイスコイルモータによるヘッドの退避制御に利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気ディスク記憶装置は、磁気ディスクを回転駆動させるスピンドルモータの他に、磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドを前記ディスクの表面に沿って径方向へ移動（シーク動作）させるボイスコイルモータを備えている。ハードディスク装置においては、磁気ヘッドがディスクの回転に伴って生じる風圧でディスク表面を滑空するように構成されており、ディスクの回転が停止すると磁気ヘッドはディスク表面に接触して傷をつけてしまうおそれがある。さらに、磁気記録の高密度が進んでディスク表面が鏡面状態になると、停止したヘッドがディスク表面に吸着してディスクの回転が阻害されるおそれがある。
【０００３】
そこで、ディスクの回転停止時には、磁気ヘッドをディスクの外側の待機位置にあるランプと呼ばれる支持台へ退避させる動作（本明細書ではアンローディングと称する）が行なわれる。一方、ヘッドのシーク開始時には、磁気ヘッドをランプ位置からディスク上へ移動（ローディング）させる必要がある。このとき、ボイスコイルモータによる磁気ヘッドの移動速度が速過ぎると磁気ヘッドがディスク表面に接触して傷をつけてしまうおそれがある。そのため、従来より、ボイスコイルモータの逆起電圧を監視して磁気ヘッドの移動速度を制御することが一般に行なわれている。
【０００４】
ハードディスク装置においては、上述したディスク回転停止時に磁気ヘッドをディスクの外側のランプに退避させる必要性と同様の理由から、停電発生時にも当然磁気ヘッドを退避させる必要がある。ところが、停電発生時にはボイスコイルモータの制御回路の電源も遮断されてしまうため、ボイスコイルモータの駆動および制御をすることができなくなる。
【０００５】
そこで、ヘッドシーク用のボイスコイルモータを駆動するドライバ（以下、ＶＣＭドライバと称する）とは別個に退避用のドライバ（以下、リトラクトドライバと称する）を設けるとともに、停電発生時にはスピンドルモータの逆起電力を整流した電圧でリトラクトドライバを動作させるようにした発明が提案されている（特許文献１参照）。
【０００６】
【特許文献１】
特開平７−１４３３１号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、スピンドルモータの逆起電力を整流した電圧でリトラクトドライバを動作させる場合、スピンドルモータの逆起電力を単にダイオードブリッジで整流した電圧ではダイオードの順方向電圧分の電圧降下が発生する。そのため、スピンドルモータの逆起電力が小さい小型モータの場合やスピンドルモータの回転が遅い時にはリトクラクトドライバを充分に動作させることができない。
【０００８】
また、近年磁気ディスク記憶装置は、高密度化による大容量化が進められているが、高密度化により磁気ディスクの表面は鏡面のような凹凸の非常に小さな状態に仕上げられる。また、高密度化に伴いより正確なヘッド位置制御が必要になるため、磁気ヘッドと磁気ディスクとのギャップを小さくしてリード・ライト信号のＳ／Ｎ比を高めるようにしている。そして、磁気ヘッドと磁気ディスクとのギャップを小さくするため、ディスクの回転数が高くなるほどギャップが小さくなる負圧スライダと呼ばれる機構が使用されるようになって来ている。
【０００９】
かかる負圧スライダを使用した場合、ヘッドを待機位置から磁気ディスクの表面に移動させる際に回転速度が速いとヘッドがディスク表面に衝突するおそれが生じる。そこで、通常動作時よりも回転数を低く抑えた状態で磁気ヘッドのローディングを行なう方式を考えた。ところが、停電は突然発生するため、ローディング中に停電が発生することもある。そのため、ローディングさせる際のディスク回転速度を遅くする方式でローディング中に停電が発生すると、スピンドルモータの逆起電力も充分でないため、安全に磁気ヘッドを待機位置へ移動させることが困難になる。
【００１０】
また、シーク動作中にヘッドをディスクの外側へ移動させているときに停電が発生することもあり、ヘッドをディスク内側へ移動させているときに停電が発生することもある。ディスク内側へ移動させているときに停電が発生した場合には、磁気ヘッドのスピードを落としさらに逆方向へ移動させることができるような大きな駆動力をボイスコイルモータに与える必要がある一方、磁気ヘッドをディスクの外側へ移動させているときに停電が発生した場合には、モータにブレーキをかけてヘッドがランプに衝突しないように制御してやらなければならないので、複雑で精度の高い制御が必要である。ところが、従来のリトクラクト動作は単にスピンドルモータの逆起電圧を整流した電圧を利用していた為、得られる電圧が低くボイスコイルモータのドライバを駆動して退避させる程度の簡単な制御しか行なえないという課題があることが明らかとなった。
【００１１】
本発明の目的は、磁気ディスク記憶装置において、電源が遮断された時に確実に磁気ヘッドを退避させることができるボイスコイルモータの制御技術を提供することにある。
本発明の他の目的は、磁気ディスク記憶装置において、スピンドルモータの回転が遅い時に電源が遮断されたとしても、安全に磁気ヘッドを待機位置へ移動させることができるボイスコイルモータの制御技術を提供することにある。
【００１２】
本発明のさらに他の目的は、通常動作時よりも回転数を低く抑えた状態で磁気ヘッドのローディングを行なうようにした磁気ディスク記憶装置において、磁気ヘッドのローディング中に電源が遮断された場合にも安全に磁気ヘッドを待機位置へ移動させることができるボイスコイルモータの制御技術を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、負圧スライダを使用した高密度記録が可能な磁気ディスク記憶装置において、磁気ヘッドのローディングおよびアンローディングを安全に行なうことができるボイスコイルモータの制御技術を提供することにある。
