JP4099175B2 - 複数のチャネルを推定する装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は電気通信分野に関し、特に、１つの受信機が複数の送信アンテナから信号を受信するという、多重入力の場合におけるチャネル推定の分野に関する。

今日及び将来の移動無線アプリケーションに必要となる、高速データ転送の需要が堅調に増加している。そこで、利用可能な帯域幅（言い換えると、実現可能なチャネル容量）を効率的に使用する高速データ伝送技術が必要となっている。したがって、近年、多重入出力（ＭＩＭＯ）伝送システムが非常に重要となってきている。
ＭＩＭＯシステムは、送信アンテナを各々有する複数の送信ポイントと受信アンテナを各々有する複数の受信ポイントとを使用して、複数の送信ポイントから異なる通信チャネルを経由して送信された信号を受信する。ＭＩＭＯ技術では、複数の送信機のアンテナから入電する信号を分離する必要があり、空間多重化、時間多重化、符号多重化、あるいは特殊な多重化方法が使用される。

各受信アンテナに入電した信号は、Ｎ_Ｔ個のアンテナから送信された信号が重畳されたものである。ここで、Ｎ_Ｔは、送信ポイントの数を示す。この重畳により、チャネル推定の新たな課題が生まれる。この受信データを後処理するためには、チャネルインパルス応答あるいはチャネル伝達関数等のチャネルパラメータが必要となる。
複数の送信ポイント（送信アンテナを各々有する）に対応する信号を分離することは難しい課題である。しかし、信号が相互に無相関である限り、アンテナを１つ備える受信機から、受信アンテナを複数備えるシステムへの拡張は容易である。チャネル推定器の構成は、受信アンテナの数Ｎ_Ｒに依存しない。したがって、各受信ポイント（受信アンテナ）に対して１つずつ、Ｎ_Ｒ個のチャネル推定器を並列に配置することにより、多重入力単一出力（ＭＩＳＯ）システムから多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに拡張することができる。

コヒーレント伝送技術を無線システムに使用するには、移動無線チャネルの推定及びチャネルのトラッキングが必要である。複数の送信アンテナから送信された信号は相互に干渉して観測されるので、ＭＩＭＯシステム用のチャネル推定は、送信アンテナが単一である場合のものとは異なっている。
ＭＩＭＯシステムは、マルチキャリア変調法とともに使用することで、通信容量及び移動無線システムの品質をさらに向上することができる。マルチキャリア変調技術の傑出した代表例に、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＯＦＤＭ）変調法がある。
図７にＯＦＤＭシステムのブロック図を示す。

マルチキャリア変調、特に、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調法は、過去数年間、デジタル通信システムの様々な分野にうまく適用されてきた。特に、放送の場合（例えば、デジタルＴＶ）においてＯＦＤＭが高速データ転送に有利な点は、第１に、優れた性能を分散性チャネルの伝送時に発揮することである。ＯＦＤＭは、ＤＡＢあるいはＤＶＢ−Ｔ等の種々のデジタル放送規格に採択されている。また、ＯＦＤＭを無線に適用した別の適用例に、高速無線ＬＡＮ（ＷＬＡＮ）が挙げられる。

ＯＦＤＭが初めて導入されたのは１９６０年代である。エス・バインシュタイン（Ｓ．Ｗｅｉｎｓｔｅｉｎ）とピー・エバート（Ｐ．Ｅｂｅｒｔ）は、「離散フーリエ変換を使用する周波数分割多重化によるデータ伝送、ＩＥＥＥトランザクション・オン・コミュニケーションテクノロジ、巻．ＣＯＭ−１９、頁６２８−６３４、１９７１年１０月」で、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を利用する効率的な復調を提案した。循環プリフィックスを、チャネルの最大遅延よりも長いガードインターバル（ＧＩ）に挿入することにより、シンボル間干渉（Ｉｎｔｅｒ−Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ、ＩＳＩ）を完全に排除できるとともに、受信信号の直交性が維持される。
将来の移動通信システムでは、現行システムよりも数倍高速なデータ転送速度がサポートされるであろうから、適切に符号化及びインターリーブされたマルチキャリアシステムにより、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の適用による効率的な実装と無線チャネルの障害に対する充分な堅牢性が得られる。

ＯＦＤＭに基づく別の方法に、「マルチキャリア符号分割多重アクセス（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ Ａｃｃｅｓｓ、ＭＣ−ＣＤＭＡ）」と称すものがある。この方法では、ＯＦＤＭ変調に加えて、周波数軸への拡散が導入されている。ケイ・フェイゼル（Ｋ．Ｆａｚｅｌ）とエル・パプケ（Ｌ．Ｐａｐｋｅ）は、この方法を「移動通信システムのための畳込み符号化ＣＤＭＡ／ＯＦＤＭの性能について、屋内／移動パーソナル無線通信ＩＥＥＥ国際シンポジウム、ＰＩＭＲＣ’９３、横浜、日本、のプロシーディングズ、頁４６８−４７２、１９９３年９月」に説明している。ＭＣ−ＣＤＭＡは、第四世代システムにおけるダウンリンク（ｄｏｗｎｌｉｎｋ）の有力な候補とみなされている。
また、拡散率が可変するＭＣ／ＣＤＭＡシステムを、エイチ・アタラシ（Ｈ．Ａｔａｒａｓｈｉ）とエム・サワハシ（Ｍ．Ｓａｗａｈａｓｈｉ）が、「拡散率可変直交周波数−符号分割多重（ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ）、第３回マルチキャリアスペクトル拡散及び関連トピックス国際ワークショップ（２００１）、オバーファフェンホーフェン、ドイツ、２００１年９月」に提案している。

各送信ポイントで、ＯＦＤＭに基づくＭＩＭＯシステム用に、ＯＦＤＭ変調器が１つ使用される。一方、ＯＦＤＭ復調は、各受信ポイントに対して独立しておこなわれる。
ＯＦＤＭ用に、信号ストリームは、ＮＣ個の並列するサブストリームに分割される。一般に「ｉ番目のサブキャリア」と呼ばれる、ｌ番目のシンボルブロック（ＯＦＤＭシンボル）のｉ番目のサブストリームは、Ｘ_ｌ，ｉと表される。
シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器７０１が、各シンボルブロックをシリアル／パラレル変換する。ＩＦＦＴ変換器７０３が、各シンボルブロックをＮ_ＦＦＴ点の離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）する。次に、ガードインターバル（ＧＩ）部７０５がＮ_ＧＩ個の標本点を有するガードインターバル（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ、ＧＩ）を挿入する。そして、パラレル／シリアル変換器７０３が、パラレル／シリアル変換して、信号ｘ_ｌ，ｎを得る。デジタル−アナログ変換の後、信号ｘ（ｔ）が、インパルス応答ｈ（ｔ，τ）を有する移動無線チャネルから送信される。
受信アンテナｖにおける受信信号は、Ｎ_Ｔ個の送信ポイントからの信号が重畳された信号となっている。これらの信号が完全に同期していると仮定すると、標本化時点（ｔ＝［ｎ＋ｌＮ_ｓｙｍ］Ｔ_ｓｐｌ）において受信アンテナｖに入電する受信信号は、次のように表すことができる。

ここで、ｎ（ｔ）は、付加的白色ガウス雑音を表す。Ｎｓｙｍ＝Ｎ_ＦＦＴ＋Ｎ_ＧＩは、ＯＦＤＭシンボル１つあたりの標本数を表している。演算子「・」は、畳込み積分を意味する。
受信機により受信された信号ｙ_ｌ，ｎは、まず、シリアル−パラレル変換器７０９によりシリアル／パラレル変換され、ＧＩ部７１１によりガードインターバルが除去される。
標本信号の受信シンボルブロックに離散フーリエ変換（ＤＦＴ）をおこなうことにより、情報が復元され、周波数ドメインのＯＦＤＭ復調出力Ｙ_ｌ，Ｉが取得される（図７では、ＦＦＴ変換器７１３が使用される）。
受信アンテナｖにおけるＯＦＤＭ復調後の受信信号は、次式で与えられる。

Ｎ_ｌ，ｉは、平均ゼロ、分散Ｎを有する付加的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を表している。

マルチパスフェージングチャネルからＯＦＤＭ信号を送信すると、受信信号の振幅及び位相の変化が分からなくなる。コヒーレント伝送のために、振幅及び位相の変化をチャネル推定器により推定する必要がある。

以下、パイロットシンボル支援チャネル推定（ＰＡＣＥ）を説明する。この方法では、送信するデータのサブセットが既知の情報（「パイロットシンボル」と称する）を送信するために予約される。このパイロットシンボルは、サイド情報としてチャネル推定に使用される。

上述の課題を定式化すると、（ｉＤ_ｆ）番目のサブキャリアで受信したＯＦＤＭシンボルｌＤ_ｔのパイロットは、次式で表される。

を示す。また、ＣＴＦが変数ｌ及び変数ｉ（すなわち時間及び周波数）に応じて変化するこ

あたりのＯＦＤＭシンボルの数を示す。Ｎ_ｃは、ＯＦＤＭシンボル１つあたりのサブキャリア数を示す。Ｄ_ｆ及びＤ_ｔは、パイロットの周波数間隔及び時間間隔をそれぞれ示す。Ｎ_Ｔは、送信アンテナの数を示す。

この場合、チャネル推定には、次のタスク（１〜３）が含まれる。
１．重ね合わされたＮ_Ｔ個の信号を分離するタスク。
２．Ｄ_ｔないしＤ_ｆが２以上である場合に補間処理をおこなうタスク。

１つのＯＦＤＭシンボルを考慮するとき、未知数をＮ_ｃＮ_Ｔ個を含むＮ_ｃ個の方程式が、与

式を直接解く一般解法は存在しない。

うにして得られる時間ドメインの連立方程式は解くことができる。この方法には、重ね合わされたＮ_Ｔ個の信号の一続きの推定・分離に、標準的方法であるＤＦＴに基づく補間を組み合わせることができるので、演算効率の高い推定器を得られるという有利な点がある。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのための時間ドメインチャネル推定では、受信パイロットの

全てについて、予備乗算（ｐｒｅ−ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）される。次に、その結果がＮ’_ｐ点のＩＤＦＴにより時間ドメインに変換される。そして、重ね合わされたＮ_Ｔ個の信号が逆行列演算により分離される。このＩＤＦＴ演算の結果を有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタでフィルタ処理することにより、時間ドメインチャネル推定が得られる。
ＤＦＴに基づく補間は、このチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定に対して（Ｎ_ｃ−Ｑ）個のゼロを単純に付加することにより、つまり、長さＱの推定をＮ_ｃ個の標本点の長さまで拡張することによりおこなわれる。この方法は、ゼロパディング処理と呼ばれる。
Ｎ’_ｐ点のＤＦＴにより、パイロットのＣＩＲ推定はＯＦＤＭ全シンボルの周波数応答推定に変換される。

