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JP3956980B2 - Electro-optical device and electronic apparatus - Google Patents

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JP3956980B2 JP2005208392A JP2005208392A JP3956980B2 JP 3956980 B2 JP3956980 B2 JP 3956980B2 JP 2005208392 A JP2005208392 A JP 2005208392A JP 2005208392 A JP2005208392 A JP 2005208392A JP 3956980 B2 JP3956980 B2 JP 3956980B2
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Description

本発明は、電気光学装置及び電子機器に関する。   The present invention relates to an electro-optical device and an electronic apparatus.

例えば、アクティブマトリックス方式のTFT(Thin Film Transistor)型液晶装置において、RGBデータはデータ線駆動回路でアナログ変換されて、液晶パネル内のデータ線にデータ信号電圧として供給される。電圧供給源でもあるデータ線駆動回路からデータ線の各々に供給されるデータ信号電圧は、選択された走査線に対応する各画素を充電する。このとき、特に大画面の液晶装置では、1フレーム期間内においてデータ線駆動回路に近い方から走査線が選択される場合、フレーム期間の最後になるほど、データ線駆動回路から、充電すべき画素までの距離が遠くなる。
特開平8−30240号公報 特開平10−111673号公報 特開平10−268842号公報 特開昭62−217225号公報 特開平7−318898号公報 特開平5−119748号公報 特開平5−173504号公報 特開平4−181213号公報
For example, in an active matrix TFT (Thin Film Transistor) type liquid crystal device, RGB data is analog-converted by a data line driving circuit and supplied as a data signal voltage to a data line in the liquid crystal panel. A data signal voltage supplied to each data line from the data line driving circuit, which is also a voltage supply source, charges each pixel corresponding to the selected scanning line. At this time, particularly in a large-screen liquid crystal device, when a scanning line is selected from the side closer to the data line driving circuit within one frame period, the data line driving circuit reaches the pixel to be charged toward the end of the frame period. The distance of becomes far.
JP-A-8-30240 JP-A-10-111673 JP-A-10-268842 JP 62-217225 A JP 7-318898 A JP-A-5-119748 JP-A-5-173504 JP-A-4-181213

上述の液晶装置では、データ信号電圧がデータ線に供給される際、特に液晶パネルが大画面になるほど、配線抵抗・配線容量が大きくなり、配線遅延による影響が大きくなる。   In the above-described liquid crystal device, when the data signal voltage is supplied to the data line, the wiring resistance / wiring capacitance increases and the influence of the wiring delay increases especially as the liquid crystal panel has a larger screen.

この配線遅延を簡単にモデル化したT型またはπ型モデルを図21に示す。図21(a)は、液晶装置のデータ線駆動回路に相当する電圧供給源300と、寄生抵抗R1〜R3を有するデータ線に相当するラインLと、データ線および画素の寄生容量C1〜C3とを有して構成されている。 FIG. 21 shows a T-type or π-type model in which this wiring delay is simply modeled. FIG. 21A shows a voltage supply source 300 corresponding to a data line driving circuit of a liquid crystal device, a line L corresponding to a data line having parasitic resistances R1 to R3, and parasitic capacitances C 1 to C of the data lines and pixels. 3 .

図21(b)は、電圧供給源300からラインLに電圧が供給されたとき、点P1〜P3の各点に接続されたそれぞれの容量C1〜C3が充電される経時変化を示している。点P1における容量C1は、電圧供給源300から距離が最も近いため、急速に充電されている。このため、所定期間t1〜t2の間の時点taで、必要電圧V1に達することができる。これに比べ、点P3における容量C3は、電圧供給源300から最も距離が遠いため、緩やかな勾配の充電特性を示す。このために、所定期間t1〜t2の間では、必要電圧V1に達することができず、時点tcにおいて、ようやく必要電圧V1に達するようになる。 FIG. 21 (b), when a voltage is supplied to the line L from the voltage source 300, the time course of each of the capacitance C 1 -C 3 connected to each point of the point P 1 to P 3 are charged Show. The capacitor C 1 at the point P 1 is rapidly charged because the distance from the voltage supply source 300 is the shortest. For this reason, the necessary voltage V 1 can be reached at a time point t a between the predetermined periods t 1 and t 2 . In comparison, the capacitor C 3 at the point P 3 is farthest from the voltage supply source 300, and thus exhibits a charging characteristic with a gentle gradient. For this reason, the required voltage V 1 cannot be reached during the predetermined period t 1 to t 2 , and finally reaches the required voltage V 1 at time t c .

液晶装置にも上述のモデルを当てはめることができ、従来、選択された画素を所定期間内で、所定の電圧までに充電できないといった課題があった。   The above-described model can be applied to a liquid crystal device, and there has been a problem that a selected pixel cannot be charged to a predetermined voltage within a predetermined period.

本発明では、このような課題に鑑みてなされ、その目的とするところは、選択された画素を所定時間内で所定電圧まで充電することができる電気光学装置及び電子機器を提供することにある。   The present invention has been made in view of such problems, and an object thereof is to provide an electro-optical device and an electronic apparatus that can charge a selected pixel to a predetermined voltage within a predetermined time.

上記課題を解決するために、本発明の一態様は、複数の走査線と複数のデータ線との交点に対応して形成され、電気光学物質から成る画素の各々に電圧を供給して、所定の充電期間内に前記画素を所定の電圧まで充電する電気光学装置であって、前記複数の走査線のうちの1つを選択する走査信号を前記複数の走査線に順次供給する走査線駆動手段と、前記複数のデータ線の各々の一端からデータ信号を供給する第1のデータ線駆動手段と、前記複数のデータ線の各々の他端からデータ信号を供給する第2のデータ線駆動手段と、前記第1のデータ線駆動手段でデータ線の各々にデータ信号が供給されるのと同期して、前記第2のデータ線駆動手段からデータ線の各々にデータ信号を供給する手段と、を有し、前記第2のデータ線駆動手段から供給されるデータ信号は、前記第1のデータ線駆動手段から供給されるデータ信号と比して階調表示精度が低く設定されていることを特徴とする。   In order to solve the above-described problem, according to one embodiment of the present invention, a voltage is supplied to each pixel formed of an electro-optical material and corresponding to intersections of a plurality of scanning lines and a plurality of data lines, An electro-optical device that charges the pixel to a predetermined voltage within a charging period of the scanning line driving unit that sequentially supplies a scanning signal for selecting one of the plurality of scanning lines to the plurality of scanning lines. First data line driving means for supplying a data signal from one end of each of the plurality of data lines; and second data line driving means for supplying a data signal from the other end of each of the plurality of data lines; Means for supplying a data signal to each of the data lines from the second data line driving means in synchronization with a data signal being supplied to each of the data lines by the first data line driving means; And having the second data line driving means Data signal is supplied, characterized in that said gradation display accuracy than the data signal supplied from the first data line driving means is set low.

本発明の一態様によれば、電気光学パネルの各データ線の両端からデータ信号電圧を供給することができ、寄生抵抗,寄生容量などに起因して選択期間内に画素を十分に充電できないといった問題を解決できる。   According to one embodiment of the present invention, a data signal voltage can be supplied from both ends of each data line of an electro-optical panel, and a pixel cannot be sufficiently charged within a selection period due to parasitic resistance, parasitic capacitance, or the like. Can solve the problem.

また、本発明の他の態様は、複数の走査線と複数のデータ線との交点に対応して形成され、電気光学物質から成る画素の各々に電圧を供給して、所定の充電期間内に前記画素を所定の電圧まで充電する電気光学装置であって、前記複数の走査線のうちの1つを選択する走査信号を前記複数の走査線に順次供給する走査線駆動手段と、前記複数のデータ線の各々の一端からデータ信号を供給する第1のデータ線駆動手段と、前記複数のデータ線の各々の他端からデータ信号を供給する第2のデータ線駆動手段と、前記走査線駆動手段で選択される走査線と、データ信号を供給する前記第1のデータ線駆動手段との距離に基づいて、前記第2のデータ線駆動手段からデータ線の各々にデータ信号を供給する手段と、を有し、前記第2のデータ線駆動手段から供給されるデータ信号は、前記第1のデータ線駆動手段から供給されるデータ信号と比して階調表示精度が低く設定されていることを特徴とする。   According to another aspect of the present invention, a voltage is supplied to each pixel formed of an electro-optical material and corresponding to the intersections of a plurality of scanning lines and a plurality of data lines, and is supplied within a predetermined charging period. An electro-optical device for charging the pixels to a predetermined voltage, the scanning line driving unit sequentially supplying a scanning signal for selecting one of the plurality of scanning lines to the plurality of scanning lines; A first data line driving means for supplying a data signal from one end of each of the data lines; a second data line driving means for supplying a data signal from the other end of each of the plurality of data lines; and the scanning line driving. Means for supplying a data signal from the second data line driving means to each of the data lines based on the distance between the scanning line selected by the means and the first data line driving means for supplying the data signal; The second data line drive Data signal supplied from the means is characterized in that said gradation display accuracy than the data signal supplied from the first data line driving means is set low.

本発明の他の態様によれば、電圧供給源である第1のデータ線駆動手段と、選択された各画素との距離が近い場合は、第1のデータ線駆動手段のみ駆動し、距離が遠くなる場合には、第2のデータ線駆動手段を併用して駆動させることができる。このようすれば、必要な時に第2のデータ線駆動手段を駆動させればよく、寄生抵抗,寄生容量などに起因して選択期間内に画素を十分に充電できないといった問題を解決できるとともに、消費電力を低減できる。   According to another aspect of the present invention, when the distance between the first data line driving unit that is a voltage supply source and each selected pixel is short, only the first data line driving unit is driven, and the distance is When the distance is long, the second data line driving means can be used in combination. In this way, the second data line driving means only needs to be driven when necessary, which can solve the problem that the pixel cannot be sufficiently charged within the selection period due to parasitic resistance, parasitic capacitance, etc. Electric power can be reduced.

さらに、本発明の一態様及び他の態様では、前記第2のデータ線駆動手段から供給されるデータ信号は、前記第1のデータ線駆動手段から供給されるデータ信号と比して階調表示精度が低く設定されていてもよい。この場合、第2のデータ線駆動手段は粗い階調表示のみを行ない、詳細な階調表示は第1のデータ線駆動手段が行なう。この第2のデータ線駆動手段のみでも、選択された画素が近ければ、急速に充電することができる。   Further, in one aspect and another aspect of the present invention, the data signal supplied from the second data line driving unit is displayed in gray scale as compared with the data signal supplied from the first data line driving unit. The accuracy may be set low. In this case, the second data line driving means performs only coarse gradation display, and the detailed gradation display is performed by the first data line driving means. Even with this second data line driving means alone, if the selected pixel is close, it can be rapidly charged.

また、本発明に係る電気光学装置を電子機器に適用することができる。   In addition, the electro-optical device according to the invention can be applied to an electronic apparatus.

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

(第1の実施形態)
図1は、本発明の第1の実施形態に係るTFT型液晶装置のブロック図を示している。
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram of a TFT liquid crystal device according to the first embodiment of the present invention.

この液晶装置は、液晶パネル10、信号制御回路部12、階調電圧回路部14、電源回路部16、ライン駆動回路20、データ線駆動回路22および変圧回路24などから構成されている。   The liquid crystal device includes a liquid crystal panel 10, a signal control circuit unit 12, a gradation voltage circuit unit 14, a power supply circuit unit 16, a line driving circuit 20, a data line driving circuit 22, a transformer circuit 24, and the like.

