JP4029505B2 - ディジタル無線装置の歪補正回路 - Google Patents
ディジタル無線装置の歪補正回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4029505B2 JP4029505B2 JP00728899A JP728899A JP4029505B2 JP 4029505 B2 JP4029505 B2 JP 4029505B2 JP 00728899 A JP00728899 A JP 00728899A JP 728899 A JP728899 A JP 728899A JP 4029505 B2 JP4029505 B2 JP 4029505B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- distortion correction
- signal
- power
- frequency
- transmission
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信デ−タにディジタル直交変調処理及びルートナイキスト処理をしてベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変調信号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部（サンプリング周波数Ｆtxsp）でアナログ信号に変換し電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、復調信号から電力増幅器で生じた歪成分を検出し、この検出信号から歪成分を打ち消すための歪補正係数を算出し、この歪補正係数をベースバンド変調信号に乗算して送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するディジタル無線装置の歪補正回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ディジタル移動無線通信分野では、隣接チャネルの周波数間隔を小さくしてチャネル容量を増加させるために、送信信号の狭帯域化が進められている。このような周波数利用効率の向上を実現するために、変調スペクトラム帯域幅の小さな変調方式が望まれ、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式、ＱＡＭ（Quadr-ature Amplitude Modulation）方式等の線形変調方式が採用されるようになってきた。この線形変調方式を無線通信に適用する場合、送信部の電力増幅器の振幅特性及び位相特性の直線性が求められ、隣接チャネル漏洩電力を抑圧することが重要である。
一方、電力増幅器を使用する際に重要な点は、電力効率の点でできるだけ高い動作点（飽和点に近い領域）で動作させることであり、非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力の増加が考えられる。また、線形性に劣る電力増幅器を用いて電力効率の向上を図る場合（例えば、小型の無線装置で電力効率の向上を図る場合）には、非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力がますます増加してしまう。従って、電力増幅器の非線形特性によって発生する歪みを補正する技術が必須になってくる。すなわち、電力増幅器の入力電力振幅対出力電力振幅特性、入力電力振幅対位相回転量（又は群遅延量）特性の歪みにより発生する送信信号の歪みを補正する技術が必須になってくる。
この歪補正技術として、アナログ方式ではカルテシアン、フィードフォワード等、多数の歪補正方式が提案されているが、これらのアナログ方式は回路規模が大きくなって小型化、省電力化を図ることができないという問題点があり、帰還ゲインを非常に大きくしなければならないため回路の安定を図るための位相調整が難しいという問題点があった。
【０００３】
最近では、ディジタル信号処理プロセッサ（以下、単にＤＳＰという。）の進歩によりディジタル信号処理技術で歪み補正する方式が可能となり、ディジタル信号処理による様々な非線形歪み補正方式が提案されている。なかでも、送信信号の一部をフィードバックしてこれを復調してＤＳＰに取り込み、この復調信号から電力増幅器の歪み量を検出し、ディジタル適応フィルタ技術であるＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムを用いた歪補正を行う研究、開発が盛んである。
このようなＬＭＳアルゴリズムを用いた歪補正方式による従来の回路は、図１０及び図１１又は図１２に示すように構成されていた。
【０００４】
図１０に示した従来回路はＤＳＰ１０と送信側ＲＦ（Radio Frequency）部１２を具備し、ＤＳＰ１０内にπ／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）マッピング部（以下、単にπ／４-ＱＰＳＫマッピング部という）１４、ルートナイキストフィルタ１６、電力計算部１８、歪補正係数算出部２０及び歪補正部２２を設け、送信側ＲＦ部１２内にＤ／Ａ変換部２４、２６、アナログ直交変調部２８、周波数変換部３０、３２、局部発振器３４、電力増幅器（以下、ＰＡという）３６、方向性結合器３８、アナログ直交復調部４０、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）４２、４４及びＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換部４６、４８を設けている。
そして、送信デ−タがＤＳＰ１０に取り込まれると、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４及びルートナイキストフィルタ１６によってベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1が生成し、歪補正部２２による複素積和演算処理で歪み補正されて送信側ＲＦ部１２に出力する。
送信側ＲＦ部１２では、歪補正部２２で歪補正されたベースバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2が、Ｄ／Ａ変換部２４、２６でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調部２８で直交変調され、周波数変換部３０で無線周波数にアップコンバージョンされ、ＰＡ３６で所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器３８を経由した後にアンテナ５０から出力する。ＰＡ３６から出力した送信信号の一部は、方向性結合器３８で取り出され、周波数変換部３２、アナログ直交復調部４０、ＬＰＦ４２、４４及びＡ／Ｄ変換部４６、４８によって復調され、ＤＳＰ１０にフィードバックされる。
ＤＳＰ１０では、歪補正係数算出部２０により、電力計算部１８で求めた電力値Ｐに応じて、まずベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1をリファレンス信号として送信側ＲＦ部１２からフィードバックされた復調信号Ｉ3、Ｑ3に対する誤差成分（すなわち歪成分）が検出され、ついで、この誤差成分を打ち消すための補正係数が算出される。この補正係数は電力値Ｐに応じて歪補正部２２でベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1に乗算され、送信信号の隣接チャネル漏洩電力が抑圧される。
【０００５】
また、図１２に示した従来回路は、送信側ＲＦ部１２ａに周波数変換部５２、局部発振器５３、Ａ／Ｄ変換部５４、ディジタル直交復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８を設け、方向性結合器３８で取り出された送信信号が、周波数変換部５２でＩＦ信号（中間周波数信号）にダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変換部５４でディジタル信号に変換され、ディジタル直交復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８で復調され、ＤＳＰ１０にフィードバックされる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１０に示した従来回路は、フィードバック系を構成するアナログ直交復調部４０、ＬＰＦ４２、４４、Ａ／Ｄ変換部４６、４８によって歪補正特性が著しく劣化するという問題点があった。
すなわち、アナログ直交復調部４０は、図１１に示すように９０°移相器６２、乗算器６４、６６等の線形性に乏しい部品で構成されているので、Ｉ／Ｑ直交誤差やＩ／Ｑゲイン誤差が生じ、歪補正特性を劣化させる。例えば、基準信号発振器６８から出力する基準信号の位相を９０°移相する９０°移相器６２には通常±２°程度の誤差があり、Ｉ／Ｑ直交誤差が生じ、復調Ｉ／Ｑ信号に振幅誤差が生じていた。
また、復調Ｉ／Ｑ信号のバラツキやＬＰＦ４２、４４の通過特性の相違などにより、ＬＰＦ４２、４４から出力するＩ／Ｑ信号に振幅誤差が生じていた。
また、直交復調後のＩ／Ｑ信号をＡ／Ｄ変換部４６、４８の入力レンジに合わせるためにＤＣバイアス回路が必要になるが、ここで生じるバイアス電圧誤差によってＤＣオフセットが発生していた。
【０００７】
一方、図１２に示した従来回路は、ディジタル信号処理を行うディジタル直交復調処理部５６と直交復調処理後のローパスフィルタ処理を行うローパスフィルタ処理部５８を具備しているので、ディジタル直交復調処理部５６のＩ／Ｑ直交誤差やＩ／Ｑゲイン誤差が皆無となり、ローパスフィルタ処理部５８でＤＣオフセットによるキャリアリーク成分を除去できるので、特性向上を図ることができるが、次ぎのような問題点があった。
すなわち、一般にＩＦ信号をＡ／Ｄ変換する場合、ナイキスト定理からＡ／Ｄ変換部５４のサンプリング周波数は少なくともＩＦ信号の周波数Ｆｉｆ（例えば４００ＫＨｚ〜５００ＫＨｚ）の数倍の周波数（例えば数ＭＨｚ）となるので、ディジタル直交復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８をＤＳＰ１０内で構成することが困難で、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）等のゲートロジック回路で構成しなければならず、回路規模、消費電力及びコスト面において実用的でないという問題点があった。
【０００８】
詳述すると、現在使用されているＤＳＰ１０では、数ＭＨｚで標本化されたデ−タを直交復調処理、ローパスフィルタ処理を行って復調信号を生成し、歪補正処理及び送信信号出力処理を１フレーム時間（数＋ミリ秒）内で行うことは難しい。このため、ディジタル直交復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８をＦＰＧＡやＰＬＤ等のゲートロジック回路で構成しなければならない。しかし、ゲートロジック回路でローパスフィルタ処理部５８のようなディジタルフィルタを構成すると、数万ゲート級のＦＰＧＡでも数＋個必要となり、回路規模及び消費電力が大きくなり過ぎ、コスト面で実用的でないという問題点があった。
【０００９】
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、直交復調処理の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補正特性の向上を図ることができるとともに、小型化及び省電力化を図ることのできるディジタル無線装置の歪補正回路を提供することを目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、送信デ−タに対してディジタル直交変調処理部によってディジタル直交変調処理をし、かつ、ルートナイキストフィルタによってルートナイキスト処理をしてベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変調信号をＤ／Ａ変換部（サンプリング周波数Ｆtxsp）でアナログ信号に変換し電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、復調信号から前記電力増幅器で生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消すための歪補正係数を歪補正係数算出部によって算出し、この歪補正係数を歪補正部によって前記ベースバンド変調信号に乗算して前記送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無線装置の歪補正回路において、前記フィードバックした送信信号を周波数ＦifのＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する周波数変換部と、前記ＩＦ信号を周波数Ｆsp（ＦspはＦtxspの２倍以上でＦif×４／ｍに等しい条件を満たす周波数を表す。ｍは３以上の奇数を表す。）で標本化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力するディジタル直交復調処理部と、このディジタル直交復調処理部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備してなり、前記ディジタル直交変調処理部、ルートナイキストフィルタ、歪補正係数算出部、歪補正部、ディジタル直交復調処理部、及び、ローパスフィルタをディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）によって構成したことを特徴とする。
【００１１】
フィードバックした送信信号は、周波数変換部によって周波数ＦifのＩＦ信号に変換され、Ａ／Ｄ変換部でディジタル信号に変換される。このＡ／Ｄ変換部のサンプリング周波数Ｆspは、送信信号を作成するＤ／Ａ変換部のサンプリング周波数Ｆtxspの２倍以上で、かつＩＦ信号の周波数Ｆifの４／ｍ（ｍは３以上の奇数を表す。）倍に設定されている。すなわち、Ｆsp＝Ｆif×４／ｍの条件とＦsp≧２Ｆtxspの条件とを満たすサンプリング周波数ＦspでＩＦ信号を標本化（すなわちアンダーサンプリング）することによって、ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数Ｆspの１／４の周波数にダウンコンバートされた信号をＡ／Ｄ変換部で生成して出力することができる。例えば、Ｆifを４００ＫＨｚ〜５００ＫＨｚとすると、Ｆspはナイキスト周波数より低い周波数（最大でもｍ＝３の約５３３ＫＨｚ〜約６６６ＫＨｚ）となり、Ａ／Ｄ変換部で生成して出力する信号の周波数は１００ＫＨｚ〜１２５ＫＨｚとなる。このため、ディジタル直交復調処理部、ローパスフィルタの処理速度を低く抑えることができ、ＤＳＰのディジタル信号処理で扱うことができる。したがって、直交復調処理部の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補正特性の向上を図ることができるとともに、使用デバイスの軽減等により小型化・省電力化を図ることができる。