離散フーリエ変換（ＤＦＴ）に基づく推定器は、フーリエ変換形式の高演算効率の変換が存在するとともに、ＤＦＴに基づく補間が簡素である点で有利である。

推定の性能は、全体として、パイロットシンボルの選択に依存する。（性能指標となる）最小平均二乗誤差（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｒｒｏｒ、ＭＭＳＥ）基準及び、推定器の計算量が最小となるような複数のパイロット系列を選択することが好ましい。
最小二乗（ＬＳ）及びＭＭＳＥ基準に基づくＯＦＤＭ−ＭＩＭＯシステムの推定器は、「空間−時間符号化広帯域ＯＦＤＭシステムの低ランクチャネル推定、ワイ・ゴン（Ｙ．Ｇｏｎｇ）、ケイ・レタイフ（Ｋ．Ｌｅｔａｉｅｆ）、ＩＥＥＥビークルテクノロジ・カンファレンス・プロシーディングズＶＴＣ２００１年秋、アトランティックシティ、米国、頁７２２−７７６、２００１年」に、系統的に導出されている。

アイ・バルーミ（Ｉ．Ｂａｒｈｕｍｉ）らは、「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの固定無線チャネルにおけるチャネル推定に最適なトレーニング系列、チューリッヒ国際ブロードバンド通信セミナＩＺＳ０２、２００２年２月」に、パイロットトーンに基づいたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム用チャネル推定法及びトラッキング法を説明している。特に、著者らは、相互に直交するとともに、相互に位相差を有するパイロットトーンに基づくチャネル推定法を説明している。
上記先行技術文献で説明されるパイロットシンボルによれば、チャネルを正確に推定することができるようになる。しかし、チャネル推定アルゴリズムに必要となる逆行列演算に、多大な計算量が受信機で必要となる。このように計算量が多大であるため、上記先行技術文献に説明される推定法を低コストで実装することはできない。
したがって、この公開アルゴリズムは、大量出荷される移動受信機には適していないと考えられる。

ワイ・リー（Ｙ．Ｌｉ）らは、「複数の送信アンテナを有するＯＦＤＭシステムの簡略化されたチャネル推定、ＩＥＥＥトランザクション・オン・ワイヤレスコミュニケーション、巻１、頁６７−７５、２００２年１月」に、複数の送信アンテナを有するＯＦＤＭのＤＦＴ変換に基づくチャネル推定法を提案した。特に、リー（Ｌｉ）は、複数の送受信アンテナにより送信され、受信機でチャネル推定に使用されるパイロットシンボルを生成する方法を説明している。これらのパイロットシンボルは、時間及び周波数の良好な同期特性を有するトレーニング系列に、パイロットシンボル間及び各パイロットシンボルに後続する値の間に追加位相差を与える複素系列を乗じることにより、生成される。より具体的には、トレーニング系列の各値に複素因子が乗じられ、位相差が与えられる。この位相差は、乗じられる各値に割当てられた数、対応する送信ポイントに割当てられた数と送信ポイントの総数とに依存する。
パイロットシンボルは、相互に直交するとともに、相互に位相差を有する。パイロットシンボルは、ＯＦＤＭ変調法により変調され、複数の通信チャネルから送信される。複数ある受信機のうちの１つの受信機が受信した信号には、複数の通信チャネルを経由して送信された複数の信号の重畳が含まれている。
リー（Ｌｉ）らは、さらに、平均二乗誤差（Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｒｒｏｒ、ＭＳＥ）の観点で最適化された、位相シフトされた系列に基づくパイロットトーンのデザインルールを提示している。また、直交パイロット系列を選択することにより、推定器に通常必要となる逆行列演算を回避することができる。しかし、トレーニング系列間で完全な直交性を得ることが難しいので、逆行列演算が必要となることもある。

図９は、送信アンテナが２つの場合における、リー（Ｌｉ）により説明された従来のチャネル推定法を示す。

従来のチャネル推定器には複数の乗算器が含まれる。図９は、ｎ番目の受信系列のｋ番目の値ｒ［ｎ，ｋ］に関連する３個の乗算器のみを示している。並列配置された、第１乗算器９０１、第２乗算器９０３、及び第３乗算器９０５は、それぞれ、第１入出力及び第２入出力を備えている。第１乗算器９０１の出力は第１高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）ブロック９０７に接続され、第２乗算器９０３の出力は第２ＩＦＦＴブロック９０９に接続され、第３乗算器９０５の出力は第３ＩＦＦＴブロック９１１に接続されている。なお、各ＩＦＦＴブロックには、周波数ドメインにおける受信系列長と等しい、合計Ｋ個の乗算器が接続され、３個のＩＦＦＴブロックに合計３Ｋ個の入力信号が供給されている。
ＩＦＦＴブロック９０７、９０９、及び９１１は、Ｋ個の入力値のそれぞれに、高速逆フーリエ変換アルゴリズムを適用する。また、ＩＦＦＴブロック９０７、９０９、及び９１１の各々は、多数の出力を備えていて、このうち、各ＩＦＦＴブロックの最初のＫ_０個の出力のみが使用される。残りの各出力は、例えば、接地される。

第１ＩＦＦＴブロック９０７のＫ_０個の出力は第１推定ブロック９１３に接続され、第３ＩＦＦＴブロック９１１の最初のＫ_０個の出力は第２推定ブロック９１５に接続される。第２ＩＦＦＴブロック９０９のＫ_０個の出力は、第１推定ブロック９１３及び第２推定ブロック９１５のそれぞれに接続される。第１推定ブロック９１３及び第２推定ブロック９１５は、Ｋ_０個の出力を有し、その各出力は、複数のフィルタのうち対応するフィルタ９１７に接続される。
各フィルタは出力をそれぞれ１つ備えている。第１推定ブロック９１３に対応するフィルタ９１７のＫ_０個の出力は、第１フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック９１７に接続され、第２推定ブロック９１５に対応するフィルタ９１７のＫ_０個の出力は、第２ＦＦＴブロック９２１に接続される。
先に説明したように、第１ＦＦＴブロック９１９及び第２ＦＦＴブロック９２１は、サブキャリアの数と等しいＫ個の出力を有する。さらに、リー（Ｌｉ）に説明されている簡略化されたアルゴリズムによれば、第１推定ブロック９１３に対応する第１フィルタ９１７の出力が第２推定ブロック９１５に接続され、第２推定ブロック９１５に対応するフィルタ９１７の出力がさらに第１推定ブロック９１３に接続されることによって、複数の帰還ループが成立する。

以上説明したように、図９は、送信アンテナが２台の場合における従来の推定器の一例を示している。したがって、受信信号ｒ［ｎ，ｋ］は、チャネル雑音により劣化することがある２つの送信信号の重畳となる。受信信号は、図９に示していない分離手段により、２つの受信信号に分離される。次に、受信信号のコピーに、各送信アンテナに対応する複素共役信号が乗じられる。また、第１送信アンテナにより送信されたパイロットシンボルに、第２アンテナにより送信されたパイロットシンボルの複素共役が乗じられる。より具体的には、受信信号の第１コピーのうちＫ個の値に、第１アンテナによって送信されたパイロットシンボルの複素共役のうちＫ個の値が乗じられる。受信信号の第２コピーのうちＫ個の値に、第２送信アンテナによって送信されたパイロットシンボルの複素共役のうちＫ個の値が乗じられる。さらに、後段のチャネル推定アルゴリズムで必要となる中間値を得るために、第１アンテナによって送信されたパイロットシンボルのうちＫ個の値に、第２送信アンテナによって送信されたパイロットシンボルのＫ個の複素共役値が乗じられる。

以上説明したように、全ての乗算が並行しておこなわれる。この結果、乗算器９０１から得られるＫ個の結果は第１ＩＦＦＴブロック９０７に供給される。Ｋ個の乗算器９０３から得られるＫ個の結果は第２ＩＦＦＴブロック９０９に供給される。Ｋ個の乗算器９０５から得られるＫ個の結果は第３ＩＦＦＴブロック９１１に供給される。周波数ドメインの入力信号を時間ドメインの出力信号に変換するために、各ＩＦＦＴブロックが高速フーリエ逆変換を実行する。

第１推定ブロック９１３と第２推定ブロック９１５は、複数の入力信号に基づいてチャネル推定アルゴリズムを実行する。より精密には、第１推定ブロック９１３は３Ｋ_０個の入力信号を受信し、第１送信アンテナから考慮する受信アンテナまでの第１チャネルのチャネルインパルス応答に対応するＫ_０個の出力信号を生成する。第２推定ブロック９１５も同様に３Ｋ_０個の入力信号を受信し、第２送信アンテナから受信アンテナまでの第２通信チャネルに対応するＫ_０個の出力値を生成する。次に、各Ｋ_０個の出力値は、フィルタ９１７によりフィルタ処理される。

上記で説明したように、チャネル推定ブロック９１３及び９１５が、過去の計算値及びＩＦＦＴブロックから取得した現在の値に基づいて、通信チャネルそれぞれのチャネルインパルス応答を推定するので、フィルタからの各出力信号は、第１チャネル推定ブロック９１３及び第２チャネル推定ブロック９１５に帰還される。各推定ブロックは、所望のチャネルインパルス応答を計算するために、逆行列演算の代わりに、行列とベクトルとを乗算する推定アルゴリズムを使用する。フィルタ処理と、後段の高速フーリエ変換で必要とする長さまでゼロパディング処理した後、第１、第２通信チャネルのチャネル伝達関数が取得される。

以上説明したように、文献リー（Ｌｉ）では、行列とベクトルの乗算が現れる再帰法を導入し、パイロットシンボルの直交性を利用することにより、逆行列演算を回避している。しかし、２つの通信チャネルに対応する２つのチャネルインパルス応答を計算するためには、３つの高速フーリエ逆変換、１つの分離手段、及び３Ｋの乗算器を必要とする。また、リー（Ｌｉ）が適用したチャネル推定アルゴリズムには、行列とベクトルとの乗算があるので、依然として計算量は多い。したがって、送信アンテナの数が増大するにつれ、複素乗算の回数が多いので、リー（Ｌｉ）により提案された複雑な推定法の計算量は急増する。また、チャネル推定に必要な複数の中間値を提供するためには、フーリエ逆変換の前に、パイロットシンボル２つの乗算が必要になる。このように推定ブロック９１３、９１５は独立して動作することができないので、新たにタイミング調整動作および制御動作が必要となる。