本発明の前記ならびにそのほかの目的と特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、磁気ディスクを回転させるスピンドルモータのような第１モータと、該第１モータを回転駆動する第１モータ駆動回路と、第１モータにより回転される磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行う磁気ヘッドと、この磁気ヘッドを前記ディスク上にて移動させるボイスコイルモータのような第２モータと、該第２モータを回転駆動する第２モータ駆動回路と、前記第１モータ駆動回路および第２モータ駆動回路により第１モータおよび第２モータのコイルに流す電流を制御する駆動制御回路とを有する磁気ディスク記憶装置において、前記磁気ヘッドを待機位置から磁気ディスクの表面にローディングさせる際に前記第１モータの回転速度を通常動作時の回転速度よりも遅くさせるようにしたものである。これにより、磁気ヘッドのローディングの際にヘッドがディスク表面に接触するのを回避することができる。
【００１４】
また、望ましくは、前記駆動制御回路は、電源遮断時に前記第１モータ駆動回路をステップアップコンバータ動作させて前記第１モータの逆起電圧よりも高い電圧を発生させ、該高電圧により前記磁気ヘッドを所定の待機位置へ移動させるように構成する。これにより、磁気ヘッドのローディング中に電源遮断が発生したとしても、磁気ヘッドを安全に退避させることができる。また、電源遮断時に第１モータ駆動回路をステップアップコンバータ動作させて逆起電圧よりも高い電圧を発生させるため、ヘッドの退避動作に必要な電圧を特別な昇圧コンバータを設けることなく得ることができ、回路規模の増大を回避することができる。しかもヘッド退避の為の専用の制御および駆動装置も不要となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施態様を、図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明を適用した磁気ディスク記憶装置におけるモータ制御系の概略構成を示す。
図１に示されているように、この実施例の磁気ディスク記憶装置は、磁気ディスク３００と、該磁気ディスク３００を高速回転駆動させるスピンドルモータ３１０と、磁気ディスク３００上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドＨＤを先端に有するアーム３２０と、このアームを介して磁気ヘッドＨＤを前記磁気ディスク３００上にて移動させるボイスコイルモータ３４０、このボイスコイルモータ３４０を駆動制御する半導体集積回路化されたモータ駆動制御回路１００、磁気ディスク記憶装置全体の動作を制御するとともにボイスコイルモータに対する電流指令値やスピンドルモータに対する電流指令値を出力するコントローラ２６０などを有する。３５０は、磁気ディスク３００の外側に配置されディスク回転停止時にアーム３２０を支持するランプである。
【００１６】
前記コントローラ２６０はマイクロコンピュータ（ＣＰＵ）などで構成され、コントローラ２６０から出力された駆動電流指令値は前記モータ駆動回路１００へ送られる。駆動電流指令値には、スピンドルモータ３１０の制御に関するものとボイスコイルモータ３４０の制御に関するものとがあり、スピンドルモータ３１０とボイスコイルモータ３４０はそれぞれ別個に駆動制御される。図１には示されていないが、磁気ヘッドＨＤを駆動して磁気ディスク３００に対する書込みを行なったり読出し信号に基づいて位置情報を検出したりする信号処理用ＩＣが別途設けられる。
【００１７】
モータ駆動制御回路１００内には、スピンドルモータドライバ＆制御回路１１０、ＶＣＭドライバ１２０、１２Ｖのようなドライバ用の電源電圧Ｖcc1を昇圧するブースト回路１３０、５ＶのようなＩＣ用の電源電圧Ｖcc2を変換して３．３Ｖのような内部電源電圧Ｖreg1，Ｖreg2，Ｖreg3を生成する電圧レギュレータ１４０、レギュレータ１４０で生成された電圧を監視して停電発生を検出する電源モニタ回路１５０、コントローラ２６０からのデジタルデータ形式の駆動電流指令値などの制御情報を受信するシリアルＩ／Ｏ（入出力ポート）１６０、受信した駆動電流指令値をアナログ形式の駆動電流指令値に変換するＤ／Ａ変換器１７０、ボイスコイルモータ３４０の逆起電圧を検出する逆起電圧検出回路１８０、検出された電圧値をディジタル値に変換してヘッドの速度情報としてコントローラ２６０へ出力するＡ／Ｄ変換回路１９０などが設けられている。
【００１８】
また、モータ駆動制御回路１００には、電源電圧Ｖcc1をモータドライバに伝達したり遮断したりするための電源スイッチＳＷ１と、電源電圧Ｖcc2をレギュレータ１４０に伝達したり遮断したりするための電源スイッチＳＷ２と、電源遮断時にスピンドルモータの逆起電圧を整流した電圧をレギュレータ１４０に供給したり遮断したりするためのスイッチＳＷ３を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑｓ１，Ｑｓ２が設けられ、このうち電源スイッチＳＷ１とＳＷ２は電源モニタ回路１５０から出力される内部電圧の立ち上がりを示すパワーオン検出信号P-ONによってオン、オフ制御される。
【００１９】
一方、スイッチＳＷ３はパワーオン検出信号P-ONを反転するインバータＩＮＶの出力によってオン、オフ制御される。インバータＩＮＶはレギュレータ１４０で生成された内部電圧Ｖreg1で動作するため、図３に示されているように、内部電圧Ｖreg1が立ち上がっている期間Ｔ１+Ｔ２の間だけパワーオン検出信号P-ONと逆相の信号となる。スイッチＳＷ３がＭＯＳＦＥＴ Ｍｓ１とＭｓ２とから構成されているのは、ＭＯＳＦＥＴのボディ・ダイオードを通して電流が流れないようにするためであり、Ｍｓ１とＭｓ２のボディ・ダイオードは各々逆向きのダイオードとなるように設定されている。
【００２０】
