JP3917919B2 - 直交復調誤差補償方法および回路 - Google Patents
直交復調誤差補償方法および回路 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は送受信装置に用いられる直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する方法および回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
直交復調器は、無線通信の受信機において、被変調信号から互いに９０度の位相差を持つ復調信号を取り出す復調器である。従来の直交復調器を図４に示す。図４において、入力端子１より入力される被変調信号は直交復調器８に入力される。この入力信号は２分配され、一方の信号はミキサ９において局部発振器１１の出力信号と乗算され、ローパスフィルタ１３によって高周波成分を除去されてベースバンド同相信号として出力端子２に出力する。また２分配された他方の信号はミキサ１０に入力され、局部発振器１１の出力信号を９０度移相器１２により９０度位相を変えられた信号と乗算され、ローパスフィルタ１４によって高周波成分を除去されてベースバンド直交信号として出力端子３に出力する。このとき、ミキサ９に入力される局部発振器１１の出力信号とミキサ１０に入力される９０度移相器１２の出力信号との間に９０度からの位相誤差や振幅誤差があると、復調特性が劣化する。
【０００３】
９０度移相器１２と同様の働きをする回路として、局部発振器１１の出力信号を９０度の位相差を持つ２信号に分配する９０度分配回路がよく知られているが、この場合も９０度分配回路の２出力信号の９０度からの位相誤差や振幅誤差があると、復調特性が劣化する。
【０００４】
従来では直交変調器における位相誤差、振幅誤差を補償することについては特許文献１に記載があったが、直交復調器についてはなかった。
【０００５】
【特許文献１】
特許第３１４４６４９号明細書
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように従来の直交復調器では、直交復調時に生じる位相誤差、振幅誤差があると復調特性が劣化する問題点があった。
【０００７】
本発明は、このような問題点を解消するためになされたもので、これら位相誤差、振幅誤差を精度良く補償できる直交復調誤差補償方法および回路を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、被変調信号を入力してベースバンド信号を出力する直交復調器と、ベースバンド信号を入力して被変調信号を出力する直交変調器と、を備えた送受信装置における直交復調誤差補償方法であって、前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の検出時には、既知の信号を前記直交変調器に与えて前記直交変調器から得られる出力信号を前記直交復調器に入力し、前記直交復調器のベースバンド同相出力信号の平均値を第１ＤＣオフセットとして求めると共に、ベースバンド直交出力信号の平均値を第２ＤＣオフセットとして求めて、前記第１ＤＣオフセットを前記ベースバンド同相出力信号から差し引くと共に、前記第２ＤＣオフセットを前記ベースバンド直交出力信号から差し引き、複数の既知の信号を前記直交復調器に入力したときの、前記第１ＤＣオフセットが差し引かれたそれぞれのベースバンド同相出力信号および前記第２ＤＣオフセットが差し引かれたそれぞれのベースバンド直交出力信号をそれぞれ２乗した上で平均して得たそれぞれの２乗平均値から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する係数を求め、通常信号受信時には、前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記第１ＤＣオフセットを差し引くと共に、ベースバンド直交出力信号から前記第２ＤＣオフセットを差し引き、前記第１ＤＣオフセットが差し引かれたベースバンド同相出力信号又は前記第２ＤＣオフセットが差し引かれたベースバンド直交出力信号に対して、前記係数により前記位相誤差および前記振幅誤差の補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法とした。
【０００９】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載の直交復調誤差補償方法において、前記直交変調器に入力すべき前記既知の信号として、ベースバンド同相信号が１と０が交互に繰り返される周期信号でかつベースバンド直交信号が常時０である第１既知信号と、ベースバンド同相信号が常時０でかつベースバンド直交信号が１と０が交互に繰り返される周期信号である第２既知信号と、ベースバンド同相信号およびベースバンド直交信号が同じ１と０が交互に繰り返される周期信号である第３既知信号とを用意し、前記直交復調器に１と０が交互に繰り返される周期信号をベースバンド信号として与えて得られるベースバンド同相出力信号およびベースバンド直交出力信号をそれぞれ前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で平均してベースバンド同相平均値δIとベースバンド直交平均値δQを求め、前記第１既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値δIを差し引き、この差し引いた値を前記第１既知信号のうちの周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第１ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc1(t)を求め、前記第２既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値δIを差し引き、この差し引いた値を前記第２既知信号のうちの周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第２ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc2(t)を求め、前記第１ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc1(t)と前記第２ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc2(t)を加算して定数ｋを求め、前記第３既