ここで、液晶パネル10内に形成された画素をM(1,1)〜M(m,n)で定義する。ライン駆動回路20で駆動されるラインの総称はY、データ線駆動回路で駆動されるデータ線の総称はXで表す。このうち、ある特定のラインを指定する場合はY1、Y2、…、Yn、ある特定のデータ線を指定する場合はX1、X2、…、Xmのようにそれぞれ表記する。なお、m,nは自然数である。 Here, the pixels formed in the liquid crystal panel 10 are defined by M (1,1) to M (m, n). The generic term for the lines driven by the line driving circuit 20 is Y, and the generic term for the data lines driven by the data line driving circuit is X. Of these, Y 1 , Y 2 ,..., Yn are designated when a specific line is designated, and X 1 , X 2 ,..., Xm are designated when a specific data line is designated. Note that m and n are natural numbers.

液晶パネル10は、(m×n)個(例えば、本実施形態では、m=800,n=600として説明する)の画素から構成されている。液晶パネル10内の、ある1画素M(1,1)においては、薄膜トランジスタ素子(TFT素子)30のソースにはデータ線X1が、ゲートにはラインY1がそれぞれ接続されている。データ線X1〜Xmはデータ線駆動回路22及び変圧回路24で、ラインY1〜Ynはライン駆動回路20でそれぞれ駆動される。TFT素子30のドレインには、画素電極32が設けられている。この画素電極32を一端として、容量34に蓄えられている電圧が液晶層に印加される。なお、容量34は、液晶層に印加される画素容量と、電圧を保持するための保持容量とから構成されている。また、図示しないが、通常、液晶層を介して画素電極32と対向する対向電極が設けられている。 The liquid crystal panel 10 is composed of (m × n) pixels (for example, in the present embodiment, described as m = 800, n = 600). In the liquid crystal panel 10, in a certain pixel M (1, 1) is the source of the thin-film transistor element (TFT element) 30 is the data line X 1 is, lines Y 1 to the gate are connected. The data lines X 1 to Xm are driven by the data line driving circuit 22 and the transformer circuit 24, and the lines Y 1 to Yn are driven by the line driving circuit 20, respectively. A pixel electrode 32 is provided at the drain of the TFT element 30. With the pixel electrode 32 as one end, the voltage stored in the capacitor 34 is applied to the liquid crystal layer. The capacitor 34 includes a pixel capacitor applied to the liquid crystal layer and a holding capacitor for holding a voltage. Although not shown, a counter electrode facing the pixel electrode 32 is usually provided through a liquid crystal layer.

液晶パネル10内には、上述のような画素M(1,1)と同じ構成を有する(m×n)個の画素が形成されている。   In the liquid crystal panel 10, (m × n) pixels having the same configuration as the pixel M (1, 1) as described above are formed.

図1の液晶装置には、外部から電源、データ信号および同期信号が供給される。   The liquid crystal device of FIG. 1 is supplied with a power supply, a data signal, and a synchronization signal from the outside.

信号制御回路部12は、データ信号Da、クロック信号CLK1および水平同期信号Hsyncをデータ線駆動回路22に供給する。データ線駆動回路22は、例えば、各8ビットからなるRGB信号であるデータ信号Daを、クロック信号CLK1のタイミングでラッチする。この1ライン分のデータ信号Daがラッチされた後に、水平同期信号Hsyncがデータ線駆動回路22に供給される。この水平同期信号Hsyncに基づいて、ラッチされた1ライン分のデータ信号Daがアナログ信号変換され、次いで、インピーダンス変換されて、データ線Xにデータ信号電圧Vdとして供給される。   The signal control circuit unit 12 supplies the data signal Da, the clock signal CLK 1, and the horizontal synchronization signal Hsync to the data line driving circuit 22. For example, the data line driving circuit 22 latches the data signal Da, which is an RGB signal composed of 8 bits, at the timing of the clock signal CLK1. After the data signal Da for one line is latched, the horizontal synchronization signal Hsync is supplied to the data line driving circuit 22. Based on the horizontal synchronization signal Hsync, the latched data signal Da for one line is converted into an analog signal, then impedance-converted, and supplied to the data line X as the data signal voltage Vd.

また、信号制御回路部12は、クロック信号CLK2および垂直同期信号Vsyncをライン駆動回路20に供給する。ライン駆動回路20は、クロック信号CLK2のタイミングで、順次、選択するラインYを切換える。ある特定のラインYが選択された期間に、そのラインYに接続されたTFT素子30のゲートをオンさせる電圧Vgが印加される。このゲートがオンされるのと同期して、データ線駆動回路22から出力されたデータ信号電圧Vdが、データ線Xに供給される。液晶パネル10(画面)の全てのラインYが走査された1フレーム期間後に、垂直同期信号Vsyncがライン駆動回路20に供給されることで、再び先頭からラインYが走査される。 Further, the signal control circuit unit 12 supplies the clock signal CLK 2 and the vertical synchronization signal Vsync to the line driving circuit 20. The line driving circuit 20 sequentially switches the line Y to be selected at the timing of the clock signal CLK2. During a period when a specific line Y is selected, a voltage V g that turns on the gate of the TFT element 30 connected to the line Y is applied. In synchronization with the turning on of the gate, the data signal voltage Vd output from the data line driving circuit 22 is supplied to the data line X. After one frame period in which all the lines Y of the liquid crystal panel 10 (screen) are scanned, the vertical synchronization signal Vsync is supplied to the line driving circuit 20, whereby the line Y is scanned again from the head.

電源回路部16は、階調電圧回路部14、ライン駆動回路20、データ線駆動回路22および変圧回路24などに電源を供給する。   The power supply circuit unit 16 supplies power to the gradation voltage circuit unit 14, the line drive circuit 20, the data line drive circuit 22, the transformer circuit 24, and the like.

次に、変圧回路24について図2および図3を用いて、以下に説明する。   Next, the transformer circuit 24 will be described below with reference to FIGS.

図2(a)は、データ線駆動回路22の内部回路であるボルテージフォロワ142から供給されたデータ信号電圧Vdが、変圧回路24を介して、データ線Xに供給される図を示している。   FIG. 2A shows a diagram in which the data signal voltage Vd supplied from the voltage follower 142 that is an internal circuit of the data line driving circuit 22 is supplied to the data line X through the transformer circuit 24.

この変圧回路24は、電圧生成回路130、加算回路140およびスイッチング素子144を有して構成されている。   The transformer circuit 24 includes a voltage generation circuit 130, an addition circuit 140, and a switching element 144.

加算回路140は、入力電圧の和を反転出力する回路であり、リニアな充電特性を有する容量134と、データ線駆動回路22から供給されるもとのデータ信号電圧Vdとを重畳させる。なお、この容量134の電圧が重畳される期間は、スイッチング素子144の開閉により制御される。   The adder circuit 140 is a circuit that inverts and outputs the sum of input voltages, and superimposes the capacitor 134 having a linear charging characteristic and the original data signal voltage Vd supplied from the data line driving circuit 22. Note that the period during which the voltage of the capacitor 134 is superimposed is controlled by opening and closing the switching element 144.

電圧生成回路130は、図2(a)に示すように、定電流回路132、容量134およびスイッチング素子136などを有して構成されている。定電流回路132とスイッチング素子144とが、ボルテージフォロワ138を介して、直列に接続されている。さらに、ノードA1を一端として、容量134とスイッチング素子136とが並列に接続されている。この容量134とスイッチング素子136とは他端がともに接地されている。スイッチング素子136に供給される信号φW1は、フレーム期間毎に供給される垂直同期信号Vsyncと同期して供給される。 As shown in FIG. 2A, the voltage generation circuit 130 includes a constant current circuit 132, a capacitor 134, a switching element 136, and the like. The constant current circuit 132 and the switching element 144 are connected in series via the voltage follower 138. Further, the capacitor 134 and the switching element 136 are connected in parallel with the node A 1 as one end. The other end of the capacitor 134 and the switching element 136 are both grounded. The signal φ W1 supplied to the switching element 136 is supplied in synchronization with the vertical synchronization signal Vsync supplied every frame period.

この電圧生成回路130のタイミングチャートを図2(b)に示す。   A timing chart of the voltage generation circuit 130 is shown in FIG.

フレーム期間fに対応する信号である垂直同期信号Vsyncに基いて供給される信号φW1により、スイッチング素子136は閉じ、容量134に蓄積された電荷は放電される。この後に、スイッチング素子136は開き、容量134は波形CW1に示すように、定電流回路52により時間に比例して徐々に充電される。このように、容量134は、1フレーム期間fの間にリニアに、電圧0から電圧VW1にまで充電される充電特性を示す。 The switching element 136 is closed by the signal φ W1 supplied based on the vertical synchronization signal Vsync which is a signal corresponding to the frame period f, and the charge accumulated in the capacitor 134 is discharged. Thereafter, the switching element 136 is opened, and the capacitor 134 is gradually charged in proportion to the time by the constant current circuit 52 as shown by the waveform C W1 . Thus, the capacitor 134 exhibits a charging characteristic that is charged linearly from the voltage 0 to the voltage V W1 during one frame period f.

スイッチング素子144は、例えば、Pチャネル型MOSトランジスタで構成され、その開閉は図3に示すような計測回路150によって制御される。   The switching element 144 is constituted by, for example, a P-channel MOS transistor, and its opening / closing is controlled by a measurement circuit 150 as shown in FIG.

計測回路150は、図3(a)に示すように、定電流回路152、容量154、スイッチング素子156およびバッファ回路158などを有して構成されている。この計測回路150では、定電流回路152とバッファ回路158は直列に接続されている。さらに、この中間点におけるノードA2を一端として、容量154とスイッチング素子156とが並列に接続されている。この容量154とスイッチング素子156とは他端がともに接地されている。スイッチング素子156に供給される信号φS1は、選択期間毎に計測回路150に供給される水平同期信号Hsyncと同期して供給される。 As shown in FIG. 3A, the measurement circuit 150 includes a constant current circuit 152, a capacitor 154, a switching element 156, a buffer circuit 158, and the like. In the measurement circuit 150, the constant current circuit 152 and the buffer circuit 158 are connected in series. Further, the capacitor 154 and the switching element 156 are connected in parallel with the node A 2 at the intermediate point as one end. The other ends of the capacitor 154 and the switching element 156 are grounded. The signal φ S1 supplied to the switching element 156 is supplied in synchronization with the horizontal synchronization signal Hsync supplied to the measurement circuit 150 for each selection period.

この計測回路150のタイミングチャートを図3(b)に示す。   A timing chart of the measurement circuit 150 is shown in FIG.

各選択期間Hn(1≦n≦600)に対応する信号である水平同期信号Hsyncに基いて供給される信号φS1により、スイッチング素子156は閉じ、容量154に蓄積された電荷は放電される。同時に、バッファ回路158からは「L」レベルの信号φS2が出力される。この後に、スイッチング素子156は開き、容量154は波形CS1に示すように、定電流回路152により時間に比例して徐々に充電される。これと同時に、ある時点tSにおいて、バッファ回路158からは「H」レベルの信号φS2が出力される。 The switching element 156 is closed by the signal φ S1 supplied based on the horizontal synchronization signal Hsync that is a signal corresponding to each selection period Hn (1 ≦ n ≦ 600), and the electric charge accumulated in the capacitor 154 is discharged. At the same time, the buffer circuit 158 outputs an “L” level signal φ S2 . Thereafter, the switching element 156 is opened, and the capacitor 154 is gradually charged in proportion to time by the constant current circuit 152 as shown by the waveform C S1 . At the same time, at a certain time point t S , the buffer circuit 158 outputs an “H” level signal φ S2 .