本発明の課題は、少ない計算量でチャネルを推定する拡張概念を提供することである。

上記課題は、複数のチャネルを推定する請求項１に係る装置、異なる複数のパイロット系列を提供する請求項２４に係る装置、異なる多数のパイロット系列を提供する請求項２５に係る装置、複数のチャネルを推定する請求項２６に係る方法、異なる複数のパイロット系列を提供する請求項２７に係る方法、異なる多数のパイロット系列を提供する請求項２８に係る方法、異なる多数のパイロット系列を提供する請求項２９に係る方法、あるいは請求項３０に係るコンピュータプログラムにより解決される。

本発明は、位相差を遅延に変換することにより、相互に直交し相互に位相差を有するパイロットシンボルに基づいて、効率的にチャネルを推定できるという知見に基づいている。つまり、複数の通信チャネルを経由して送信されたパイロット系列に基づいた複数の信号の重畳が入力信号に含まれるとき、この入力信号は、複数のパイロットシンボル間の位相差が遅延に変換されるように、変換信号に変換される。このように変換された変換信号に含まれる複数の離散値は、先行するグループに対してそれぞれ遅延を有する複数のグループに分割することができる。なお、各グループは、一つのチャネルのチャネル情報を表示している。特に、遅延したグループには、位相差から遅延に変換された時のチャネル情報（すなわち、通信チャネルのチャネルインパルス応答）が実際に含まれているので、位相差から遅延への変換には単一の変換器を利用できることが分かった。したがって、グループ選択に遅延を利用することにより、１つの変換器を使用するだけで、選択グループからチャネル情報を直接得ることができる。

以下、説明を簡潔にするために、１つの受信ポイントだけで、複数の受信ポイントを代表させる。しかし、複数の受信ポイントに以下の説明及び結論が容易に適用できることを指摘しておく。以下では、ＯＦＤＭ伝送システムをさらに説明するが、本発明は、シングルキャリア変調システムあるいはＯＦＤＭとは別のマルチキャリア変調技術におけるチャネル推定にも適用できる。
このためには、ガードインターバルを使用し、送信されるシングルキャリアシンボルが、シンボル間干渉による受信信号からの影響を受けないように保護することがより好ましい。

送信ポイントが２つの場合に戻って説明すると、複数の異なる送信ポイントから１つの受信ポイントまでの複数のチャネルを推定する本発明に係る装置は、受信ポイントのアンテナで受信された信号から入力信号を得る。入力信号には、第１送信ポイントから送信できる第１パイロット系列に基づく第１信号と第２送信ポイントから送信できる第２パイロット系列に基づく第２信号とが重畳されて含まれている。第１パイロット系列と第２パイロット系列とは、所定の直交性の範囲で相互に直交している。第１パイロット系列と第２パイロット系列とが相互に完全直交している場合には、両パイロット系列の間の内積は零になる。しかし、完全直交性を実現することは難しいので、第１パイロット系列と第２パイロット系列との間の内積の絶対値が０以上であり、好ましくは０．２未満であれば差し支えない。すなわち、所定の直交性の範囲とは、最初が０で最後が０．２となる範囲として定義される。

第１パイロット系列と第２パイロット系列とが、相互に新たな位相差を有する場合には、入力信号を変換する変換器により位相差が遅延に変換され、その結果、変換信号の複数の離散値の第１グループに第１送信ポイントから受信ポイントまでの第１チャネルのチャネル情報が含まれ、複数の離散値の第２グループに第２送信ポイントから受信ポイントまでの第２チャネルのチャネル情報が含まれるようになる。つまり、上記説明のように、複数の離散値から第１グループを選択するのみで第１チャネル情報が、複数の離散値から第２グループを選択するのみで第２チャネル情報を得る。選択グループを得るために、本発明にかかる装置は、第１グループとと第２グループとの間の遅延に基づいて第１グループとと第２グループとを選択する選択器をさらに備えている。選択グループに基づいて、チャネル情報決定手段によりチャネル情報が決定される。

本発明によれば、変換器により、位相差を遅延に変換するように入力信号が変換される。周波数ドメインの位相差は、例えば離散フーリエ逆変換により時間ドメインの遅延に変換され、その逆変換もおこなわれるから、変換器がフーリエ変換をおこなうことがより好ましい。したがって、パイロット系列が周波数ドメインで位相シフトされる場合には、フーリエ逆変換された時間ドメインの出力信号は遅延される。さらに、各パイロット系列に、ある位相差を割り当てることにより、これに対応する時間ドメインの遅延が、送信アンテ

複数の適切に位相シフトされた系列を使用することにより、重ね合わされたＮ_Ｔ個の信号は、離散フーリエ逆変換をおこなうことにより容易に分離できる。

リー（Ｌｉ）らにより開示された推定器の前段処理には、予備乗算と複数回のＩＤＦＴ演算が必要である。一方、本発明に係る推定法によれば、重ね合わされたＮ_Ｔ個の信号の分離には１回のＩＤＦＴ演算のみが必要である。受信機の他の部分は、この変更により影響を受けることはない。
時間ドメインにおけるＯＦＤＭチャネル推定には、ある種の位相シフトされた系列が最適である。しかし、アダマール行列派生系列等の、別の直交系列も、構成を修正することにより、提案されている簡略化された受信機の構成に適用できる。また、その修正の結果、時間ドメインにも処理の追加がある程度必要となる。修正等の詳細については後述する。

従来の受信機の構成と比較して、提案されている受信機の構成が非常に優れている点は、全体として、推定器の前段処理が簡略化されることである。この簡略化は、チャネル推定器の性能に悪影響をもたらさない。さらに、位相差を有するパイロット系列とフーリエ変換とは、実質的な追加処理をおこなうことなく、重ね合わされたＮ_Ｔ個の信号を分離する点で、完璧な組合せであるから、パイロット系列が有する位相差が適切に設計されていれば、チャネル推定法をさらに簡略化することができる。

また、位相差が遅延に変換されるように入力信号を変換するために必要となる変換器の数は、送信ポイント数によらずに１つだけであるから、送信ポイント数を増加させても、本発明に係るチャネル推定法の計算量に与える影響は軽微なものに留まる。したがって、選択グループの選択には、一つの変換器が利用される。このことから、上記先行技術文献と比較して計算量が著しく削減される。なぜなら、従来のチャネル推定法においては、予備乗算された受信信号の複数のコピーを変換し、複数のチャネル推定ブロックで必要とされる複数の中間値をさらに取得するために複数のＩＤＦＴ変換器を必要とすることから、送信ポイント数の増加により計算量が急増するからである。

また、一つの入力信号が直接変換されるのみなので、本発明に係る装置は分離手段を含まない。このことにより、さらに計算量が削減される。また、一つの変換器のみが使用されるので、入力信号の変換前における追加処理（ウィンドウ処理、ゼロパディング処理等）がより簡略となる。

また、本発明に係るチャネル推定法によれば、入力信号が複数の複素共役パイロット系列により予備乗算されていないときには、必要とする乗算の量が著しく少なくなるかあるいはまったく不要となるので、さらに計算量が顕著に削減される。送信される信号のより好適な伝送特性を実現するために、パイロット系列がスクランブル系列により予備乗算される場合には、スクランブル系列の影響を除去するために、１つの入力信号の値のみが予備乗算される。予備乗算が行われない場合には、変換前に乗算は不要となる。一方、上述のように、従来のチャネル推定法では、常に、複数の乗算を必要とする。

また、変換信号にチャネル情報が実際に含まれているので、本発明に係るチャネル推定法は簡略化される。したがって、逆行列演算も行列とベクトルの乗算も不要であり、さらに計算量が削減される。

また、送信ポイントで位相差が既知であれば、本発明に係るチャネル推定法は、異なる位相差を相互に有する任意の直交系列に適用できる。この異なる位相差が遅延に変換されるので、本発明に係る変換器は、グループに属する離散値が相互に連続していない場合であっても、複数の遅延した離散値から適切なグループを常に選択することができる。

また、本発明の別の実施形態に係る異なる複数のパイロット系列を提供することにより、提案されたチャネル推定法の性能をさらに向上させることができる。複数の送信ポイントのうち送信ポイントから送信されるパイロット系列のｉ番目の値を計算するために、異なる複数のパイロット系列を提供する本発明に係る装置は、送信されるパイロット系列の連続する値の間に所定の位相差を生成するとともに、パイロット系列の間にも所定の位相差を生成するパイロット系列計算手段を有する。

より具体的には、パイロット系列の連続した値の間の位相差が数学的に負となるように、送信パイロット系列の連続する値の間に位相差が生成される。さらに、連続する値の間の位相差は、パイロット系列の対応する値に関連する数に依存する。

また、複数のパイロット系列の間に位相差を生成するために、特定のパイロット系列の連続する値の間の位相差も、送信ポイントの総数で除された送信ポイントに割り当てられた数に依存する。さらに、生成されるパイロット系列の各値にパイロット系列と長さが同一のスクランブル系列の対応する値を掛け合わせて、暗号化することが好ましい。すなわち、位相差および振幅変調を付加的に与えるように、全てのパイロット系列には、同一の複素値を取りうるスクランブル系列が含まれている。したがって、受信ポイントでは、単一の乗算器を利用して、入力信号にスクランブル系列の複素共役を単に乗じることにより、スクランブル系列により付加的に導入された位相差を除去することができる。また、送信される各パイロット系列の連続する値の間の本発明に係る位相差は数学的に負であり、したがって、（位相差を遅延に変換する）ＩＤＦＴの最適な対象となるから、各パイロット系列の連続する値の間の本発明に係る位相差は、位相差を遅延に変換するための離散フーリエ逆変換に適している。なぜなら、ＩＤＦＴにより導入される位相差は、数学的に正となるからである。このように、ＤＦＴに基づく簡略化されたチャネル推定法を実行することができる。

また、パイロット系列（シンボル）として適切な直交系列を使用して、受信ポイントで使用されるチャネル推定法を簡略化することができる。
本発明の別の実施形態によれば、チャネル推定に使用される異なる多数のパイロット系列を提供する装置は、異なるシンボルの数に対応する数の列を有し、各列が他の列と直交するアダマール行列を生成する手段を有する。異なるパイロット系列は、アダマール行列の列に基づいて、例えば、アダマール行列の各列を循環的に拡張することにより計算される。すなわち、アダマール行列の別の列から各パイロット系列が生成される。
生成されるパイロット系列は相互に所定の位相差を有するので、この位相差は、受信機で、例えば、離散フーリエ逆変換を適用して離散値を得て、遅延した離散値からチャネル情報を含むグループを選択することにより、遅延に変換される。さらに、この方法は、マルチキャリア符号分割多重アクセス伝送システム（ＭＣ−ＣＤＭＡ）に適している。
なお、ＯＦＤＭ変調に加えて周波数軸方向への拡散が導入されている。周波数軸方向への拡散を導入するために、アダマール行列の列を基底とする直交信号を利用することができる。すなわち、周波数軸方向への拡散及び計算量が削減されたチャネル推定に同一の系列を適用することができるので、チャネル推定の手続が簡略化される。
本発明の方法は、周波数分割多重アクセス（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ．ＦＤＭＡ）あるいは時間分割多重アクセス（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ、ＴＤＭＡ）のような多重アクセス伝送システムにおけるチャネル推定にも適している。