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値δIを差し引き、この差し引いた値を前記第３既知信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第３ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc3(t)を求め、該第３ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc3(t)と前記定数ｋから被変調信号の搬送波と局部発振器との位相差αを求め、前記第１既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記第１既知信号のうちの周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第１ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc1(t)を求め、前記第２既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記第２既知信号のうちの周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第２ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc2(t)を求め、前記第１ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc1(t)と前記第２ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc2(t)を加算した値と前記定数ｋから前記直交復調器の振幅誤差Ｇを求め、前記第３既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記第３既知の信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第３ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc3(t)を求め、該第３ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc3(t)、前記定数ｋおよび前記位相差αから前記直交復調器の位相誤差φを求め、この位相誤差φおよび前記振幅誤差Ｇを補償する係数を求めることを特徴とする直交復調誤差補償方法とした。
【００１０】
請求項３に係る発明は、請求項１又は２に記載の直交復調誤差補償方法において、前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の検出時には、前記直交変調器に前記既知の信号を与えて得られる出力信号を、前記直交復調器に入力される受信信号と同じ周波数に周波数変換して、前記直交復調器に入力するようにしたことを特徴とする直交復調誤差補償方法とした。
【００１１】
請求項４に係る発明は、被変調信号を入力してベースバンド信号を出力する直交復調器と、ベースバンド信号を入力して被変調信号を出力する直交変調器と、を備えた送受信装置における直交復調誤差補正回路であって、前記直交復調器の既知のベースバンド同相出力信号の平均値を第１ＤＣオフセットとして検出する第１平均値検出回路と、前記直交復調器の既知のベースバンド直交出力信号の平均値を第２ＤＣオフセットとして検出する第２平均値検出回路と、前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記第１ＤＣオフセットを差し引く第１加算器と、前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記第２ＤＣオフセットを差し引く第２加算器と、前記直交復調器に複数の既知の信号を入力したとき、前記第１加算器から出力するそれぞれのベースバンド同相出力信号のそれぞれの２乗平均値と前記第２の加算器から出力するそれぞれのベースバンド直交出力信号のそれぞれの２乗平均値から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する係数を求める２乗平均・演算回路と、該２乗平均・演算回路で得られた前記係数により、通常信号受信時に前記第１加算器から出力するベースバンド同相出力信号又は第２加算器から出力するベースバンド直交信号に対して、前記振幅誤差および前記位相誤差を除去する位相・振幅補償回路と、を具備することを特徴とする直交復調誤差補償回路とした。
【００１２】
【発明の実施の形態】
［第１の実施形態］
図１は第１の実施形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。図１において、１は受信信号入力端子、２，３は復調信号出力端子、４，５は変調信号入力端子、６は送信信号出力端子、７，３０はスイッチ、８は直交復調器、１３，１４はローパスフィルタ、１５，１６は平均値検出回路、１７，１８は加算器、１９は２乗平均・演算回路、２０は位相・振幅補償回路、２４は直交変調器である。
【００１３】
直交復調器８はミキサ９，１０、局部発振器１１、９０度移相器１２により構成されている。位相・振幅補償回路２０は乗算器２１，２２、加算器２３により構成されている。直交変調器２４はミキサ２５，２６、局部発振器２７、９０度移相器２８、加算器２９により構成されている。
【００１４】
送信時には直交変調器２４の出力端子と送信信号出力端子６とをスイッチ３０により接続する。受信時には受信信号入力端子１と直交復調器８の入力端子とをスイッチ７により接続する。直交復調器８の位相誤差、振幅誤差の検出時には、スイッチ３０およびスイッチ７により直交変調器２４の出力端子と直交復調器８の入力端子とを接続する。
【００１５】
直交変調器の位相誤差、振幅誤差の補償方法については、特許第３１４４６４９号明細書に開示されている。これによって直交変調器２４の位相誤差、振幅誤差をまず補償し、補償された被変調信号を使って直交復調器８の位相誤差、振幅誤差を検出し、補償する。
【００１６】
直交復調器８の位相誤差、振幅誤差は周波数依存性があるため、誤差検出用に発生させる被変調信号の周波数は受信信号と同じにする。この角周波数をωとし、変調信号入力端子４に入力する信号をＩT(t)、変調信号入力端子５に入力する信号をＱT(t)とすると、直交変調器２４から出力される被変調信号Ｓ(t)は、
となる。
【００１７】