したがって、図3(b)に示す選択期間H1内の期間tS1〜tSでは、スイッチング素子144がオンし、変圧回路24内の電圧生成回路130から供給された電圧は、計測回路150の制御により加算回路140に供給される。そして、昇圧されたデータ信号電圧Vaddがデータ線Xに供給される。一方、期間tS〜tS2の期間では、スイッチング素子144がオフし、電圧生成回路130で昇圧された電圧が加算回路140へ供給されず、もとのデータ信号電圧Vdがデータ線Xに供給される。 Therefore, in the period t S1 ~t S in the selection period H 1 shown in FIG. 3 (b), the switching element 144 is turned on, the voltage supplied from the voltage generating circuit 130 of the transformer circuit 24, the measuring circuit 150 The signal is supplied to the adding circuit 140 by control. Then, the boosted data signal voltage V add is supplied to the data line X. On the other hand, in the period t S to t S2 , the switching element 144 is turned off, the voltage boosted by the voltage generation circuit 130 is not supplied to the addition circuit 140, and the original data signal voltage Vd is supplied to the data line X. Is done.

また、図4には、このようにして、もとのデータ信号電圧Vdを昇圧したデータ信号電圧Vaddが変圧回路24によって生成されるときのタイミングチャートを示す。なお以下に示す図4〜図6において、この液晶装置は、1ドット毎に位相を反転し駆動される、ドット反転方式で駆動されている。 Further, in FIG. 4, in this way, shows a timing chart when the data signal voltage V the add obtained by boosting the original data signal voltage Vd is generated by a transformer circuit 24. 4 to 6 described below, this liquid crystal device is driven by a dot inversion method in which the phase is inverted and driven for each dot.

図4において、昇圧されたデータ信号電圧Vaddは、各選択期間H1〜Hn内のそれぞれで出力信号φS2が「H」レベルの電圧を出力するタイミングで、容量134の電圧CW1をデータ信号電圧Vdに重畳させる形で生成される。このようにすることで、電圧供給源であるデータ線駆動回路22と、選択された各画素との距離が遠くなるに従い、データ信号電圧Vdに高い電圧を重畳させることが可能となる。 In FIG. 4, the boosted data signal voltage V add is obtained by using the voltage C W1 of the capacitor 134 as the data at the timing when the output signal φ S2 outputs the “H” level voltage in each of the selection periods H 1 to Hn. It is generated so as to be superimposed on the signal voltage Vd. By doing so, it becomes possible to superimpose a high voltage on the data signal voltage Vd as the distance between the data line driving circuit 22 as a voltage supply source and each selected pixel increases.

また変形例として図5、図6には、電圧CW1レベルを適当な回路を構成し、任意の関数で変換して、もとのデータ信号電圧Vdにこの電圧CW1の変換後の電圧を重畳させたときのタイミングチャートを示す。 Further, as a modification, FIGS. 5 and 6 show that the voltage C W1 level is configured as an appropriate circuit, converted by an arbitrary function, and the converted voltage C W1 is converted into the original data signal voltage Vd. The timing chart when superimposing is shown.

図5において、昇圧されたデータ信号電圧Vaddは、上述の図4と同様な昇圧タイミングで、図2に示す容量134の電圧CW1レベルをもとに発生させたCW1×CW1に相当する電圧がさらにデータ信号電圧Vdに重畳された形で生成される。このようにすることでも、もとのデータ信号電圧Vdを昇圧する昇圧期間に、より高い電圧を重畳させることが可能となる。 In FIG. 5, the boosted data signal voltage V add corresponds to C W1 × C W1 generated based on the voltage C W1 level of the capacitor 134 shown in FIG. 2 at the same boost timing as in FIG. The voltage to be generated is further superimposed on the data signal voltage Vd. This also makes it possible to superimpose a higher voltage in the boosting period in which the original data signal voltage Vd is boosted.

また図6において、昇圧されたデータ信号電圧Vaddは、上述の図4と同様な昇圧タイミングで、図2に示す容量134の電圧CW1に、もとのデータ信号電圧Vdレベルを対応させ重畳させた形で生成される。ここでは、CW1×Vdに相当する電圧がデータ信号電圧Vdに重畳される。このようにすることで、もとの各データ信号電圧Vdに一律に同じ電圧レベルを重畳させるのではなく、もとのデータ信号電圧Vdに対応して昇圧された電圧レベルを重畳させることが可能になる。 In FIG. 6, the boosted data signal voltage V add is superimposed on the voltage C W1 of the capacitor 134 shown in FIG. 2 in correspondence with the original data signal voltage Vd level at the same boost timing as in FIG. It is generated in the form. Here, a voltage corresponding to C W1 × Vd is superimposed on the data signal voltage Vd. By doing so, it is possible to superimpose the voltage level boosted corresponding to the original data signal voltage Vd, instead of superimposing the same voltage level uniformly on each original data signal voltage Vd. become.

また、図7および図8には、変形例として、データ線駆動回路22内に変圧回路を設けた場合の回路図を示している。   7 and 8 show circuit diagrams in the case where a transformer circuit is provided in the data line driving circuit 22 as a modification.

図7の変圧回路200では、データ線Xにデータ信号電圧Vdを供給する供給線上に、スイッチング素子202〜208および容量210が設けられている。スイッチング素子202、208はクロックパルスθによって、スイッチング素子204、206はクロックパルス/θによってそれぞれ開閉が制御される。クロックパルス/θはクロックパルスθの逆論理を示す信号である。また、クロックパルスθは、前述の出力信号φS2に基づいて供給される。このような構成としても、電圧生成回路130により充電された容量210を、もとのデータ信号電圧Vdに重畳できる。 In the transformer circuit 200 of FIG. 7, switching elements 202 to 208 and a capacitor 210 are provided on the supply line that supplies the data signal voltage Vd to the data line X. The switching elements 202 and 208 are controlled to be opened and closed by the clock pulse θ, and the switching elements 204 and 206 are controlled by the clock pulse / θ. The clock pulse / θ is a signal indicating the inverse logic of the clock pulse θ. The clock pulse θ is supplied based on the output signal φ S2 described above. Even with such a configuration, the capacitor 210 charged by the voltage generation circuit 130 can be superimposed on the original data signal voltage Vd.

また、図8の変圧回路220では、スイッチング素子222、224により構成されるカレントミラー回路が設けられている。前述の出力信号φS2に基づいて、スイッチング素子144がオンすることで、電圧生成回路130により生成された電圧を、もとのデータ信号電圧に重畳できる。 Further, in the transformer circuit 220 of FIG. 8, a current mirror circuit configured by the switching elements 222 and 224 is provided. When the switching element 144 is turned on based on the output signal φ S2 described above, the voltage generated by the voltage generation circuit 130 can be superimposed on the original data signal voltage.

なお、変圧回路24において、電圧生成回路130、計測回路150等の時定数τを変えることで、容量134および容量154の充電特性を変化させることができる。   In the transformer circuit 24, the charging characteristics of the capacitor 134 and the capacitor 154 can be changed by changing the time constant τ of the voltage generation circuit 130, the measurement circuit 150, and the like.

また、図3における計測回路150のバッファ回路158を構成するスイッチング素子のしきい値電圧Vthのそれぞれを変化させ、「H」および「L」レベルの出力のタイミングを変化させてもよい。例えば、バッファ回路158は、図18(a)に示すように、2個のインバータ回路100,101が直列に接続されている。インバータ回路100は、Nチャネル型MOSトランジスタ110とPチャネル型MOSトランジスタ111とから構成されている。インバータ回路101は、Nチャネル型MOSトランジスタ112とPチャネル型MOSトランジスタ113とから構成されている。図18(b)は例えば、インバータ100の断面図を示している。バッファ回路158がオンするまでの時間を変化させるには、例えば、インバータ100のp型ウェル104の濃度、または、n型ウェル105の濃度を変化させる。一例として、インバータ100,101のN型MOSトランジスタ110および112のどちらか一方または両方のn型拡散層104の濃度をより高くすることで、しきい値電圧を低く設定できる。これにより、バッファ回路158を速やかにオンさせることができる。したがって、変圧回路24で、もとのデータ信号電圧Vdを昇圧するための期間を短くすることができる。 In addition, the threshold voltage Vth of the switching elements constituting the buffer circuit 158 of the measurement circuit 150 in FIG. 3 may be changed to change the output timing of the “H” and “L” levels. For example, as shown in FIG. 18A, the buffer circuit 158 has two inverter circuits 100 and 101 connected in series. The inverter circuit 100 includes an N channel type MOS transistor 110 and a P channel type MOS transistor 111. The inverter circuit 101 includes an N channel type MOS transistor 112 and a P channel type MOS transistor 113. FIG. 18B shows a cross-sectional view of the inverter 100, for example. In order to change the time until the buffer circuit 158 is turned on, for example, the concentration of the p-type well 104 or the concentration of the n-type well 105 of the inverter 100 is changed. As an example, the threshold voltage can be set lower by increasing the concentration of the n-type diffusion layer 104 of one or both of the N-type MOS transistors 110 and 112 of the inverters 100 and 101. Thereby, the buffer circuit 158 can be quickly turned on. Therefore, the period for boosting the original data signal voltage Vd in the transformer circuit 24 can be shortened.

また、インバータ100を構成するNチャネル型MOSトランジスタ110,112およびPチャネル型MOSトランジスタ111,113のそれぞれのゲート長やチャネル幅などを変更することで、しきい値電圧を変化させてもよい。   Further, the threshold voltage may be changed by changing the gate length or channel width of each of the N-channel MOS transistors 110 and 112 and the P-channel MOS transistors 111 and 113 constituting the inverter 100.

このように、時定数τおよびスイッチング素子自体の性能を変えることで、液晶パネル10を最適に動作するように調整することができるようになる。   In this way, the liquid crystal panel 10 can be adjusted to operate optimally by changing the time constant τ and the performance of the switching element itself.

本実施の形態では、1フレーム期間内で、走査されるラインに対応した各画素に供給されるデータ信号電圧Vdを、変圧回路により変圧する。このとき、選択された各画素とデータ線駆動回路との距離に基いて、その選択期間内のある一定期間内に、昇圧した高い電圧をデータ線Xに供給する。これにより、寄生抵抗,寄生容量などに起因して選択期間内に画素を十分に充電できないといった問題を解決できる。   In this embodiment, the data signal voltage Vd supplied to each pixel corresponding to the scanned line is transformed by a transformer circuit within one frame period. At this time, a boosted high voltage is supplied to the data line X within a certain period within the selection period based on the distance between each selected pixel and the data line driving circuit. This can solve the problem that the pixel cannot be charged sufficiently within the selection period due to parasitic resistance, parasitic capacitance, and the like.

(第2の実施形態)
図9は、第2の実施形態に係るTFT型液晶装置のブロック図を示している。
(Second Embodiment)
FIG. 9 is a block diagram of a TFT liquid crystal device according to the second embodiment.