これに対し、電源電圧Ｖcc1，Ｖcc2を供給する電源スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、ボディ・ダイオードを積極的に利用して電源電圧Ｖcc1，Ｖcc2が所定のレベル以上になると内部の回路へ電流を流すようにされる。図３のタイミングｔ１で電源電圧Ｖcc1の立ち上がりとほぼ同期してドライバの電源電圧Ｖspnが立ち上がっているのはそのためである。ブースト回路１３０を設けているのは、ドライバ回路１１０，１２０のコイル駆動用トランジスタのゲート端子をＶspnよりも高い電圧に持ち上げて充分なオン状態にさせるためである。
【００２１】
図２は、図１の磁気ディスク記憶装置におけるモータ駆動制御回路１００の要部のより詳細な構成例を示す。図１に示されているレギュレータ１４０、電源モニタ回路１５０、逆起電圧検出回路１８０およびＡＤ変換回路１９０は、図２には示されていない。
【００２２】
図２において、ＬVCMは磁気ヘッドを磁気ディスク上にて移動させるボイスコイルモータ３４０の駆動コイルで、ＶＣＭドライバ１２０によりこのコイルＬVCMに前記Ｄ／Ａ変換器１７０の出力に応じた電流を流してボイスコイルモータを駆動する。ＶＣＭドライバ１２０は、コイルＬVCMの接続端子Ｐ１，Ｐ２に結合され、コイルに電流を流すＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０と、これらのパワーＭＯＳＦＥＴ Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０のゲート電圧を制御する一対のコイル駆動アンプ１２１，１２２と、コントローラ２６０からの電流指令値をアナログ信号に変換する前記Ｄ／Ａ変換器１５０の出力値に応じて前記コイル駆動アンプ１２１，１２２の入力信号を生成するＶＣＭ制御回路１２３とから構成されている。これにより、前記Ｄ／Ａ変換器１７０に入力される駆動電流指令値に一致するような電流がコイルＬVCMに流される。
【００２３】
ブースト回路１３０は、例えばチャージポンプのような昇圧回路により構成されており、通常動作時は電源電圧Ｖcc1を、また停電発生時にはスピンドルモータ３１０の逆起電力を、それぞれ整流した電圧Ｖspnで動作してＶspnよりも５Ｖ程度高いレベルまで昇圧したブースト電圧Ｖbstを発生する。１３５はこのブースト回路１３０の動作クロックφｃを生成する発振器である。なお、本明細書においては、通常動作時とは、磁気ヘッドを所望のトラック位置に固定する場合と所望のトラック位置へ磁気ヘッドを移動させるシーク動作を含むものとする。
【００２４】
ブースト回路１３０により昇圧されたブースト電圧Ｖbstは平滑容量Ｃ１に蓄積される。蓄積されたブースト電圧Ｖbstは、停電発生時にボイスコイルモータ３４０のコイルに電流を流すパワーＭＯＳＦＥＴ Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０のゲート電圧を制御するコイル駆動アンプ１２１，１２２に電源電圧として供給されるため、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０がＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成されていたとしてもこれを充分にオンさせ、磁気ヘッドを退避させることができる。パワーＭＯＳＦＥＴ Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０としてＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを使用するのは、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴを使用する場合よりもチップサイズの低減を図ることができるためである。
【００２５】
また、本実施例においては、発振器１３５もブースト回路１３０により昇圧されたブースト電圧Ｖbstによって動作されるように構成されている。発振器１３５はブースト回路１３０と同様に停電発生時にスピンドルモータの逆起電力で動作させることも可能であるが、ブースト電圧Ｖbstを使用することにより停電発生時に電源電圧Ｖccから逆起電力Ｖspnに切り替わる際に一時的に電圧がなくなって発振動作が停止するのを回避することができる。発振器１３５はリングオシレータ等公知の回路により構成することができるので、具体的な回路の例示および説明は省略する。
【００２６】
また、図２において、１５１は電源モニタ回路１５０を構成するコンパレータ、ＳＷ４はこのコンパレータ１５１の出力によってオン、オフ制御されるスイッチである。コンパレータ１５１は電源電圧Ｖcc1を電源とし、非反転入力端子に電源電圧Ｖcc1がまた反転入力端子に参照電圧Ｖrefが印加されており、電源電圧Ｖcc1が供給されている間はコンパレータ１５１の出力Ｐ−ＯＮはハイインピーダンスにされて電源スイッチＳＷ１をＲ０にＩ３を乗じた分の電圧でオン状態にさせ、電源電圧Ｖcc1が遮断されるとコンパレータ１５１の出力Ｐ−ＯＮがロウレベルに変化されてＳＷ４がオフ状態になり電源スイッチＳＷ１をオフ状態にさせる。電源スイッチＳＷ１をオフするのは、スピンドルモータ３１０の逆起電力が電源Ｖcc1側へ逆流するのを防止するためである。コンパレータ１５１の電源はブースト回路１３０で昇圧されたブースト電圧Ｖbstを用いても良い。
【００２７】
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗは磁気ディスクを回転駆動するスピンドルモータのコイルである。特に制限されるものでないが、この実施例においては、スピンドルモータとして３相ブラシレスモータが使用されている。スピンドルドライバ回路１１０は、コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの結合端子と電源電圧端子および接地端子との間にそれぞれ接続された出力トランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６と、これらの出力トランジスタＭ１〜Ｍ６をそれぞれオン、オフ制御してコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに順番に電流を流すプリアンプ１１１，１１２，１１３、電源からモータのコイルを介して接地点へ流れる電流を検出するセンス抵抗（シャント抵抗）Ｒsns、該センス抵抗Ｒsnsにより検出された電流に応じた電圧から各相のコイルに流れている電流を再現する３相電流再現回路１１４、再現された各相コイルの電流に基づいて電流を流す相コイルを決定する制御回路１１５からなりスピンドルモータの各コイルに電流を流してモータを回転駆動する。制御回路１１５は、通常動作時はＰＷＭ（パルス幅変調）方式で各コイルに流す電流を制御してモータを回転駆動する。