この信号Ｓ(t)をスイッチ３０およびスイッチ７を介して直交復調器８に入力させる。直交復調器８中の局部発振器１１よりミキサ９に入力される信号はcos（ωt＋α）、局部発振器１１より９０度移相器１２を介してミキサ１０に入力される信号はＧsin（ωt＋α＋φ）と書ける。ただし、Ｇは９０度移相器１２を通過する信号と通過しない信号との振幅誤差、φは９０度移相器１２を通過する信号と通過しない信号との位相誤差、αは被変調信号Ｓ(t)の搬送波と局部発振器１１との位相差である。
【００１８】
したがって、直交復調器８より出力された後、ローパスフィルタ１３を介して得られるベースバンド同相出力信号ＩR(t)、およびローパスフィルタ１４を介して得られるベースバンド直交出力信号ＱR(t)は、
となる。ただしｋは定数、δI、δQはＤＣオフセットである。一般に能動素子の出力にはＤＣオフセットが含まれているが、直交復調器８の出力信号はベースバンド信号であり、ＤＣ成分を信号として含んでいる。したがって、特に低速信号を復調する場合には、Ｃ（容量）カットによりＤＣオフセットを取り除くことができない。
【００１９】
ここで、直交変調器２４に入力する信号ＩT(t)を１と０が等しい頻度で現れる信号とすると、（２）式のＩR(t)を平均値検出回路１５に入力して平均化した値はＤＣオフセットδIとなる。同様に直交変調器２４に入力する信号ＱT(t)を１と０が等しい頻度で現れる信号とすると、（３）式のＱR(t)を平均値検出回路１６に入力して平均化した値はＤＣオフセットδQとなる。このとき、直交変調器２４に入力する信号ＩT(t)およびＱT(t)を１と０が交互に繰り返される周期信号とすれば、平均値検出回路１５および１６の平均時間は周期信号の１周期分で良い。したがって未知の受信信号からＤＣオフセットを検出する場合に比べて、平均時間を短くすることが可能である。
【００２０】
検出したＤＣオフセットδI，δQを加算器１７および１８により差し引いた信号Ｉdc(t)およびＱdc(t)は、
となる。（５）式は、
に変形できる。
【００２１】
振幅誤差および位相誤差がない場合には、Ｇ＝１、φ＝０であり、（４）式のＩdc(t)はそのまま理想的な同相信号として取り出すことができる。一方、（５）式のＱdc(t)から振幅誤差および位相誤差を除去した信号をＱcor(t)とすると、Ｇ＝１、φ＝０より、
となる。（４）式および（７）式を用いると、（６）式は、
となる。
【００２２】
したがって、φがφ≠ｎπ（rad）（ただし、ｎは０を含めた整数）の範囲で、Ｑcor(t)は、
により与えることができる。
【００２３】
すなわち振幅誤差Ｇおよび位相誤差φを求め、ＤＣオフセットを取り除いた信号に対して（９）式の演算を行うことにより、振幅誤差Ｇおよび位相誤差φを除去した理想的な直交信号を得ることができる。
【００２４】
次に、振幅誤差Ｇ、位相誤差φおよび定数ｋを求めるために、あらかじめ定めた信号をＩT(t)、ＱT(t)として直交変調器２４に入力する。
【００２５】
まず、ＩT(t)を１と０が交互に繰り返される周期信号とし、ＱT(t)を常時０とする。これを変調信号１（第１既知信号）とする。ＩT(t)＝１のとき、（４）式より加算器１７の出力Ｉdc(t)は、
となる。また、ＩT(t)＝０のとき、Ｉdc(t)＝０である。したがって、ＩT(t)として入力する周期信号の１周期分またはそれ以上の時間でＩdc(t)を２乗平均した値ＰＩdc1(t)は、
となる。
【００２６】
次に、ＩT(t)を常時０とし、ＱT(t)を１と０が交互に繰り返される周期信号とする。これを変調信号２（第２既知信号）とする。ＱT(t)＝１のとき、（４）式よりＩdc(t)は、
となる。また、ＱT(t)＝０のとき、Ｉdc(t)＝０である。したがって、ＱT(t)として入力する周期信号の１周期分以上の時間でＩdc(t)を２乗平均した値ＰＩdc2(t)は、
となる。
【００２７】
（１１）式および（１３）式より、
が得られる。したがって、
により、定数ｋが求められる。
【００２８】
次に、ＩT(t)およびＱT(t)を同じ１と０が交互に繰り返される周期信号とする。これを変調信号３（第３既知信号）とする。ＩT(t)＝０でかつＱT(t)＝１のとき、（４）式よりＩdc(t)は、
となる。また、ＩT(t)＝０でかつＱT(t)＝０のとき、Ｉdc(t)＝０である。したがって、ＩT(t)、ＱT(t)として入力する周期信号の１周期分以上の時間でＩdc(t)を２乗平均した値ＰＩdc3(t)は、
となる。
【００２９】
したがって、位相誤差αは、
であり、（１５）式のｋを代入することによって、位相差αを求めることができる。
【００３０】
次に同じ変調信号で得られる加算器１８の出力Ｑdc(t)に着目する。まず、変調信号１の場合に、ＩT(t)＝１のとき、（５）式よりＱdc(t)は、
となる。また、ＩT(t)＝０のとき、Ｑdc(t)＝０である。したがって、ＩT(t)として入力する周期信号の１周期分以上の時間でＱdc(t)を２乗平均した値ＰＱdc1(t)は、
となる。
【００３１】
次に、変調信号２の場合に、ＱT(t)＝１のとき、（５）式よりＱdc(t)は、
となる。また、ＱT(t)＝０のとき、Ｉdc(t)＝０である。したがって、ＱT(t)として入力する周期信号の１周期分以上の時間でＱdc(t)を２乗平均した値ＰＱdc2(t)は、
となる。
【００３２】
（２０）式および（２２）式より、
が得られる。したがって、振幅誤差Ｇは、
であり、（１５）式のｋを代入することにより、振幅誤差Ｇを求めることができる。
【００３３】
次に変調信号３の場合には、ＩT(t)＝１でかつＱT(t)＝１のとき、（５）式よりＱdc(t)は、
となる。また、ＩT(t)＝０でかつＱT(t)＝０のとき、Ｉdc(t)＝０である。したがって、ＩT(t)、ＱT(t)として入力する周期信号の１周期分以上の時間でＱdc(t)を２乗平均した値ＰＱdc3(t)は、
となる。したがって、位相誤差φは、
であり、（１５）式のｋ、（１８）式のα、（２４）式のＧを代入することにより、位相誤差φを求めることができる。
【００３４】
以上の（１０）式から（２７）式までの演算を２乗平均・演算回路１９で行い、さらに（９）式中のtanφおよびＧcosφを求め、位相・振幅補償回路２０中の乗算器２１および２２にそれぞれ係数として入力する。
【００３５】
この状態で受信信号入力端子１と直交復調器８の入力端子とをスイッチ７により接続することによって、受信信号に対してＤＣオフセット、振幅誤差および位相誤差を除去した理想的な直交信号を出力端子３に得ることができる。またＤＣオフセットを除去した理想的な同相信号は出力端子２に出力される。
【００３６】