この液晶装置は、液晶パネル10、信号制御回路部12、階調電圧回路部14、電源回路部16、ライン駆動回路20、データ線駆動回路22、変圧回路25およびカウンタ26から構成されている。   The liquid crystal device includes a liquid crystal panel 10, a signal control circuit unit 12, a gradation voltage circuit unit 14, a power supply circuit unit 16, a line driving circuit 20, a data line driving circuit 22, a transformer circuit 25, and a counter 26.

信号制御回路部12は、水平同期信号Hsyncおよび垂直同期信号Vsyncのそれぞれをカウンタ26に供給する。このカウンタ26は、水平同期信号Hsync、つまり、1フレーム期間内で走査されたラインYの数をカウントする機能を有している。   The signal control circuit unit 12 supplies the horizontal synchronization signal Hsync and the vertical synchronization signal Vsync to the counter 26, respectively. The counter 26 has a function of counting the horizontal synchronization signal Hsync, that is, the number of lines Y scanned within one frame period.

変圧回路25は、例えば、カウンタ26のカウント値に基づいて昇圧電圧のレベルを決定する昇圧回路と、もとのデータ信号電圧Vdに昇圧回路からの電圧を重畳させる加算回路とを有して構成されている(図示しない)。   The transformer circuit 25 includes, for example, a booster circuit that determines the boosted voltage level based on the count value of the counter 26, and an adder circuit that superimposes the voltage from the booster circuit on the original data signal voltage Vd. (Not shown).

さて、図9の液晶装置の動作を、図10に示したタイミングチャートを用いて説明をする。図9の液晶パネル10は、例えば、(800×600)画素の解像度を有している。つまり、液晶パネル10は、画素M(1,1)〜画素M(800,600)を有する。   Now, the operation of the liquid crystal device in FIG. 9 will be described with reference to the timing chart shown in FIG. The liquid crystal panel 10 in FIG. 9 has a resolution of (800 × 600) pixels, for example. That is, the liquid crystal panel 10 includes pixels M (1, 1) to pixels M (800, 600).

図10では便宜的に、液晶パネル10を、画素M(1,1)〜画素M(1,199)、画素M(1,200)〜画素M(1,399)および画素M(1,400)〜画素M(1,600)の3領域に分けて説明する。図10は、この3領域に分けたうちの3つの画素、画素M(1,1)、M(1,200)およびM(1,400)のそれぞれについての充電特性の一例を示したものである。この場合、3つの画素M(1,1)、M(1,200)及びM(1,400)のそれぞれには、データ線駆動回路22から所定の電圧V1が印加されている。 In FIG. 10, for the sake of convenience, the liquid crystal panel 10 is divided into pixels M (1,1) to M (1,199), pixels M (1,200) to M (1,399), and pixel M (1,400). ) To pixel M (1,600). FIG. 10 shows an example of charging characteristics for each of the three pixels, the pixels M (1,1), M (1,200), and M (1,400), divided into these three regions. is there. In this case, a predetermined voltage V 1 is applied from the data line driving circuit 22 to each of the three pixels M (1,1), M (1,200), and M (1,400).

図10(a)は、ラインY1が選択され、それに対応する画素M(1,1)が充電される様子を示している。画素M(1,1)は、ラインY1が選択される選択期間t内の時点taで、所定電圧V1にまで充電されている。 FIG. 10A shows a state where the line Y 1 is selected and the corresponding pixel M (1,1) is charged. Pixel M (1, 1) is a time t a in the selection period t to the line Y 1 is selected, and is charged to a predetermined voltage V 1.

図10(b)は、選択されたラインY200に対応する画素M(1,200)が充電される様子を示している。ここで、前述の図21で説明したように、データ線駆動回路22から、充電される各画素までの距離が遠くなるほど、画素の充電特性は緩やかな勾配を描く。図10(b)に示す曲線Cbは、データ線駆動回路22から供給されるデータ信号電圧V1で、画素M(1,200)が充電される様子を示している。この場合、選択期間t内の終わりに近づく時点t2でようやく所定電圧V1に達している。しかし、図10(c)に示す曲線Ccは、データ線駆動回路22から、充電される画素までの距離がさらに遠くなるため、画素の充電特性は、より緩やかな勾配を描くことになる。このために選択期間t内では所定電圧V1に達することができない。このような充電特性を改善するために、選択期間t内に、一定期間、所定電圧よりも高い電圧を印加することで、画素を急速に充電する。 FIG. 10B shows a state in which the pixel M (1, 200 ) corresponding to the selected line Y 200 is charged. Here, as described with reference to FIG. 21 described above, as the distance from the data line driving circuit 22 to each pixel to be charged increases, the charging characteristics of the pixel have a gentler gradient. A curve C b shown in FIG. 10B shows a state in which the pixel M (1,200) is charged with the data signal voltage V 1 supplied from the data line driving circuit 22. In this case, the predetermined voltage V 1 is finally reached at time t 2 approaching the end of the selection period t. However, the curve C c shown in FIG. 10C has a gentler gradient in the charging characteristics of the pixel because the distance from the data line driving circuit 22 to the pixel to be charged is further increased. For this reason, the predetermined voltage V 1 cannot be reached within the selection period t. In order to improve such charging characteristics, the pixel is rapidly charged by applying a voltage higher than a predetermined voltage for a certain period within the selection period t.

ここで、図10(b)で画素M(1,200)が選択される場合には、このカウンタ26のカウンタ値は200を示していることになる。この際、変圧回路25はこのカウント値200に基づいて、データ線駆動回路22から供給されるデータ信号電圧V1を昇圧する。この昇圧された後のデータ信号電圧V2が、期間t1〜tb1の間に画素M(1,200)に供給される。時点tb1以降は、画素M(1,200)に供給される電圧は、もとのデータ信号電圧V1に切換り、時点tb2において、所定電圧V1で安定する。 Here, when the pixel M (1,200) is selected in FIG. 10B, the counter value of the counter 26 indicates 200. At this time, the transformer circuit 25 boosts the data signal voltage V 1 supplied from the data line driving circuit 22 based on the count value 200. The boosted data signal voltage V 2 is supplied to the pixel M (1,200) during the period t 1 to t b1 . The time t b1 later, the voltage supplied to the pixel M (1,200) is Setsu換Ri the original data signal voltage V 1, at time t b2, stabilized at the predetermined voltage V 1.

図10(c)では、同様に、変圧回路25で昇圧された後のデータ信号電圧V3が、期間t1〜tc1の間に画素M(1,400)に供給される。時点tc1以降は、画素M(1,400)に供給される電圧は、もとのデータ信号電圧V1に切換り、時点tc2において、所定電圧V1で安定する。 In FIG. 10C, similarly, the data signal voltage V 3 boosted by the transformer circuit 25 is supplied to the pixel M (1,400) during the period t 1 to t c1 . The time t c1 later, the voltage supplied to the pixel M (1,400) is Setsu換Ri the original data signal voltage V 1, at time t c2, is stabilized at a predetermined voltage V 1.

なお、昇圧された電圧V2は、所定電圧V1よりも高く、かつ、時点tb1で電圧V1レベルに切換えたとき、選択期間t内で電圧をV1に安定させることができるように設定される。同様に、昇圧された電圧V3は、電圧V2よりも高く、かつ、時点tc1で電圧V1レベルに切換えたとき、選択期間t内で電圧をV1に安定させることができるように設定される。逆に、時点tb1,tc1は共に、選択時間t内で所定電圧V1レベルで安定させるために、時点t1から短期間の時点に設定されることが望ましい。 The boosted voltage V 2 is higher than the predetermined voltage V 1 , and when switched to the voltage V 1 level at time t b1 , the voltage can be stabilized at V 1 within the selection period t. Is set. Similarly, the boosted voltage V 3 is higher than the voltage V 2 , and when switched to the voltage V 1 level at time t c1 , the voltage can be stabilized at V 1 within the selection period t. Is set. On the contrary, it is desirable that both the time points t b1 and t c1 are set to a short time point from the time point t 1 in order to stabilize at the predetermined voltage V 1 level within the selection time t.

ここで、図11には、本実施形態における別の実施例を示す。図11は、図10で設定したデータ信号電圧V1を昇圧する期間を変えたときの充電特性を示している。上述の3領域である、画素M(1,1)〜M(1,199)、画素M(1,200)〜M(1,399)、画素M(1,400)〜M(1,600)のそれぞれには、データ線駆動回路22からデータ信号電圧V1が供給される。 Here, FIG. 11 shows another example of the present embodiment. FIG. 11 shows the charging characteristics when the period for boosting the data signal voltage V 1 set in FIG. 10 is changed. The above-mentioned three regions are pixels M (1,1) to M (1,199), pixels M (1,200) to M (1,399), and pixels M (1,400) to M (1,600). ) Is supplied with the data signal voltage V 1 from the data line driving circuit 22.

図11(b)では、データ信号電圧Vdをt1〜tb3の期間で昇圧している。このt1〜tb3の期間は、対応する図10(b)のt1〜tb1の期間よりも短く設定されている。これにより時点tb4で所定の電圧V1に達している。図11(c)でも同様に、t1〜tc3の期間は、対応する図10(c)のt1〜tc1の期間よりも短くなっている。これにより時点tc4で所定の電圧V1に達する。 In FIG. 11B, the data signal voltage Vd is boosted during the period from t 1 to t b3 . The period from t 1 to t b3 is set shorter than the corresponding period from t 1 to t b1 in FIG. As a result, the predetermined voltage V 1 is reached at time t b4 . Similarly in FIG. 11C, the period from t 1 to t c3 is shorter than the corresponding period from t 1 to t c1 in FIG. This reaches a predetermined voltage V 1 at time t c4 .

以上、図10および図11で示したように、所定電圧V1をある電圧レベルまで昇圧させること、およびその昇圧された電圧を印加する期間を変化させることによって、所定期間t内で選択された各画素が充電されるように制御することができる。 As described above, as shown in FIGS. 10 and 11, the voltage is selected within the predetermined period t by boosting the predetermined voltage V 1 to a certain voltage level and changing the period during which the boosted voltage is applied. Each pixel can be controlled to be charged.

なお、本実施の形態では、一例として3つの領域に液晶パネル10を分け、それぞれの領域の各画素に、変圧回路25で昇圧されたデータ信号電圧Vaddを供給していた。しかし、本発明では、特にこの3つの領域に限定されるものではなく、さらに多くの領域に液晶パネルを分けて、それぞれの領域に異なる昇圧されたデータ信号電圧Vdを供給してもよい。さらに詳しくは、図9において水平同期信号Hsyncがカウンタ26に供給される毎、つまり、1本のラインが選択される毎に、画素の各々に供給されるデータ信号電圧Vdを順次、変圧回路25で昇圧してもよい。 In this embodiment, as an example, the liquid crystal panel 10 is divided into three regions, and the data signal voltage V add boosted by the transformer circuit 25 is supplied to each pixel in each region. However, the present invention is not particularly limited to these three regions, and the liquid crystal panel may be divided into more regions, and different boosted data signal voltages Vd may be supplied to the respective regions. More specifically, in FIG. 9, every time the horizontal synchronization signal Hsync is supplied to the counter 26, that is, every time one line is selected, the data signal voltage Vd supplied to each of the pixels is sequentially changed. The pressure may be increased with.

また、前述したのと同様に、変圧回路25内に設けられた各装置の時定数τ、スイッチング素子自体の特性を変化させることで、充電特性を変化させることができる。これにより、昇圧されたデータ信号電圧Vaddをデータ線Xのそれぞれに供給する期間を適宜、変更することができるようになる。 As described above, the charging characteristics can be changed by changing the time constant τ of each device provided in the transformer circuit 25 and the characteristics of the switching element itself. As a result, the period during which the boosted data signal voltage V add is supplied to each of the data lines X can be changed as appropriate.

このように、本実施の形態では、1フレーム期間内で、走査駆動されるラインに対応した各画素に供給されるデータ信号電圧を、変圧回路により変圧する。このとき、選択された各画素とデータ線駆動手段との距離に基いて、その選択期間内のある一定期間内に、昇圧した高い電圧をデータ線Xに供給する。これにより、寄生抵抗,寄生容量などに起因して選択期間内に画素を十分に充電できないといった問題を解決できる。   Thus, in this embodiment, the data signal voltage supplied to each pixel corresponding to the scan-driven line is transformed by the transformer circuit within one frame period. At this time, the boosted high voltage is supplied to the data line X within a certain period within the selection period based on the distance between each selected pixel and the data line driving means. This can solve the problem that the pixel cannot be charged sufficiently within the selection period due to parasitic resistance, parasitic capacitance, and the like.

(第3の実施形態)
図12の液晶装置は、液晶パネル10、信号制御回路部12、階調電圧回路部14、電源回路部16、ライン駆動回路20、データ線駆動回路22およびデータ線補助駆動回路40などから構成されている。ここでは例えば、各8ビットのRGB信号Daがデータ線駆動回路22に供給される。
(Third embodiment)
12 includes a liquid crystal panel 10, a signal control circuit unit 12, a gradation voltage circuit unit 14, a power supply circuit unit 16, a line driving circuit 20, a data line driving circuit 22, a data line auxiliary driving circuit 40, and the like. ing. Here, for example, each 8-bit RGB signal Da is supplied to the data line driving circuit 22.

図12の液晶装置には、外部から電源、データ信号および同期信号が供給される。   The liquid crystal device in FIG. 12 is supplied with a power source, a data signal, and a synchronization signal from the outside.

なお、図12のデータ線補助駆動回路40以外の装置の動作については、前述の図1の説明と同様である。   Note that the operations of the devices other than the data line auxiliary drive circuit 40 in FIG. 12 are the same as those in FIG.

信号制御回路部12は、クロック信号CLK1、データ信号Daおよび水平同期信号Hsyncのそれぞれの信号を、データ線補助駆動回路40に供給する。データ線補助駆動回路40には、各8ビットのRGBデータ信号Da、またはそれよりも低い階調数のRGBデータ信号Da´が供給される。本実施の形態では、このRGBデータ信号Daとして、各8ビットのRGBデータ信号Daがデータ線補助駆動回路40に供給される。   The signal control circuit unit 12 supplies each of the clock signal CLK1, the data signal Da, and the horizontal synchronization signal Hsync to the data line auxiliary drive circuit 40. The data line auxiliary drive circuit 40 is supplied with an 8-bit RGB data signal Da or an RGB data signal Da ′ having a lower number of gradations. In the present embodiment, each 8-bit RGB data signal Da is supplied to the data line auxiliary driving circuit 40 as the RGB data signal Da.

データ線補助駆動回路40は、各8ビットからなるRGBデータ信号Daを、クロック信号CLK1のタイミングでラッチする。1ライン分のRGBデータ信号Daがラッチされるのに同期して、水平同期信号Hsyncがデータ線補助駆動回路40に供給される。この水平同期信号Hsyncに基づいて、ラッチされたRGBデータ信号Daがアナログ信号変換され、次いで、インピーダンス変換されてデータ線Xに供給される。   The data line auxiliary drive circuit 40 latches the RGB data signal Da composed of 8 bits at the timing of the clock signal CLK1. In synchronization with the latch of the RGB data signal Da for one line, the horizontal synchronization signal Hsync is supplied to the data line auxiliary drive circuit 40. Based on the horizontal synchronization signal Hsync, the latched RGB data signal Da is converted into an analog signal, then subjected to impedance conversion and supplied to the data line X.

階調電圧回路部14は、階調表示を行なうため、データ線駆動回路22及びデータ線補助駆動回路40のそれぞれに、同じ電圧範囲に設定された基準電圧を供給する。   The gradation voltage circuit unit 14 supplies a reference voltage set in the same voltage range to each of the data line driving circuit 22 and the data line auxiliary driving circuit 40 in order to perform gradation display.

さて、図12の液晶装置には、データ線駆動回路22及びデータ線補助駆動回路40のそれぞれ2つの駆動回路が、液晶パネル10に対して、互いに対向する位置に設けられている。従来では、データ線駆動回路22のみによって液晶パネル10を駆動していた。しかし、図12に示す本実施形態の液晶装置では、電圧供給源であるデータ線駆動回路22から最も遠くにあるラインY600の方向から、データ線補助駆動回路22で、データ線Xのそれぞれにデータ信号電圧Vdを供給している。つまり、データ線駆動回路22ではデータ線Xの一端から、データ線補助駆動回路40ではデータ線Xの他端から、それぞれデータ信号電圧をデータ線Xに供給している。 In the liquid crystal device of FIG. 12, two drive circuits, the data line drive circuit 22 and the data line auxiliary drive circuit 40, are provided at positions facing the liquid crystal panel 10. Conventionally, the liquid crystal panel 10 is driven only by the data line driving circuit 22. However, in the liquid crystal device according to the present embodiment shown in FIG. 12, the data line auxiliary drive circuit 22 applies each of the data lines X from the direction of the line Y 600 farthest from the data line drive circuit 22 that is a voltage supply source. A data signal voltage Vd is supplied. That is, the data line voltage is supplied to the data line X from the one end of the data line X in the data line driving circuit 22 and the other end of the data line X in the data line auxiliary driving circuit 40.

図12の液晶装置を基に、図13のタイミングチャートで動作を説明する。データ線補助駆動回路40はデータ線駆動回路22と併用して駆動されている。以下には便宜的に、液晶パネル10を2つの領域である、画素M(1,1)〜画素M(1,299)および画素(1,300)〜画素(1,600)のそれぞれに分けた場合について説明する。図13では、画素(1,1)、画素(1,300)および画素(1,600)の3つの画素それぞれについての充電特性を示している。曲線Ckは、比較のために、従来駆動での充電特性を示したものである。 The operation will be described with reference to the timing chart of FIG. 13 based on the liquid crystal device of FIG. The data line auxiliary drive circuit 40 is driven in combination with the data line drive circuit 22. Hereinafter, for convenience, the liquid crystal panel 10 is divided into two areas, that is, a pixel M (1,1) to a pixel M (1,299) and a pixel (1,300) to a pixel (1,600). The case will be described. FIG. 13 shows the charging characteristics for each of the three pixels, pixel (1,1), pixel (1,300), and pixel (1,600). A curve C k shows the charging characteristics in the conventional drive for comparison.

図13(a)では、電圧供給源であるデータ線駆動回路22と、選択された画素(1,1)との距離が近いため、画素(1,1)は急速に充電され、選択期間t内の時点tiで所定電圧V1に達している。 In FIG. 13A, since the distance between the data line driving circuit 22 which is a voltage supply source and the selected pixel (1, 1) is short, the pixel (1, 1) is rapidly charged, and the selection period t The predetermined voltage V 1 is reached at time t i .

図13(b)では、電圧供給源であるデータ線駆動回路22、およびデータ線補助駆動回路40と、選択された画素(1,300)との距離がほぼ同じである。このため、多少緩やかな勾配の充電特性を示し、選択期間t内の時点tjで所定電圧V1に達している。 In FIG. 13B, the distances between the data line driving circuit 22 and the data line auxiliary driving circuit 40 which are voltage supply sources and the selected pixel (1,300) are substantially the same. For this reason, the charging characteristic has a slightly gentle slope, and reaches the predetermined voltage V 1 at the time point t j within the selection period t.

図13(c)では、電圧供給源であるデータ線補助駆動回路40と、選択された画素(1,600)との距離が近いため、画素(1,600)は急速に充電され、選択期間t内の時点tkで所定電圧V1に達している。本実施形態での各画素の充電特性は、ラインY300を基準として、ほぼ対称的な充電特性を示すことになる。 In FIG. 13C, since the distance between the data line auxiliary drive circuit 40 which is a voltage supply source and the selected pixel (1,600) is short, the pixel (1,600) is rapidly charged, and the selection period The predetermined voltage V 1 is reached at time t k within t. Charging characteristic of each pixel in the present embodiment, based on the line Y 300, will exhibit substantially symmetrical charge characteristics.

なお、本実施形態では、データ線駆動回路22とデータ線補助駆動回路40とは同等の階調表示を行なっていたが、データ線補助駆動回路40は上述したように、データ線駆動回路22よりも低い階調表示を行なうものであってもよい。例えば、図14(a)に示すように、データ線駆動回路22の8ビットデータ信号Da(10101010)に対して、上位4ビットのデータ信号Da´(1010)のみをデータ線補助駆動回路40に供給してもよい。ただし、データ線駆動回路22およびデータ線補助駆動回路40からデータ線Xに供給される電圧振幅の範囲は、同じに設定される。図14(b)に示すように、データ線駆動回路22からデータ線Xに供給されるデータ信号電圧V11,12に対して、データ線補助駆動回路40からは、データ信号電圧V11がデータ線Xに供給される。このように、データ線補助駆動回路40で粗いデータ信号電圧をデータ線Xに供給しても、図13(c)に示した充電特性とほぼ同様に、充電特性の改善が得られる。 In the present embodiment, the data line driving circuit 22 and the data line auxiliary driving circuit 40 perform the same gradation display, but the data line auxiliary driving circuit 40 is more than the data line driving circuit 22 as described above. Alternatively, a low gradation display may be performed. For example, as shown in FIG. 14A, only the upper 4-bit data signal Da ′ (1010) is supplied to the data line auxiliary drive circuit 40 with respect to the 8-bit data signal Da (10101010) of the data line drive circuit 22. You may supply. However, the range of the voltage amplitude supplied to the data line X from the data line driving circuit 22 and the data line auxiliary driving circuit 40 is set to be the same. As shown in FIG. 14 (b), to the data signal voltage V 11, 12 supplied from the data line driving circuit 22 to the data line X, from the data line supplementary driving circuit 40, a data signal voltage V 11 is data Supplied to line X. In this way, even if a rough data signal voltage is supplied to the data line X by the data line auxiliary driving circuit 40, the charging characteristic can be improved in substantially the same manner as the charging characteristic shown in FIG.

このように、液晶パネルに対して対向するように設けられた2つのデータ線駆動回路を駆動させることで、寄生抵抗,寄生容量などに起因して選択期間内に画素を十分に充電できないといった問題を解決できる。   As described above, by driving the two data line driving circuits provided so as to face the liquid crystal panel, the pixel cannot be sufficiently charged within the selection period due to parasitic resistance, parasitic capacitance, and the like. Can be solved.