以下、本発明の実施形態の詳細を、図面を参照して、さらに説明する。

発明の詳細な説明

図１に示す装置は、２入力１出力の乗算器１０１を有する。乗算器１０１の出力は、変換器１０３に接続している。
変換器１０３は、変換信号を出力する複数の出力を有する。変換器１０３の複数の出力は、変換器１０５に接続している。
変換器１０５は、グループを適切に選択するための遅延情報を供給する制御入力１０４を有する。変換器１０５は、変換器１０５の入力の数（すなわち、変換器１０３の出力の数）と同数の複数の出力を有する。変換器１０５の複数の出力は、チャネル情報決定手段１０７に接続している。
チャネル情報決定手段１０７は複数の出力を有する

図１に示す装置は、所定の範囲内で相互に直交するとともに位相差を相互に有するパイロット信号に基づく、本発明に係る計算量の少ないチャネル推定方法を実行する。
複数の送信ポイントの各々に対応するパイロットシンボルを含むパイロット系列が、同一の複素振幅系列でスクランブルされているときは、パイロット系列には、複素振幅系列と位相情報とが含まれる。
送信ポイントは、送信前に、例えば、ＯＦＤＭ変調法を使用して、パイロット系列に基づく信号を変調して、このパイロット系列に基づく信号を複数の通信チャネルから送信する。
受信ポイント（図１には示していない）で受信された信号には、複数の送信信号の重畳信号が含まれるとともに、チャネル雑音に代表される複数の歪んだ信号の重畳信号が含まれることがある。ＯＦＤＭ復調法を利用して復調すると、図１に示す受信信号が得られる。
乗算器１０１は、このように、振幅系列（スクランブル系列）の複素共役を受信信号に乗じて、スクランブル処理により各パイロット系列に導入された振幅情報及び位相差を除去する。受信信号は、連続して受信した複数の離散信号値である。乗算器１０１は、連続して受信した複数の離散信号値の各値と、複数の連続する離散信号値の複素共役振幅信号値の対応する各値とについて、複素乗算を１回おこなう。このように１回の複素乗算を複数回おこなうことにより、入力信号の連続した複数の離散入力値が得られる。

入力信号は、複数のパイロット系列に基づく信号の重畳信号を含んでいる。例えば、入力信号は、第１、第２及び第３送信ポイントから送信された第１パイロット系列、第２パイロット系列及び第３パイロット系列に基づく信号の重畳信号を含んでいる。このように、入力信号はパイロット系列の位相差を含んでいる。この位相差がさらに予備乗算により取り除かれることはなく、その代わりに、入力信号が変換器１０３に供給されて、位相差が遅延に変換される。

変換器１０３は、位相差を遅延に変換することができる任意の変換器である。変換器１０３は、入力信号を、例えば、フーリエ変換（逆変換）、高速フーリエ変換（逆変換）、あるいは離散フーリエ変換（逆変換）する。
特に、入力信号は複数の連続した入力信号値であって、変換器１０３は、複数の連続した入力信号値を、複数の離散値からなる変換信号に変換する。なお、複数の離散値からなる変換信号の離散値の総数は、複数の入力信号値における入力信号値の総数に等しい。

すなわち、変換器１０３は、複数の離散値に単独の変換アルゴリズムを適用する。この変換アルゴリズムは、例えば、上述のアルゴリズムのいずれかを入力信号値の総数に適用するものであればよい。入力信号長は、トレーニング系列あるいはパイロット系列の長さに送信ポイントの総数を乗じた積となる。したがって、変換信号の長さは、入力信号長に等しい。

選択器１０５は、選択グループを取得するために、送信ポイントの総数と同数のグループを選択する。各グループは、変換信号の複数の離散値の同数の連続した離散値からなる。
選択器１０５は、連続した離散値の数が、変換信号の離散値の総数を送信ポイントの総数で除した数に等しくなるように、複数の連続した離散値を１つのグループとして選択する。ここで、この離散値の総数は、変換器１０３により得られる。

例えば、選択器１０５は、複数の離散値の最初のグループの最初の離散値が変換器から最初に出力されるグループの最初の離散値となるように、離散値の第２グループの最初の離散値が、複数の離散値の中で第１グループを得るために選択された最高次数の値に後続する離散値となるようにグループを選択する。ここで、第１グループと第２グループは、変換器により得られる各々に対応する遅延を有する。
入力信号に、第３送信ポイントから送信できる第３パイロット系列に基づく第３信号が重畳されて含まれている場合、変換器１０３は、第３グループの別の位相差を別の遅延に変換する。この結果、複数の離散値の第３グループが、第３送信ポイントから受信ポイントまでの第３チャネルのチャネル情報を含み、選択器１０５が複数の離散値から第３グループを選択して、グループに関連付けられた別の遅延を有する選択された第３グループを得る。
このように、入力信号が複数の送信ポイントに対応する複数の信号が重畳された信号を含む場合、選択器１０５は、図１に示すように、別のグループに対応する遅延に基づいて、複数のグループから別のグループを選択する。

制御入力１０４を介した遅延情報あるいは（制御入力を必要としない）固定設定に基づいて変換器により選択されたグループは、選択グループに基づいて、チャネル情報決定手段１０７に提供される。直交性の範囲でパイロットシンボルが相互に直交し、パイロットシンボルが相互に所定の位相差を有する場合には、選択グループの各々は、特定の送信ポイントから受信ポイントへの特定のチャネルに対応するチャネル情報を含んでいる。この場合、特定チャネルのチャネル情報が各グループに含まれているので、手段１０７は選択グループを受信して出力する。詳細は後述する。
選択グループを出力するために、手段１０７の入力が直接手段１０７の出力に接続されるように手段１０７を配置することができる。チャネル雑音がない場合あるいはチャネル雑音が無視できるほど小さい場合、チャネル情報決定手段１０７は、例えば特定のチャネルのチャネルインパルス応答をチャネル情報として含む選択グループを出力する。さらに、手段１０７は、時間−周波数変換手段、例えば、特定のチャネルの決定されたチャネルインパルス応答を周波数ドメインに変換してそのチャネル情報としてチャネル伝達関数を取得するＤＦＴに基づきチャネル伝達関数を得る変換器を備えることができる。

チャネル推定に利用されるパイロット系列に応じて、選択グループの１つのグループ及び選択グループの別のグループは、あるチャネルのチャネル情報と別のチャネルのチャネル情報とを重ね合わせた形で含んでいてもよい。また、パイロット系列の設計に応じて、選択グループの１つのグループは、位相差因子が乗じられたチャネルのチャネル情報と、別の位相差因子が乗じられた別のチャネルの別のチャネル情報との重畳を含んでいてもよい。一方、選択グループの別のグループは、位相差因子の複素共役が乗じられたチャネルのチャネル情報と、別の位相差因子の複素共役が乗じられた別のチャネルの別のチャネル情報との重畳を含んでいてもよい。なお、位相差因子と別の位相差因子とは、パイロット系列の設計によって決まる。
この場合、手段１０７は、このグループと別のグループを使用し、例えば複数の線型方程式を解いて追加位相差因子を取り除くことにより、チャネルのチャネル情報と別のチャネルの別のチャネル情報とを決定する。例えば、手段１０７は、位相差演算とグループと別のグループへの加減算を利用して、チャネル情報を決定する。例えば、アダマール行列の列を基底とするパイロット系列がチャネル推定に使用される場合には、位相差因子は１８０°を送信ポイントの総数で除した位相差の関数である。この情報を使用して、チャネル情報を決定するために既知の位相差が除去される。

チャネル雑音を無視することができない場合には、選択グループの中のチャネル情報は、チャネル雑音に関連する歪んだ信号の影響を受ける。歪んだ信号を抑制するために、手段１０７は、劣化したチャネル情報からチャネル情報を、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）推定器、最小二乗（ＬＳ）推定器、最尤推定（ｍａｘｉｍｕｍ−ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ、ＭＬ）推定器、あるいは（ＭＬ推定器の特定の実施形態である）最大事後確率（ＭＡＰ）推定器を適用することにより、推定する推定器を有するようにしていてもよい。チャネル情報の推定にＭＭＳＥ推定器が適用される場合には、推定器は、劣化したチャネル情報を、チャネル情報と歪んだチャネル情報との間の相互相関（一般には、相互共分散）行列である第１行列に、歪んだチャネル情報の自己相関（一般には、自己共分散）行列の逆行列である第２行列を乗じた積から各フィルタ係数が決定できるフィルタを用いてフィルタ処理する。

ＯＦＤＭ伝送システムにおけるチャネル推定に適用されるパイロット系列は、通常、パイロット系列送信時点に対応する所定の時点でマルチキャリア変調法における離散キャリアを変調するために使用される。したがって、本発明に係る装置は、受信信号から入力信号を検出して変換器を能動化させる制御器と、選択器あるいは、パイロット系列を含む入力信号が受信信号に検出される場合にのみ検出をする手段とを備えていてもよい。

あるいは、通信チャネルのチャネル伝達関数の時間変動する因子を推定するために、パイロット系列を利用して同一のパイロットキャリアをマルチキャリア変調法で変調することができる。ここで、チャネル伝達関数の係数はパイロットキャリアにより決定される。このように、本発明に係る装置は、連続するマルチキャリア変調シンボルを含む受信信号からパイロットキャリアを検出し、入力信号を得るために送信時点に対応する時点でパイロットキャリアの値を収集する制御器を備えることがある。ここで、変換器、選択器、検出手段を使用して入力信号を処理することにより得られるチャネル情報には、送信ポイントから受信ポイントまでの、時間とともにパイロットキャリアで定義されるマルチキャリアチャネルの振る舞いも含まれる。マルチキャリアチャネルの振る舞いを含むチャネル情報は、例えば、送信機と受信機との間の相対速度に関連するドップラーシフトの原因となる移動受信機の速度に関連している。ドップラーシフトを推定するために、チャネル伝達関数の係数の時間変化を利用することができる。

相互に連続しない異なる時点でパイロット系列が送信される場合には、パイロット系列が送信される時点の間における中間のチャネル情報の値を得るために、補間がおこなわれることがより好ましい。
このように、チャネル情報決定手段は、さらに、第１時点で得られる第１チャネル情報と第２時点で得られる第２チャネル情報との間を補間する手段を備えていてもよい。補間される中間のチャネル情報は、第１及び第２チャネル情報に基づいて、例えば、よく知られたウィーン（Ｗｉｅｎｅｒ）補間法（ウィーンフィルタ）を適用することにより、あるいは、例えば、ラグランジェ（Ｌａｇｒａｎｇｅ）補間法を適用することにより、決定することができる。

図２は、周波数ドメインで位相シフトされた系列を使用することによりＤＦＴ特性を利用する原理を説明している。なお、ＤＦＴアルゴリズムは、時間ドメインのＮ_Ｔ個の信号を分離する。ここで、Ｎ_Ｔは、送信ポイントの数である。
周波数ドメインの入力信号には、図２でＤ_ｆと表される周波数間隔を有するパイロットが含まれている。パイロットは、直交性の範囲で相互に直交し、異なる位相差を有する。時間ドメインに変換された変換信号を生成するＤＦＴに基づく変換を適用することにより、位相差を遅延に変換することができる。時間ドメインに変換された変換信号は、チャネル情報を有するＮ_Ｔ個のグループ、例えば、特定の通信チャネルのチャネルインパルス応答を含む。グループの各々は、Ｎ_ｐ／Ｎ_Ｔ個の離散値を有する。ここで、Ｎ_ｐ入力信号の全長を示している。変換器により変換されたグループは、第２グループが第１グループに対して遅延を有し、第２グループの離散値が第１グループの離散値とオーバーラップしないように、時間遅延される。したがって、Ｎ_Ｔ個の送信ポイントに対応するＮ_Ｔ番目のグループは先行するグループに対して同一の遅延を有する。Ｎ_ＦＦＴは離散ＦＦＴ点数をを示している。Ｎ_ＦＦＴは周波数ドメインのパイロット間隔に依存する。

高速フーリエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムが、ＤＦＴの非常に効率の高い実装であることは良く知られている。最適な効率とするには、ＦＦＴの点数を２のべき乗としなければならない。補間率（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ ｒａｔｉｏ）がＤ_ｆであるべきことが重要である。

図３は、複数の異なる送信ポイントから受信ポイントまでの複数のチャネルを推定する本発明に係る装置のブロック概念図を示す。

図３に示す装置は、Ｎ_Ｐ個の入力とＮ_Ｐ個の出力を有する周波数ウィンドウ処理３０１を備えている。Ｎ_Ｐ個の入力は、周波数ウィンドウ処理３０１へのＮ_Ｐ個の離散値からなる入力信号に対応する。Ｎ_Ｐ個の出力は、Ｎ_Ｐ個のＩＦＦＴ変換器３０３に接続される。
ＩＦＦＴ変換器３０３はＮ_Ｐ個の出力を備え、１つの変換器３０５に接続される。
変換器３０５は複数の出力を備え、連続するＱ個の出力の各々は対応する１つのフィルタ／スレッショホールド手段３０７に接続される。
各フィルタ手段３０７はＱ個の出力を備え、対応する１つのゼロパディング手段３０９に接続される。各ゼロパディング手段３０９はＮ_Ｃ個の出力を備え、複数のＦＦＴ変換器のうち対応する１つのＮ_Ｃ点ＦＦＴ変換器３１１に接続される。
各ＦＦＴ変換器３１１はＮ_Ｃ個の出力を備え、対応する１つの逆ウィンドウ処理手段３１３に接続される。各逆ウィンドウ処理手段３１３はＮ_Ｃ個の出力を備える。
これら複数のフィルタ手段３０７、複数のゼロパディング手段３０９、複数のＦＦＴ手段３１１及び、複数の逆ウィンドウ処理手段３１３は、複数のチャネルのチャネル情報を選択グループに基づいて決定する本発明の別の実施形態に係る手段３１５の一部分である。

Ｎ_Ｐ個の離散値からなる入力信号は、ＩＦＦＴ変換器３０３により引き続いて実行されるＩＦＦＴ変換で生じる漏れ効果を避けるために、まず、周波数ドメイン・ウィンドウ処理手段３０１によりウィンドウ処理される。
本発明に係る装置は、入力信号をウィンドウ処理して、変換器の入力信号として使用するウィンドウ処理された入力信号を得る１つの手段３０１を備える。
入力信号は、相互に異なる位相差を有する複数のパイロット系列を含んでいる。各パイロット系列は、チャネル推定用パイロット系列を送信する送信ポイントに対応している。

ＩＦＦＴ変換器３０３は、変換信号を取得するためにＮ_Ｐ個の値からなる入力信号にＩＦＦＴ変換をおこなって、位相差を遅延に変換する。ここで、ＩＦＦＴ変換器３０３が、入力信号にＩＦＦＴアルゴリズムを１回適用することを述べておく。
このように、変換信号は、遅延に関連する連続したＮ_Ｐ個の離散値からなる。

変換器３０５は、変換信号の離散値の集合から複数のグループを選択する。選択グループの各グループは、実際には、そのチャネル情報を各通信チャネルのチャネルインパルス応答の形で含んでいる。

チャネルには雑音の可能性がるから、チャネル情報は、チャネルの雑音に関連して歪んだ信号により劣化している。したがって、劣化したチャネル情報からチャネル情報を推定するために、各フィルタ手段３０７により、この選択グループがフィルタ処理される。
フィルタ手段３０７は、雑音の多いチャネル情報からチャネル情報を検出することができる。
この検出は、選択グループをフィルタ処理して、最小平均二乗推定を適用することにより実行することができる。各フィルタ手段３０７が備えるフィルタは、上述のように、チャネル情報と劣化したチャネル情報との間の相互相関行列である第１行列に、劣化したチャネル情報の自己相関行列の逆行列である第２行列を乗じて決定されるフィルタ係数を有する。
あるいは、簡単な閾値演算をおこなうことにより、チャネル情報の硬判定による推定をおこなうことができる。
このように、フィルタ手段３０７は、各通信チャネルに対応するチャネル情報として複数のチャネルインパルス応答を出力する。
特定のチャネルインパルス応答についてチャネル伝達関数を取得するために、チャネル情報決定手段３１５は、チャネルインパルス応答を周波数ドメインに変換する手段を備える。

ＤＦＴに基づく補間は、チャネルインパルス応答の推定値に（Ｎ_Ｃ−Ｑ）個のゼロを単純に付加することが、その基本形である。つまり、各チャネルインパルス応答の長さは、Ｎ_Ｃ個の標本点まで、ゼロパディング処理、例えば（Ｎ_Ｃ−Ｑ）個のゼロをチャネルインパルス応答の最後に付加することにより、拡張される。このように、各ゼロパディング手段３０９によりゼロパディング処理された後、各チャネルインパルス応答の長さは全長Ｎ_Ｃまで拡張される。
次のステップで、時間ドメインで拡張されたチャネルインパルス応答は、例えば、各拡張されたチャネルインパルス応答にＦＦＴ手段３１１による高速フーリエ変換を適用することによって、周波数ドメインに変換される。
各チャネルインパルス応答に対応するチャネル伝達関数を得るために、逆ウィンドウ処理を実行して、周波数ドメインウィンドウ処理手段３０１に起因するウィンドウ処理効果を除去する。

図４は、チャネル推定に使用される異なる複数のパイロット系列を出力する本発明に係る装置のブロック概念図を示す。

図４に示す装置は計算手段４０１を有し、計算手段４０１は、Ｎ_Ｔ個の送信ポイントのμ番目の送信ポイントから送信されるパイロット系列のｉ番目の値Ｘ_ｉ ^（μ）を計算する。

各パイロット系列を計算するために、計算手段４０１は、このｉ番目の値Ｘ_ｉ ^（μ）の計算に次式を使用する。

ここで、Ｎ_Ｔは送信ポイントの数（３以上）を示す。Ｘ_ｉ ^（ｓ）は、パイロット系列と長さが同一となるスクランブル系列のｉ番目の値を示す。

このように、最初の送信ポイント（μ＝１）に対応するパイロット系列は、スクランブル系列と同一である。ｎ番目の送信ポイントから送信されるｎ番目のパイロット系列（μ＝ｎ）は、ｎ番目のパイロット系列の位相差に関連する複数の離散値を含む。ｎ番目のパイロット系列の各々の値には、スクランブル系列が乗じられる。パイロット系列の各値の位相差は、計算する値の数に依存し、計算する値の数はその値のパイロット系列内の位置に関連している。また、ｎ番目のパイロット系列の他のパイロット系列に対する位相差は、送信ポイントの数を送信ポイントの総数Ｎ_Ｔで除したものに依存する。このように、各パイロット系列の連続する値の間には位相差があり、指数関数の指数部にある負号のために、この位相差は数学的に負となる。

このように、本発明に係る装置により出力されるパイロット系列は、計算量の少ないＤＦＴに基づくチャネル推定に適している。本発明に係る位相シフトされたパイロット系列を使用することにより、重ね合わされたＮ_Ｔ個の信号の分離に、フーリエ変換の特性を効率的に利用することができる。周波数ドメインにおいて位相シフトされた信号がフーリエ変換により時間ドメインに変換されること、およびその逆変換についてはよく知られている。したがって、周波数ドメインで位相シフトされたパイロット系列を使用することにより、出力される時間ドメイン信号は遅延される。また、各送信アンテナのパイロットに、以上説明したように位相差を割り当てることにより、時間ドメインで対応する遅延は送信アンテナに依存する。各トレーニング系列の長さがＮ_ＴＱ以上であると仮定すると（ここで、Ｑは推定される複数の通信チャネルの中の最長のチャネルの長さを示す）、離散フーリエ逆変換を単に実行することにより、重ね合わされたＮ_Ｔ個の信号は完全に分離することができる。

以上説明したように、図４に示す本発明に係る装置により提供される位相シフトされたパイロット系列が、ＩＤＦＴ演算に最適であるから、位相シフトされたパイロット系列は、時間ドメインＭＩＭＯ−ＯＦＤＭチャネル推定に適している。しかし、時間ドメインで、別の直交系列も、ある程度追加処理することにより、計算量の少ないチャネル推定に利用することができる。

図５は、チャネル推定に使用される異なる多数のパイロット系列を提供する本発明に係る別の装置のブロック概念図を示す。ここで、パイロット系列は、アダマール行列の列を基底とする直交系列である。

図５に示す装置は、異なるパイロット系列（パイロットシンボル）の数に対応する列数のアダマール行列を生成する手段５０１を備えている。手段５０１は、アダマール行列の列数に等しい数の出力を備えている。手段５０１の出力は、異なるパイロット系列を計算する手段５０３に接続されている。異なるパイロット系列を計算する手段５０３は、異なるパイロット系列を提供する多数の出力を備えている。

アダマール行列生成手段５０１は、相互に直交するアダマール行列の列を計算する。アダマール行列の列数が、異なるパイロット系列計算手段５０３に与えられ、手段５０３は、アダマール行列の列を基底とする異なるパイロット系列を計算する。各パイロット系列は、アダマール行列の別の列から生成される。パイロット系列を生成するために、アダマール行列の列により与えられる基底関数の対応する列は、例えば、パイロット系列の長さまで循環的に拡張することができる。

しかし、送信ポイントが複数（３以上）のときには、本発明に係るアダマール符号を基底とするパイロット系列は、上述の簡略化された受信機構成に容易に適用することができない。
何らかの追加処理によって、アダマール符号に基づくチャネル推定法を簡略化することができる。例えば、パイロット系列の送信に４個の送信ポイントが使用される場合には、ＤＦＴに基づくチャネル推定法により決定されるチャネル情報には、位相差因子が追加して含まれる。この因子は、１８０°を４で割った位相差の関数となる。このように、チャネル情報の決定に必要となる追加処理はわずかである。なぜなら、複数の線形方程式を解くためには、位相シフト演算と加減算のみを必要とするからである。

例えば、８個の送信ポイントが、パイロット系列の送信に使用される場合には、推定されたチャネル情報には、追加の位相差因子が含まれる。この因子は、１８０°を送信ポイントの総数（この例では８）で割った単位で表される位相差の関数となる。このように、わずかに４回の位相シフトと４回の加減算だけが必要となる。
ここで、ウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）系列に簡単に適用できることを述べておく。なぜならウォルシュ系列は、アダマール行列の列を再配列することにより、すなわち、異なるパイロット系列を送信アンテナに割り当てることにより得られるからである。

パイロット支援チャネル推定法（ＰＡＣＥ）は、まず、シングルキャリアシステムに導入された。「レイリー（Ｒａｙｌｅｉｇｈ）フェージングするチャネルのためのパイロットシンボル支援変調の分析、ジェイ・ケイ・ケイバーズ（Ｊ．Ｋ．Ｃａｖｅｒｓ）、ＩＥＥＥトランザクション・オン・ビークルテクノロジ、巻ＶＴ−４０、頁６８６−６９３、１９９１年１１月」に記載されているように、ＰＡＣＥには、フェージング特性が平坦なチャネルを必要とする。
ＰＡＣＥは、パイロットシンボルと称す既知のシンボルを循環的にデータ系列に挿入することに基づいている。もしパイロット間隔が、標本理論を充足する程度、充分に近接しているならば、データ系列全体についてチャネル推定及び補間が可能となる。
ＰＡＣＥのアイディアをマルチキャリアシステムに拡張するときには、ＯＦＤＭに対して、フェージング揺らぎが２次元で、すなわち、時間軸と周波数軸とからなる２次元で、生じることを考慮しなければならない。２次元標本理論を充足するために、パイロットシンボルが時間・周波数格子に満遍なく分散されて、２次元パイロット格子が生成される。

図６に、ＯＦＤＭチャネル推定用に実現可能なパイロット格子構造を示す。
第１に、パイロット格子を構成するには、パイロットのみを含む１つのＯＦＤＭシンボルを送信した後に、（Ｄ_ｔ−１）個のデータシンボルを送信することができる。この系列を図６（ａ）に示す。この方法は、室内環境で見られるような時間変動のほとんどないチャネルに適用できる。この場合、（周波数軸方向の）補間を必要としない。
次に図６（ｂ）に示すように、キャリアを予約してパイロットを送信することが考えられる。この方法では、モビリティをサポートすることができるが、周波数軸方向の補間を必要とする。
より効率的に解決する方法は、図６（ｃ）に示すように、分散パイロット格子を利用することである。ＯＦＤＭシグナリング用の構成であることから、チャネル推定器は時間相関と周波数相関の両方を使用することができる。このような分散パイロット格子を用いると、隣接するサブキャリア及び隣接するシンボルが相関しているというＯＦＤＭの特性を、チャネル推定に利用できる。このように、パイロットに起因するオーバーヘッドを削減することができるが、時間及び周波数軸方向の補間を必要とする。

分散パイロット格子に基づくパイロットシンボル支援チャネル推定（ＰＡＣＥ）では、データストリームに既知のパイロットシンボルが多重化される。シンボルを担持する情報に対してチャネル推定を得るために、補間がおこなわれる。シングルキャリアシステムについてのＰＡＣＥは、上記ケイバース（Ｃａｖｅｒｓ）の先行技術文献で導入されている。「ウィーンフィルタ処理による２次元パイロットシンボル支援チャネル推定、ピー・ヘーエル（Ｐ．Ｈｏｅｈｅｒ）、エス・カイザー（Ｓ．Ｋａｉｓｅｒ）及び、ピー・ロバートソン（Ｐ．Ｒｏｂｅｒｔｓｏｎ）、ＩＥＥＥ国際会議オン・アコースティック・スピーチ・シグナルプロセッシング（ＩＣＡＳＳＰ’９７）のプロシーディングズ、ミュンヘン、ドイツ、頁１８４５−１８４８、１９９７年」及び、「ＯＦＤＭのための２次元パイロットシンボル支援変調の分析、アール・ニルソン（Ｒ．Ｎｉｌｓｓｏｎ）、オー・エドフォース（Ｏ．Ｅｄｆｏｒｓ）、エム・サンデル（Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ）及び、ピー・

ケーションズ（ＩＣＰＷＣ’９７）のプロシーディングズ、ムンバイ（ボンベイ）、インド、頁７１−７４、１９９７年」は、ＰＡＣＥのための２次元フィルタ処理アルゴリズムを提案した。このような２次元推定器の構成は、実際に実装するには一般に複雑過ぎる。
計算量を削減するために、時間相関と周波数相関とを分離して使用することが提案されている。この「重１次元ＰＡＣＥ（ｄｏｕｂｌｅ １Ｄ ＰＡＣＥ）」と称する組み合わせ法は、周波数軸方向と時間軸方向にひとつずつ別個のウィーンフィルタを使用する。

２次元平面における規則格子の一般式は、「無線システムにおけるＯＦＤＭのためのパイロットシンボル支援チャネル推定、ワイ・リー（Ｙ．Ｌｉ）、ＩＥＥＥトランザクション・オン・ビークルテクノロジ、巻４９、頁１２０７−１２１５、２０００年７月」に記載されている。

１フレームで送信されるパイロットの総数は、周波数軸方向と、時間軸方向とについて、各々、Ｎ’_ｐ＝Ｎ_ｃ／Ｄ_ｆ、Ｎ”_ｐ＝Ｌ／Ｄ_ｆと表される。
以下、２次元構造を表す変数をｘとするとき、周波数の次元を表すサブセットをＸ’と、時間の次元を表すサブセットをＸ”と表す記法を使用する。また、一般的記法にしたがって、パイロットシンボルを表す変数には、ティルダ「〜」を付ける。

ＭＩＭＯシステムでは、受信機が重畳された信号を分離できるように、全ての送信アンテナ信号が、それ自身のパイロットを使用する。
パイロットシンボル支援チャネル推定の説明のために、パイロットのみを含む受信信号系列のサブセットを次式のように定義することが有用である。

なり、かつ、同期のために良好な相関特性等を有するように選択される。いかなる場合でも、外部パイロット系列は、完備性のために導入されているだけである。

受信機は、循環プリフィックスを除去し、ＦＦＴをおこない、ＯＦＤＭ復調して、受信信号を生成する。同期が完全な場合には、受信信号Ｙ_ｌ，ｉが得られる。チャネル推定のため

すことにより外部パイロット系列を除去して、次式に示す受信パイロットを得る。

ここで、Ｇは、パイロットを含むＯＦＤＭフレームのサブセットである。

と、この式はサイズＮ’_Ｐとなる列サイズ因子により、次式のように表すことができる。

ここで、送信パイロット系列、チャネル伝達関数（ＣＴＳ）及び、付加的雑音項はそれぞれ次のように与えられる。

また、次式で定義される（Ｎ’_Ｐ×Ｎ’_Ｐ）次元ＤＦＴ行列Ｆは、ＣＩＲを周波数ドメインに変換する。

Ｑ＜Ｎ’_Ｐとなる場合、ＤＦＴ出力の最後の（Ｎ’_Ｐ−Ｑ）個は除去する必要がある。この除去には、主対角要素が１であり、それ以外の要素が０となる（Ｎ’_Ｐ×Ｑ）次元行列

実際には、Ｎ’_Ｐ点ＦＦＴを使用して、ＤＦＴ変換が効率的に生成される。Ｑ＜Ｎ’_Ｐとなる場合、最後の（Ｎ’_Ｐ−Ｑ）個の出力はスキップされる。

このようにして、次式が導出される。

次に、位相シフトされたパイロット系列の設計について説明すると、位相シフトされた長さＮ’_ＰのＮ_Ｔ個のパイロット系列は次式で定義される。

この式により定義されるパイロット系列は、本発明の好適な実施形態にしたがったものである。

うになる。

ＤＦＴ特性については、位相シフトされた系列が、ＤＦＴにより時間シフトに変換され

第ｎ成分は、次のように表される。

このように、本発明の好適実施形態に係る計算により、位相シフトされたパイロット系列のＤＦＴは、次式のようになる。

方、Ｑ＜Ｎ’_Ｐ／Ｎ_Ｔの場合には、チャネルインパルス応答のサイズは、ゼロパディング処理により調整される。このようにして、次式が簡単に求まる。

となる場合に、重ね合わされたＮ_Ｔ個の信号を完全に分離する。

ＭＭＳＥ推定器は、一般に、パイロットシンボルの選択に依存する。しかし、パイロット系列を適切に選択することにより、推定器は、送信されるパイロットに依存しなくなる。平均二乗誤差（すなわち、推定器の性能）と推定器の計算量とを最小とする、１組のパイロット系列を選択することが好ましい。
このように、パイロット系列を適切に選択することにより、最小二乗推定器及びＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）推定器を大巾に簡略化することができる。