本実施形態では受信していない時間を利用して定期的に直交復調器８の位相誤差、振幅誤差を検出することができるため、直交復調時に生じる位相誤差、振幅誤差を精度良く補償することが可能となる。
【００３７】
［第２の実施形態］
図２は第２の実施形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。図１と同一部分には同一符号を付与している。本実施形態では第１のローパスフィルタ１３の出力を第１のＡ／Ｄ変換器３１に入力し、第２のローパスフィルタ１４の出力を第２のＡ／Ｄ変換器３２に入力して、それぞれデジタル信号に変換した後に、平均値検出、２乗平均・演算、位相・振幅補償を行っている。これらをデジタル信号処理で行うことにより、精度良く動作させることができる。Ａ／Ｄ変換器は直交復調器８の前に置き、直交復調器をデジタル回路とする構成でも良い。
【００３８】
また、ミキサ９，１０には局部発振器１１の出力信号を同相で入力し、スイッチ７よりミキサ９，１０に入力される被変調信号に９０度移相器３３で９０度位相差を与えている。このように９０度位相の与え方は局部発振の出力信号であっても、被変調信号であっても直交復調器８の出力は同等であり、９０度位相器の振幅誤差、位相誤差を同じように補償できる。
【００３９】
［第３の実施形態］
図３は第３の実施形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。図１と同一部分には同一符号を付与している。本実施形態は直交変調器２４の出力信号の周波数と直交復調器８に入力される受信信号の周波数が異なる場合に有効な構成である。本実施形態ではスイッチ３０およびスイッチ７の間に周波数変換用の発振器３４およびミキサ３５を設けて、直交変調器２４の出力信号の周波数を、受信信号入力端子１より入力される信号の周波数に変換している。これにより第１の実施形態と同様に直交変調器２４の出力信号を直交復調器８の位相誤差、振幅誤差の検出に用いることができる。
【００４０】
［その他の実施形態］
なお、以上の第１〜第３の実施形態ではベースバンド同相出力信号を基準として、ベースバンド直交出力信号に対して位相誤差、振幅誤差を補償する処理を行ったが、ベースバンド直交出力信号を基準として、ベースバンド同相出力信号に対して同様に行うこともできる。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、直交復調時に生じる位相誤差、振幅誤差を精度良く補償することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。
【図２】 本発明の第２の実施形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。
【図３】 本発明の第３の実施形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。
【図４】 従来の直交復調器を示すブロック図である。
【符号の説明】
１：受信信号入力端子
２，３：復調信号出力端子
４，５：変調信号入力端子
６：送信信号出力端子
７，３０：スイッチ
８：直交復調器
９，１０：ミキサ
１１：局部発振器
１２：９０度移相器
１３，１４：ローパスフィルタ
１５，１６：平均値検出回路
１７，１８：加算器
１９：２乗平均・演算回路
２０：位相・振幅補償回路
２１，２２：乗算器
２３：加算器
２４：直交変調器
２５，２６：ミキサ
２７：局部発振器
２８：９０度移相器
２９：加算器
３１，３２：Ａ／Ｄ変換器
３３：９０度移相器
３４：発振器
３５：ミキサ
【発明の属する技術分野】
本発明は送受信装置に用いられる直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する方法および回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
直交復調器は、無線通信の受信機において、被変調信号から互いに９０度の位相差を持つ復調信号を取り出す復調器である。従来の直交復調器を図４に示す。図４において、入力端子１より入力される被変調信号は直交復調器８に入力される。この入力信号は２分配され、一方の信号はミキサ９において局部発振器１１の出力信号と乗算され、ローパスフィルタ１３によって高周波成分を除去されてベースバンド同相信号として出力端子２に出力する。また２分配された他方の信号はミキサ１０に入力され、局部発振器１１の出力信号を９０度移相器１２により９０度位相を変えられた信号と乗算され、ローパスフィルタ１４によって高周波成分を除去されてベースバンド直交信号として出力端子３に出力する。このとき、ミキサ９に入力される局部発振器１１の出力信号とミキサ１０に入力される９０度移相器１２の出力信号との間に９０度からの位相誤差や振幅誤差があると、復調特性が劣化する。
【０００３】
９０度移相器１２と同様の働きをする回路として、局部発振器１１の出力信号を９０度の位相差を持つ２信号に分配する９０度分配回路がよく知られているが、この場合も９０度分配回路の２出力信号の９０度からの位相誤差や振幅誤差があると、復調特性が劣化する。
【０００４】
従来では直交変調器における位相誤差、振幅誤差を補償することについては特許文献１に記載があったが、直交復調器についてはなかった。
【０００５】
【特許文献１】
特許第３１４４６４９号明細書
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように従来の直交復調器では、直交復調時に生じる位相誤差、振幅誤差があると復調特性が劣化する問題点があった。
【０００７】