(第4の実施形態)
図15の液晶装置は図12に示した液晶装置に、カウンタ27が設けられている。また、データ線補助駆動回路42が図12のデータ線補助駆動回路40の代わりに設けられている。このデータ線補助駆動回路42は、さらにカウンタ27から供給されるカウント値に基づいて、その駆動が制御される機能を有している。
(Fourth embodiment)
The liquid crystal device shown in FIG. 15 is provided with a counter 27 in the liquid crystal device shown in FIG. A data line auxiliary drive circuit 42 is provided instead of the data line auxiliary drive circuit 40 of FIG. The data line auxiliary drive circuit 42 further has a function of controlling the drive based on the count value supplied from the counter 27.

カウンタ27には、水平同期信号Hsyncおよび垂直同期信号Vsyncが入力される。この水平同期信号Hsyncに基いて、1フレーム期間内で走査されたラインYの数をカウントし、さらに、データ線駆動回路22およびデータ線補助駆動回路40にカウント値を供給している。カウンタ27は、1フレーム期間終了時には、垂直同期信号Vsyncでリセットされる。   The counter 27 receives the horizontal synchronization signal Hsync and the vertical synchronization signal Vsync. Based on the horizontal synchronization signal Hsync, the number of lines Y scanned in one frame period is counted, and the count value is supplied to the data line driving circuit 22 and the data line auxiliary driving circuit 40. The counter 27 is reset by the vertical synchronization signal Vsync at the end of one frame period.

データ線駆動回路22は、例えば、各8ビットのRGBデータ信号Daが供給される。データ線補助駆動回路42には、各8ビットまたはそれよりも低い階調のRGBデータ信号Da´が供給される。本実施の形態では、このRGBデータ信号Daのうちの上位各4ビットの粗いRGBデータ信号Da´が、データ線補助駆動回路42に供給される。   For example, the 8-bit RGB data signal Da is supplied to the data line driving circuit 22. The data line auxiliary drive circuit 42 is supplied with RGB data signals Da ′ having gradations of 8 bits or lower. In the present embodiment, a coarse RGB data signal Da ′ of upper 4 bits of the RGB data signal Da is supplied to the data line auxiliary drive circuit 42.

さて、図15の液晶装置には、前述の図12の液晶装置と同様に、データ線駆動回路22およびデータ線補助駆動回路42のそれぞれ2つの駆動回路が、液晶パネル10に対して、互いに対向する位置に設けられている。データ線駆動回路22ではデータ線Xの一端から、データ線補助駆動回路42ではデータ線Xの他端からそれぞれデータ信号電圧をデータ線Xに供給している。   In the liquid crystal device of FIG. 15, two drive circuits of the data line drive circuit 22 and the data line auxiliary drive circuit 42 are opposed to the liquid crystal panel 10 as in the liquid crystal device of FIG. 12 described above. It is provided in the position to do. The data line drive circuit 22 supplies the data signal voltage to the data line X from one end of the data line X, and the data line auxiliary drive circuit 42 supplies the data signal voltage from the other end of the data line X.

本実施形態では、電圧供給源であるデータ線駆動回路22と、選択された画素との距離に従って、データ線補助駆動回路42の駆動が制御される。   In the present embodiment, the driving of the data line auxiliary drive circuit 42 is controlled according to the distance between the data line drive circuit 22 that is a voltage supply source and the selected pixel.

この動作を、図15の液晶装置を基に、図16のタイミングチャートで説明する。なお、液晶パネル10は便宜的に2つの領域である、画素M(1,1)〜画素M(1,299)および画素(1,300)〜画素(1,600)に分けた場合について説明する。なお、曲線Chは、比較のために、従来駆動での充電特性を示したものである。 This operation will be described with reference to the timing chart of FIG. 16 based on the liquid crystal device of FIG. The liquid crystal panel 10 is divided into two areas for convenience, pixel M (1,1) to pixel M (1,299) and pixel (1,300) to pixel (1,600). To do. A curve C h is, for comparison, shows the charging characteristics of a conventional drive.

図16(a)では、カウンタ27には、始めの水平同期信号Hsyncが入力されカウント値は1となる。このカウント値に基づいて、図15におけるデータ線駆動回路22のみが駆動されるか、または、データ線補助駆動回路42も併用して駆動されるかが決定される。本実施の形態では、カウント値1〜299では、データ線駆動回路22のみが駆動され、カウント値300〜600では、データ線補助駆動回路42もフレーム期間内のある一定期間、併用して駆動される。したがって、図16(a)では、データ線駆動回路22のみが駆動され、選択期間t内の、時点tgにおいて、所定電圧V1で安定している。 In FIG. 16A, the counter 27 receives the first horizontal synchronization signal Hsync and the count value becomes 1. Based on this count value, it is determined whether only the data line driving circuit 22 in FIG. 15 is driven or the data line auxiliary driving circuit 42 is also driven. In the present embodiment, only the data line driving circuit 22 is driven at a count value of 1 to 299, and the data line auxiliary driving circuit 42 is also driven in combination for a certain period within the frame period at a count value of 300 to 600. The Accordingly, in FIG. 16A, only the data line driving circuit 22 is driven and is stable at the predetermined voltage V 1 at the time point t g within the selection period t.

図16(b)では、カウンタ27のカウント値は400となっている。したがって、データ線駆動回路22およびデータ線補助駆動回路42が同時に駆動されている。このデータ線補助駆動回路42は、データ線駆動回路22に供給される8ビットの各RGB信号Daの情報のうち、上位4ビットの各RGB信号Da´を供給する。前述の図14を用いて改めて説明する。このデータ線補助駆動回路42は、例えば、図14(a)に示すように、8ビットの信号データDa(10101010)のうち、上位4ビットの信号データDa´(1010)をデータ線Xのそれぞれに供給する。ここで、階調電圧回路部14から供給される基準電圧の電圧範囲は、データ線駆動回路22とデータ線補助駆動回路42とも同じである。したがって、図14(b)に示したように、データ線補助駆動回路42からは、信号データDa´(1010)に対応したデータ信号電圧V11が、データ線X1に供給される。この16階調のデータ信号電圧V11は、本来画素M(1,400)に供給すべき電圧V11,12と比べ、粗くかつ僅かに低い電圧となっている。しかし、電圧供給源であるデータ線補助駆動回路42と、画素M(1,600)との距離が近いために、データ線駆動回路22のみ駆動した場合と比べて、画素M(1,400)の充電が急速に行なわれる。図13(b)に示す本実施の形態では、期間t1〜th1までデータ線補助駆動回路42の駆動を併用することで、選択期間t内の時点th2で、画素M(1,400)を所定電圧V1にまで充電できるようになる。 In FIG. 16B, the count value of the counter 27 is 400. Therefore, the data line driving circuit 22 and the data line auxiliary driving circuit 42 are driven simultaneously. The data line auxiliary driving circuit 42 supplies the upper 4 bits of each RGB signal Da ′ out of the information of each 8-bit RGB signal Da supplied to the data line driving circuit 22. This will be described again with reference to FIG. For example, as shown in FIG. 14A, the data line auxiliary drive circuit 42 converts the upper 4-bit signal data Da ′ (1010) of the 8-bit signal data Da (10101010) to the data lines X, respectively. To supply. Here, the voltage range of the reference voltage supplied from the gradation voltage circuit unit 14 is the same for both the data line driving circuit 22 and the data line auxiliary driving circuit 42. Therefore, as shown in FIG. 14B, the data line auxiliary drive circuit 42 supplies the data signal voltage V 11 corresponding to the signal data Da ′ (1010) to the data line X 1 . The 16-gradation data signal voltage V 11 is coarse and slightly lower than the voltages V 11 , 12 that should be supplied to the pixel M (1,400). However, since the distance between the data line auxiliary drive circuit 42 as a voltage supply source and the pixel M (1,600) is short, the pixel M (1,400) is compared with the case where only the data line drive circuit 22 is driven. Is charged rapidly. In this embodiment shown in FIG. 13B, the driving of the data line auxiliary drive circuit 42 is used in combination during the period t 1 to t h1 , so that the pixel M (1,400 at the time t h2 within the selection period t. ) Can be charged up to a predetermined voltage V 1 .

なお、本実施の形態では、一例として、ラインY300が走査された時点の前後で2つの領域に液晶パネル10を分け、一方の領域では、データ線駆動回路22のみ駆動させ、他方の領域では、データ線駆動回路22に加えてデータ線補助駆動回路42を駆動させた。しかし、本発明では、特にラインY300を境界として、データ線補助駆動回路42を駆動させるか否かを決定するように限定されるものではない。各画素の充電特性を考慮しながら、データ線補助駆動回路40を駆動するタイミングを決定するのが望ましい。 In this embodiment, as an example, the liquid crystal panel 10 is divided into two areas before and after the line Y 300 is scanned, and only the data line driving circuit 22 is driven in one area, and the other area is driven. In addition to the data line driving circuit 22, the data line auxiliary driving circuit 42 is driven. However, the present invention is not particularly limited to determining whether or not to drive the data line auxiliary drive circuit 42 with the line Y 300 as a boundary. It is desirable to determine the timing for driving the data line auxiliary drive circuit 40 in consideration of the charging characteristics of each pixel.

本実施形態では、1フレーム期間内のある時点を境界として、データ線補助駆動回路42の駆動を行なうか否かを決定している。このようにすることで、常にデータ線駆動回路22と併用してデータ線補助駆動回路42を駆動させる場合と比べて、消費電力を抑えられる。   In the present embodiment, whether or not to drive the data line auxiliary drive circuit 42 is determined with a certain time point in one frame period as a boundary. By doing so, power consumption can be suppressed as compared with the case where the data line auxiliary drive circuit 42 is always driven together with the data line drive circuit 22.

また、例えば、本実施の形態では8ビットのデータ線駆動回路22に対して、4ビットのデータ線補助駆動回路42を用いたが、6ビットまたは2ビットなどのデータ線補助駆動回路42を用いてもよい。これに伴い、本実施形態で用いた各8ビットのRGBデータ信号Daのうち、上位各4ビットではなく、上位各6ビットまたは上位各2ビットなどのRGBデータ信号Da´がデータ線補助駆動回路42に供給される。   Further, for example, in the present embodiment, the 4-bit data line auxiliary drive circuit 42 is used for the 8-bit data line drive circuit 22, but the 6-bit or 2-bit data line auxiliary drive circuit 42 is used. May be. Accordingly, among the 8-bit RGB data signals Da used in the present embodiment, the RGB data signals Da ′ such as the upper 6 bits or the upper 2 bits are replaced with the data line auxiliary drive circuit instead of the upper 4 bits. 42.

さらには、本実施形態では1フレーム期間で、あるラインYが走査されるときを境界として、データ線駆動回路22とデータ線補助駆動回路42を併用して駆動させていた。しかし、上述の図16(b)に該当する領域では、選択期間t内の一定期間t1〜th1はデータ線補助駆動回路42のみを、選択期間t内の時点th1後はデータ線駆動回路22のみをそれぞれ駆動させるようにしてもよい。このようにすることでも充電特性を改善することができると同時に、消費電力の低減にもつながる。 Furthermore, in the present embodiment, the data line driving circuit 22 and the data line auxiliary driving circuit 42 are driven in combination with a boundary when a certain line Y is scanned in one frame period. However, in the area corresponding to the above-described FIG. 16 (b), the predetermined period t 1 ~t h1 is only the data line supplementary driving circuit 42, the data line driving after the time t h1 in the selection period t in the selection period t Only the circuit 22 may be driven. By doing so, the charging characteristics can be improved, and at the same time, the power consumption can be reduced.

このように、液晶パネルに対して対向するように設けられた2つのデータ線駆動回路を駆動させることで、寄生抵抗,寄生容量などに起因して選択期間内に画素を十分に充電できないといった問題を解決できる。   As described above, by driving the two data line driving circuits provided so as to face the liquid crystal panel, the pixel cannot be sufficiently charged within the selection period due to parasitic resistance, parasitic capacitance, and the like. Can be solved.

(第5の実施形態)
また、図20は、前述の図1の液晶装置の変形例として、例えば4つIC(Integrated Circuit)であるライン駆動回路20−1、20−2、20−3および20−4が直列に接続されてなる液晶装置を示している。このような場合、例えば、ライン駆動回路20−1でのラインの走査が終了すると、それを伝えるための信号であるイネーブル信号がカウンタ28に送られる。このイネーブル信号はカウンタ28によりカウントされる。このカウント値に基づいて、ライン駆動回路20−1、20−2、20−3および20−4のそれぞれで、異なるデータ信号電圧をデータ線Xに供給できるようになる。
(Fifth embodiment)
FIG. 20 shows a modification of the liquid crystal device of FIG. 1 described above. For example, four line drive circuits 20-1, 20-2, 20-3, and 20-4, which are integrated circuits (ICs), are connected in series. The liquid crystal device formed is shown. In such a case, for example, when the scanning of the line in the line driving circuit 20-1 is completed, an enable signal that is a signal for transmitting the scanning is sent to the counter 28. This enable signal is counted by the counter 28. Based on this count value, different data signal voltages can be supplied to the data line X in each of the line drive circuits 20-1, 20-2, 20-3 and 20-4.

図示しないが、他の図12,15などの液晶装置において、ライン駆動回路22が複数のライン駆動回路から構成される場合についても同様に、イネーブル信号のカウント値に基いて、各ライン駆動回路に異なるデータ信号電圧をデータ線Xに供給できるようになる。   Although not shown, in the other liquid crystal devices of FIGS. 12 and 15 and the like, when the line driving circuit 22 is composed of a plurality of line driving circuits, each line driving circuit is similarly set based on the count value of the enable signal. Different data signal voltages can be supplied to the data line X.

(カウンタの変形例)
前述の実施形態では、カウンタ26、27、28によりデータ信号電圧Vdを昇圧するタイミングまたは、データ線補助駆動回路40、42を駆動するタイミングを決定していた。しかし、次に示すような計測回路で、前述のそれぞれのタイミングを決定してもよい。以下に図17を用いて、カウンタ26に代えて設けられた計測回路の構成と、その計測回路を有する液晶装置の動作を説明する。
(Counter modification)
In the above-described embodiment, the timing for boosting the data signal voltage Vd by the counters 26, 27, and 28 or the timing for driving the data line auxiliary drive circuits 40 and 42 is determined. However, the timings described above may be determined by a measurement circuit as shown below. The configuration of a measurement circuit provided in place of the counter 26 and the operation of the liquid crystal device having the measurement circuit will be described below with reference to FIG.

図17(a)は、計測回路170の構成を、図17(b)は、そのタイミングチャートを示した図である。   FIG. 17A shows a configuration of the measurement circuit 170, and FIG. 17B shows a timing chart thereof.

図17(a)の計測回路170は、定電流回路172、容量174、スイッチング素子176およびバッファ回路178を有して構成されている。定電流回路172とバッファ回路178とが直列に接続されている。さらに、この中間点におけるノードA3を一端として、容量174とスイッチング素子176とが並列に接続されている。この容量174とスイッチング素子176とは他端がともに接地されている。スイッチング素子176に供給される信号φr1は、フレーム期間毎に計測回路170に供給される垂直同期信号Vsyncと同期して供給される。 The measurement circuit 170 in FIG. 17A includes a constant current circuit 172, a capacitor 174, a switching element 176, and a buffer circuit 178. A constant current circuit 172 and a buffer circuit 178 are connected in series. Further, the capacitor 174 and the switching element 176 are connected in parallel with the node A 3 at the intermediate point as one end. The other ends of the capacitor 174 and the switching element 176 are both grounded. The signal φ r1 supplied to the switching element 176 is supplied in synchronization with the vertical synchronization signal Vsync supplied to the measurement circuit 170 every frame period.

図17(b)は、この計測回路170のタイミングチャートを示している。フレーム期間毎fに対応して供給される信号である垂直同期信号Vsyncに基いて供給される信号φr1により、スイッチング素子176は閉じ、容量174に蓄積された電荷は放電されるとともに、バッファ回路178からは「L」レベルの信号φr2が出力される。この後に、スイッチング素子176は開き、容量174は波形Cr1に示すように、定電流回路172により時間に比例して徐々に充電される。これと同時に、ある時点trにおいて、バッファ回路178からは「H」レベルの信号φr2が出力される。 FIG. 17B shows a timing chart of the measurement circuit 170. The switching element 176 is closed by the signal φ r1 supplied based on the vertical synchronization signal Vsync that is supplied corresponding to each frame period f, and the charge accumulated in the capacitor 174 is discharged, and the buffer circuit From 178, an “L” level signal φ r2 is output. Thereafter, the switching element 176 is opened, and the capacitor 174 is gradually charged in proportion to the time by the constant current circuit 172 as shown by the waveform C r1 . At the same time, at a certain time point t r , the buffer circuit 178 outputs an “H” level signal φ r2 .

前述のカウンタ26では、入力された水平同期信号Hsyncをカウントするデジタル回路で制御されていた。図17に示す計測回路170では、定電流回路172により容量174が充電されて、バッファ回路178がオンするタイミングを計測するアナログ回路で制御されている。図9において、このような計測回路170を、カウンタ26の代わりに用いることでも、電圧供給源であるデータ線駆動回路22と、充電される各画素との距離に従って、データ線Xに供給する電圧を変化させることができる。この場合、図9の液晶装置においては、tr〜tr2の期間は変圧回路25が駆動され、選択期間t内のある一定期間、昇圧されたデータ信号電圧Vdがデータ線Xに供給される。この計測回路170は、図9,15に示す液晶装置のカウンタ26、27の代わりに用いても同様に制御できる。 The counter 26 is controlled by a digital circuit that counts the input horizontal synchronization signal Hsync. In the measurement circuit 170 shown in FIG. 17, the capacitor 174 is charged by the constant current circuit 172 and controlled by an analog circuit that measures the timing when the buffer circuit 178 is turned on. In FIG. 9, the voltage supplied to the data line X according to the distance between the data line driving circuit 22 as a voltage supply source and each pixel to be charged can be obtained by using such a measurement circuit 170 instead of the counter 26. Can be changed. In this case, the liquid crystal device of Figure 9 for a period of t r ~t r2 is the transformer circuit 25 is driven, a certain period within the selection period t, boosted data signal voltage Vd is supplied to the data line X . The measurement circuit 170 can be similarly controlled by using it instead of the counters 26 and 27 of the liquid crystal device shown in FIGS.

カウンタ26では、カウンタ値によって、データ信号電圧Vdを昇圧するか否かを判別できた。計測回路170では、バッファ回路178がオンするまでの時間を変えることで、同様に、データ信号電圧Vdを昇圧するか否かを判別できる。   The counter 26 can determine whether or not to boost the data signal voltage Vd based on the counter value. In the measurement circuit 170, it is possible to determine whether or not to boost the data signal voltage Vd by changing the time until the buffer circuit 178 is turned on.

また、この計測回路170の時定数τを変えることで、容量174の充電特性を変化させることができる。また、計測回路170のバッファ回路178を構成するスイッチング素子のしきい値電圧Vthのそれぞれを変化させ、「H」および「L」レベルの出力のタイミングを変化させてもよい。 Further, by changing the time constant τ of the measurement circuit 170, the charging characteristics of the capacitor 174 can be changed. Alternatively, the threshold voltage V th of the switching elements constituting the buffer circuit 178 of the measurement circuit 170 may be changed to change the output timing of the “H” and “L” levels.

このように、計測回路170を用いることでも、1フレーム期間内で、容量が充電されるまでの時間Tのタイミングを適当に設定することができる。このタイミングを利用して、変圧回路25により、時間Tの前後に印加されるデータ信号の電圧を変化させることができる。   As described above, the timing of the time T until the capacitor is charged can be appropriately set within one frame period even by using the measurement circuit 170. Using this timing, the voltage of the data signal applied before and after the time T can be changed by the transformer circuit 25.

また、図17の計測回路170では、1つのバッファ回路178を有することで、tr1〜trの期間と、tr〜tr2の期間との2つの期間に設定できたが、さらに、複数のバッファ回路を設けることで、複数の期間を設定することができる。 Furthermore, the measuring circuit 170 in FIG. 17, to have one buffer circuit 178, and a period of t r1 ~t r, but can be set to two periods of the duration of t r ~t r2, further, a plurality By providing this buffer circuit, a plurality of periods can be set.

図19(a)の計測回路180は、例えば、3個のバッファ回路178−1、178−2および178−3が、ノードA3を一端としてそれぞれ並列に接続されている。この3個のバッファ回路178−1、178−2および178−3の論理信号φ10〜φ12はそれぞれ、図19(b)に示すように、論理出力のタイミングが異なるように設定されている。図19(a)の場合、例えば、3つのバッファ回路178−1、178−2および178−3の論理出力のそれぞれについて、NAND回路あるいはNOR回路などを適当に組合せることで、データ信号電圧Vdにさらに電圧を重畳させるタイミングを決定することができる。 Figure 19 Measurement circuit 180 (a), for example, are three buffer circuits 178-1,178-2 and 178-3 are connected in parallel to the node A 3 as one end. The logic signals φ10 to φ12 of the three buffer circuits 178-1, 178-2, and 178-3 are set to have different logic output timings as shown in FIG. 19B. In the case of FIG. 19A, for example, for each of the logic outputs of the three buffer circuits 178-1, 178-2 and 178-3, a data signal voltage Vd can be obtained by appropriately combining a NAND circuit or a NOR circuit. It is possible to determine the timing for further superimposing the voltage on the.

このように計測回路180を構成することで、t1〜tm1、tm1〜tm2、tm2〜tm3およびtm3〜t2の4つの期間を設定することができる。例えば図9においては、このそれぞれの期間で、データ線駆動回路22から供給されるデータ信号電圧Vdを変圧回路25で変圧することで、選択された各画素の充電特性を改善することができるようになる。 By configuring the measurement circuit 180 in this way, four periods t 1 to t m1 , t m1 to t m2 , t m2 to t m3, and t m3 to t 2 can be set. For example, in FIG. 9, it is possible to improve the charging characteristics of each selected pixel by transforming the data signal voltage Vd supplied from the data line driving circuit 22 by the transformer circuit 25 in each period. become.

なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、本発明は上述のTFT型の液晶装置の駆動に適用されるものに限らず、単純マトリックスによる画像表示装置や、2端子素子からなるTFD(Thin Film Diode)、エレクトロルミネッセンス(EL)、プラズマディスプレイ装置等を用いた画像表示装置にも適用可能である。   In addition, this invention is not limited to the said embodiment, A various deformation | transformation implementation is possible within the range of the summary of this invention. For example, the present invention is not limited to those applied to the driving of the above-described TFT type liquid crystal device, but is an image display device based on a simple matrix, a TFD (Thin Film Diode) composed of two terminal elements, electroluminescence (EL), plasma. The present invention can also be applied to an image display device using a display device or the like.