【００１２】
直交復調処理で現われる「０」信号成分による歪補正特性劣化を防止するために、ローパスフィルタをディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すように構成する。
【００１３】
直交復調処理で現われる「０」信号成分による歪補正特性劣化を防止するとともに、Ａ／Ｄ変換部のＤＣオフセットの影響を皆無に等しい程度に軽減するために、ローパスフィルタを、ディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２及び周波数Ｆsp／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すように構成する。
【００１４】
電源投入の初期時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、予め複数段階の電力毎に設定された歪補正係数を記憶した外部メモリと、電源投入時に外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メモリへ書き込み歪補正の初期値とするメモリ制御機能とを具備する。
【００１５】
送信電力を制御する機能を具備しているものにおいて、送信電力制御の制御時と非制御時の切り替え時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、外部メモリは送信電力の制御時と非制御時に対応した２種類の歪補正係数を予め記憶してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ２種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した一方の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時に内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪補正の初期値とする。
【００１６】
送信周波数チャネルの切り替えを制御するチャネル切替制御機能を具備しているものにおいて、送信周波数チャネルの切り替え時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、外部メモリは各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に前記外部メモリから内部メモリへ書き込んだ複数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、送信周波数チャネルの切り替え時に前記内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪補正の初期値とする。
【００１７】
送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能を具備しているものにおいて、送信電力の制御と非制御の切り替え時においても、送信周波数チャネルの切り替え時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、外部メモリは、送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に前記外部メモリから内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時と送信周波数チャネルの切り替え時に前記内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪補正の初期値とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態例を図面により説明する。
図１は本発明によるディジタル無線装置の歪補正回路の一実施形態例を示すもので、図１０、図１２と同一部分は同一符号とし説明を省略又は簡略する。
図１において、１０ａはＤＳＰ、１２ｂは送信側ＲＦ部である。
前記ＤＳＰ１０ａには、図１０のＤＳＰ１０と同様にπ／４-ＱＰＳＫマッピング部１４、ルートナイキストフィルタ１６、電力計算部１８、歪補正係数算出部２０及び歪補正部２２が設けられているとともに、ディジタル直交復調処理部７０及びＬＰＦ（ローパスフィルタ）７２、７４が設けられている。
前記送信側ＲＦ部１２ｂには、図１２の送信側ＲＦ部１２ａと同様にＤ／Ａ変換部２４、２６、アナログ直交変調部２８、周波数変換部３０、５２、局部発振器３４、６０、ＰＡ３６及び方向性結合器３８が設けられるとともに、Ａ／Ｄ変換部７６が設けられている。
【００１９】
前記Ａ／Ｄ変換部７６は、前記周波数変換部５２で周波数がダウンコンバートされたＩＦ信号を、サンプリング周波数Ｆｓｐでサンプリングして得た第２ＩＦ信号を出力する。このＦｓｐは次ぎの（１）式を満たすとともに、前記Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍以上の整数倍に設定されている。
Ｆｓｐ＝Ｆｉｆ×４／ｍ…（１）
（１）式においてｍは３以上の奇数（３、５、７、…）を表し、ＩＦ信号をナイキスト周波数（２Ｆｉｆ以上の周波数）以下のサンプリング周波数でサンプリング（以下、単にアンダーサンプリングという。）していることを表している。
また、ＦｓｐをＦｔｘｓｐの２倍以上に設定したのは、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、フィードバック側のＡ／Ｄ変換部７６のサンプリング周波数Ｆｓｐを、送信側のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍以上に設定しておく必要があるからである。
【００２０】
前記ディジタル直交復調処理部７０は、前記Ａ／Ｄ変換部７６から出力する第２ＩＦ信号に、９０°の位相差をもったＩ側とＱ側のディジタルローカル信号（以下、単にＬｏ信号という。）を順次乗算して互いに直交する復調信号Ｉ4、Ｑ4を出力する。
前記ＬＰＦ７２、７４は、前記ディジタル直交復調処理部７０の直交復調処理で得られた復調信号Ｉ4、Ｑ4からＦｓｐ／２及びＦｓｐ／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すとともに、ＤＣオフセットの影響を軽減する。すなわち、「０」振幅成分が２／Ｆｓｐの周期で交互に混入している復調信号Ｉ4、Ｑ4からＦｓｐ／２の周波数成分を除去することによってエンベロープ成分（情報デ−タ信号成分）のみを取り出し、ＤＣオフセット成分の直交復調処理で発生するＦｓｐ／４の周波数成分を除去することによってＤＣオフセットの影響を軽減する。
【００２１】
前記歪補正係数算出部２０は、図２に示すように、前記ＰＡ３６で生じた歪み量を検出する誤差検出部７７と、歪補正を行う際に用いる電力毎の補正係数ＨＰの初期値及び更新値を記憶する係数テーブル７８と、歪補正を行う際に用いる電力毎の補正係数ＨＰを演算して出力するとともに、前記係数テーブル７８の補正係数ＨＰを更新する係数演算部８０とで構成されている。
【００２２】
前記誤差検出部７７は、前記ルートナイキストフィルタ１６から出力したベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1をリファレンス信号として、前記ＬＰＦ７２、７４で取り出したエンベロープ成分を２倍（２倍するための回路表示を省略し、なぜ２倍するかは後述の作用の項で説明する。）したベースバンド復調信号Ｉ5、Ｑ5と比較し、Ｉ、Ｑそれぞれの差分を誤差成分（歪成分）εとして出力する。
前記係数テーブル７８には、ベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1の電力変動範囲を小さい方から大きい方に向かってｎ（ｎは２以上の整数を表す。）段階に区分したΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎの電力毎に、歪補正係数ＨＰ１、ＨＰ２、ＨＰ３、…、ＨＰｎが更新可能に記憶されている。例えば、ベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1の電力変動範囲は、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４のπ／４-ＱＰＳＫ変調でロールオフ率が０．５の場合、変調波形の平均電力に対して−１１ｄＢ〜＋３ｄＢの電力変動があることがわかっている。また、歪補正係数ＨＰは実部（実数部）と虚部（虚数部）からなり、初期値としては例えばＨＰ（実部）＝１、ＨＰ（虚部）＝０に設定され、更新されていく。
前記係数演算部８０は、前記誤差検出部７７で検出された誤差成分εと、前記電力計算部１８で求めた電力値Ｐ（ベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1の電力値）に応じて前記係数テーブル７８から読み出された歪補正係数ＨＰ（旧）とを次式（２）に代入して新たな歪補正係数ＨＰ（新）を求める演算を行い、この歪補正係数ＨＰ（新）を前記歪補正部２２へ出力するとともに、更新値として前記係数テーブル７８へ出力する。
ＨＰ（新）＝ＨＰ（旧）｛１＋μ×ε×Ｚ（ｊ）｝…（２）
（２）式においてμは補正量の大きさを制御するパラメータであるステップサイズ、Ｚ（ｊ）はフィードバックサンプルの複素共役を表す。ここで、フィードバックサンプルとは直交復調されたデ−タを表し、π／４-ＱＰＳＫ変調が２ビットデ−タ（Ｉデ−タ、Ｑデ−タ）であるため、復調されるデ−タはＩデ−タ、Ｑデ−タとなり、複素数表現ではＩ（デ−タ）＋ｊＱ（デ−タ）となる。このため、フィードバックサンプルの複素共役を表すＺ（ｊ）はＩ（デ−タ）−ｊＱ（デ−タ）となる。
【００２３】
前記歪補正部２２は、次式（３）、（４）に示すように、前記ルートナイキストフィルタ１６から出力したベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1に、前記電力計算部１８で求めた電力値Ｐ（例えばΔＰ３の段階に属する）に応じて前記係数演算部８０から出力する歪補正係数ＨＰ（例えばＨＰ３）を乗算して、歪補正されたベースバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2を出力する。
Ｉ2（ｔ）＝Ｉ1（ｔ）×ＨＰ（実部）−Ｑ1（ｔ）×ＨＰ（虚部）…（３）
Ｑ2（ｔ）＝Ｑ1（ｔ）×ＨＰ（実部）−Ｉ1（ｔ）×ＨＰ（虚部）…（４）
【００２４】
つぎに図１及び図２の作用を図３〜図８を併用して説明する。
（１）送信デ−タがＤＳＰ１０ａに取り込まれると、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４及びルートナイキストフィルタ１６によってベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1が生成し、歪補正部２２による複素積和演算処理で歪み補正されたベースバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2が送信側ＲＦ部１２ｂに出力する。
送信側ＲＦ部１２ｂでは、歪補正部２２で歪補正されたベースバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2が、Ｄ／Ａ変換部２４、２６でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調部２８で直交変調され、周波数変換部３０で無線周波数にアップコンバージョンされ、ＰＡ３６で所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器３８を経由した後にアンテナ５０から基地局等へ出力する。
【００２５】
（２）ＰＡ３６から出力した送信信号の一部は、方向性結合器３８で取り出され、周波数変換部５２で周波数ＦｉｆのＩＦ信号にダウンコンバージョンされ、Ａ／Ｄ変換部７６に入力する。
Ａ／Ｄ変換部７６は、ＩＦ信号をサンプリング周波数Ｆｓｐでアンダーサンプリングしてディジタル信号である第２ＩＦ信号を生成し、ＤＳＰ１０ａ内のディジタル直交復調処理部７０へ出力する。
説明の便宜上ＩＦ信号をｓｉｎ波とし、前記式（１）でｍ＝５とすると、アンダーサンプリングのサンプリング周波数ＦｓｐはＩＦ信号の周波数Ｆｉｆの４／５倍となるので、図３に示すように、アンダーサンプリングの標本化周期１／ＦｓｐはＩＦ信号の周期１／Ｆｉｆの５／４倍となる。すなわち、ＩＦ信号に対して９０°位相が遅れた点（図３中に●印で示した点）をサンプリングすることになり、●印で示した点の軌跡はＩＦ信号同様ｓｉｎ波であり、その周期はサンプリング周期１／Ｆｓｐの４倍となる。ｍ＝５以外のとき（例えば３、７、９、…）も同様である。つまり、式（１）が成立するサンプリング周波数ＦｓｐでＩＦ信号をアンダーサンプリングすることにより、Ａ／Ｄ変換部７６の出力側にはＦｓｐ／４の周波数に周波数変換された第２ＩＦ信号が生成される。図３において、↑印は４倍オーバーサンプリングのサンプル点を表す。
また、送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、ＦｓｐはＦｔｘｓｐの２倍以上に設定されていなければならない（詳しくは後述する。）。
【００２６】
（３）ディジタル直交復調処理部７０は、Ａ／Ｄ変換部７６から出力する第２ＩＦ信号に、図４（ａ）（ｂ）に示すような９０°の位相差をもったＩ側Ｌｏ信号とＱ側Ｌｏ信号を順次乗算して互いに直交する復調信号Ｉ4、Ｑ4を出力する。