【００２８】
この実施例においては、前記出力トランジスタＭ１〜Ｍ６はそれぞれＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成されており、電源遮断時にはそれらのソース・ドレイン間に寄生するボディ・ダイオードＤ１〜Ｄ６がスピンドルモータのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに生じている逆起電圧を整流して前記スピンドルモータドライバ回路１１０や前記ブースト回路１３０に電力を供給する整流回路として動作する。
【００２９】
さらに、この実施例では、制御回路１１５が電源遮断時にスピンドルモータ１１０の各コイルに各相に発生する逆起電圧と同位相で逆起電圧の振幅よりも小さな振幅の電圧を印加させることにより、各相に流れる電流を逆起電圧と逆位相とし、これによってスピンドルモータ１１０をステップアップコンバータとして動作させてボディ・ダイオードＤ１〜Ｄ６による整流電圧よりも高い電圧を発生させる制御を行なう。ステップアップコンバータにより昇圧された電圧Ｖspnは平滑容量Ｃ２に蓄積され平滑される。
【００３０】
このようにスピンドルモータ３１０をステップアップコンバータとして動作させることによって、スピンドルモータ３１０の逆起電圧が小さい時すなわち回転速度が遅い時にもモータ駆動制御回路１００およびコントローラ２６０が必要とする電圧を発生し、この電圧でボイスコイルモータ３４０を駆動制御して確実かつ安全に磁気ヘッドの退避動作を行なわせることができる。また、前記ブースト回路１３０で昇圧された電圧がスピンドルモータ３１０を駆動するスピンドルドライバ回路１１０にも供給されている。これにより、出力ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１〜Ｍ６がＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成されていたとしても充分にオンさせ、コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに印加される電圧が下がるのを防止することができる。
【００３１】
図３には本実施例の磁気ディスク記憶装置において、電源投入から電源遮断が発生してスピンドルモータが停止するまでの各信号のタイミングが示されている。タイミングｔ１で電源電圧Ｖcc1，Ｖcc2が立ち上げられ、タイミングｔ２でレギュレータ１４０により生成される内部電源Ｖreg1が立ち上がると電源モニタ回路１５０からコントローラ２６０に対して供給される電源の立ち上がりを示す信号ＰＯＲがハイレベルに変化される。すると、コントローラ２６０からモータ駆動制御回路１００へ電流指令値が送られてスピンドルモータ３１０の回転駆動が開始される。スピンドルモータ３１０の回転数が所定の回転数に達すると定常回転状態となり、逆起電圧Ｖbemfが一定にされる（期間Ｔ１）。
【００３２】
その後、タイミングｔ３で電源遮断が発生すると、電源モニタ回路１５０からコントローラ２６０に対して供給される緊急事態発生を示す信号ＥＭＧがハイレベルに変化される。すると、コントローラ２６０はモータ駆動制御回路１００へ供給する電流指令値を変更してスピンドルモータ３１０をステップアップコンバータ動作させるようにモータ駆動制御回路１００の制御が切り替えられる。また、電源モニタ回路１５０から出力される電源の立ち上がりを示す信号Ｐ−ＯＮがロウレベルに変化され、／Ｐ−ＯＮがハイレベルに変化される。
【００３３】
これにより、電源スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフされ、レギュレータ１４０にはスピンドルモータ３１０の逆起電圧Ｖbemfを整流した電圧が供給され、レギュレータ１４０は内部電源Ｖreg1〜Ｖreg3を発生し続け、それがコントローラ２６０にも供給される。そして、コントローラ２６０はこの電源により動作してボイスコイルモータドライバ１２０に対する電流指令値を与えて磁気ヘッドをディスクの外側のランプ位置へ退避させることができる（期間Ｔ２）。タイミングｔ４で磁気ヘッドがランプに到達するとコントローラ２６０がこれを検知して、スピンドルドライバ回路１１０に対する電流指令値の出力を停止してステップアップコンバータ動作を終了させるとともに、スピンドルモータの回転を停止させるブレーキ信号ＢＲＫを送ってモータを停止させる（期間Ｔ３）。
【００３４】
この実施例においては、スピンドルモータをステップアップコンバータ動作させて逆起電圧を昇圧しているため、磁気ヘッドをランプからディスク上へローディングさせる際にスピンドルモータの回転数を下げているときに電源遮断が発生しても磁気ヘッドを安全にアンローディングさせることができる。すなわち、従来のスピンドルモータの制御系でモータの回転数を下げると、図３の期間Ｔ４に破線で示すように逆起電圧Ｖbemfが下がるため、電源遮断が発生するとボイスコイルモータドライバ１２０やコントローラ２６０に対する電源のレベルが下がるので、ボイスコイルモータドライバ１２０やコントローラ２６０をそのまま使用できず、結果として高精度の磁気ヘッドの速度制御ができずに磁気ヘッドを安全に退避できないおそれがあったが、本実施例を適用してスピンドルモータをステップアップコンバータ動作させて逆起電圧を昇圧することにより、ヘッドをローディングさせる際にスピンドルモータの回転数を下げているときに電源遮断が発生しても磁気ヘッドを安全にアンローディングさせることができる。
【００３５】
次に、スピンドルモータ３１０のステップアップコンバータ動作について説明する。
３相ブラシレスモータでは、図４（Ａ）に示すように、モータのコイルに生じる逆起電圧Ｖbemfに同期して、破線で示すように該逆起電圧よりも大きい振幅の駆動電圧Ｖdrvをコイルに印加して図４（Ｂ）の実線で示すような電流を流すと、モータに正のトルクを発生させることができる。一方、図４（Ａ）に一点鎖線で示すように逆起電圧Ｖbemfに同期しこれよりも小さい振幅の駆動電圧Ｖstpをコイルに印加して図４（Ｂ）に一点鎖線で示すような逆向きの電流を流すとモータは回生ブレーキ状態となりモータを昇圧コンバータとして動作させることができる。そして、この昇圧動作の際に、逆起電圧Ｖbemfに対して常に電源ラインVspnから消費される負荷電流とバランスするモータの逆向き電流を流せるレベルだけ振幅の小さい電圧Ｖstpを印加すると、モータの回転速度が落ちても発生される昇圧電圧を一定にさせることができる。なお、この本実施例では、出力トランジスタＭ１〜Ｍ６をＰＷＭ制御するようにしているため、駆動パルスによってオン，オフされる出力トランジスタＭ１〜Ｍ６から出力される電圧の平均値がそれぞれ逆起電圧Ｖbemfより所定の比率だけ小さい電圧が印加されるように動作される。
【００３６】
図５には、通常動作時のＰＷＭ制御および電源遮断時のステップアップコンバータ制御を行なう制御回路１１５の構成例を示す。
制御回路１１５は、抵抗Ｒ１，Ｒ２で電源電圧Ｖspnを抵抗分割した電圧とコントローラ２６０から供給される制御入力電圧ＣＨとの電位差を増幅する誤差アンプ５１１と、コントローラ２６０から供給される電流指令値ＩＣＶをアナログ信号に変換するＤＡ変換回路５１２と、前記誤差アンプ５１１またはＤＡ変換回路５１２の出力信号をパワーオン検出信号Ｐ−ＯＮに基づいて切り替えるスイッチＳＷ５と、該スイッチＳＷ５を介して入力される信号に応じた振幅を有し位相が互いに電気角で１２０°ずつずれた３相の正弦波Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する３相正弦波発生回路５１３と、前記３相電流再現回路１１４で生成された再現電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電圧に変換する電流−電圧変換回路５１９と、３相正弦波発生回路５１３から出力された正弦波Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと前記再現電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとの位相差を検出する位相差検出回路５１４と、検出された位相差に応じた電圧を発生するループフィルタ（積分容量）５１５と、該ループフィルタの電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振回路（ＶＣＯ）５１６とを備え、該ＶＣＯ５１６の発振振号が基準クロックとして３相正弦波発生回路５１３に供給されることにより、３相正弦波発生回路５１３からは再現電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとの位相差がゼロの正弦波Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが出力されるように構成されている。誤差アンプ５１１の出力端子に接続された容量Ｃ３は、発振防止用の位相補償容量である。
【００３７】
また、本実施例の制御回路１１５は、前記正弦波Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの周波数よりも１００倍程度周波数の高い三角波キャリア信号を生成する三角波生成回路５１７と、前記正弦波Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと三角波生成回路５１７により生成された三角波キャリア信号とを比較して前記プリアンプ１１１〜１１３に対するＰＷＭ制御信号ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＶＰＷＭを生成するコンパレータＣＭＰ１，ＣＭＰ２，ＣＭＰ３と、該コンパレータＣＭＰ１，ＣＭＰ２，ＣＭＰ３により生成された制御信号ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＶＰＷＭなどに基づいて前記３相電流再現回路１１４に対するサンプリング信号ＳＨを生成するサンプリング信号生成回路５１８なども備えている。
【００３８】
なお、３相電流再現回路１１４は、位相が互いに１２０°ずつずれた３つの正弦波Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとして完全な正弦波を発生する代わりに、３相の中で一番低いレベルとなった相の信号はその期間の間だけロウレベルに固定されるようにしたいわゆる２相変調方式で正弦波を生成するものであっても良い。
【００３９】
ここで、３相電流再現回路１１４について説明する。３相ブラシレスモータにおいて各相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは図６（Ａ）に示すように、互いに電気角で１２０°ずれた正弦波状に変化する。このとき、図２のセンス抵抗Ｒsnsに流れる電流Ｉsnsは、ドライバ回路１１０の出力トランジスタＭ４，Ｍ５，Ｍ６を通して接地点へ流れる電流であり、図６（Ａ）の各区間で負の電流を足したものであるので、図６（Ｂ）のように変化する。なお、図６（Ｂ）は各コイルから接地点へ向って流れようとする電流を示したもので、センス抵抗Ｒsnsには出力トランジスタＭ４，Ｍ５，Ｍ６がオンされたときにこの電流が流れるが、この実施例のスピンドルモータは前述のように出力トランジスタＭ４，Ｍ５，Ｍ６がＰＷＭ制御されるため実際にセンス抵抗Ｒsnsに流れる電流は図６（Ｂ）の波形とは異なる。
【００４０】