本発明は、電気光学装置を備えた、例えば、携帯電話、ゲーム機器、電子手帳、パーソナルコンピュータ、ワードプロセッサ、テレビおよびカーナビゲーション装置など各種の電子機器に適用することができる。   The present invention can be applied to various electronic devices including an electro-optical device, such as a mobile phone, a game device, an electronic notebook, a personal computer, a word processor, a television, and a car navigation device.

第1の実施形態の液晶装置を示す図である。It is a figure which shows the liquid crystal device of 1st Embodiment. (a)は図1の液晶装置内に設けられた変圧回路を示す図である。(b)はその変圧回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。(A) is a figure which shows the transformer circuit provided in the liquid crystal device of FIG. (B) is a timing chart for explaining the operation of the transformer circuit. (a)は図1の変圧回路内に設けられた計測回路を示す図である。(b)はその計測回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。(A) is a figure which shows the measuring circuit provided in the transformer circuit of FIG. (B) is a timing chart for explaining the operation of the measurement circuit. 図2に示す変圧回路を用いた液晶装置のタイミングチャートを示す図である。It is a figure which shows the timing chart of the liquid crystal device using the transformer circuit shown in FIG. 他の形態を有する変圧回路を用いた液晶装置のタイミングチャートを示す図である。It is a figure which shows the timing chart of the liquid crystal device using the transformer circuit which has another form. さらに他の形態を有する変圧回路を用いた液晶装置のタイミングチャートを示す図である。It is a figure which shows the timing chart of the liquid crystal device using the transformer circuit which has another form. 図2(a)に示す変圧回路の内部回路の変形例である。It is a modification of the internal circuit of the transformer circuit shown to Fig.2 (a). 図2(a)に示す変圧回路の内部回路の別の変形例である。It is another modification of the internal circuit of the transformer circuit shown to Fig.2 (a). 第2の実施形態の液晶装置を示す図である。It is a figure which shows the liquid crystal device of 2nd Embodiment. 図9に示す液晶装置の画素M(1,1)、M(1,200)およびM(1,400)それぞれの充電特性を示す図である。It is a figure which shows the charging characteristic of each pixel M (1,1), M (1,200), and M (1,400) of the liquid crystal device shown in FIG. 図9に示す液晶装置の画素M(1,1)、M(1,200)およびM(1,400)それぞれの充電特性を示す他の図である。FIG. 10 is another diagram illustrating charging characteristics of the pixels M (1,1), M (1,200), and M (1,400) of the liquid crystal device illustrated in FIG. 9. 第3の実施形態の液晶装置を示す図である。It is a figure which shows the liquid crystal device of 3rd Embodiment. 図12に示す液晶装置の画素M(1,1)、M(1,300)およびM(1,600)それぞれの充電特性を示す図である。FIG. 13 is a diagram illustrating charging characteristics of each of pixels M (1,1), M (1,300), and M (1,600) of the liquid crystal device illustrated in FIG. (a)は第3,4の実施形態でのデータ線補助駆動回路に供給されるデータ信号を説明するための図である。(b)は第3,4の実施形態で、データ線駆動回路およびデータ線補助駆動回路のそれぞれからデータ線Xに供給される電圧を示した図である。(A) is a figure for demonstrating the data signal supplied to the data line auxiliary | assistant drive circuit in 3rd, 4th embodiment. (B) is a diagram showing the voltage supplied to the data line X from each of the data line driving circuit and the data line auxiliary driving circuit in the third and fourth embodiments. 第4の実施形態の液晶装置を示す図である。It is a figure which shows the liquid crystal device of 4th Embodiment. 図15に示す液晶装置の画素M(1,1)およびM(1,400)それぞれの充電特性を示す図である。FIG. 16 is a diagram illustrating charging characteristics of pixels M (1,1) and M (1,400) of the liquid crystal device illustrated in FIG. 15. (a)は1フレーム期間を計測する計測回路を示す図である。(b)は計測回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。(A) is a figure which shows the measuring circuit which measures 1 frame period. (B) is a timing chart for explaining the operation of the measurement circuit. (a)はバッファ回路を示す図である。(b)はインバータの断面図である。(A) is a figure which shows a buffer circuit. (B) is sectional drawing of an inverter. (a)は図17の計測回路に複数のバッファ回路を並列に接続した、別の計測回路を示す回路図である。(b)はこの計測回路のタイミングチャートを示す図である。FIG. 18A is a circuit diagram showing another measurement circuit in which a plurality of buffer circuits are connected in parallel to the measurement circuit of FIG. (B) is a diagram showing a timing chart of the measurement circuit. 第5の実施形態の液晶装置を示す図である。It is a figure which shows the liquid crystal device of 5th Embodiment. (a)はT型またはπ型モデルの回路図である。(b)は容量C1、C2およびC3のそれぞれの充電特性を示す図である。(A) is a circuit diagram of a T-type or π-type model. (B) is a diagram showing the respective charging characteristics of the capacitor C 1, C 2 and C 3.

符号の説明Explanation of symbols

10 液晶パネル、 12 信号制御回路、 14 階調電圧回路部、 16 電源回路部、 20,20−1,20−2,20−3,20−4 ライン駆動回路、 22 第1のデータ線駆動回路、 24,25 変圧回路、 26,27,28 カウンタ、 30 TFT素子、 32 画素電極、 34 画素容量および保持容量、 40,42 第2のデータ線駆動回路、 100,101 インバータ、 104 n型拡散層、 105 p型拡散層、 110,112 Nチャネル型MOSトランジスタ、 111,113 Pチャネル型MOSトランジスタ、 130 電圧生成回路、 132 定電流回路、 134 容量、 136 スイッチング素子、 138 ボルテージフォロワ、 140 加算回路、 142 ボルテージフォロワ、 144 スイッチング素子、 150 計測回路、 152 定電流回路、 154 容量、 156 スイッチング素子、 158 バッファ回路、 170 計測回路、 172 定電流回路、 174 容量、 176 スイッチング素子、 178,178−1,178−2,178−3,178−4 バッファ回路、 180 計測回路、 200 変圧回路、 202,204,206,208 スイッチング素子、 210 容量、 212 ボルテージフォロワ、 220 変圧回路、 222,224 スイッチング素子、 226 ボルテージフォロワ、 300 電圧供給源   DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Liquid crystal panel, 12 Signal control circuit, 14 Gradation voltage circuit part, 16 Power supply circuit part, 20, 20-1, 20-2, 20-3, 20-4 Line drive circuit, 22 1st data line drive circuit 24, 25 Transformer circuit, 26, 27, 28 Counter, 30 TFT element, 32 Pixel electrode, 34 Pixel capacity and retention capacity, 40, 42 Second data line drive circuit, 100, 101 inverter, 104 n-type diffusion layer 105 p-type diffusion layer, 110, 112 N-channel MOS transistor, 111, 113 P-channel MOS transistor, 130 voltage generation circuit, 132 constant current circuit, 134 capacitance, 136 switching element, 138 voltage follower, 140 addition circuit, 142 Voltage Follower, 144 Su Twitching element, 150 measurement circuit, 152 constant current circuit, 154 capacitance, 156 switching element, 158 buffer circuit, 170 measurement circuit, 172 constant current circuit, 174 capacitance, 176 switching element, 178, 178-1, 178-2, 178 -3, 178-4 Buffer circuit, 180 measuring circuit, 200 transformer circuit, 202, 204, 206, 208 switching element, 210 capacity, 212 voltage follower, 220 transformer circuit, 222, 224 switching element, 226 voltage follower, 300 voltage supply source

Claims (3)

複数の走査線と複数のデータ線との交点に対応して形成され、電気光学物質から成る画素の各々に電圧を供給して、所定の充電期間内に前記画素を所定の電圧まで充電する電気光学装置であって、
前記複数の走査線のうちの1つを選択する走査信号を前記複数の走査線に順次供給する走査線駆動手段と、
前記複数のデータ線の各々の一端からデータ信号を供給する第1のデータ線駆動手段と、
前記複数のデータ線の各々の他端からデータ信号を供給する第2のデータ線駆動手段と、
前記第1のデータ線駆動手段でデータ線の各々にデータ信号が供給されるのと同期して、前記第2のデータ線駆動手段からデータ線の各々にデータ信号を供給する手段と、
を有し、
前記第2のデータ線駆動手段から供給されるデータ信号は、前記第1のデータ線駆動手段から供給されるデータ信号と比して階調表示精度が低く設定されていることを特徴とする電気光学装置。
Electricity is formed corresponding to the intersections of the plurality of scanning lines and the plurality of data lines, and supplies a voltage to each of the pixels made of the electro-optic material to charge the pixels to a predetermined voltage within a predetermined charging period. An optical device,
Scanning line driving means for sequentially supplying a scanning signal for selecting one of the plurality of scanning lines to the plurality of scanning lines;
First data line driving means for supplying a data signal from one end of each of the plurality of data lines;
Second data line driving means for supplying a data signal from the other end of each of the plurality of data lines;
Means for supplying a data signal to each of the data lines from the second data line driving means in synchronization with the data signal being supplied to each of the data lines by the first data line driving means;
Have
The data signal supplied from the second data line driving means has a gradation display accuracy set lower than that of the data signal supplied from the first data line driving means. Optical device.
複数の走査線と複数のデータ線との交点に対応して形成され、電気光学物質から成る画素の各々に電圧を供給して、所定の充電期間内に前記画素を所定の電圧まで充電する電気光学装置であって、
前記複数の走査線のうちの1つを選択する走査信号を前記複数の走査線に順次供給する走査線駆動手段と、
前記複数のデータ線の各々の一端からデータ信号を供給する第1のデータ線駆動手段と、
前記複数のデータ線の各々の他端からデータ信号を供給する第2のデータ線駆動手段と、
前記走査線駆動手段で選択される走査線と、データ信号を供給する前記第1のデータ線駆動手段との距離に基づいて、一垂直走査期間内で前記第2のデータ線駆動手段が前記第1のデータ線駆動手段と併用して駆動されるタイミングを制御して、前記第2のデータ線駆動手段からデータ線の各々にデータ信号を供給する手段と、を有し、
前記第2のデータ線駆動手段から供給されるデータ信号は、前記第1のデータ線駆動手段から供給されるデータ信号と比して階調表示精度が低く設定されていることを特徴とする電気光学装置。
Electricity is formed corresponding to the intersections of the plurality of scanning lines and the plurality of data lines, and supplies a voltage to each of the pixels made of the electro-optic material to charge the pixels to a predetermined voltage within a predetermined charging period. An optical device,
Scanning line driving means for sequentially supplying a scanning signal for selecting one of the plurality of scanning lines to the plurality of scanning lines;
First data line driving means for supplying a data signal from one end of each of the plurality of data lines;
Second data line driving means for supplying a data signal from the other end of each of the plurality of data lines;
Based on the distance between the scanning line selected by the scanning line driving means and the first data line driving means for supplying a data signal, the second data line driving means is within the first vertical scanning period. Means for controlling the timing driven in combination with one data line driving means and supplying a data signal to each of the data lines from the second data line driving means,
The data signal supplied from the second data line driving means has a gradation display accuracy set lower than that of the data signal supplied from the first data line driving means. Optical device.
請求項1または2に記載の電気光学装置を有することを特徴とする電子機器。   An electronic apparatus comprising the electro-optical device according to claim 1.
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