ーンフィルタの導出のために、Ｑ＝Ｎ’_Ｐ／Ｎ_Ｔとなることを仮定する。それ以外の場合には、チャネルインパルス応答のサイズを、ゼロパディング処理により適合させることができる。ＯＦＤＭシンボルについてのＭＭＳＥ推定は、「統計学的信号処理の基礎：推定理論、エス・エム・ケイ（Ｓ．Ｍ．Ｋａｙ）、エンゲルウッド・クリフス、ニュージャージー：プレンティスホールインターナショナル、１９９３年」に、次式として与えられている。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの時間軸方向のチャネル推定をおこなうために、適切にパラメータをスケーリングすることによって、本発明に係るチャネル推定と同一のアルゴリズムをＤＦＴに基づく時間軸方向のチャネル推定に適用できる。

以下、時間軸方向に重ね合わされたＮ_Ｔ個のパイロット信号を等化するシステムのモデ

は次式で定義される。

ここで、送信されるパイロット、一般化伝達関数、一般化インパルス応答、及び付加雑音成分は次のように与えられる。

以下２つの場合について考察する。
第１の場合として、１つのＯＦＤＭシンボルからなる１フレームが伝送されるバースト状伝送を考察する。第２の場合として、データストリームが連続して伝送されるブロードキャストを考察する。
バースト伝送モードでは、Ｌ個のＯＦＤＭシンボルが受信され、バッファ処理される。受信が完了すると、フレーム全体が処理される。このことは、１つのＯＦＤＭシンボルとその全てのパイロットがともに受信される周波数軸方向のチャネル推定の場合でも同じである。アルゴリズムが変数ｉに依存して適用されるのではなく、変数ｌに依存して適用される点で異なっている。つまり、受信パイロットは、ＩＦＦＴにより、ドップラー（Ｄｏｐｐｌｅｒ）ドメインに変換される。最小二乗及び最小平均二乗誤差推定器は、先に説明した周波数軸方向におけるチャネル推定の場合と完全に同一な動作をする。

ブロードキャストの場合を考えると、連続伝送のときに、周波数軸方向のチャネル推定の点で違いがある。系列全体を処理前に受信することができない場合があるので、通常は、何らかのバッファ処理をされるであろう。入力バッファにあるＯＦＤＭシンボルの数は、Ｌ＝Ｄ_ｔＮ”_Ｐと定義される。円滑化型のフィルタ処理については、「統計学的信号処理の基礎：推定理論、エス・エム・ケイ（Ｓ．Ｍ．Ｋａｙ）、エンゲルウッド・クリフス、ニュージャージー：プレンティスホールインターナショナル、１９９３年」に記載されているように、

なることを意味する。平滑化のためには、全パイロットが受信されるまで、推定が得られないことは明らかであり、（Δｌ＝Ｄ_ｔＮ”_Ｐ−ｌ）個のＯＦＤＭシンボルをバッファ処理する必要がある。
あるいは、ｌ＞Ｄ_ｔＮ”_Ｐとなる場合に、予測型のフィルタ処理を使用することがある。この場合、過去のパイロットのみが時間軸方向のチャネル推定に使用される。予測型のフィルタ処理はバッファ処理を必要としないことは明らかであるが、平滑化処理と比べて性能は劣る。

サブキャリア当たりＤ_ｔ個のシンボルのみが一時に出力される点が、周波数軸方向におけるチャネル推定の主要な相違点である。つまり、サブキャリア当たりＤ_ｔ個のシンボルを出力するために、Ｎ”_Ｐ個のパイロット入力が使用される。また、時間軸方向のパイロット数は、通常、周波数軸方向のパイロット数よりも著しく少ない。しかし、時間軸方向のパイロット間隔周波数は、同様である。Ｎ”_Ｐ＜＜Ｎ’_Ｐであるから、ドップラー（Ｄｏｐｐｌｅｒ）ドメインの変換の漏れはより深刻である。
一方、処理されたパイロットの中央のシンボルのみを使用するときには、性能が向上する。なぜなら、中央における推定誤差が、通常、端に近い領域に比べて非常に小さいからである。

以上、変数ｉについて１つのＯＦＤＭシンボルにわたった周波数軸方向の１次元チャネル推定について多く説明してきた。
しかし、本願で提案する技術は、時間軸方向のチャネル推定（つまり変数ｌについての推定）にも容易に適用できる。
また、２次元相関を用いたマルチキャリアシステムへの拡張は、１次元ウィーンフィルタの２連のカスケードを使用することにより可能である。このアイディアは、ＳＩＳＯチャネル推定について、「ウィーンフィルタ処理による２次元パイロットシンボル支援チャネル推定、ピー・ヘーヤー（Ｐ．Ｈｏｅｈｅｒ）、エス・カイザー（Ｓ．Ｋａｉｓｅｒ）及び、ピー・ロバートソン（Ｐ．Ｒｏｂｅｒｔｓｏｎ）、ＩＥＥＥ国際会議オン・アコースティックス・スピーチ・シグナルプロセッシング（ＩＣＡＳＳＰ’９７）のプロシーディングズ、ミュンヘン、ドイツ、頁１８４５−１８４８、１９９７年」に提案されている。このアイディアはＭＩＭＯの事例にも拡張できる。

複数のチャネルを推定する本発明に係る装置は、チャネル情報を推定するために、つまり、複数の通信チャネルの１つのチャネルのチャネルインパルス応答を推定するために、位相差を遅延に変換する。したがって、位相シフトされた系列は、チャネル推定に最適である。また、別の直交系列も、パイロットシンボルが他のシンボルに対して特定の位相差特性を有する限り、チャネル推定に利用できる。このことは、２つのパイロット系列の間の位相差が所定の関数にしたがって変化でき、その結果、例えば、第１パイロット系列の前半が第２パイロット系列の前半に対してある位相差を有し、第１パイロット系列の後半が第２パイロット系列の後半に対して別の位相差を有することがある。したがって、送信ポイントは、チャネルを推定するために、例えば、本発明に係る計算量の少ないチャネル推定法を適用することによって、パイロット系列の位相差特性を利用できる。

直交系列の一例として、アダマール系列の特性を調べる。Ｎ_Ｔ個の送信アンテナを有するシステムについて、次数Ｎ_Ｔのアダマール基底関数の集合Ｈを使用する。

列長Ｎ’_Ｐ，まで循環的に拡張される。例えば、Ｎ_Ｔ＝２の場合、アダマール系列は位相シフトさ

マール系列は、次に示す行列Ｈ_４の中に配列させることができる。

できる。

される。
以下、送信アンテナ１、…、４についての最小二乗推定器が次式で与えられることを示す。

雑音項を示す。アンテナ２の信号が部分３に受信されることがわかる。これでは紛らわしいので、Ｈ_ＮＴの列２と列３とを交換するように修正することもできる。

アダマール符号を基底とするパイロット系列を用いた受信機の構成の上記簡略化を利用するには、追加の処理が必要となることがある。
Ｎ_Ｔ＝４であり、パイロット系列がアダマール符号を基底とする場合について、ＦＦＴの受信機構成を導出する。

このように、アンテナ１からの信号は、位相シフトされた系列が使用された場合と同一であることが、アンテナ３からの信号は、前式におけるアンテナ２からの信号、最小二乗（ＬＳ）推定、と同一であることがわかる。このことは、本発明に係る符号配置によるものであり、例に挙げた列２と列３とを交換することにより修正することができる。
前式におけるパイロット３とパイロット４のＤＦＴは、相互に干渉する２つのインパル

このようにして次式が求まる。

挿入されたパイロットの位相差を除去し、信号の２つの部分を加えることにより、容易に式が導出される。

実際には、２倍オーバーサンプリングにより、パイロットに起因するシステムオーバーヘッドの最小化と性能の最適化との間の良好なトレードオフが得られる。ガードインターバルの長さがＱよりも短くならない、つまりガードインターバルがチャネルの最大遅延よりも短くならないと仮定する。

また、実装要求に応じて、本発明では、複数のチャネルの推定方法あるいは異なる複数のパイロット系列の提供方法は、ハードウェアでもソフトウェアでも実装することができる。
デジタル記録媒体、特に、プログラム動作するコンピュータシステムと協調動作して本発明に係る方法を実行することができる電子的に読み取りできる制御信号を記憶するディスクあるいはＣＤを使用して実装することができる。
したがって、本発明は、コンピュータでコンピュータプログラムが実行されるときに、本発明に係る方法を実行するプログラムコードを有する機械読取可能な担体に記録されたコンピュータプログラムである。換言すると、したがって、本発明に係る方法は、コンピュータでコンピュータプログラムが実行されるときに、本発明に係る方法を実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。

本発明に係る、複数のチャネルを推定する装置を説明するブロック図である。 入力信号から複数の遅延グループへの変換の好適例を説明する図である。 本発明に係る、複数の異なるパイロット系列を提供する装置を説明するブロック図である。 本発明に係る、複数の異なるパイロット系列を提供する装置を説明するブロック図である。 本発明に係る、複数の異なるパイロット系列を提供する装置を説明するブロック図である。 パイロット格子の構造を説明する図である。 ＯＦＤＭ変調／復調法を例示する図である。 従来のチャネル推定法を説明するブロック図である。

Claims (30)