Ｉ側Ｌｏ信号は、図４（ａ）に示すように、期間１／Ｆｓｐ（位相差９０°に相当）毎に「＋１」、「０」、「−１」、「０」の状態の信号となり、４状態で１周期（４／Ｆｓｐ）を構成する。Ｑ側Ｌｏ信号は、図４（ｂ）に示すようにＩ側Ｌｏ信号に対して９０°位相が遅れた（又は進んだ）「０」、「＋１」、「０」、「−１」の４状態で１周期を構成する。このため、ディジタル直交復調処理部７０では、第２ＩＦ信号の１サンプル毎に、Ｉ側Ｌｏ信号（Ｑ側Ｌｏ信号）を順次繰り返して乗算することにより直交復調処理され、第２ＩＦ信号と同様の周波数Ｆｓｐ／４のＬｏ信号（Ｑ側Ｌｏ信号はＩ側Ｌｏ信号に対して９０°位相が遅れた（又は進んだ）信号）との乗算結果としてベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4が生成される。このベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4は、図５に示すように、Ｉ側Ｌｏ信号、Ｑ側Ｌｏ信号とも期間２／Ｆｓｐ毎に「０」信号が存在する。
【００２７】
（４）前記（３）に記述したようにディジタル直交復調処理部７０で直交復調処理されたベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4には、期間２／Ｆｓｐ毎に「０」信号が存在するので、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、前記（２）におけるＡ／Ｄ変換部７６のアンダーサンプリング周波数Ｆｓｐは送信側のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍以上に設定されていなければならない。
説明の便宜上、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４において、送信シンボルレート１６ｋボー（３２ｋｂｐｓ）の送信デ−タに対して８倍オーバーサンプリングで変調信号を出力する場合について考えると、送信側のＤ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数は１２８ｋＨｚ（＝１６ｋ×８）となる。この場合、送信デ−タの周波数帯域は１６ｋＨｚであるが、Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数が１２８ｋＨｚであることから、サンプリング定理により６４ｋＨｚ（＝１２８ｋＨｚ／２）の帯域までの送信信号成分を出力していることになる。すなわち、Ｄ／Ａ変換部２４、２６から出力する信号は、図６（ａ）に示すように、周波数帯域１６ｋＨｚの送信デ−タ及び６４ｋＨｚ帯域内までの逆歪成分となる。図６（ａ）において、ＦＷ１はＤ／Ａ変換部２４、２６より出力される信号の周波数帯域を表す。
次に６４ｋＨｚ帯域の送信信号をフィードバック側Ａ／Ｄ変換部７６で送信側Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数と同様の周波数１２８ｋＨｚでサンプリングした場合を考えると、直交復調処理されたベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4に「０」信号が存在するため、実際の復調デ−タは６４ｋＨｚ（＝Ｆｓｐ／２）間隔となる。これはベースバンド信号Ｉ、Ｑに対しては６４ｋＨｚでサンプリングしたことと同様となるので、図６（ｂ）に示すように、サンプリング後の信号成分（周波数帯域）は３２ｋＨｚ（＝６４ｋＨｚ／２）となり、直交復調処理されたベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4からは３２ｋＨｚ〜６４ｋＨｚに含まれる歪成分（図中点線で示す）の検出が不可能になってします。図６（ｂ）において、ＦＷ２は、Ｆｓｐを１２８ｋＨｚとした場合にディジタル直交復調処理部７０で復調可能な信号帯域（０〜３２ｋＨｚ）を表す。
従って、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、Ａ／Ｄ変換部７６のアンダーサンプリングのサンプリング周波数Ｆｓｐは送信側のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍（例えば２５６ｋＨｚ）以上に設定されていなければならない。
【００２８】
（５）ＬＰＦ７２、７４は、ディジタル直交復調処理部７０の直交復調処理で得られた復調信号Ｉ4、Ｑ4からＦｓｐ／２及びＦｓｐ／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すとともに、ＤＣオフセットの影響を軽減する。
すなわち、直交復調処理で得られた復調信号Ｉ4、Ｑ4は、図５及び図７（ａ）に示すように期間２／Ｆｓｐ毎に「０」信号となるので、例えばディジタルＦＩＲフィルタで形成されたＬＰＦ７２、７４によって、Ｆｓｐ／２の周波数成分を除去（情報デ−タ信号帯域は通過）し、図７（ｂ）に示すようなエンベロープ成分が抽出される。ディジタルフィルタ処理は畳み込み演算となるため、図５及び図７（ａ）に示すように交互に「０」信号が存在する波形をフィルタリングすると、信号振幅が１／２となるため、ＬＰＦ７２、７４でフィルタ処理された信号を図示を省略した増幅器などを用いて振幅を２倍して歪補正係数算出部２０へ出力しなければならない。
【００２９】
（６）上記の通り、ＬＰＦ７２、７４でＦｓｐ／２の周波数成分を除去することにより、情報デ−タ成分を復調できるが、さらにＦｓｐ／４の周波数成分を除去することによりフィードバック側のＤＣオフセット成分（Ａ／Ｄ変換部７６の入力信号のバイアス電圧誤差）による特性劣化を防止することができる。以下、図８を用いて説明する。
周波数変換部５２から出力するＩＦ信号をＡ／Ｄ変換部７６の入力レンジに合わせるために、ＤＣバイアス回路（図示省略）から図１に示すａ点にバイアス電圧Ｖｂを加える必要があるが、このときに生じるバイアス電圧誤差（ＤＣオフセット成分）も歪補正特性を著しく劣化させる要因になる。
図８（ａ）に示すようにＤＣオフセット成分が無い場合には、Ａ／Ｄ入力信号（ＩＦ信号）の中心レベルＶｃがバイアス電圧Ｖｂと一致し、歪補正特性を劣化させる要因にはならない。ＶｈはＡ／Ｄ入力レンジの上位レベル、ＶｌはＡ／Ｄ入力レンジの下位レベルを表す。
Ａ／Ｄ入力信号（ＩＦ信号）の中心レベルＶｃがバイアス電圧Ｖｂと不一致になると、図８（ｂ）に示すようにＤＣオフセットが生じ、ａ点の電力スペクトラムは同図（ｃ）に示すようになり、ＩＦ信号成分の外にＤＣオフセット成分が現われる。
Ａ／Ｄ変換部７６は（ＩＦ信号＋ＤＣ）をサンプリング周波数Ｆｓｐでアンダーサンプリングするので、ｂ点の電力スペクトラムは図８（ｄ）に示すようになり、第２ＩＦ信号成分の外にＤＣオフセット成分が現われる。
ディジタル直交復調処理部７０は、第２ＩＦ信号を直交復調処理する際、Ｌｏ信号が第２ＩＦ信号の周波数（Ｆｓｐ／４）と等しくなるので、第２ＩＦ信号とＬｏ信号の乗算処理をして直交復調処理をすると、デ−タ成分はベースバンド信号に復調され、ＤＣオフセット成分はＦｓｐ／４の周波数成分に現われる。さらに、直交復調処理による「０」信号成分がＦｓｐ／２の周波数成分に現われる。このため、ｃ、ｄ点の電力スペクトラムは図８（ｅ）に示すようになる。
このため、ＬＰＦ７２、７４の通過特性を図８（ｆ）に示すように構成することによって、直交復調処理で発生した「０」信号成分とＤＣオフセット成分を除去したベースバンド復調信号Ｉ5、Ｑ5を得ることができる。
【００３０】
前記実施形態例では、歪補正係数算出部の係数テーブルには初期値としてＨＰ（実部）＝１、ＨＰ（虚部）＝０を設定し、電源投入の初期状態には歪補正部が入力ベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1をそのまま補正後のベースバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2として出力するようにしたが、本発明はこれに限るものでなく、予め歪補正したときの歪補正係数ＨＰを不揮発性の外部メモリに記憶しておき、電源投入時に外部メモリから歪補正係数ＨＰを読み出して内部メモリへ書き込み、歪補正係数算出部の係数テーブルに初期値として書き込むことによって、電源投入時においても隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するようにしたものにも利用することができる。
また、ディジタル移動通信では移動無線器に対して送信電力を制御するか否かを切り替える電力制御切替機能を具備しているものがある。すなわち、基地局と移動局間の通信距離が短い場合、移動無線器の送信電力を小さくするために電力増幅器の前段に設けた可変減衰器を調整して電力増幅器への入力電力を下げる方法があるが、可変減衰器を調整して電力増幅器への入力電力を下げた時（電源の制御時）と、可変減衰器を調整せずに電力増幅器への入力電力を変えない時（電源の非制御時）とで適切な歪補正係数の値が異なる。このため、送信電力の制御と非制御の切り替え時に一旦隣接チャネル漏洩電力が増大し、歪補正係数が更新されて隣接チャネル漏洩電力を十分に抑圧するのに適した歪補正係数になるまで数十秒の時間がかかる。このような問題を解決するために、外部メモリに送信電力の制御時と非制御時に対応した２種類の歪補正係数ＨＰを予め記憶ししておき、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ２種類の歪補正係数ＨＰのうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して係数テーブルに書き込むことによって、電力制御の切り替え直後においても隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するようにしたものにも利用することができる。
同様に、外部メモリに送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数ＨＰを予め記憶ししておき、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正係数ＨＰのうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して係数テーブルに書き込むことによって、送信周波数チャネルの切り替え直後においても隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するようにしたものにも利用することができる。
【００３１】
例えば、図９に示すように、ＤＳＰ１０ｂ内に内部メモリ８２を設け、外部に外部メモリとしてのＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable ROM）８４を設け、このＥＥＰＲＯＭ８４に、送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて、各段階の電力毎（ΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎ）に、各送信周波数チャネル（Ｆ１、Ｆ２、…、Ｆｍ）に対応した複数種類の歪補正係数（ＨＰ11〜ＨＰ1n、ＨＰ21〜ＨＰ2n、…、ＨＰm1〜ＨＰmn）を予め記憶しておく。そして、メモリ制御機能によって、電源投入時に発生させた制御信号に基づいてＥＥＰＲＯＭ８４から複数種類の歪補正係数の全て（又は所定数）を読み出して内部メモリ８２へ書き込むとともに、電力制御情報やチャネル切替制御情報等の制御情報に基づいて内部メモリ８２内の対応した歪補正係数を初期値として係数テーブル７８に書き込み、さらに、送信電力の制御と非制御の切り替え直後や、送信周波数チャネルの切り替え直後に内部メモリ８２内の複数種類の歪補正係数（ＨＰ11〜ＨＰ1n、ＨＰ21〜ＨＰ2n、…、ＨＰm1〜ＨＰmn）のうちの対応した１種類の歪補正係数を読み出して係数テーブル７８に書き込む。例えば、送信電力の制御時で送信周波数チャネルの周波数がＦ２のときには、内部メモリ８２内の対応した歪補正係数ＨＰ21〜ＨＰ2n（図９の内部メモリ８２内の左側に表示した歪補正係数）が読み出されて係数テーブル７８に書き込まれる。
【００３２】
図９に示した実施形態例では、送信電力の制御時が１種類の場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、送信電力の制御時が複数種類の場合についても利用することができる。この場合、送信電力の第１制御時（例えば可変減衰器による減衰率が１／１０の時）、第２制御時（例えば可変減衰器による減衰率が２／１０の時）、…のそれぞれについて、各段階の電力毎（ΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎ）に、各送信周波数チャネル（Ｆ１、Ｆ２、…、Ｆｍ）に対応した複数種類の歪補正係数（ＨＰ11〜ＨＰ1n、ＨＰ21〜ＨＰ2n、…、ＨＰm1〜ＨＰmn）を予め外部メモリに記憶しておく。そして、メモリ制御機能によって対応した読み書き制御をする。
【００３３】
図９に示した実施形態例では、送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能の両機能を具備したものに利用できるようにするために、外部メモリに、送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶した場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能のいずれか一方の機能を具備したものについても利用することができる。
または、送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能の両機能を具備しないものについても利用することができる。この場合、外部メモリに予め複数段階に区分された電力毎に設定された歪補正係数を記憶しておき、電源投入時に外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メモリへ書き込み歪補正の初期値とするようにしたものについても利用することができる。例えば、電源投入時に外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メモリ８２へ書き込むとともに、この内部メモリから対応した歪補正係数を初期値として係数テーブル７８に書み込むようにした場合についても利用することができる。
【００３４】
【発明の効果】