また、ＰＷＭ制御される出力トランジスタＭ４，Ｍ５，Ｍ６はそれぞれ制御パルスが異なるため、例えば図６（Ｂ）の区間Ｔａに着目すると、この区間Ｔａでセンス抵抗Ｒsnsに流れる電流はＵ相のコイルＬｕからの吸い込み電流ＩｕとＶ相のコイルＬｖからの吸い込み電流Ｉｖとの和（Ｉｕ＋Ｉｖ）であるが、区間Ｔａのある瞬間を捕らえるとＵ相駆動用トランジスタＭ４またはＶ相駆動用トランジスタＭ５のうちいずれか一方がオンで他方がオフとなる期間が存在する。
【００４１】
そこで、その瞬間を狙ってセンス抵抗Ｒsnsに流れる電流Ｉsnsを変換した電圧をサンプリングしてやれば、１つの相（例えばＩｕ）の電流値を知ることができる。また、２つの相の引き抜き電流の和（Ｉｕ＋Ｉｖ）が流れている瞬間を捕らえて電流をサンプリングしてやると、その和はＷ相のコイルに流れ込む電流に等しいので、Ｗ相のコイルの電流Ｉｗが分かる。そして、前記のようにしてＵ相のコイル電流ＩｕとＷ相のコイル電流Ｉｗとが分かれば、残りのＶ相のコイル電流Ｉｖは、Ｉｗ−Ｉｕとして計算によって求めることができる。
【００４２】
前記実施例の３相電流再現回路１１４は上記のような方法によってセンス抵抗Ｒsnsに流れる電流Ｉsnsから、図６（Ａ）のように変化する３相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを再現するように構成されている。なお、かかる３相モータのコイルに流れる電流を再現する電流再現回路は、特開２００２−１１９０６２号等に開示されている公知の技術を用いて構成することができるので、詳しい説明は省略する。
【００４３】
図７は、図１のモータ駆動制御回路１００の他の構成例を示す。図７には図１に示されているレギュレータ１４０、電源モニタ回路１５０、逆起電圧検出回路１８０およびＡＤ変換回路１９０は示されていない。この実施例のモータ駆動制御回路１００は、第１の実施例（図２）のモータ駆動制御回路１００における電流センス抵抗Ｒsnsおよび３相電流再現回路１１４を設ける代わりに、各コイルの端子の電圧Ｕ，Ｖ，Ｗおよびセンタタップの電圧ＣＴを制御回路１１５へ供給して逆起電圧のゼロクロス点を検出して各相のコイルに電圧を印加するタイミングを決定してスピンドルモータ３１０の駆動制御を行なうようにしたものである。この実施例は、図２の実施例のモータ駆動制御回路１００よりも回路規模を小さくすることができるという利点がある。
【００４４】
図８は、この第２の実施例のモータ駆動制御回路１００を構成する制御回路１１５のより具体的な構成例を示す。なお、図８において図５と同一の回路および素子には同一の符号を付して重複した説明は省略する。
図８に示されているように、この実施例の制御回路１１５には、３相正弦波発生回路５１３の代わりに、電源遮断時にスピンドルモータ３１０により昇圧された電圧Ｖspnとコントローラ２６０から供給される制御入力電圧ＣＨの差電圧を増幅する誤差アンプ５１１の出力または通常動作時にコントローラ２６０から供給される電流指令値ＩＣＶをＤＡ変換回路５１２でＤＡ変換した電圧と三角波生成回路５１７からのキャリア信号とを比較するコンパレータＣＭＰから出力されるＰＷＭ制御信号をＵ相，Ｖ相，Ｗ相のプリアンプ１１１〜１１３のいずれに供給するか選択するとともに、電流を流す２つのコイルに応じてＰＷＭ信号が供給される相と対をなす相のプリアンプの出力をロウレベルに固定させる信号を、また残りのコイルに対応したプリアンプに対してはその出力をハイインピーダンス（２つの出力トランジスタが共にオフの状態）にさせる信号を生成して与える回路（この実施例ではデコーダと称する）５２０が設けられている。
【００４５】
また、この実施例の制御回路１１５には、スピンドルモータ３１０の各コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗのセンタタップの電圧ＣＴと各コイルの端子の電圧Ｕ，Ｖ，Ｗとを比較して逆起電圧のゼロクロス点を検出するためのコンパレータ５２１と、各コイルの端子の電圧Ｕ，Ｖ，Ｗのうちいずれか１つを選択して前記コンパレータ５２１に供給するセレクタ５２２と、前記コンパレータ５２１の出力に基づいて該セレクタ５２２を制御する相選択信号および前記デコーダ５２０に対する相切替えタイミング信号を生成するタイミング制御回路５２３とが設けられている。
【００４６】
セレクタ５２２は、各相コイルのうち非通電相を選択してコンパレータ５２１に入力させるように制御される。ここで、各相コイルのうち逆起電圧が非通電相のコイルに対応したプリアンプはその出力がハイインピーダンスになるようにデコーダ５２０によって制御される。これによって、プリアンプの出力電圧に影響されないコイルの逆起電圧をコンパレータ５２１に供給してゼロクロス点を正確に検出することができる。
【００４７】
この実施例においても、前記実施例と同様に、制御回路１１５によって、通常回転時にはモータのコイルに生じる逆起電圧に同期して該逆起電圧よりも大きい振幅を持つ駆動電圧をコイルに印加してモータに正のトルクを発生させる一方、電源遮断時には逆起電圧に同期してこれよりも小さい振幅を持つ駆動電圧をコイルに印加して通常時とは逆向きの電流を流してモータを昇圧コンバータとして動作させるような制御が行なわれる。
【００４８】
なお、このとき出力トランジスタＭ１〜Ｍ６をＰＷＭ駆動パルスによってオン，オフさせることにより出力トランジスタＭ１〜Ｍ６から出力される電圧の平均値がそれぞれ逆起電圧より所定比率だけ小さくなるように動作される。これにより、電源遮断時には出力トランジスタＭ１〜Ｍ６のボディ・ダイオードＤ１〜Ｄ６による整流電圧よりも高い電圧を発生させることができる。その結果、スピンドルモータ３１０が低速回転されるヘッドローディングの際に電源遮断が発生しても、スピンドルモータ３１０をステップアップコンバータとして動作させて逆起電圧を昇圧した電圧を発生して磁気ヘッドを安全に退避させることができる。
【００４９】
以上、本発明者によってなされた発明を実施態様にもとづき具体的に説明したが、本発明は前記実施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。たとえば、前記実施例では、負圧スライダと呼ばれる磁気ヘッドを使用したシステム適用した場合を説明したが、通常の磁気ヘッドを使用したシステムに対して適用するようにしても良い。また、実施例においては、ディスクの外側に待機位置としてのランプを設け、電源遮断時にこのランプに磁気ヘッドを退避させるようにしているが、ディスクの内側に待機位置を設け、電源遮断時に磁気ヘッドをディスクの内側へ退避移動させる場合にも適用することができる。