本発明は、このような問題点を解消するためになされたもので、これら位相誤差、振幅誤差を精度良く補償できる直交復調誤差補償方法および回路を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、被変調信号を入力してベースバンド信号を出力する直交復調器と、ベースバンド信号を入力して被変調信号を出力する直交変調器と、を備えた送受信装置における直交復調誤差補償方法であって、前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の検出時には、既知の信号を前記直交変調器に与えて前記直交変調器から得られる出力信号を前記直交復調器に入力し、前記直交復調器のベースバンド同相出力信号の平均値を第１ＤＣオフセットとして求めると共に、ベースバンド直交出力信号の平均値を第２ＤＣオフセットとして求めて、前記第１ＤＣオフセットを前記ベースバンド同相出力信号から差し引くと共に、前記第２ＤＣオフセットを前記ベースバンド直交出力信号から差し引き、複数の既知の信号を前記直交復調器に入力したときの、前記第１ＤＣオフセットが差し引かれたそれぞれのベースバンド同相出力信号および前記第２ＤＣオフセットが差し引かれたそれぞれのベースバンド直交出力信号をそれぞれ２乗した上で平均して得たそれぞれの２乗平均値から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する係数を求め、通常信号受信時には、前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記第１ＤＣオフセットを差し引くと共に、ベースバンド直交出力信号から前記第２ＤＣオフセットを差し引き、前記第１ＤＣオフセットが差し引かれたベースバンド同相出力信号又は前記第２ＤＣオフセットが差し引かれたベースバンド直交出力信号に対して、前記係数により前記位相誤差および前記振幅誤差の補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法とした。
【０００９】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載の直交復調誤差補償方法において、前記直交変調器に入力すべき前記既知の信号として、ベースバンド同相信号が１と０が交互に繰り返される周期信号でかつベースバンド直交信号が常時０である第１既知信号と、ベースバンド同相信号が常時０でかつベースバンド直交信号が１と０が交互に繰り返される周期信号である第２既知信号と、ベースバンド同相信号およびベースバンド直交信号が同じ１と０が交互に繰り返される周期信号である第３既知信号とを用意し、前記直交復調器に１と０が交互に繰り返される周期信号をベースバンド信号として与えて得られるベースバンド同相出力信号およびベースバンド直交出力信号をそれぞれ前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で平均してベースバンド同相平均値δIとベースバンド直交平均値δQを求め、前記第１既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値δIを差し引き、この差し引いた値を前記第１既知信号のうちの周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第１ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc1(t)を求め、前記第２既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値δIを差し引き、この差し引いた値を前記第２既知信号のうちの周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第２ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc2(t)を求め、前記第１ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc1(t)と前記第２ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc2(t)を加算して定数ｋを求め、前記第３既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値δIを差し引き、この差し引いた値を前記第３既知信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第３ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc3(t)を求め、該第３ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc3(t)と前記定数ｋから被変調信号の搬送波と局部発振器との位相差αを求め、前記第１既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記第１既知信号のうちの周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第１ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc1(t)を求め、前記第２既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記第２既知信号のうちの周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第２ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc2(t)を求め、前記第１ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc1(t)と前記第２ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc2(t)を加算した値と前記定数ｋから前記直交復調器の振幅誤差Ｇを求め、前記第３既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記第３既知の信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第３ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc3(t)を求め、該第３ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc3(t)、前記定数ｋおよび前記位相差αから前記直交復調器の位相誤差φを求め、この位相誤差φおよび前記振幅誤差Ｇを補償する係数を求めることを特徴とする直交復調誤差補償方法とした。
【００１０】
請求項３に係る発明は、請求項１又は２に記載の直交復調誤差補償方法において、前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の検出時には、前記直交変調器に前記既知の信号を与えて得られる出力信号を、前記直交復調器に入力される受信信号と同じ周波数に周波数変換して、前記直交復調器に入力するようにしたことを特徴とする直交復調誤差補償方法とした。
【００１１】
請求項４に係る発明は、被変調信号を入力してベースバンド信号を出力する直交復調器と、ベースバンド信号を入力して被変調信号を出力する直交変調器と、を備えた送受信装置における直交復調誤差補正回路であって、前記直交復調器の既知のベースバンド同相出力信号の平均値を第１ＤＣオフセットとして検出する第１平均値検出回路と、前記直交復調器の既知のベースバンド直交出力信号の平均値を第２ＤＣオフセットとして検出する第２平均値検出回路と、前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記第１ＤＣオフセットを差し引く第１加算器と、前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記第２ＤＣオフセットを差し引く第２加算器と、前記直交復調器に複数の既知の信号を入力したとき、前記第１加算器から出力するそれぞれのベースバンド同相出力信号のそれぞれの２乗平均値と前記第２の加算器から出力するそれぞれのベースバンド直交出力信号のそれぞれの２乗平均値から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する係数を求める２乗平均・演算回路と、該２乗平均・演算回路で得られた前記係数により、通常信号受信時に前記第１加算器から出力するベースバンド同相出力信号又は第２加算器から出力するベースバンド直交信号に対して、前記振幅誤差および前記位相誤差を除去する位相・振幅補償回路と、を具備することを特徴とする直交復調誤差補償回路とした。
【００１２】
【発明の実施の形態】
［第１の実施形態］
図１は第１の実施形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。図１において、１は受信信号入力端子、２，３は復調信号出力端子、４，５は変調信号入力端子、６は送信信号出力端子、７，３０はスイッチ、８は直交復調器、１３，１４はローパスフィルタ、１５，１６は平均値検出回路、１７，１８は加算器、１９は２乗平均・演算回路、２０は位相・振幅補償回路、２４は直交変調器である。
【００１３】
直交復調器８はミキサ９，１０、局部発振器１１、９０度移相器１２により構成されている。位相・振幅補償回路２０は乗算器２１，２２、加算器２３により構成されている。直交変調器２４はミキサ２５，２６、局部発振器２７、９０度移相器２８、加算器２９により構成されている。
【００１４】
送信時には直交変調器２４の出力端子と送信信号出力端子６とをスイッチ３０により接続する。受信時には受信信号入力端子１と直交復調器８の入力端子とをスイッチ７により接続する。直交復調器８の位相誤差、振幅誤差の検出時には、スイッチ３０およびスイッチ７により直交変調器２４の出力端子と直交復調器８の入力端子とを接続する。
【００１５】
直交変調器の位相誤差、振幅誤差の補償方法については、特許第３１４４６４９号明細書に開示されている。これによって直交変調器２４の位相誤差、振幅誤差をまず補償し、補償された被変調信号を使って直交復調器８の位相誤差、振幅誤差を検出し、補償する。
【００１６】
直交復調器８の位相誤差、振幅誤差は周波数依存性があるため、誤差検出用に発生させる被変調信号の周波数は受信信号と同じにする。この角周波数をωとし、変調信号入力端子４に入力する信号をＩT(t)、変調信号入力端子５に入力する信号をＱT(t)とすると、直交変調器２４から出力される被変調信号Ｓ(t)は、
【００１７】
この信号Ｓ(t)をスイッチ３０およびスイッチ７を介して直交復調器８に入力させる。直交復調器８中の局部発振器１１よりミキサ９に入力される信号はcos（ωt＋α）、局部発振器１１より９０度移相器１２を介してミキサ１０に入力される信号はＧsin（ωt＋α＋φ）と書ける。ただし、Ｇは９０度移相器１２を通過する信号と通過しない信号との振幅誤差、φは９０度移相器１２を通過する信号と通過しない信号との位相誤差、αは被変調信号Ｓ(t)の搬送波と局部発振器１１との位相差である。
【００１８】
したがって、直交復調器８より出力された後、ローパスフィルタ１３を介して得られるベースバンド同相出力信号ＩR(t)、およびローパスフィルタ１４を介して得られるベースバンド直交出力信号ＱR(t)は、
【００１９】
ここで、直交変調器２４に入力する信号ＩT(t)を１と０が等しい頻度で現れる信号とすると、（２）式のＩR(t)を平均値検出回路１５に入力して平均化した値はＤＣオフセットδIとなる。同様に直交変調器２４に入力する信号ＱT(t)を１と０が等しい頻度で現れる信号とすると、（３）式のＱR(t)を平均値検出回路１６に入力して平均化した値はＤＣオフセットδQとなる。このとき、直交変調器２４に入力する信号ＩT(t)およびＱT(t)を１と０が交互に繰り返される周期信号とすれば、平均値検出回路１５および１６の平均時間は周期信号の１周期分で良い。したがって未知の受信信号からＤＣオフセットを検出する場合に比べて、平均時間を短くすることが可能である。
【００２０】
検出したＤＣオフセットδI，δQを加算器１７および１８により差し引いた信号Ｉdc(t)およびＱdc(t)は、
【００２１】
振幅誤差および位相誤差がない場合には、Ｇ＝１、φ＝０であり、（４）式のＩdc(t)はそのまま理想的な同相信号として取り出すことができる。一方、（５）式のＱdc(t)から振幅誤差および位相誤差を除去した信号をＱcor(t)とすると、Ｇ＝１、φ＝０より、
【００２２】
したがって、φがφ≠ｎπ（rad）（ただし、ｎは０を含めた整数）の範囲で、Ｑcor(t)は、
【００２３】
すなわち振幅誤差Ｇおよび位相誤差φを求め、ＤＣオフセットを取り除いた信号に対して（９）式の演算を行うことにより、振幅誤差Ｇおよび位相誤差φを除去した理想的な直交信号を得ることができる。
【００２４】
次に、振幅誤差Ｇ、位相誤差φおよび定数ｋを求めるために、あらかじめ定めた信号をＩT(t)、ＱT(t)として直交変調器２４に入力する。
【００２５】
まず、ＩT(t)を１と０が交互に繰り返される周期信号とし、ＱT(t)を常時０とする。これを変調信号１（第１既知信号）とする。ＩT(t)＝１のとき、（４）式より加算器１７の出力Ｉdc(t)は、
【００２６】
次に、ＩT(t)を常時０とし、ＱT(t)を１と０が交互に繰り返される周期信号とする。これを変調信号２（第２既知信号）とする。ＱT(t)＝１のとき、（４）式よりＩdc(t)は、
【００２７】
（１１）式および（１３）式より、
【００２８】
次に、ＩT(t)およびＱT(t)を同じ１と０が交互に繰り返される周期信号とする。これを変調信号３（第３既知信号）とする。ＩT(t)＝０でかつＱT(t)＝１のとき、（４）式よりＩdc(t)は、
【００２９】
したがって、位相誤差αは、
【００３０】