本発明は、上記のように、フィードバックした送信信号を周波数ＦifのＩＦ信号に変換する周波数変換部と、ＩＦ信号を周波数Ｆspで標本化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力するディジタル直交復調処理部と、このディジタル直交復調処理部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備し、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数Ｆspを、送信信号を作成するＤ／Ａ変換部のサンプリング周波数Ｆtxspの２倍以上で、かつＩＦ信号の周波数Ｆifの４／ｍ（ｍは３以上の奇数）倍に設定した。このため、ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数Ｆspの１／４の周波数にダウンコンバートされた信号をＡ／Ｄ変換部で生成して出力することができ、ディジタル直交復調処理部、ローパスフィルタの処理速度を低く抑えることができ、ディジタル直交復調処理部及びローパスフィルタをＤＳＰで実現することができる。したがって、直交復調処理部の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補正特性の向上を図ることができるとともに、使用デバイスの軽減等により小型化・省電力化を図ることができる。
【００３５】
ローパスフィルタがディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すように構成した場合には、直交復調処理で現われる「０」信号成分を除去して「０」信号成分による歪補正特性劣化を防止することができる。
【００３６】
ローパスフィルタがディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２及びＦsp／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すように構成した場合には、直交復調処理で現われる「０」信号成分による歪補正特性劣化を防止するとともに、Ａ／Ｄ変換部のＤＣオフセットの影響を皆無に等しい程度に軽減することができる。
【００３７】
予め複数段階に区分された電力毎に設定された歪補正係数を記憶した外部メモリと、電源投入時に外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メモリへ書き込み歪補正の初期値とするメモリ制御機能とを具備した場合には、電源投入の初期時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧することができ、妨害波が出るのを防止することができる。
【００３８】
送信電力を制御する機能を具備しているものにおいて、外部メモリに送信電力の制御時と非制御時に対応した２種類の歪補正係数を予め記憶し、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ２種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した一方の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時に内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするように構成した場合には、送信電力の制御と非制御の切り替え直後においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧することができ、妨害波が出るのを防止することができる。
【００３９】
送信周波数チャネルの切り替えを制御するチャネル切替制御機能を具備したものにおいて、外部メモリに各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶し、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリへ書き込んだ複数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、送信周波数チャネルの切り替え時に内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするように構成した場合には、送信周波数チャネルの切り替え直後においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧することができ、妨害波が出るのを防止することができる。
【００４０】
送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能を具備したものにおいて、外部メモリに、送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶し、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時と送信周波数チャネルの切り替え時に内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするように構成した場合には、送信電力の制御と非制御の切り替え直後においても、送信周波数チャネルの切り替え直後においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧することができ、妨害波が出るのを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタル無線装置の歪補正回路の一実施形態例を示すブロック図である。
【図２】図１の歪補正係数算出部２０の具体例を示すブロック図である。
【図３】図１のＡ／Ｄ変換部７６におけるアンダーサンプリングの説明図である。
【図４】図１のディジタル直交復調処理部７０の直交復調処理に用いられるＬｏ信号（ディジタルローカル信号）を示す図で、（ａ）はＩ側Ｌｏ信号の波形図、（ｂ）はＱ側Ｌｏ信号の波形図である。
【図５】図１のディジタル直交復調処理部７０で直交復調処理された復調信号の波形図である。
【図６】図１のＡ／Ｄ変換部７６のサンプリング周波数ＦｓｐがＤ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍以上の周波数でなければならないことを説明する図で、（ａ）は送信デ−タの信号帯域を示す電力スペクトラム、（ｂ）は復調デ−タの信号帯域を示す電力スペクトラムである。
【図７】図１のＬＰＦ７２、７４の作用を説明する図で、（ａ）は入力波形（Ｉ4、Ｑ4）、（ｂ）はＬＰＦ直後の出力波形、（ｃ）は図示を省略した回路でＬＰＦ直後の信号振幅を２倍にした出力波形（Ｉ5、Ｑ5）を示す図である。
【図８】図１のＡ／Ｄ変換部７６の入力側のａ点にバイアス電圧を加えることによって生じたＤＣオフセット成分をＬＰＦ７２、７４で除去する作用を説明する図で、（ａ）はＤＣオフセット無のときのＡ／Ｄ入力信号波形、（ｂ）ＤＣオフセット有のときのＡ／Ｄ入力信号波形、（ｃ）はＤＣオフセット有のときのａ点の電力スペクトラム、（ｄ）はＤＣオフセット有のときのｂ点の電力スペクトラム、（ｅ）はＤＣオフセット有のときのｃ、ｄ点の電力スペクトラム、（ｆ）はＬＰＦ７２、７４のＬＰＦ通過特性を示す図である。
【図９】本発明の他の実施形態例の要部を示すブロック図である。
【図１０】従来例を示すブロック図である。
【図１１】図１０のアナログ直交復調部４０の具体例を示すブロック図である。
【図１２】他の従来例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０、１０ａ、１０ｂ…ＤＳＰ、 １２、１２ａ、１２ｂ…送信側ＲＦ部、 １４…π／４-ＱＰＳＫマッピング部（ディジタル直交変調処理部の一例）、 １６…ルートナイキストフィルタ（ルートナイキスト処理部の一例）、 １８…電力計算部、 ２０…歪補正係数算出部、 ２２…歪補正部、 ２４、２６…Ｄ／Ａ変換部、 ２８…アナログ直交変調部、 ３０、５２…周波数変換部、 ３４、５３…局部発振器、 ３６…ＰＡ（電力増幅器）、 ３８…方向性結合器、５０…アンテナ、 ７０…ディジタル直交復調処理部、 ７２、７４…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、 ７６…Ａ／Ｄ変換部、 ７７…誤差検出部、 ７８…係数テーブル、 ８０…係数演算部、 ８２…内部メモリ、 ８４…ＥＥＰＲＯＭ（外部メモリの一例）、 Ｆｓｐ…Ａ／Ｄ変換部７６のサンプリング周波数（アンダーサンプリング周波数）、 Ｆｔｘｓｐ…Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数。
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信デ−タにディジタル直交変調処理及びルートナイキスト処理をしてベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変調信号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部（サンプリング周波数Ｆtxsp）でアナログ信号に変換し電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、復調信号から電力増幅器で生じた歪成分を検出し、この検出信号から歪成分を打ち消すための歪補正係数を算出し、この歪補正係数をベースバンド変調信号に乗算して送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するディジタル無線装置の歪補正回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ディジタル移動無線通信分野では、隣接チャネルの周波数間隔を小さくしてチャネル容量を増加させるために、送信信号の狭帯域化が進められている。このような周波数利用効率の向上を実現するために、変調スペクトラム帯域幅の小さな変調方式が望まれ、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式、ＱＡＭ（Quadr-ature Amplitude Modulation）方式等の線形変調方式が採用されるようになってきた。この線形変調方式を無線通信に適用する場合、送信部の電力増幅器の振幅特性及び位相特性の直線性が求められ、隣接チャネル漏洩電力を抑圧することが重要である。
一方、電力増幅器を使用する際に重要な点は、電力効率の点でできるだけ高い動作点（飽和点に近い領域）で動作させることであり、非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力の増加が考えられる。また、線形性に劣る電力増幅器を用いて電力効率の向上を図る場合（例えば、小型の無線装置で電力効率の向上を図る場合）には、非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力がますます増加してしまう。従って、電力増幅器の非線形特性によって発生する歪みを補正する技術が必須になってくる。すなわち、電力増幅器の入力電力振幅対出力電力振幅特性、入力電力振幅対位相回転量（又は群遅延量）特性の歪みにより発生する送信信号の歪みを補正する技術が必須になってくる。
この歪補正技術として、アナログ方式ではカルテシアン、フィードフォワード等、多数の歪補正方式が提案されているが、これらのアナログ方式は回路規模が大きくなって小型化、省電力化を図ることができないという問題点があり、帰還ゲインを非常に大きくしなければならないため回路の安定を図るための位相調整が難しいという問題点があった。
【０００３】
最近では、ディジタル信号処理プロセッサ（以下、単にＤＳＰという。）の進歩によりディジタル信号処理技術で歪み補正する方式が可能となり、ディジタル信号処理による様々な非線形歪み補正方式が提案されている。なかでも、送信信号の一部をフィードバックしてこれを復調してＤＳＰに取り込み、この復調信号から電力増幅器の歪み量を検出し、ディジタル適応フィルタ技術であるＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムを用いた歪補正を行う研究、開発が盛んである。
このようなＬＭＳアルゴリズムを用いた歪補正方式による従来の回路は、図１０及び図１１又は図１２に示すように構成されていた。
【０００４】
図１０に示した従来回路はＤＳＰ１０と送信側ＲＦ（Radio Frequency）部１２を具備し、ＤＳＰ１０内にπ／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）マッピング部（以下、単にπ／４-ＱＰＳＫマッピング部という）１４、ルートナイキストフィルタ１６、電力計算部１８、歪補正係数算出部２０及び歪補正部２２を設け、送信側ＲＦ部１２内にＤ／Ａ変換部２４、２６、アナログ直交変調部２８、周波数変換部３０、３２、局部発振器３４、電力増幅器（以下、ＰＡという）３６、方向性結合器３８、アナログ直交復調部４０、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）４２、４４及びＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換部４６、４８を設けている。
そして、送信デ−タがＤＳＰ１０に取り込まれると、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４及びルートナイキストフィルタ１６によってベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1が生成し、歪補正部２２による複素積和演算処理で歪み補正されて送信側ＲＦ部１２に出力する。
送信側ＲＦ部１２では、歪補正部２２で歪補正されたベースバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2が、Ｄ／Ａ変換部２４、２６でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調部２８で直交変調され、周波数変換部３０で無線周波数にアップコンバージョンされ、ＰＡ３６で所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器３８を経由した後にアンテナ５０から出力する。ＰＡ３６から出力した送信信号の一部は、方向性結合器３８で取り出され、周波数変換部３２、アナログ直交復調部４０、ＬＰＦ４２、４４及びＡ／Ｄ変換部４６、４８によって復調され、ＤＳＰ１０にフィードバックされる。