1. 第１パイロット系列と第２パイロット系列とが、所定の範囲内で相互に直交するとともに、位相差を相互に有し、第１送信ポイントから送信される第１パイロット系列に基づく第１信号と、第２送信ポイントから送信される第２パイロット系列に基づく第２信号との重畳が入力信号に含まれることを特徴とする、複数の異なる送信ポイントから１つの受信ポイントまでの複数のチャネルを推定する装置において、
   前記第１パイロット系列と前記第２パイロット系列との間の前記位相差を遅延に変換することにより、当該複数の離散値の第１グループが前記第１送信ポイントから前記受信ポイントまでの第１チャネルのチャネル情報を含み、当該複数の離散値の第２グループが前記第２送信ポイントから前記受信ポイントまでの第２チャネルのチャネル情報を含むように複数の離散値を有する信号に前記入力信号を変換する変換器（１０３；３０３）と、
   選択グループを取得するために、前記複数の離散値から前記第１グループを選択し、当該複数の離散値から前記第２グループを選択する選択器（１０５；３０５）と、
   前記選択グループに基づき、前記複数のチャネルのチャネルの情報を決定する手段と
   を有する装置。
2. 前記第１及び第２パイロット系列と前記範囲内で直交するとともに、前記第１パイロット系列に対して別の位相差を有する、第３送信ポイントから送信される第３パイロット系列に基づく第３信号が前記入力信号に重ね合せる形で含まれること、
   前記変換器（１０３；３０３）が、前記別の位相差を別の遅延にさらに変換することにより、前記複数の離散値の第３グループに前記第３送信ポイントから前記受信ポイントまでの第３チャネルについてのチャネル情報が含まれるようにすること、及び、
   第３選択グループを取得するために、前記選択器（１０５；３０５）が前記複数の離散値から前記第３グループをさらに選択すること
   を特徴とする請求項１に記載の装置。
3. 各グループが、前記複数の離散値の連続する同数の離散値からなることを特徴とする請求項１又は２に記載の装置。
4. 前記変換器が、前記入力信号を、フーリエ変換、高速フーリエ変換、離散フーリエ変換、フーリエ逆変換、高速フーリエ逆変換、あるいは離散フーリエ逆変換することを特徴とする請求項１ないし３の何れか一つに記載の装置。
5. 前記複数の離散値に、前記変換器（１０３；３０３）により取得される離散値の総数が含まれることを特徴とする請求項１ないし４の何れか一つに記載の装置。
6. 前記複数の送信ポイントが送信ポイントの総数を有し、
   前記選択器（１０５；３０５）が、前記離散値の総数を前記送信ポイントの総数で除した商に等しい数の連続する離散値を１つのグループとして選択すること
   を特徴とする請求項５に記載の装置。
7. 前記選択器（１０５；３０５）が、前記複数の離散値の最初の離散値を前記第１グループの先頭の離散値とし、前記複数の離散値から前記第１グループを取得するために選択された前記離散値の最後尾の離散値の次の離散値を前記第２グループの先頭の離散値とするように前記グループを選択することを特徴とする請求項６に記載の装置。
8. 前記入力信号が、連続して入力する複数の信号値であること、及び、
   前記変換器（１０３；３０３）が、前記複数の離散値の総数が前記入力する複数の信号値の総数と等しくなるように、前記連続して入力する複数の信号値を前記複数の離散値に変換すること
   を特徴とする請求項１ないし７の何れか一つに記載の装置。
9. 前記変換器（１０３；３０３）が変換アルゴリズムを実行すること、及び、
   前記複数の離散値が、前記変換アルゴリズムの前記変換器における１回の実行により生成されること
   を特徴とする請求項１ないし８の何れか一つに記載の装置。
10. 前記変換器（１０３；３０３）において実行される前記変換アルゴリズムが、前記入力する信号値の総数に適用される、フーリエ変換アルゴリズム、高速フーリエ変換アルゴリズム、離散フーリエ変換アルゴリズム、フーリエ逆変換アルゴリズム、高速フーリエ逆変換アルゴリズム、離散フーリエ逆変換アルゴリズムであること
    を特徴とする請求項９に記載の装置。
11. 前記パイロット系列が、前記パイロット系列と同一である複素振幅系列と、位相情報とを含むこと、及び、
    前記入力信号を取得するために、受信信号に前記位相系列の複素共役を乗じる乗算器（１０１）を有すること
    を特徴とする請求項１ないし１０の何れか一つに記載の装置。
12. 前記受信信号が、連続する複数の離散受信信号値であること、
    前記位相系列の複素共役が、連続する複数の離散振幅信号値の複素共役であること、
    前記乗算器（１０１）が、前記連続する複数の離散信号値及び対応する前記連続する複数の離散振幅信号値の複素共役について単独の複素乗算をおこなうことにより、多数の単独の乗算の後、前記連続する複数の離散入力値が得られること
    を特徴とする請求項１１に記載の装置。
13. 前記チャネル情報決定手段（１０７；３１５）が、前記選択グループを受信して、前記選択グループの各グループがチャネルのチャネル情報を含むように前記選択グループを出力することを特徴とする請求項１ないし１２の何れか一つに記載の装置。
14. 前記チャネル情報決定手段（１０７；３１５）が、各グループが個別チャネルのチャネルインパルス応答をチャネル情報として含むように前記選択グループを出力することにより、前記チャネル情報を決定することを特徴とする請求項１３に記載の装置。
15. 前記チャネル情報決定手段（１０７；３１５）が、前記チャネル情報としてチャネル伝達関数を取得する時間／周波数変換手段を有することを特徴とする請求項１３に記載の装置。
16. 前記選択グループの１グループ及び前記選択グループの別のグループが、１チャネルのチャネル情報及び別のチャネルのチャネル情報を重ね合せる形で含んでいること、及び、
    前記チャネル情報決定手段（１０７；３１５）が、前記１グループ及び前記別のグループに基づいて、前記チャネルのチャネル情報及び前記別のチャネルのチャネル情報を決定すること
    を特徴とする請求項１ないし１５の何れか一つに記載の装置。
17. 前記選択グループの１グループが、位相差因子が乗じられた前記１チャネルのチャネル情報と別の位相差因子が乗じられた前記別のチャネルのチャネル情報との重畳を含むこと、
    前記選択グループの別のグループが、位相差因子の複素共役が乗じられた前記１チャネルのチャネル情報と別の位相差因子の複素共役が乗じられた前記別のチャネルのチャネル情報との重畳を含むこと、
    前記位相差因子及び前記別の位相差因子が前記パイロット系列により生じたこと、及び、
    前記チャネル情報決定手段（１０７；３１５）が、前記グループ及び前記別のグループを利用して、前記１チャネルのチャネル情報及び前記別のチャネルのチャネル情報を決定すること、
    を特徴とする請求項１６に記載の装置。
18. 前記チャネル情報決定手段（１０７；３１５）が、前記グループと前記別のグループとに適用する位相差演算及び加減演算を利用して、前記チャネル情報及び前記別のチャネル情報を決定することを特徴とする請求項１７に記載の装置。
19. 前記位相差因子が、１８０°を前記送信ポイントの総数で除した位相差の関数であることを特徴とする請求項１７又は１８に記載の装置。
20. 歪んだ信号によりチャネル情報が劣化していること、
    前記チャネル情報決定手段（１０７；３１５）が、前記劣化したチャネル情報から前記チャネル情報を推定する推定器をさらに有することを特徴とする請求項１ないし１９の何れか一つに記載の装置。
21. 前記推定器が、推定されたチャネル情報を提供するために、最小二乗誤差推定、最大事後確率推定（ＭＡＰ推定）、あるいは、最尤（maximum likelihood）推定をおこなうことを特徴とする請求項２０に記載の装置。
22. マルチキャリア変調法において離散（discrete）キャリアを所定の時点で変調するために、前記パイロット系列が使用されること、
    受信信号から前記入力信号を検出し、当該入力信号を前記受信信号から検出したときにのみ、前記変換器（１０３；３０３）、前記選択器（１０５；３０５）、あるいは前記決定手段（１０７；３１５）を動作させる（enabling）制御器をさらに有すること
    を特徴とする請求項１ないし２１の何れか一つに記載の装置。
23. マルチキャリア変調法において同一パイロットキャリアを異なる時点で変調するために、前記パイロット系列が使用されること、
    マルチキャリア変調された連続するシンボル符号（symbols）を含む受信信号からパイロットキャリアを検出するとともに、前記入力信号を取得するために、送信時点に対応する時点で前記パイロットキャリア収集する制御器をさらに有すること、及び、
    前記変換器（１０３；３０３）、前記選択器（１０５；３０５）、及び前記決定手段（１０７；３１５）を利用して前記入力信号を処理することにより取得される前記チャネル情報が、送信ポイントから前記パイロットキャリアにより時間とともに（over time）定義される受信ポイントまでのマルチキャリアチャネルについての情報を含んでいること
    を特徴とする請求項１ないし２２の何れか一つに記載の装置。
24. 前記変換器（１０３；３０５）用の前記入力信号として使用されるウィンドウ処理された入力信号を取得するために、前記入力信号をウィンドウ処理する単独手段（３０１）
    を有することを特徴とする請求項１ないし２３の何れか一つに記載の装置。
25. N_T個の送信ポイントのμ番目の送信ポイントから送信されたパイロット系列のｉi番目の値X_i ⁽μ⁾を次式を使用して計算する手段（４０１）
    

    

    （N_Tは送信ポイントの数を示するとともに、３以上である。X_i ⁽μ⁾は、前記パイロット系列の長さと等しい長さのスクランブル乱数系列（scrambling sequence）のi番目の値を示す。）
    を有する、チャネル推定に使用する複数の異なるパイロット系列を提供する装置。
26. 異なるパイロット系列の数に対応する数のカラム列数を有するアダマール行列を生成する手段（５０１）と、
    パイロット系列を取得するためにアダマール行列のカラム列を循環的に拡張してアダマール行列の別のカラム列から各パイロット系列を生成するように、前記アダマール行列のカラム列を基底とする前記異なるパイロット系列を計算する手段（５０３）と、
    を有し、
    前記計算する手段（５０３）が、アダマール行列の列を周期的に拡張して前記パイロット系列を求める
    ことを特徴とする、チャネル推定に使用する多数の異なるパイロット系列を提供する装置。
27. 所定の範囲内で相互に直交するとともに、位相差を相互に有する、第１送信ポイントから送信される第１パイロット系列に基づく第１信号と、第２送信ポイントから送信される第２パイロット系列に基づく第２信号との重畳が入力信号に含まれることを特徴とする、複数の異なる送信ポイントから１つの受信ポイントまでの複数のチャネルを推定する方法において、
    前記第１パイロット系列と前記第２パイロット系列との間の前記位相差を遅延に変換することにより、当該複数の離散値の第１グループが前記第１送信ポイントから前記受信ポイントまでの第１チャネルのチャネル情報を含み、当該複数の離散値の第２グループが前記第２送信ポイントから前記受信ポイントまでの第２チャネルのチャネル情報を含むように複数の離散値を有する信号に前記入力信号を変換するステップと、
    選択グループを取得するために、前記複数の離散値から前記第１グループを選択し、当該複数の離散値から前記第２グループを選択するステップと、
    前記選択グループに基づき、前記複数のチャネルのチャネルの情報を決定するステップと
    を有する方法。
28. N_T個の送信ポイントのμ番目の送信ポイントから送信されたパイロット系列のi番目の値X_i ⁽μ⁾を次式を使用して計算するステップ
    

    

    （N_Tは送信ポイントの数を示すとともに、３以上である。X_i ⁽μ⁾は、前記パイロット系列の長さと等しい長さの乱数系列のi番目の値を示す。）
    を有するチャネル推定に使用する複数の異なるパイロット系列を提供する方法。
29. 異なるパイロット系列の数に対応する列数を有するアダマール行列を生成するステップと、
    循環的にアダマール行列の列を拡張することによりアダマール行列の別の列から各パイロット系列を生成するように、前記アダマール行列の列を基底とする前記異なるパイロット系列を計算するステップと、
    を有する、チャネル推定に使用する多数の異なるパイロット系列を提供する方法。
30. コンピュータで実行されると、複数のチャネルを推定する請求項２７に記載の方法、複数のパイロット系列を提供する請求項２８に記載の方法、あるいは、複数のパイロット系列を提供する請求項２９に記載の方法を実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラム。

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