次に同じ変調信号で得られる加算器１８の出力Ｑdc(t)に着目する。まず、変調信号１の場合に、ＩT(t)＝１のとき、（５）式よりＱdc(t)は、
【００３１】
次に、変調信号２の場合に、ＱT(t)＝１のとき、（５）式よりＱdc(t)は、
【００３２】
（２０）式および（２２）式より、
【００３３】
次に変調信号３の場合には、ＩT(t)＝１でかつＱT(t)＝１のとき、（５）式よりＱdc(t)は、
【００３４】
以上の（１０）式から（２７）式までの演算を２乗平均・演算回路１９で行い、さらに（９）式中のtanφおよびＧcosφを求め、位相・振幅補償回路２０中の乗算器２１および２２にそれぞれ係数として入力する。
【００３５】
この状態で受信信号入力端子１と直交復調器８の入力端子とをスイッチ７により接続することによって、受信信号に対してＤＣオフセット、振幅誤差および位相誤差を除去した理想的な直交信号を出力端子３に得ることができる。またＤＣオフセットを除去した理想的な同相信号は出力端子２に出力される。
【００３６】
本実施形態では受信していない時間を利用して定期的に直交復調器８の位相誤差、振幅誤差を検出することができるため、直交復調時に生じる位相誤差、振幅誤差を精度良く補償することが可能となる。
【００３７】
［第２の実施形態］
図２は第２の実施形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。図１と同一部分には同一符号を付与している。本実施形態では第１のローパスフィルタ１３の出力を第１のＡ／Ｄ変換器３１に入力し、第２のローパスフィルタ１４の出力を第２のＡ／Ｄ変換器３２に入力して、それぞれデジタル信号に変換した後に、平均値検出、２乗平均・演算、位相・振幅補償を行っている。これらをデジタル信号処理で行うことにより、精度良く動作させることができる。Ａ／Ｄ変換器は直交復調器８の前に置き、直交復調器をデジタル回路とする構成でも良い。
【００３８】
また、ミキサ９，１０には局部発振器１１の出力信号を同相で入力し、スイッチ７よりミキサ９，１０に入力される被変調信号に９０度移相器３３で９０度位相差を与えている。このように９０度位相の与え方は局部発振の出力信号であっても、被変調信号であっても直交復調器８の出力は同等であり、９０度位相器の振幅誤差、位相誤差を同じように補償できる。
【００３９】
［第３の実施形態］
図３は第３の実施形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。図１と同一部分には同一符号を付与している。本実施形態は直交変調器２４の出力信号の周波数と直交復調器８に入力される受信信号の周波数が異なる場合に有効な構成である。本実施形態ではスイッチ３０およびスイッチ７の間に周波数変換用の発振器３４およびミキサ３５を設けて、直交変調器２４の出力信号の周波数を、受信信号入力端子１より入力される信号の周波数に変換している。これにより第１の実施形態と同様に直交変調器２４の出力信号を直交復調器８の位相誤差、振幅誤差の検出に用いることができる。
【００４０】
［その他の実施形態］
なお、以上の第１〜第３の実施形態ではベースバンド同相出力信号を基準として、ベースバンド直交出力信号に対して位相誤差、振幅誤差を補償する処理を行ったが、ベースバンド直交出力信号を基準として、ベースバンド同相出力信号に対して同様に行うこともできる。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、直交復調時に生じる位相誤差、振幅誤差を精度良く補償することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。
【図２】 本発明の第２の実施形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。
【図３】 本発明の第３の実施形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。
【図４】 従来の直交復調器を示すブロック図である。
【符号の説明】
１：受信信号入力端子
２，３：復調信号出力端子
４，５：変調信号入力端子
６：送信信号出力端子
７，３０：スイッチ
８：直交復調器
９，１０：ミキサ
１１：局部発振器
１２：９０度移相器
１３，１４：ローパスフィルタ
１５，１６：平均値検出回路
１７，１８：加算器
１９：２乗平均・演算回路
２０：位相・振幅補償回路
２１，２２：乗算器
２３：加算器
２４：直交変調器
２５，２６：ミキサ
２７：局部発振器
２８：９０度移相器
２９：加算器
３１，３２：Ａ／Ｄ変換器
３３：９０度移相器
３４：発振器
３５：ミキサ
Claims (4)
- 被変調信号を入力してベースバンド信号を出力する直交復調器と、ベースバンド信号を入力して被変調信号を出力する直交変調器と、を備えた送受信装置における直交復調誤差補償方法であって、
前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の検出時には、既知の信号を前記直交変調器に与えて前記直交変調器から得られる出力信号を前記直交復調器に入力し、
前記直交復調器のベースバンド同相出力信号の平均値を第１ＤＣオフセットとして求めると共に、ベースバンド直交出力信号の平均値を第２ＤＣオフセットとして求めて、前記第１ＤＣオフセットを前記ベースバンド同相出力信号から差し引くと共に、前記第２ＤＣオフセットを前記ベースバンド直交出力信号から差し引き、
複数の既知の信号を前記直交復調器に入力したときの、前記第１ＤＣオフセットが差し引かれたそれぞれのベースバンド同相出力信号および前記第２ＤＣオフセットが差し引かれたそれぞれのベースバンド直交出力信号をそれぞれ２乗した上で平均して得たそれぞれの２乗平均値から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する係数を求め、
通常信号受信時には、前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記第１ＤＣオフセットを差し引くと共に、ベースバンド直交出力信号から前記第２ＤＣオフセットを差し引き、
前記第１ＤＣオフセットが差し引かれたベースバンド同相出力信号又は前記第２ＤＣオフセットが差し引かれたベースバンド直交出力信号に対して、前記係数により前記位相誤差および前記振幅誤差の補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法。 - 請求項１に記載の直交復調誤差補償方法において、
前記直交変調器に入力すべき前記既知の信号として、ベースバンド同相信号が１と０が交互に繰り返される周期信号でかつベースバンド直交信号が常時０である第１既知信号と、ベースバンド同相信号が常時０でかつベースバンド直交信号が１と０が交互に繰り返される周期信号である第２既知信号と、ベースバンド同相信号およびベースバンド直交信号が同じ１と０が交互に繰り返される周期信号である第３既知信号とを用意し、
前記直交復調器に１と０が交互に繰り返される周期信号をベースバンド信号として与えて得られるベースバンド同相出力信号およびベースバンド直交出力信号をそれぞれ前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で平均してベースバンド同相平均値δIとベースバンド直交平均値δQを求め、
前記第１既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値δIを差し引き、この差し引いた値を前記第１既知信号のうちの周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第１ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc1(t)を求め、
前記第２既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値δIを差し引き、この差し引いた値を前記第２既知信号のうちの周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第２ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc2(t)を求め、
前記第１ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc1(t)と前記第２ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc2(t)を加算して定数ｋを求め、
前記第３既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値δIを差し引き、この差し引いた値を前記第３既知信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第３ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc3(t)を求め、
該第３ベースバンド同相２乗平均値ＰＩdc3(t)と前記定数ｋから被変調信号の搬送波と局部発振器との位相差αを求め、
前記第１既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記第１既知信号のうちの周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第１ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc1(t)を求め、
前記第２既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記第２既知信号のうちの周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第２ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc2(t)を求め、
前記第１ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc1(t)と前記第２ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc2(t)を加算した値と前記定数ｋから前記直交復調器の振幅誤差Ｇを求め、
前記第３既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δQを差し引き、この差し引いた値を前記第３既知の信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第３ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc3(t)を求め、
該第３ベースバンド直交２乗平均値ＰＱdc3(t)、前記定数ｋおよび前記位相差αから前記直交復調器の位相誤差φを求め、
この位相誤差φおよび前記振幅誤差Ｇを補償する係数を求めることを特徴とする直交復調誤差補償方法。 - 請求項１又は２に記載の直交復調誤差補償方法において、
前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の検出時には、前記直交変調器に前記既知の信号を与えて得られる出力信号を、前記直交復調器に入力される受信信号と同じ周波数に周波数変換して、前記直交復調器に入力するようにしたことを特徴とする直交復調誤差補償方法。 - 被変調信号を入力してベースバンド信号を出力する直交復調器と、ベースバンド信号を入力して被変調信号を出力する直交変調器と、を備えた送受信装置における直交復調誤差補正回路であって、
前記直交復調器の既知のベースバンド同相出力信号の平均値を第１ＤＣオフセットとして検出する第１平均値検出回路と、
前記直交復調器の既知のベースバンド直交出力信号の平均値を第２ＤＣオフセットとして検出する第２平均値検出回路と、
前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記第１ＤＣオフセットを差し引く第１加算器と、
前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記第２ＤＣオフセットを差し引く第２加算器と、
前記直交復調器に複数の既知の信号を入力したとき、前記第１加算器から出力するそれぞれのベースバンド同相出力信号のそれぞれの２乗平均値と前記第２の加算器から出力するそれぞれのベースバンド直交出力信号のそれぞれの２乗平均値から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する係数を求める２乗平均・演算回路と、
該２乗平均・演算回路で得られた前記係数により、通常信号受信時に前記第１加算器から出力するベースバンド同相出力信号又は第２加算器から出力するベースバンド直交信号に対して、前記振幅誤差および前記位相誤差を除去する位相・振幅補償回路と、
を具備することを特徴とする直交復調誤差補償回路。
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