ＤＳＰ１０では、歪補正係数算出部２０により、電力計算部１８で求めた電力値Ｐに応じて、まずベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1をリファレンス信号として送信側ＲＦ部１２からフィードバックされた復調信号Ｉ3、Ｑ3に対する誤差成分（すなわち歪成分）が検出され、ついで、この誤差成分を打ち消すための補正係数が算出される。この補正係数は電力値Ｐに応じて歪補正部２２でベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1に乗算され、送信信号の隣接チャネル漏洩電力が抑圧される。
【０００５】
また、図１２に示した従来回路は、送信側ＲＦ部１２ａに周波数変換部５２、局部発振器５３、Ａ／Ｄ変換部５４、ディジタル直交復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８を設け、方向性結合器３８で取り出された送信信号が、周波数変換部５２でＩＦ信号（中間周波数信号）にダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変換部５４でディジタル信号に変換され、ディジタル直交復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８で復調され、ＤＳＰ１０にフィードバックされる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１０に示した従来回路は、フィードバック系を構成するアナログ直交復調部４０、ＬＰＦ４２、４４、Ａ／Ｄ変換部４６、４８によって歪補正特性が著しく劣化するという問題点があった。
すなわち、アナログ直交復調部４０は、図１１に示すように９０°移相器６２、乗算器６４、６６等の線形性に乏しい部品で構成されているので、Ｉ／Ｑ直交誤差やＩ／Ｑゲイン誤差が生じ、歪補正特性を劣化させる。例えば、基準信号発振器６８から出力する基準信号の位相を９０°移相する９０°移相器６２には通常±２°程度の誤差があり、Ｉ／Ｑ直交誤差が生じ、復調Ｉ／Ｑ信号に振幅誤差が生じていた。
また、復調Ｉ／Ｑ信号のバラツキやＬＰＦ４２、４４の通過特性の相違などにより、ＬＰＦ４２、４４から出力するＩ／Ｑ信号に振幅誤差が生じていた。
また、直交復調後のＩ／Ｑ信号をＡ／Ｄ変換部４６、４８の入力レンジに合わせるためにＤＣバイアス回路が必要になるが、ここで生じるバイアス電圧誤差によってＤＣオフセットが発生していた。
【０００７】
一方、図１２に示した従来回路は、ディジタル信号処理を行うディジタル直交復調処理部５６と直交復調処理後のローパスフィルタ処理を行うローパスフィルタ処理部５８を具備しているので、ディジタル直交復調処理部５６のＩ／Ｑ直交誤差やＩ／Ｑゲイン誤差が皆無となり、ローパスフィルタ処理部５８でＤＣオフセットによるキャリアリーク成分を除去できるので、特性向上を図ることができるが、次ぎのような問題点があった。
すなわち、一般にＩＦ信号をＡ／Ｄ変換する場合、ナイキスト定理からＡ／Ｄ変換部５４のサンプリング周波数は少なくともＩＦ信号の周波数Ｆｉｆ（例えば４００ＫＨｚ〜５００ＫＨｚ）の数倍の周波数（例えば数ＭＨｚ）となるので、ディジタル直交復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８をＤＳＰ１０内で構成することが困難で、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）等のゲートロジック回路で構成しなければならず、回路規模、消費電力及びコスト面において実用的でないという問題点があった。
【０００８】
詳述すると、現在使用されているＤＳＰ１０では、数ＭＨｚで標本化されたデ−タを直交復調処理、ローパスフィルタ処理を行って復調信号を生成し、歪補正処理及び送信信号出力処理を１フレーム時間（数＋ミリ秒）内で行うことは難しい。このため、ディジタル直交復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８をＦＰＧＡやＰＬＤ等のゲートロジック回路で構成しなければならない。しかし、ゲートロジック回路でローパスフィルタ処理部５８のようなディジタルフィルタを構成すると、数万ゲート級のＦＰＧＡでも数＋個必要となり、回路規模及び消費電力が大きくなり過ぎ、コスト面で実用的でないという問題点があった。
【０００９】
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、直交復調処理の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補正特性の向上を図ることができるとともに、小型化及び省電力化を図ることのできるディジタル無線装置の歪補正回路を提供することを目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、送信デ−タに対してディジタル直交変調処理部によってディジタル直交変調処理をし、かつ、ルートナイキストフィルタによってルートナイキスト処理をしてベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変調信号をＤ／Ａ変換部（サンプリング周波数Ｆtxsp）でアナログ信号に変換し電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、復調信号から前記電力増幅器で生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消すための歪補正係数を歪補正係数算出部によって算出し、この歪補正係数を歪補正部によって前記ベースバンド変調信号に乗算して前記送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無線装置の歪補正回路において、前記フィードバックした送信信号を周波数ＦifのＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する周波数変換部と、前記ＩＦ信号を周波数Ｆsp（ＦspはＦtxspの２倍以上でＦif×４／ｍに等しい条件を満たす周波数を表す。ｍは３以上の奇数を表す。）で標本化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力するディジタル直交復調処理部と、このディジタル直交復調処理部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備してなり、前記ディジタル直交変調処理部、ルートナイキストフィルタ、歪補正係数算出部、歪補正部、ディジタル直交復調処理部、及び、ローパスフィルタをディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）によって構成したことを特徴とする。
【００１１】
フィードバックした送信信号は、周波数変換部によって周波数ＦifのＩＦ信号に変換され、Ａ／Ｄ変換部でディジタル信号に変換される。このＡ／Ｄ変換部のサンプリング周波数Ｆspは、送信信号を作成するＤ／Ａ変換部のサンプリング周波数Ｆtxspの２倍以上で、かつＩＦ信号の周波数Ｆifの４／ｍ（ｍは３以上の奇数を表す。）倍に設定されている。すなわち、Ｆsp＝Ｆif×４／ｍの条件とＦsp≧２Ｆtxspの条件とを満たすサンプリング周波数ＦspでＩＦ信号を標本化（すなわちアンダーサンプリング）することによって、ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数Ｆspの１／４の周波数にダウンコンバートされた信号をＡ／Ｄ変換部で生成して出力することができる。例えば、Ｆifを４００ＫＨｚ〜５００ＫＨｚとすると、Ｆspはナイキスト周波数より低い周波数（最大でもｍ＝３の約５３３ＫＨｚ〜約６６６ＫＨｚ）となり、Ａ／Ｄ変換部で生成して出力する信号の周波数は１００ＫＨｚ〜１２５ＫＨｚとなる。このため、ディジタル直交復調処理部、ローパスフィルタの処理速度を低く抑えることができ、ＤＳＰのディジタル信号処理で扱うことができる。したがって、直交復調処理部の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補正特性の向上を図ることができるとともに、使用デバイスの軽減等により小型化・省電力化を図ることができる。
【００１２】
直交復調処理で現われる「０」信号成分による歪補正特性劣化を防止するために、ローパスフィルタをディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すように構成する。
【００１３】
直交復調処理で現われる「０」信号成分による歪補正特性劣化を防止するとともに、Ａ／Ｄ変換部のＤＣオフセットの影響を皆無に等しい程度に軽減するために、ローパスフィルタを、ディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２及び周波数Ｆsp／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すように構成する。
【００１４】
電源投入の初期時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、予め複数段階の電力毎に設定された歪補正係数を記憶した外部メモリと、電源投入時に外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メモリへ書き込み歪補正の初期値とするメモリ制御機能とを具備する。
【００１５】
送信電力を制御する機能を具備しているものにおいて、送信電力制御の制御時と非制御時の切り替え時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、外部メモリは送信電力の制御時と非制御時に対応した２種類の歪補正係数を予め記憶してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ２種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した一方の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時に内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪補正の初期値とする。
【００１６】
送信周波数チャネルの切り替えを制御するチャネル切替制御機能を具備しているものにおいて、送信周波数チャネルの切り替え時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、外部メモリは各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に前記外部メモリから内部メモリへ書き込んだ複数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、送信周波数チャネルの切り替え時に前記内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪補正の初期値とする。
【００１７】
送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能を具備しているものにおいて、送信電力の制御と非制御の切り替え時においても、送信周波数チャネルの切り替え時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、外部メモリは、送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に前記外部メモリから内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時と送信周波数チャネルの切り替え時に前記内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪補正の初期値とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態例を図面により説明する。
図１は本発明によるディジタル無線装置の歪補正回路の一実施形態例を示すもので、図１０、図１２と同一部分は同一符号とし説明を省略又は簡略する。
図１において、１０ａはＤＳＰ、１２ｂは送信側ＲＦ部である。
前記ＤＳＰ１０ａには、図１０のＤＳＰ１０と同様にπ／４-ＱＰＳＫマッピング部１４、ルートナイキストフィルタ１６、電力計算部１８、歪補正係数算出部２０及び歪補正部２２が設けられているとともに、ディジタル直交復調処理部７０及びＬＰＦ（ローパスフィルタ）７２、７４が設けられている。
前記送信側ＲＦ部１２ｂには、図１２の送信側ＲＦ部１２ａと同様にＤ／Ａ変換部２４、２６、アナログ直交変調部２８、周波数変換部３０、５２、局部発振器３４、６０、ＰＡ３６及び方向性結合器３８が設けられるとともに、Ａ／Ｄ変換部７６が設けられている。
【００１９】
前記Ａ／Ｄ変換部７６は、前記周波数変換部５２で周波数がダウンコンバートされたＩＦ信号を、サンプリング周波数Ｆｓｐでサンプリングして得た第２ＩＦ信号を出力する。このＦｓｐは次ぎの（１）式を満たすとともに、前記Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍以上の整数倍に設定されている。
Ｆｓｐ＝Ｆｉｆ×４／ｍ…（１）
（１）式においてｍは３以上の奇数（３、５、７、…）を表し、ＩＦ信号をナイキスト周波数（２Ｆｉｆ以上の周波数）以下のサンプリング周波数でサンプリング（以下、単にアンダーサンプリングという。）していることを表している。
また、ＦｓｐをＦｔｘｓｐの２倍以上に設定したのは、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、フィードバック側のＡ／Ｄ変換部７６のサンプリング周波数Ｆｓｐを、送信側のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍以上に設定しておく必要があるからである。
【００２０】
前記ディジタル直交復調処理部７０は、前記Ａ／Ｄ変換部７６から出力する第２ＩＦ信号に、９０°の位相差をもったＩ側とＱ側のディジタルローカル信号（以下、単にＬｏ信号という。）を順次乗算して互いに直交する復調信号Ｉ4、Ｑ4を出力する。
前記ＬＰＦ７２、７４は、前記ディジタル直交復調処理部７０の直交復調処理で得られた復調信号Ｉ4、Ｑ4からＦｓｐ／２及びＦｓｐ／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すとともに、ＤＣオフセットの影響を軽減する。すなわち、「０」振幅成分が２／Ｆｓｐの周期で交互に混入している復調信号Ｉ4、Ｑ4からＦｓｐ／２の周波数成分を除去することによってエンベロープ成分（情報デ−タ信号成分）のみを取り出し、ＤＣオフセット成分の直交復調処理で発生するＦｓｐ／４の周波数成分を除去することによってＤＣオフセットの影響を軽減する。