【００５０】
さらに、実施例においては、コントローラ２６０から与えられるスピンドルモータの電流指令値とボイスコイルモータの電流指令値をディジタル信号に変換するＤＡ変換回路を別々に設けたものを示したが、時分割方式で使用することにより１つのＤＡ変換回路を共用させることができる。また、実施例では、制御入力電圧ＣＨがアナログ電圧で与えられるように説明されているが、この制御入力電圧ＣＨもディジタル信号で与えてＤＡ変換回路でアナログ値に変換するように構成しても良い。さらに、誤差増幅器５１１の前段にＡＤ変換器を設け、ディジタル化した後に、制御入力電圧と比較するディジタル比較器を設ける構成としても良い。この場合は、位相補償容量Ｃ３の代わりにディジタルフィルタが用いられ、後段の三角波発生およびコンパレータによるＰＷＭ変調器もディジタル回路で構成されるであろう。
【００５１】
また、前記実施例では、スピンドルモータのコイルに流れる逆起電圧に同期して該逆起電圧よりも小さい振幅を持つ電圧を前記第１モータのコイルに印加して前記ステップアップコンバータ動作を行なわせているが、以下のようにしてステップアップコンバータ動作を行なわせてもよい。
【００５２】
図９は、３相モータの回転によって生じる逆起電圧(B-EMF)を3相交流源とみなし、３相モータの出力段を操作して直流電圧Ｖspnに電力変換するＡＣ−ＤＣ昇圧コンバータの構成を示す。説明を簡単にするために３相の動作をＵ相逆起電圧とＶ相逆起電圧による作用、Ｖ相逆起電圧とＵ相逆起電圧による作用およびＷ相逆起電圧とＶ相逆起電圧による作用の重ねあわせと考え、同図においてはＵ相逆起電圧とＷ相逆起電圧による作用のみを示す。今、逆起電圧（Ｖbemfu−Ｖbemfw）の(−)端子側から(＋)端子側に電流が流れていると考える。これは前述の図４で説明したように逆起電圧よりも小さい振幅を持つＰＷＭ変調された正弦波を逆起電圧に同期して印加することによって可能となる。
【００５３】
図９において、Ｍ３がＯＦＦ、Ｍ６がＯＮでありＭ４がＯＮ、Ｍ５がＯＦＦの状態のとき、（Ｖbemfu−Ｖbemfw）はＭ４とＭ６によってＧＮＤにショートされた状態となりに経路１に示すように電流はＧＮＤ側に回生し、コイルインダクタ（Ｌｕ＋Ｌｗ）の電流値は増加しエネルギーが蓄積される。次に、Ｍ１がＯＦＦからＯＮ、Ｍ４がＯＮからＯＦＦになるとコイルに蓄積されたエネルギーは、経路２で示すようにＭ１を通って出力電圧側に放電される。このとき放電される電流によって平滑容量Ｃ１を充電し、出力電圧Ｖspnを昇圧することができる。
【００５４】
仮に逆起電圧よりも大きな振幅が与えられた場合はインダクタＬｕ＋Ｌｗに流れる電流は逆起電圧(Ｖbemfu−Ｖbemfw)の(+)端子から(-)端子側となり、この場合は、Ｍ１がＯＮする経路２の動作の際に平滑容量Ｃ１から電荷を引き抜く動作となり、出力電圧Ｖspnは昇圧できない。従って、昇圧動作を行なわせるには、必ず逆起電圧（Ｖbemfu−Ｖbemfw）の振幅より小さな駆動電圧を印加することが必須となる。
【００５５】
図９ではＵ相とＷ相の逆起電圧による動作を説明したが、Ｖ相とＵ相の場合は、逆起電圧を（Ｖbemfu−Ｖbemfw）→(Ｖbemfv−Ｖbemfu)、コイルインダクタを（Ｌｕ＋Ｌｗ）→（Ｌｖ＋Ｌｕ）に、またＭＯＳトランジスタをＭ１→Ｍ２、Ｍ４→Ｍ５、Ｍ３→Ｍ１、Ｍ６→Ｍ４にそれぞれ置き換えて考えればよい。さらに、Ｗ相とＶ相の場合は、逆起電圧を（Ｖbemfu−Ｖbemfw）→(Ｖbemfw−Ｖbemfv)、コイルインダクタを（Ｌｕ＋Ｌｗ）→（Ｌｗ＋Ｌｖ）に、またＭＯＳトランジスタをＭ１→Ｍ３、Ｍ４→Ｍ６、Ｍ３→Ｍ２、Ｍ６→Ｍ５にそれぞれ置き換えて考えればよい。そして、上記３つの場合の昇圧コンバータ動作の足し合わせによって、総合の昇圧動作となる。
【００５６】
結局、スイッチング素子としての出力トランジスタＭ５，Ｍ６，Ｍ４を適当なタイミングでオン、オフさせることで各コイルより昇圧した電圧を出力させることができる。また、図９の動作では全ての転流用スイッチ素子としてダイオードではなくＭＯＳトランジスタを用いている為、昇圧動作が可能でしかもダイオードの順方向電圧分の損失のない昇圧コンバータとして動作させることができることが分かる。
【００５７】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるハードディスク記憶装置に適用した場合について説明したが、本発明にそれに限定されるものでなく、ディスク型の記憶装置や再生装置に広く利用することができる。
【００５８】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、磁気ディスク記憶装置において、スピンドルモータの回転が遅い時に電源が遮断された場合にもスピンドルモータの逆起電力を昇圧した電圧でボイスコイルモータを駆動して確実に磁気ヘッドを退避させることができる。その結果、負圧スライダを使用した高密度記録が可能な磁気ディスク記憶装置において、スピンドルモータの回転を落として磁気ヘッドのローディングおよびアンローディングを安全に行なうことができるとともに、ローディング中に電源が遮断された場合にも安全に磁気ヘッドを待機位置へ移動させることができる信頼性の高い磁気ディスク記憶装置を実現できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した磁気ディスク記憶装置におけるモータ制御系の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１の磁気ディスク記憶装置におけるモータ駆動制御回路の要部のより詳細な構成例を示すブロック図である。
【図３】実施例のモータ駆動制御回路による停電発生時の磁気ヘッドの退避制御時における各部の信号のタイミングを示すタイミングチャートである。
【図４】実施例のモータ駆動制御回路によるスピンドルモータの回転駆動時とステップアップコンバータ動作時のコイル逆起電圧とコイル印加電圧およびコイル電流との関係を示す波形図である。
【図５】通常動作時のＰＷＭ制御および電源遮断時のステップアップコンバータ制御を行なう制御回路の構成例を示すブロック図である。
【図６】スピンドルモータの各コイルの電流とセンス抵抗に流れる電流との関係を示す波形図である。
【図７】モータ駆動制御回路の他の構成例を示すブロック図である。
【図８】第２の実施例のモータ駆動制御回路１００を構成する制御回路１１５のより具体的な構成例を示すブロック図である。
【図９】スピンドルモータのある瞬間に着目して昇圧コンバータとそれを構成する素子を示した回路図である。
【符号の説明】
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ スピンドルモータの駆動コイル
Ｒsns 電流検出用抵抗（センス抵抗）
ＣＭＰ１〜ＣＭＰ３ コンパレータ
１００ モータ駆動制御回路（ＩＣ）
１１０ スピンドルモータドライバ
１１１，１１２，１１３ スピンドルモータのコイル駆動用プリアンプ
１１４ ３相電流再現回路
１１５ ＰＷＭ制御＆ステップアップコンバータ制御回路
１２０ ボイスコイルモータドライバ
１２１，１２２ ボイスコイルモータのコイル駆動用アンプ
１２３ ボイスコイルモータの駆動制御回路
１３０ ブースト回路（昇圧回路）
１４０ 電圧レギュレータ
１５０ 電源モニタ回路
１６０ シリアル入出力回路
１７０ ＤＡ変換回路
１８０ 逆起電圧検出回路
１９０ ＡＤ変換回路
３００ 磁気ディスク
３１０ スピンドルモータ
３２０ ヘッド保持用アーム
３３０ キャリッジ
３４０ ボイスコイルモータ
３５０ ヘッド待機位置（ランプ）
５１１ 誤差アンプ
５１２ ＤＡ変換回路
５２１ コンパレータ
５２２ セレクタ

Claims (7)

1. 磁気ディスクを回転させる第１モータと、該第１モータを回転駆動する第１モータ駆動回路と、前記磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行なう磁気ヘッドと、該磁気ヘッドを前記ディスク上にて移動させる第２モータと、該第２モータを回転駆動する第２モータ駆動回路と、前記第１モータ駆動回路および第２モータ駆動回路により第１モータおよび第２モータのコイルに流す電流を制御する駆動制御回路と、前記駆動制御回路に対して指令を与えるシステム制御装置とを具備し、
   前記駆動制御回路は前記システム制御装置からの電流指令値に従って前記第１モータのコイルに流れる電流を制御して第１モータの回転速度を制御するように構成され、
   前記駆動制御回路は前記磁気ヘッドを待機位置から前記磁気ディスクの表面にローディングさせる際に前記第１モータの回転速度を通常動作時の回転速度よりも遅くさせるように構成され、
   電源遮断時には、前記第１モータの逆起電圧によって前記システム制御装置と前記駆動制御回路と前記第１モータ駆動回路とを動作させることによって前記第１モータ駆動回路がステップアップコンバータ動作を行うことにより前記逆起電圧から高電圧を生成して、
   前記電源遮断時には、前記第１モータ駆動回路の前記ステップアップコンバータ動作により生成された前記高電圧によって前記システム制御装置と前記駆動制御回路と前記第１モータ駆動回路と前記第２モータ駆動回路とが動作され、前記磁気ヘッドを前記待機位置へ移動させるように構成されていることを特徴とする磁気ディスク記憶システム。
2. 前記駆動制御回路は、通常動作時には前記第１モータの前記逆起電圧の位相を検出して前記逆起電圧に同期して前記逆起電圧の振幅よりも大きい電圧振幅を前記第１モータのコイルに印加して前記第１モータの回転駆動を行ない、前記電源遮断時には前記第１モータの前記逆起電圧に同期して前記逆起電圧の振幅よりも小さい電圧振幅を前記第１モータの前記コイルに印加して前記ステップアップコンバータ動作を行なわせることを特徴とする請求項１に記載の磁気ディスク記憶システム。
3. 前記駆動制御回路は、前記ステップアップコンバータ動作により発生された前記高電圧と所定の制御電圧の電位差を増幅する誤差増幅回路を備え、前記電源遮断時には全誤差増幅回路の出力に応じた電圧振幅を前記第１モータのコイルに印加して前記ステップアップコンバータ動作を行なわせることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の磁気ディスク記憶システム。
4. 前記電流指令値はディジタル値であり、
   前記第１モータの各相コイルに流れる電流を抵抗によって検出した電圧値から前記第１モータの３相の各相コイル電流にそれぞれ比例した値に再現する回路を備え、
   前記駆動制御回路は、通常動作時には前記電流指令値と前記電流再現値との比較出力に応じた電圧を、また前記電源遮断時には前記誤差増幅回路の出力に応じた電圧を、前記第１モータのコイルに印加するように構成されていることを特徴とする請求項３に記載の磁気ディスク記憶システム。
5. 前記第１モータ駆動回路は第１モータのコイルに電流を流すトランジスタを含み、前記駆動制御回路はパルス幅制御方式で前記トランジスタをオン，オフ制御することを特徴とする請求項１から請求項４までのいずれかに記載の磁気ディスク記憶システム。
6. 電源電圧もしくは前記ステップアップコンバータ動作により生成された前記高電圧を昇圧する昇圧回路と、前記第１モータ駆動回路は前記昇圧回路により生成された昇圧電圧により前記トランジスタをオン，オフさせる信号を生成する回路とを備えていることを特徴とする請求項５に記載の磁気ディスク記憶システム。
7. 前記第１モータの前記逆起電圧を検出する逆起電圧の位相検出手段を備え、
   前記システム制御装置は前記逆起電圧検出手段により検出された前記逆起電圧に同期し、前記電流指示に応じた電圧振幅を持つ電圧指令値を生成して前記駆動制御回路に与えるように構成されていることを特徴とする請求項１から請求項６までのいずれかに記載の磁気ディスク記憶システム。

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