【００２１】
前記歪補正係数算出部２０は、図２に示すように、前記ＰＡ３６で生じた歪み量を検出する誤差検出部７７と、歪補正を行う際に用いる電力毎の補正係数ＨＰの初期値及び更新値を記憶する係数テーブル７８と、歪補正を行う際に用いる電力毎の補正係数ＨＰを演算して出力するとともに、前記係数テーブル７８の補正係数ＨＰを更新する係数演算部８０とで構成されている。
【００２２】
前記誤差検出部７７は、前記ルートナイキストフィルタ１６から出力したベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1をリファレンス信号として、前記ＬＰＦ７２、７４で取り出したエンベロープ成分を２倍（２倍するための回路表示を省略し、なぜ２倍するかは後述の作用の項で説明する。）したベースバンド復調信号Ｉ5、Ｑ5と比較し、Ｉ、Ｑそれぞれの差分を誤差成分（歪成分）εとして出力する。
前記係数テーブル７８には、ベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1の電力変動範囲を小さい方から大きい方に向かってｎ（ｎは２以上の整数を表す。）段階に区分したΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎの電力毎に、歪補正係数ＨＰ１、ＨＰ２、ＨＰ３、…、ＨＰｎが更新可能に記憶されている。例えば、ベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1の電力変動範囲は、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４のπ／４-ＱＰＳＫ変調でロールオフ率が０．５の場合、変調波形の平均電力に対して−１１ｄＢ〜＋３ｄＢの電力変動があることがわかっている。また、歪補正係数ＨＰは実部（実数部）と虚部（虚数部）からなり、初期値としては例えばＨＰ（実部）＝１、ＨＰ（虚部）＝０に設定され、更新されていく。
前記係数演算部８０は、前記誤差検出部７７で検出された誤差成分εと、前記電力計算部１８で求めた電力値Ｐ（ベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1の電力値）に応じて前記係数テーブル７８から読み出された歪補正係数ＨＰ（旧）とを次式（２）に代入して新たな歪補正係数ＨＰ（新）を求める演算を行い、この歪補正係数ＨＰ（新）を前記歪補正部２２へ出力するとともに、更新値として前記係数テーブル７８へ出力する。
ＨＰ（新）＝ＨＰ（旧）｛１＋μ×ε×Ｚ（ｊ）｝…（２）
（２）式においてμは補正量の大きさを制御するパラメータであるステップサイズ、Ｚ（ｊ）はフィードバックサンプルの複素共役を表す。ここで、フィードバックサンプルとは直交復調されたデ−タを表し、π／４-ＱＰＳＫ変調が２ビットデ−タ（Ｉデ−タ、Ｑデ−タ）であるため、復調されるデ−タはＩデ−タ、Ｑデ−タとなり、複素数表現ではＩ（デ−タ）＋ｊＱ（デ−タ）となる。このため、フィードバックサンプルの複素共役を表すＺ（ｊ）はＩ（デ−タ）−ｊＱ（デ−タ）となる。
【００２３】
前記歪補正部２２は、次式（３）、（４）に示すように、前記ルートナイキストフィルタ１６から出力したベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1に、前記電力計算部１８で求めた電力値Ｐ（例えばΔＰ３の段階に属する）に応じて前記係数演算部８０から出力する歪補正係数ＨＰ（例えばＨＰ３）を乗算して、歪補正されたベースバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2を出力する。
Ｉ2（ｔ）＝Ｉ1（ｔ）×ＨＰ（実部）−Ｑ1（ｔ）×ＨＰ（虚部）…（３）
Ｑ2（ｔ）＝Ｑ1（ｔ）×ＨＰ（実部）−Ｉ1（ｔ）×ＨＰ（虚部）…（４）
【００２４】
つぎに図１及び図２の作用を図３〜図８を併用して説明する。
（１）送信デ−タがＤＳＰ１０ａに取り込まれると、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４及びルートナイキストフィルタ１６によってベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1が生成し、歪補正部２２による複素積和演算処理で歪み補正されたベースバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2が送信側ＲＦ部１２ｂに出力する。
送信側ＲＦ部１２ｂでは、歪補正部２２で歪補正されたベースバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2が、Ｄ／Ａ変換部２４、２６でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調部２８で直交変調され、周波数変換部３０で無線周波数にアップコンバージョンされ、ＰＡ３６で所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器３８を経由した後にアンテナ５０から基地局等へ出力する。
【００２５】
（２）ＰＡ３６から出力した送信信号の一部は、方向性結合器３８で取り出され、周波数変換部５２で周波数ＦｉｆのＩＦ信号にダウンコンバージョンされ、Ａ／Ｄ変換部７６に入力する。
Ａ／Ｄ変換部７６は、ＩＦ信号をサンプリング周波数Ｆｓｐでアンダーサンプリングしてディジタル信号である第２ＩＦ信号を生成し、ＤＳＰ１０ａ内のディジタル直交復調処理部７０へ出力する。
説明の便宜上ＩＦ信号をｓｉｎ波とし、前記式（１）でｍ＝５とすると、アンダーサンプリングのサンプリング周波数ＦｓｐはＩＦ信号の周波数Ｆｉｆの４／５倍となるので、図３に示すように、アンダーサンプリングの標本化周期１／ＦｓｐはＩＦ信号の周期１／Ｆｉｆの５／４倍となる。すなわち、ＩＦ信号に対して９０°位相が遅れた点（図３中に●印で示した点）をサンプリングすることになり、●印で示した点の軌跡はＩＦ信号同様ｓｉｎ波であり、その周期はサンプリング周期１／Ｆｓｐの４倍となる。ｍ＝５以外のとき（例えば３、７、９、…）も同様である。つまり、式（１）が成立するサンプリング周波数ＦｓｐでＩＦ信号をアンダーサンプリングすることにより、Ａ／Ｄ変換部７６の出力側にはＦｓｐ／４の周波数に周波数変換された第２ＩＦ信号が生成される。図３において、↑印は４倍オーバーサンプリングのサンプル点を表す。
また、送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、ＦｓｐはＦｔｘｓｐの２倍以上に設定されていなければならない（詳しくは後述する。）。
【００２６】
（３）ディジタル直交復調処理部７０は、Ａ／Ｄ変換部７６から出力する第２ＩＦ信号に、図４（ａ）（ｂ）に示すような９０°の位相差をもったＩ側Ｌｏ信号とＱ側Ｌｏ信号を順次乗算して互いに直交する復調信号Ｉ4、Ｑ4を出力する。
Ｉ側Ｌｏ信号は、図４（ａ）に示すように、期間１／Ｆｓｐ（位相差９０°に相当）毎に「＋１」、「０」、「−１」、「０」の状態の信号となり、４状態で１周期（４／Ｆｓｐ）を構成する。Ｑ側Ｌｏ信号は、図４（ｂ）に示すようにＩ側Ｌｏ信号に対して９０°位相が遅れた（又は進んだ）「０」、「＋１」、「０」、「−１」の４状態で１周期を構成する。このため、ディジタル直交復調処理部７０では、第２ＩＦ信号の１サンプル毎に、Ｉ側Ｌｏ信号（Ｑ側Ｌｏ信号）を順次繰り返して乗算することにより直交復調処理され、第２ＩＦ信号と同様の周波数Ｆｓｐ／４のＬｏ信号（Ｑ側Ｌｏ信号はＩ側Ｌｏ信号に対して９０°位相が遅れた（又は進んだ）信号）との乗算結果としてベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4が生成される。このベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4は、図５に示すように、Ｉ側Ｌｏ信号、Ｑ側Ｌｏ信号とも期間２／Ｆｓｐ毎に「０」信号が存在する。
【００２７】
（４）前記（３）に記述したようにディジタル直交復調処理部７０で直交復調処理されたベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4には、期間２／Ｆｓｐ毎に「０」信号が存在するので、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、前記（２）におけるＡ／Ｄ変換部７６のアンダーサンプリング周波数Ｆｓｐは送信側のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍以上に設定されていなければならない。
説明の便宜上、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４において、送信シンボルレート１６ｋボー（３２ｋｂｐｓ）の送信デ−タに対して８倍オーバーサンプリングで変調信号を出力する場合について考えると、送信側のＤ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数は１２８ｋＨｚ（＝１６ｋ×８）となる。この場合、送信デ−タの周波数帯域は１６ｋＨｚであるが、Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数が１２８ｋＨｚであることから、サンプリング定理により６４ｋＨｚ（＝１２８ｋＨｚ／２）の帯域までの送信信号成分を出力していることになる。すなわち、Ｄ／Ａ変換部２４、２６から出力する信号は、図６（ａ）に示すように、周波数帯域１６ｋＨｚの送信デ−タ及び６４ｋＨｚ帯域内までの逆歪成分となる。図６（ａ）において、ＦＷ１はＤ／Ａ変換部２４、２６より出力される信号の周波数帯域を表す。
次に６４ｋＨｚ帯域の送信信号をフィードバック側Ａ／Ｄ変換部７６で送信側Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数と同様の周波数１２８ｋＨｚでサンプリングした場合を考えると、直交復調処理されたベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4に「０」信号が存在するため、実際の復調デ−タは６４ｋＨｚ（＝Ｆｓｐ／２）間隔となる。これはベースバンド信号Ｉ、Ｑに対しては６４ｋＨｚでサンプリングしたことと同様となるので、図６（ｂ）に示すように、サンプリング後の信号成分（周波数帯域）は３２ｋＨｚ（＝６４ｋＨｚ／２）となり、直交復調処理されたベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4からは３２ｋＨｚ〜６４ｋＨｚに含まれる歪成分（図中点線で示す）の検出が不可能になってします。図６（ｂ）において、ＦＷ２は、Ｆｓｐを１２８ｋＨｚとした場合にディジタル直交復調処理部７０で復調可能な信号帯域（０〜３２ｋＨｚ）を表す。
従って、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、Ａ／Ｄ変換部７６のアンダーサンプリングのサンプリング周波数Ｆｓｐは送信側のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍（例えば２５６ｋＨｚ）以上に設定されていなければならない。
【００２８】
（５）ＬＰＦ７２、７４は、ディジタル直交復調処理部７０の直交復調処理で得られた復調信号Ｉ4、Ｑ4からＦｓｐ／２及びＦｓｐ／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すとともに、ＤＣオフセットの影響を軽減する。
すなわち、直交復調処理で得られた復調信号Ｉ4、Ｑ4は、図５及び図７（ａ）に示すように期間２／Ｆｓｐ毎に「０」信号となるので、例えばディジタルＦＩＲフィルタで形成されたＬＰＦ７２、７４によって、Ｆｓｐ／２の周波数成分を除去（情報デ−タ信号帯域は通過）し、図７（ｂ）に示すようなエンベロープ成分が抽出される。ディジタルフィルタ処理は畳み込み演算となるため、図５及び図７（ａ）に示すように交互に「０」信号が存在する波形をフィルタリングすると、信号振幅が１／２となるため、ＬＰＦ７２、７４でフィルタ処理された信号を図示を省略した増幅器などを用いて振幅を２倍して歪補正係数算出部２０へ出力しなければならない。
【００２９】
（６）上記の通り、ＬＰＦ７２、７４でＦｓｐ／２の周波数成分を除去することにより、情報デ−タ成分を復調できるが、さらにＦｓｐ／４の周波数成分を除去することによりフィードバック側のＤＣオフセット成分（Ａ／Ｄ変換部７６の入力信号のバイアス電圧誤差）による特性劣化を防止することができる。以下、図８を用いて説明する。
周波数変換部５２から出力するＩＦ信号をＡ／Ｄ変換部７６の入力レンジに合わせるために、ＤＣバイアス回路（図示省略）から図１に示すａ点にバイアス電圧Ｖｂを加える必要があるが、このときに生じるバイアス電圧誤差（ＤＣオフセット成分）も歪補正特性を著しく劣化させる要因になる。
図８（ａ）に示すようにＤＣオフセット成分が無い場合には、Ａ／Ｄ入力信号（ＩＦ信号）の中心レベルＶｃがバイアス電圧Ｖｂと一致し、歪補正特性を劣化させる要因にはならない。ＶｈはＡ／Ｄ入力レンジの上位レベル、ＶｌはＡ／Ｄ入力レンジの下位レベルを表す。
Ａ／Ｄ入力信号（ＩＦ信号）の中心レベルＶｃがバイアス電圧Ｖｂと不一致になると、図８（ｂ）に示すようにＤＣオフセットが生じ、ａ点の電力スペクトラムは同図（ｃ）に示すようになり、ＩＦ信号成分の外にＤＣオフセット成分が現われる。
Ａ／Ｄ変換部７６は（ＩＦ信号＋ＤＣ）をサンプリング周波数Ｆｓｐでアンダーサンプリングするので、ｂ点の電力スペクトラムは図８（ｄ）に示すようになり、第２ＩＦ信号成分の外にＤＣオフセット成分が現われる。
ディジタル直交復調処理部７０は、第２ＩＦ信号を直交復調処理する際、Ｌｏ信号が第２ＩＦ信号の周波数（Ｆｓｐ／４）と等しくなるので、第２ＩＦ信号とＬｏ信号の乗算処理をして直交復調処理をすると、デ−タ成分はベースバンド信号に復調され、ＤＣオフセット成分はＦｓｐ／４の周波数成分に現われる。さらに、直交復調処理による「０」信号成分がＦｓｐ／２の周波数成分に現われる。このため、ｃ、ｄ点の電力スペクトラムは図８（ｅ）に示すようになる。
このため、ＬＰＦ７２、７４の通過特性を図８（ｆ）に示すように構成することによって、直交復調処理で発生した「０」信号成分とＤＣオフセット成分を除去したベースバンド復調信号Ｉ5、Ｑ5を得ることができる。
【００３０】
前記実施形態例では、歪補正係数算出部の係数テーブルには初期値としてＨＰ（実部）＝１、ＨＰ（虚部）＝０を設定し、電源投入の初期状態には歪補正部が入力ベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1をそのまま補正後のベースバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2として出力するようにしたが、本発明はこれに限るものでなく、予め歪補正したときの歪補正係数ＨＰを不揮発性の外部メモリに記憶しておき、電源投入時に外部メモリから歪補正係数ＨＰを読み出して内部メモリへ書き込み、歪補正係数算出部の係数テーブルに初期値として書き込むことによって、電源投入時においても隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するようにしたものにも利用することができる。
また、ディジタル移動通信では移動無線器に対して送信電力を制御するか否かを切り替える電力制御切替機能を具備しているものがある。すなわち、基地局と移動局間の通信距離が短い場合、移動無線器の送信電力を小さくするために電力増幅器の前段に設けた可変減衰器を調整して電力増幅器への入力電力を下げる方法があるが、可変減衰器を調整して電力増幅器への入力電力を下げた時（電源の制御時）と、可変減衰器を調整せずに電力増幅器への入力電力を変えない時（電源の非制御時）とで適切な歪補正係数の値が異なる。このため、送信電力の制御と非制御の切り替え時に一旦隣接チャネル漏洩電力が増大し、歪補正係数が更新されて隣接チャネル漏洩電力を十分に抑圧するのに適した歪補正係数になるまで数十秒の時間がかかる。このような問題を解決するために、外部メモリに送信電力の制御時と非制御時に対応した２種類の歪補正係数ＨＰを予め記憶ししておき、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ２種類の歪補正係数ＨＰのうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して係数テーブルに書き込むことによって、電力制御の切り替え直後においても隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するようにしたものにも利用することができる。
同様に、外部メモリに送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数ＨＰを予め記憶ししておき、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正係数ＨＰのうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して係数テーブルに書き込むことによって、送信周波数チャネルの切り替え直後においても隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するようにしたものにも利用することができる。
【００３１】
例えば、図９に示すように、ＤＳＰ１０ｂ内に内部メモリ８２を設け、外部に外部メモリとしてのＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable ROM）８４を設け、このＥＥＰＲＯＭ８４に、送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて、各段階の電力毎（ΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎ）に、各送信周波数チャネル（Ｆ１、Ｆ２、…、Ｆｍ）に対応した複数種類の歪補正係数（ＨＰ11〜ＨＰ1n、ＨＰ21〜ＨＰ2n、…、ＨＰm1〜ＨＰmn）を予め記憶しておく。そして、メモリ制御機能によって、電源投入時に発生させた制御信号に基づいてＥＥＰＲＯＭ８４から複数種類の歪補正係数の全て（又は所定数）を読み出して内部メモリ８２へ書き込むとともに、電力制御情報やチャネル切替制御情報等の制御情報に基づいて内部メモリ８２内の対応した歪補正係数を初期値として係数テーブル７８に書き込み、さらに、送信電力の制御と非制御の切り替え直後や、送信周波数チャネルの切り替え直後に内部メモリ８２内の複数種類の歪補正係数（ＨＰ11〜ＨＰ1n、ＨＰ21〜ＨＰ2n、…、ＨＰm1〜ＨＰmn）のうちの対応した１種類の歪補正係数を読み出して係数テーブル７８に書き込む。例えば、送信電力の制御時で送信周波数チャネルの周波数がＦ２のときには、内部メモリ８２内の対応した歪補正係数ＨＰ21〜ＨＰ2n（図９の内部メモリ８２内の左側に表示した歪補正係数）が読み出されて係数テーブル７８に書き込まれる。
【００３２】
図９に示した実施形態例では、送信電力の制御時が１種類の場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、送信電力の制御時が複数種類の場合についても利用することができる。この場合、送信電力の第１制御時（例えば可変減衰器による減衰率が１／１０の時）、第２制御時（例えば可変減衰器による減衰率が２／１０の時）、…のそれぞれについて、各段階の電力毎（ΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎ）に、各送信周波数チャネル（Ｆ１、Ｆ２、…、Ｆｍ）に対応した複数種類の歪補正係数（ＨＰ11〜ＨＰ1n、ＨＰ21〜ＨＰ2n、…、ＨＰm1〜ＨＰmn）を予め外部メモリに記憶しておく。そして、メモリ制御機能によって対応した読み書き制御をする。
【００３３】
図９に示した実施形態例では、送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能の両機能を具備したものに利用できるようにするために、外部メモリに、送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶した場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能のいずれか一方の機能を具備したものについても利用することができる。
または、送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能の両機能を具備しないものについても利用することができる。この場合、外部メモリに予め複数段階に区分された電力毎に設定された歪補正係数を記憶しておき、電源投入時に外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メモリへ書き込み歪補正の初期値とするようにしたものについても利用することができる。例えば、電源投入時に外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メモリ８２へ書き込むとともに、この内部メモリから対応した歪補正係数を初期値として係数テーブル７８に書み込むようにした場合についても利用することができる。
【００３４】
【発明の効果】
本発明は、上記のように、フィードバックした送信信号を周波数ＦifのＩＦ信号に変換する周波数変換部と、ＩＦ信号を周波数Ｆspで標本化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力するディジタル直交復調処理部と、このディジタル直交復調処理部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備し、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数Ｆspを、送信信号を作成するＤ／Ａ変換部のサンプリング周波数Ｆtxspの２倍以上で、かつＩＦ信号の周波数Ｆifの４／ｍ（ｍは３以上の奇数）倍に設定した。このため、ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数Ｆspの１／４の周波数にダウンコンバートされた信号をＡ／Ｄ変換部で生成して出力することができ、ディジタル直交復調処理部、ローパスフィルタの処理速度を低く抑えることができ、ディジタル直交復調処理部及びローパスフィルタをＤＳＰで実現することができる。したがって、直交復調処理部の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補正特性の向上を図ることができるとともに、使用デバイスの軽減等により小型化・省電力化を図ることができる。
【００３５】
ローパスフィルタがディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すように構成した場合には、直交復調処理で現われる「０」信号成分を除去して「０」信号成分による歪補正特性劣化を防止することができる。
【００３６】
ローパスフィルタがディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２及びＦsp／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すように構成した場合には、直交復調処理で現われる「０」信号成分による歪補正特性劣化を防止するとともに、Ａ／Ｄ変換部のＤＣオフセットの影響を皆無に等しい程度に軽減することができる。
【００３７】
予め複数段階に区分された電力毎に設定された歪補正係数を記憶した外部メモリと、電源投入時に外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メモリへ書き込み歪補正の初期値とするメモリ制御機能とを具備した場合には、電源投入の初期時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧することができ、妨害波が出るのを防止することができる。
【００３８】
送信電力を制御する機能を具備しているものにおいて、外部メモリに送信電力の制御時と非制御時に対応した２種類の歪補正係数を予め記憶し、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ２種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した一方の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時に内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするように構成した場合には、送信電力の制御と非制御の切り替え直後においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧することができ、妨害波が出るのを防止することができる。
【００３９】
送信周波数チャネルの切り替えを制御するチャネル切替制御機能を具備したものにおいて、外部メモリに各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶し、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリへ書き込んだ複数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、送信周波数チャネルの切り替え時に内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするように構成した場合には、送信周波数チャネルの切り替え直後においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧することができ、妨害波が出るのを防止することができる。
【００４０】
送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能を具備したものにおいて、外部メモリに、送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶し、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時と送信周波数チャネルの切り替え時に内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするように構成した場合には、送信電力の制御と非制御の切り替え直後においても、送信周波数チャネルの切り替え直後においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧することができ、妨害波が出るのを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタル無線装置の歪補正回路の一実施形態例を示すブロック図である。
【図２】図１の歪補正係数算出部２０の具体例を示すブロック図である。
【図３】図１のＡ／Ｄ変換部７６におけるアンダーサンプリングの説明図である。
【図４】図１のディジタル直交復調処理部７０の直交復調処理に用いられるＬｏ信号（ディジタルローカル信号）を示す図で、（ａ）はＩ側Ｌｏ信号の波形図、（ｂ）はＱ側Ｌｏ信号の波形図である。
【図５】図１のディジタル直交復調処理部７０で直交復調処理された復調信号の波形図である。
【図６】図１のＡ／Ｄ変換部７６のサンプリング周波数ＦｓｐがＤ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍以上の周波数でなければならないことを説明する図で、（ａ）は送信デ−タの信号帯域を示す電力スペクトラム、（ｂ）は復調デ−タの信号帯域を示す電力スペクトラムである。
【図７】図１のＬＰＦ７２、７４の作用を説明する図で、（ａ）は入力波形（Ｉ4、Ｑ4）、（ｂ）はＬＰＦ直後の出力波形、（ｃ）は図示を省略した回路でＬＰＦ直後の信号振幅を２倍にした出力波形（Ｉ5、Ｑ5）を示す図である。
【図８】図１のＡ／Ｄ変換部７６の入力側のａ点にバイアス電圧を加えることによって生じたＤＣオフセット成分をＬＰＦ７２、７４で除去する作用を説明する図で、（ａ）はＤＣオフセット無のときのＡ／Ｄ入力信号波形、（ｂ）ＤＣオフセット有のときのＡ／Ｄ入力信号波形、（ｃ）はＤＣオフセット有のときのａ点の電力スペクトラム、（ｄ）はＤＣオフセット有のときのｂ点の電力スペクトラム、（ｅ）はＤＣオフセット有のときのｃ、ｄ点の電力スペクトラム、（ｆ）はＬＰＦ７２、７４のＬＰＦ通過特性を示す図である。
【図９】本発明の他の実施形態例の要部を示すブロック図である。
【図１０】従来例を示すブロック図である。
【図１１】図１０のアナログ直交復調部４０の具体例を示すブロック図である。
【図１２】他の従来例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０、１０ａ、１０ｂ…ＤＳＰ、 １２、１２ａ、１２ｂ…送信側ＲＦ部、 １４…π／４-ＱＰＳＫマッピング部（ディジタル直交変調処理部の一例）、 １６…ルートナイキストフィルタ（ルートナイキスト処理部の一例）、 １８…電力計算部、 ２０…歪補正係数算出部、 ２２…歪補正部、 ２４、２６…Ｄ／Ａ変換部、 ２８…アナログ直交変調部、 ３０、５２…周波数変換部、 ３４、５３…局部発振器、 ３６…ＰＡ（電力増幅器）、 ３８…方向性結合器、５０…アンテナ、 ７０…ディジタル直交復調処理部、 ７２、７４…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、 ７６…Ａ／Ｄ変換部、 ７７…誤差検出部、 ７８…係数テーブル、 ８０…係数演算部、 ８２…内部メモリ、 ８４…ＥＥＰＲＯＭ（外部メモリの一例）、 Ｆｓｐ…Ａ／Ｄ変換部７６のサンプリング周波数（アンダーサンプリング周波数）、 Ｆｔｘｓｐ…Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数。
Claims (7)
- 送信デ−タに対してディジタル直交変調処理部によってディジタル直交変調処理をし、かつ、ルートナイキストフィルタによってルートナイキスト処理をしてベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変調信号をＤ／Ａ変換部（サンプリング周波数Ｆtxsp）でアナログ信号に変換し電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、復調信号から前記電力増幅器で生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消すための歪補正係数を歪補正係数算出部によって算出し、この歪補正係数を歪補正部によって前記ベースバンド変調信号に乗算して前記送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無線装置の歪補正回路において、前記フィードバックした送信信号を周波数ＦifのＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する周波数変換部と、前記ＩＦ信号を周波数Ｆsp（ＦspはＦtxspの２倍以上でＦif×４／ｍに等しい条件を満たす周波数を表す。ｍは３以上の奇数を表す。）で標本化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力するディジタル直交復調処理部と、このディジタル直交復調処理部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備してなり、前記ディジタル直交変調処理部、ルートナイキストフィルタ、歪補正係数算出部、歪補正部、ディジタル直交復調処理部、及び、ローパスフィルタをディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）によって構成したことを特徴とするディジタル無線装置の歪補正回路。
- ローパスフィルタはディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出してなる請求項１記載のディジタル無線装置の歪補正回路。
- ローパスフィルタはディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２及びＦsp／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出してなる請求項１記載のディジタル無線装置の歪補正回路。
- 予め複数段階の電力毎に設定された歪補正係数を記憶した外部メモリと、電源投入時に前記外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メモリへ書き込み歪補正の初期値とするメモリ制御機能とを具備してなる請求項１、２又は３記載のディジタル無線装置の歪補正回路。
- 送信電力を制御するか否かを切り替える電力制御切替機能を具備し、外部メモリは送信電力の制御時と非制御時に対応した２種類の歪補正係数を予め記憶してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に前記外部メモリから内部メモリに書き込んだ２種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した一方の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時に前記内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪補正の初期値としてなる請求項４記載のディジタル無線装置の歪補正回路。
- 送信周波数チャネルの切り替えを制御するチャネル切替制御機能を具備し、外部メモリは各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に前記外部メモリから内部メモリへ書き込んだ複数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、送信周波数チャネルの切り替え時に前記内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪補正の初期値としてなる請求項４記載のディジタル無線装置の歪補正回路。
- 送信電力を制御するか否かを切り替える電力制御切替機能と送信周波数チャネルの切り替えを制御するチャネル切替制御機能とを具備し、外部メモリは、送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に前記外部メモリから内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時と送信周波数チャネルの切り替え時に前記内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪補正の初期値としてなる請求項４記載のディジタル無線装置の歪補正回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00728899A JP4029505B2 (ja) | 1999-01-14 | 1999-01-14 | ディジタル無線装置の歪補正回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00728899A JP4029505B2 (ja) | 1999-01-14 | 1999-01-14 | ディジタル無線装置の歪補正回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000209295A JP2000209295A (ja) | 2000-07-28 |
| JP4029505B2 true JP4029505B2 (ja) | 2008-01-09 |
Family
ID=11661857
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00728899A Expired - Fee Related JP4029505B2 (ja) | 1999-01-14 | 1999-01-14 | ディジタル無線装置の歪補正回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4029505B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4633891B2 (ja) * | 2000-08-01 | 2011-02-16 | 三星電子株式会社 | 非線形歪み補償回路及び非線形歪み補償方法 |
| JP4637331B2 (ja) * | 2000-08-01 | 2011-02-23 | 三星電子株式会社 | 非線形歪み補償回路及び非線形歪み補償方法 |
| CN1255938C (zh) | 2002-12-10 | 2006-05-10 | 株式会社Ntt都科摩 | 线性功率放大方法和线性功率放大器 |
| WO2005025167A1 (ja) | 2003-09-05 | 2005-03-17 | Fujitsu Limited | オフセット補償装置 |
| JP4510017B2 (ja) * | 2004-02-13 | 2010-07-21 | パナソニック株式会社 | 無線通信システムおよびそれに用いられる無線デジタル受信装置 |
| JP5244698B2 (ja) * | 2009-05-18 | 2013-07-24 | アイコム株式会社 | 送信電力制御装置及び送信電力制御方法 |
| JP2012085100A (ja) * | 2010-10-12 | 2012-04-26 | Nec Casio Mobile Communications Ltd | 無線通信装置およびキャリアリーク低減方法 |
| US9680423B2 (en) * | 2013-03-13 | 2017-06-13 | Analog Devices Global | Under-sampling digital pre-distortion architecture |
| US9831834B2 (en) * | 2014-07-29 | 2017-11-28 | Skyworks Solutions, Inc. | Envelope tracking with low frequency loss correction |
| JP2021145218A (ja) * | 2020-03-11 | 2021-09-24 | 富士通株式会社 | 無線通信装置及び係数更新方法 |
-
1999
- 1999-01-14 JP JP00728899A patent/JP4029505B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000209295A (ja) | 2000-07-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US11095326B2 (en) | Wide bandwidth digital predistortion system with reduced sampling rate | |
| US20220231714A1 (en) | System and method for increasing bandwidth for digital predistortion in multi-channel wideband communication systems | |
| US8023587B2 (en) | Device and method for pre-distorting a base-band digital signal | |
| EP1224733B1 (en) | Adaptive linearization of power amplifiers | |
| JP3570898B2 (ja) | プレディストーション回路 | |
| US6785342B1 (en) | Nonlinear pre-distortion modulator and long loop control | |
| US6798844B2 (en) | Correction of phase and amplitude imbalance of I/Q modulator | |
| US20020048326A1 (en) | Method and apparatus for plurality signal generation | |
| US20020018531A1 (en) | Correction of DC-offset of I/Q modulator | |
| US6654426B2 (en) | Correction of nonlinearity of I/Q modulator | |
| JP4029505B2 (ja) | ディジタル無線装置の歪補正回路 | |
| JP4214635B2 (ja) | ディジタル無線装置 | |
| Arslan | RF impairments | |
| KR100251385B1 (ko) | 전력증폭기의 선형화장치 및 방법 | |
| JP3950369B2 (ja) | 歪補償回路および送信機 | |
| Ndong et al. | Reconfigurable digital Cartesian feedback for transmitters |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050729 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070425 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070522 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070723 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070925 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20071008 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101026 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111026 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111026 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121026 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131026 Year of fee payment: 6 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313532 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |