JP3940415B2 - Multi-carrier communication system and communication method - Google Patents
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Description
本発明はマルチキャリア通信システム及び通信方法に係わり、特に、帯域を独立の狭帯域である複数のサブバンドに分割し、かつ、サブバンド毎に送信データを周波数多重して送受信するマルチキャリア通信システム及び通信方法に関する。
フィルタバンク変調、DMT変調、FMT変調など完全再生(perfect reconstruction)ができないマルチキャリア変調方式を採用する通信システムのビットエラー率(BER)は、チャネル間干渉(Inter channel Interference:ICI)のレベルを減少することにより改善が可能である。マルチキャリア通信システムにおいて(完全再生条件が満たされていなければ)、チャネル間干渉はスペクトルエネルギーの漏洩,時にはサブチャネル間のクロストークと呼ばれ漏洩に起因する。マルチキャリアシステムにおけるICIの主な要因は、
(a)サブチャネル間の直交性の喪失、
(b)送信機と受信機間の周波数オフセット、
(c)スペクトル漏洩、
である。全てのこれらの要因は類似の物理的な性質を有している。すなわち、これらの要因は、殆どの場合、サブチャネルスペクトルの重なりに起因する隣接サブチャネルへのスペクトル漏洩を有している。サブチャンネルメインローブ間の相当の重なりレベルにより隣接チャネルへスペクトルエネルギーの一部が漏洩し、これがガウシャンノイズのように振る舞い、さらにはBERの劣化をもたらす。
サブチャネルにおけるシンボル繰り返し技術の導入は、スペクトル抑制レベルを改善し、また、スペクトルメインローブの周波数スパンを減少し、それゆえ、ICIレベルを減少する。このICIパフォーマンスの改善に加えて、伝送シンボルの繰り返しにより得られる冗長データは、BERパフォーマンスを改善するために利用される(冗長データはエラー訂正コードとして動作する)。要約すれば、データの繰り返し送信は、自然な方法で、FMT変調技術あるいは類似のフィルタバンク変調技術に結合される。この結合システムは、繰り返しコード利得と関連して周波数オフセットに対して良好な免疫を呈する。The present invention relates to a multicarrier communication system and a communication method, and more particularly, to a multicarrier communication system that divides a band into a plurality of subbands that are independent narrow bands, and transmits and receives transmission data by frequency multiplexing for each subband. And a communication method.
The bit error rate (BER) of a communication system that employs a multi-carrier modulation method that cannot perform perfect reproduction such as filter bank modulation, DMT modulation, FMT modulation, etc., reduces the level of inter-channel interference (ICI). This can be improved. In a multicarrier communication system (unless the full regeneration condition is satisfied), interchannel interference is caused by leakage, which is called spectral energy leakage, sometimes called crosstalk between subchannels. The main factors of ICI in multi-carrier systems are
(A) loss of orthogonality between subchannels;
(B) a frequency offset between the transmitter and receiver;
(C) spectrum leakage,
It is. All these factors have similar physical properties. That is, these factors most often have spectral leakage to adjacent subchannels due to overlapping subchannel spectra. Due to the considerable level of overlap between the subchannel main lobes, some of the spectral energy leaks to the adjacent channels, which behaves like Gaussian noise and also leads to BER degradation.
The introduction of symbol repetition techniques in the sub-channel improves the spectral suppression level and also reduces the spectral main lobe frequency span, thus reducing the ICI level. In addition to this improvement in ICI performance, redundant data obtained by repetition of transmission symbols is used to improve BER performance (redundant data operates as an error correction code). In summary, repeated transmission of data is coupled in a natural way to FMT modulation techniques or similar filter bank modulation techniques. This combined system exhibits good immunity against frequency offsets associated with iterative code gain.
帯域を独立の狭帯域である複数のサブバンドに分割し、かつ、サブバンド毎の送信データを周波数多重して送受信するマルチキャリア通信システムにおいて、すなわち、フィルタバンク変調、DMT(Discrete Multitone)変調、FMT(Filtered Multitone)変調などのマルチキャリア通信システムにおいて、フィルタセットの選択は伝統的に、シンボル間干渉(ISI)とチャネル間干渉(ICI)を完全に除去するという拘束の下で実行されてきた。ドップラーシフトがなく、且つ、送受信器間でオフセット周波数がなく、しかも信号歪を起こさない理想的な伝送チャネルでは、この拘束は受信機において伝送シンボルのエラーフリーの復元を保証する。発振器の不正確なチューニングやドップラーシフトにより各チャネルに発生する周波数オフセットは、スペクトル漏洩あるいはICIによるBER劣化を引き起こす。そのようなBERの劣化を緩和する唯一の方法は、周波数オフセットをできるだけ小さく、典型的には、サブキャリア周波数間隔の1%以内に維持することである。しかしながら、この方法は、精密な周波数オフセット推定を必要とし、また、ノイズが混合されたマルチキャリア信号を受信する際、、ノイズレベルが大きいと、周波数オフセット推定を損なうという問題がある。更に、この方法は、高速フェージングチャネルにおいて、すなわち、ドップラーシフトが伝送シンボルに対して一定でなく、しかも、時間により変化する高速フェージングチャネルにおいて、正しく動作しない。
以上より、本発明の目的は、発振器の不正確なチューニングやドップラーシフト等により周波数オフセットが存在する場合であってもロバスト性の高いマルチキャリア信号受信を可能にすることである。
本発明の別の目的は、サブチャネルにおけるICIを抑制することにより、BERを改善することである。In a multi-carrier communication system that divides a band into a plurality of subbands that are independent narrow bands, and transmits and receives transmission data for each subband by frequency multiplexing, that is, filter bank modulation, DMT (Discrete Multitone) modulation, In multi-carrier communication systems such as FMT (Filtered Multitone) modulation, filter set selection has traditionally been performed under the constraint of completely eliminating inter-symbol interference (ISI) and inter-channel interference (ICI). . In an ideal transmission channel with no Doppler shift, no offset frequency between the transceivers and no signal distortion, this constraint ensures error-free recovery of the transmission symbols at the receiver. A frequency offset generated in each channel due to inaccurate tuning of the oscillator or Doppler shift causes BER degradation due to spectrum leakage or ICI. The only way to mitigate such BER degradation is to keep the frequency offset as small as possible, typically within 1% of the subcarrier frequency spacing. However, this method requires precise frequency offset estimation, and when receiving a multicarrier signal mixed with noise, if the noise level is large, the frequency offset estimation is impaired. Furthermore, this method does not work correctly in fast fading channels, i.e. in fast fading channels where the Doppler shift is not constant for the transmitted symbols and also varies with time.
As described above, an object of the present invention is to enable a highly robust multicarrier signal reception even when a frequency offset exists due to inaccurate tuning of an oscillator, Doppler shift, or the like.
Another object of the present invention is to improve BER by suppressing ICI in the subchannel.
本発明のマルチキャリア通信システムおいて、送信側は、サブチャネル毎に送信データを所定回数繰り返し、各サブチャネルの送信データを周波数多重して送信し、受信側は、受信信号より各サブチャネルの送信データを分離し、サブチャネル毎に送信側で繰り返し挿入した冗長データを除去する。送信データを繰り返し送信することにより、周波数オフセットが存在する場合であってもICIを減少してBERを小さくすることができる。また、BERを減少したい着目サブチャネルが判っている場合には、該サブチャネルに隣接するサブチャネルにおいて、送信データを所定回数繰り返し送信し、受信側において、前記サブチャネルで繰り返し挿入した冗長データを除去する。このようにしても、着目サブチャネルのBERを減少することができる
具体的には、マルチキャリア通信システムの送信装置は、サブチャネル毎に、送信データを予め設定されている回数、繰り返して出力するデータコピー部と、各サブチャネルの送信データを周波数多重して送信する周波数多重部を備え、受信装置は、受信信号より各サブチャネルの送信データを分離するデータ分離部と、送信側のデータコピー部で導入した冗長データをサブチャネル毎に除去する多数決デコーダあるいはデシメータを備えている。In the multicarrier communication system of the present invention, the transmission side repeats transmission data for each subchannel a predetermined number of times, and the transmission data of each subchannel is frequency-multiplexed and transmitted. The reception side transmits each subchannel from the received signal. The transmission data is separated, and redundant data repeatedly inserted on the transmission side for each subchannel is removed. By repeatedly transmitting transmission data, it is possible to reduce ICI and reduce BER even when there is a frequency offset. Also, when the subchannel of interest for which BER is to be reduced is known, transmission data is repeatedly transmitted a predetermined number of times in the subchannel adjacent to the subchannel, and redundant data repeatedly inserted in the subchannel is received on the receiving side. Remove. Even in this way, the BER of the target subchannel can be reduced. Specifically, the transmission device of the multicarrier communication system repeatedly outputs transmission data for each subchannel a predetermined number of times. A data copying unit, and a frequency multiplexing unit that frequency-multiplexes transmission data of each subchannel and transmits the data, a receiving device that separates transmission data of each subchannel from the received signal, and a data copy on the transmission side A majority voting decoder or decimator for removing the redundant data introduced by the sub-channel for each sub-channel.
図1はフィルタバンク変調を使用したマルチキャリア通信システムである。
図2はサブチャネルの周波数間隔説明図である。
図3は複素指数関数に対するシステム応答としてのフィルタバンク変調システム(FMTベースシステム)のサブチャネル周波数応答である。
図4はランダムデータ変調されたFMT信号に対するシステム応答としてのフィルタバンク変調システムのサブチャネル周波数応答である。
図5は、繰り返しフィルバンク変調信号で変調されたランダムデータに対するシステム応答としてのフィルタバンク変調システムのサブチャネル周波数応答である(ただし、繰り返しファクタは2である)。
図6は、繰り返しフィルバンク変調信号で変調されたランダムデータに対するシステム応答としてのフィルタバンク変調システムのサブチャネル周波数応答である(ただし、繰り返しファクタは3である)。
図7はフィルタバンク変調と繰り返しファクタ=2のグルーピングを使用して伝送された生データと受信信号のコンステレーションである。
図8は生データ伝送したフィルタバンク変調ベースシステムのBERプロットである。
図9は繰り返しファクタ=3のデータ伝送したフィルタバンク変調ベースシステムのBERプロットである。
図10は繰り返しファクタ=3のデータ伝送で、かつ、受信器に多数決ルールに基いたデコーダを備えたフィルタバンク変調ベースシステムのBERプロットである。
図11は隣接サブチャネルでのみデータの繰り返し送信を採用したマルチキャリア通信システムの構成図である。
図12は隣接サブチャネルにおいてのみ繰り返しデータ伝送したフィルタバンク変調ベースシステムのサブチャネルのBERプロットである。
図13は第1実施例の通信システムと等価な実施態様であり、DFT(discrete Fourier transformation)とIDFT(inverse DFT)を採用した場合の変形例である。FIG. 1 is a multi-carrier communication system using filter bank modulation.
FIG. 2 is an explanatory diagram of subchannel frequency intervals.
FIG. 3 is a subchannel frequency response of a filter bank modulation system (FMT based system) as a system response to a complex exponential function.
FIG. 4 is a subchannel frequency response of a filter bank modulation system as a system response to a random data modulated FMT signal.
FIG. 5 is a subchannel frequency response of a filter bank modulation system as a system response to random data modulated with a repetitive fill bank modulation signal (where the repetition factor is 2).
FIG. 6 is a subchannel frequency response of a filter bank modulation system as a system response to random data modulated with a repetitive fill bank modulation signal (where the repetition factor is 3).
FIG. 7 is a constellation of raw data and received signal transmitted using filter bank modulation and grouping with repetition factor = 2.
FIG. 8 is a BER plot of a filter bank modulation based system with raw data transmission.
FIG. 9 is a BER plot of a filter bank modulation-based system transmitting data with a repetition factor = 3.
FIG. 10 is a BER plot of a filter bank modulation-based system with data transmission with repetition factor = 3 and a receiver with a decoder based on the majority rule.
FIG. 11 is a configuration diagram of a multicarrier communication system that employs repeated transmission of data only in adjacent subchannels.
FIG. 12 is a BER plot of a subchannel of a filter bank modulation-based system in which data is repeatedly transmitted only in adjacent subchannels.
FIG. 13 shows an embodiment equivalent to the communication system of the first embodiment, which is a modified example in which DFT (discrete Fourier transformation) and IDFT (inverse DFT) are adopted.
(A)第1実施例
(a)第1実施例ののマルチキャリア通信システム
図1はNサブチャンネルフィルタバンク構成(FMTベース構成)のマルチキャリア通信システムのブロック図であり、10は送信装置における合成セクション、20は受信装置における解析セクションである。
素信号)であり、それぞれのシンボルレートは1/Tで、N個のサブチャンネル介して並列に入力される。
各サブチャンネルのコピー部10〜1N−1はそれぞれ、1入力シンボルにつき予め設定されている個数のコピーシンボルを作成して出力し、アップサンプリング部20〜2N−1は入力シンボルをファクタKに応じてオーバサンプリングしてフィルタ30〜3N−1に入力する。各サブチャネルのフィルタ30〜3N−1は同一のベースバンド特性H0(f)を有し、該フィルタ特性に従って入力信号にフィルタリング処理を施す。周波数変換器40〜4N−1は、各サブチャンネルのフィルタ出力に周波数fi(i=0〜N−1)の信号を乗算して各サブチャネルの信号周波数を互いに異なる周波数にアップ変換する。合成部5は各周波数変換器40〜4N−1から出力する信号を合成してマルチキャリア信号にして伝送路6に送出する。マルチキャリア信号には伝送中にノイズが重畳して受信装置に到達する。
もできる。すなわち、ユーザデータ列をNサブチャネルデータに直列並列変換し、サブチャネル毎に、サブチャネルデータ列を1ビットづつ交互に同相成分(I成分:In−Phase component)と直交成分(Q成分:Quadrature component)に振り分
入力シンボルを発生する場合には、各サブチャネルのコピー部、アップサンプリング部、フィルタをI、Q成分用に2系列設け、周波数変換器をQPSK直交変調器とする。そして、QPSK直交変調器において、周波数fi(i=0〜N−1)の正弦波、余弦波を各I、Q成分に乗算して合成することにより直交変調して周波数変換する。
受信装置の解析セクション20において,受信信号はN分岐されて各サブチャネルの周波数変換器110〜11N−1に入力する。周波数変換器110〜11N−1は、受信信号に周波数fi(i=0〜N−1)の信号を乗算して各サブチャネル信号を分離すると共に、各サブチャネル信号の周波数をベースバンド周波数にダウン変換する。各サブチャネルのフィルタ120〜12N−1は同一のベースバンド特性H0 *(f)を有し、該フィルタ特性に従って入力信号にフィルタリング処理を施す。受信フィルタセット120〜12N−1は送信装置の合成セクションにおけるフィルタ30〜3N−1と整合しており、シンボル’*’は複素共役を意味している。
ダウンサンプリング部130〜13N−1は入力信号をファクタKに応じてダウンサンプリングして多数決デコーダあるいはデシメータ140〜14N−1に入力する。多数決デコーダあるいはデシメータ140〜14N−1は送信装置のコピー部で導入された冗長データを多数決によりあるいは所定の方法により、1つのシンボル
サブチャネルの中心周波数fiは
fi=(K/N・T)・i,i=0,1,...(N−1)
であり、連続する2つのサブチャネルの中心周波数間隔はK/N・Tとなる。従って、K>Nのフィルタバンクシステム(noncritically sampled filter bank)において、連続する2つのサブチャネルの中心周波数間隔K/N・Tは、図2に示すように、シンボルレート1/Tより大きくなり、サブチャンネルの帯域幅もシンボルレート1/Tより大きくなる。なお、K=Nのフィルタバンクシステム(critically sampled filter bank)において、連続する2つのサブチャネルの中心周波数間隔K/N・Tはシンボルレート1/Tに等しくなる。
(b)本発明のマルチキャリアシステムのパフォーマンス
マルチキャリアシステムのパフォーマンスを、図1のブロック図を参照して説明する。ただし、N=64であり、かつ、H0(f)は、超過帯域幅α0=0.125、パルス応答長γ=10シンボルのナイキストフィルタ(square−root raised Nyquist filter)であり、アップサンプリングファクタはK=(1+α0)・Mであるとする。H0(f)は、次式
で与えられる。
図3は、複素指数関数で表現される入力信号に対するシステム応答であるFMTベースシステムのサブチャネル周波数応答を示し、縦軸は振幅特性(dB)、横軸はfT/Nである。FMT変調により達成されるサブチャンネル間の低いスペクトルの重なりと、高レベルのサブチャネルスペクトル抑圧は、周波数オフセットや局部発振器の位相ノイズによるICIを緩和するキーであり、これによりBERパフォーマンスを改善したりシステム動作を簡単化する。
図3に示される周波数応答は、複素指数信号が入力したときにシステム応答として得られた。QPSK変調を使用したランダムデータ送信において、FMTベースシステムのサブチャネル信号は、送受信装置内部の過渡プロセスに起因する振幅変調(AM)成分を有する。この振幅変調(AM)は、サブチャネルで送信されるデータが長い単一符号情報シンボル列であるならば、すなわち、送信側フィルタの応答長γより大きな長さを有する単一符号情報シンボル列であるならば、絶対に発生しない。しかし、現実の状況では、サブチャネルデータはランダムに送信される。そのようなランダム送信状況下のFMTベースシステムにおいて、1つのサブチャネルで送信される信号はもはや複素指数関数であるとみなすことはできない。替わって、入力信号は、図3に示すサブチャネル周波数応答に整合するスペクトル持つように考慮されねばならない。
複素指数関数とは異なった入力信号に対するFMTベースシステムの周波数応答は、図4に示す自己畳み込みサブチャネルフィルタ周波数応答となる。この図4はランダム変調されたFMT信号に対するシステム応答として得られた連続サブチャネルの周波数応答である。
図4では、隣接サブチャネルのスペクトルはかなり重なっている。すなわち、サイドローブレベルは60dB以上抑圧されているけれど、メインローブは広がり、このメインローブ同士のスペクトル重なりによりICIが現れる。このICIレベルは隣接サブチャネル間で重なっているスペクトルの面積に依存し、ICIは各サブキャリアを異なった態様で、ガウシャンノイズによる妨害と同じように妨害する。このようなノイズと同様の妨害は、FMTベースシステムのBERを劣化する。
望ましくないAMを減少させる解決策は、送信サブチャネルフィルタ内の過渡プロセス数を最小化することである。この送信サブチャネルフィルタ内の過渡プロセス数の最小化は、データの符号が変化する位置の数を減少させることと同じである。これを実現する最も容易な方法は、繰り返しデータ送信手法を採用することである。すなわち、データを連続的に繰り返し送信し、且つ、繰り返しグループ内の全データの符号を同一にする。例えば、データの2回繰り返し(デュープレット(duplets))、3回繰り返し(トリプレット(triplets))、4回繰り返し(クアドルプレット(quadruplets))等によりグループ化して送信し、各繰り返しグループ内の全データの符号を同一にする。
図5及び図6は繰り返しファクタが2(デュープレット)及び3(トリプレット)のFMTサブチャネル周波数応答をそれぞれ示している。図2は特別のケースとして特にγを越える、非常に長い繰り返しファクタを有するFMTベースシステムのサブチャネル周波数応答と見なすことができる。
図5及び図6より明らかなように、隣接サブチャネル間のスペクトルの重なりに起因するICIのレベルは、繰り返しファクタの増大に従って減少している。図4では着目チャネルの中心周波数における隣接チャネルの振幅は−30dBであるが、図5の繰り返しファクタが2の場合には−39dBとなり、図6の繰り返しファクタが3の場合には−43dBとなり減少している。
図7は、生データ(繰り返し無し)の受信信号のコンステレーション及び繰り返しファクタ=2のグループ化を行ってFMT変調された受信信号のコンステレーションを示す。なお、それぞれのサブチャネル周波数応答は図4及び図5に示されている。各コンステレーション上の濃い暗点部(ダークポイント)は周波数オフセットが零の場合にプロットされる位置であり、参照のためにそれぞれの図中に示されている。また、濃い暗点部周辺の薄い暗点部はICIの影響で該ICIのレベルに応じて濃い暗点部から離れてプロットされていることを示す。すなわち、プロット点が濃い暗点位置から離れれば離れるほどICIの影響が大きいことを示している。又、αは周波数オフセットが0の場合における隣接チャネル間の帯域幅を基準値とし、該基準値と実際の帯域幅の差を基準値で除算した値である。
図7より明らかなように繰り返しファクタ=2のグループ化がなされた受信信号の方が、薄い暗点部の広がりは小さく、ICIの影響が小さいことが判る。又、αが大きいほど帯域幅が広がってスペクトルの重なりが大きくなり、この結果、着目チャネルの中心周波数における隣接チャネルの振幅レベルが大きくなってICIが大きくなることがわかる。
図8及び図9はQPSK変調によるサブチャネル数N=64のFMTベースシステムのBERシミューレーション結果を示す。すなわち、図8は、繰り返し無しの生データ送信において、周波数オフセットをパラメータとしたBERシミューレーション結果であり、図9は繰り返しあり(繰り返しファクタ=3)の送信において、周波数オフセットをパラメータとしたBERシミューレーション結果である。図8〜図9においてDelkと記された周波数オフセット値は、周波数オフセットのサブチャネル間隔に対する正規化値である。図9のシミューレーションでは、ファクタ=3の繰り返しが送信装置のFMTシステムにおいて選択され、また、ファクタ=3の簡単なデシメーションが受信装置側で用いられる。図8〜図9のシミューレーション結果は、周波数オフセットが小さいほどBERが良好であることを示している。又、このシミューレーション結果は、周波数オフセットが存在するFMTシステムにおけるBERパフォーマンスが、データの繰り返しによりかなり改善されていることを示している。
データの繰り返しにより、送信データに冗長が付加される。この冗長は、BERパフォーマンスを改善するために使用され(冗長データはエラー訂正コードとして動作する)、同時に、周波数オフセットが存在する際のBERパフォーマンスを改善するために使用される。冗長データは周知の繰り返しコードを表わしている。受信側では冗長データを除去する必要があり、このため、本発明では、多数決ルールに基いた繰り返しコードのデコードを、サブチャネルにおいて実施する。
図10は繰り返しファクタ=3のデータ伝送で、かつ、受信装置に多数決ルールに基いたデコーダを備えた送受信において、周波数オフセットをパラメータとしたBERシミューレーション結果である。このシミューレーション結果より、多数決ルールに基いたデコーダを設けることによりBERが改善されていることが判る(図9、図10を比較)。
(B)第2実施例のマルチキャリア通信システム
図11は第2実施例のマルチキャリア通信システムの構成図であり、図1の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、データコピーを着目チャネル(Mチャネル)に隣接する2つのチャネル(M−1チャネル、M+1チャネル)でのみ行っている点である。送信装置において全サブチャネルでコピーを実施する必要はない。コピーは、ICIの改善が要求される着目サブチャネルに隣接する2つのサブチャネルで実施しなければならない。そのため、もし中間のサブチャネルが第Mサブチャネルであるとすれば、第M−1サブチャネルと第M+1サブチャネルにおけるコピーの実施が第MサブチャネルのICIレベルを改善し、それゆえ、BERを改善する。
図12は、隣接サブチャネルにおいて、▲1▼データ繰り返しが無いときの着目サブチャネルのBER(1Chanと記す)と、▲2▼隣接サブチャネルにおいてファクタ=3のデータ繰り返しをしたときの着目サブチャネルのBER(1Chan 3と記す)と、▲3▼ファクタ=5のデータ繰り返しをしたときの着目サブチャネルのBER(1Chan 5と記す)を示す。明らかなように、隣接サブチャネルのみのデータ繰り返しであっても、BERパフォーマンスを改善し、繰り返しデータは着目サブチャネルに対して従来のエラー訂正コードのように動作する。
(C)第3実施例
図13は第1実施例のマルチキャリア通信システムと等価な実施態様であり、DFT(discrete Fourier transformation)とIDFT(inverse DFT)を採用し、かつ、K=Nとした場合である。第3実施例において複素指数処理はDFT16とIDFT7に集約されている。又、送信装置のフィルタ3’0,3’1,...,3’N−1の特性H(0)(f),H(1)(f),...H(M−1)(f)は、プロトタイプのフィルタ特性H0(f)を周波数シフトした特性を有している。すなわち、H(i)(f)は次式
で表現される。又、受信装置のフィルタ12’0,12’1,...,12’N−1の特性H(0)*(f),H(1)*(f),...H(M−1)*(f)は、特性H(0)(f),H(1)(f),...H(M−1)(f)と複素共役の関係にある。
送信装置において、各サブチャネルのコピー部10〜1N−1はそれぞれシンボル
のコピーシンボルを作成し、サブキャリア信号としてIFDT部7に入力する。IFDT部7は、N個のサブキャリア信号に対してIDFT処理を行い、時間に関して離散的なデータak (0),ak (1),...ak (M−1)を出力する。フィルタ3’0,3’1,...,3’N−1は上記特性を備えており、IDFT部7から出力する時間離散信号に該フィルタ特性を作用させて出力する。並列直列変換部8は各フィルタ3’0,3’1,...,3’N−1から入力する信号を並列直列変換により合成して伝送速度N/Tで伝送路6に送出する。
受信装置において、N/Tの速度でサンプルされた受信信号は直列並列変換器15において直列並列変換される。受信装置のM個のフィルタ12’0,12’1,...,12’N−1は、DFT16で最終的に処理する前に各サンプル信号に所定のフィルタ特性を作用させる。DFT16は各フィルタ12’0,12’1,...,12’N−1から入力される信号に対してDFT処理を施して、N個のサブキャリア信号を発生し、各サブキャリア信号を多数決デコーダあるいはデシメータ140,141,...,14N−1に入力する。多数決デコーダあるいはデシメータ140〜14N−1は送信装置のコピー部で導入された冗長データを多数決によりあるいは所定の方法により、1つのシンボル
以上、要約すれば、データの繰り返しを備えた送信は、FMT又は類似のフィルタバンク変調技術と自然な方法で結合される。その結合システムは繰り返しコードのコードゲインと関連して周波数オフセットに対して免疫を示す。
なお、実施例において、データの繰り返しによりBERは改善するが、伝送速度が遅くなる。このため、許容される伝送速度とBERの改善率とのトレードオフにより適切な繰り返し数が決定される。(A) First Embodiment (a) Multi-carrier Communication System of First Embodiment FIG. 1 is a block diagram of a multi-carrier communication system having an N subchannel filter bank configuration (FMT base configuration). A
Each symbol rate is 1 / T and is input in parallel through N subchannels.
Each
You can also. That is, the user data sequence is serially parallel-converted into N subchannel data, and the subchannel data sequence is alternately changed by 1 bit for each subchannel, in-phase component (I component: In-Phase component) and quadrature component (Q component: Quadrature). distributed to component)
When generating an input symbol, two sub-channel copy units, up-sampling units, and filters are provided for I and Q components, and the frequency converter is a QPSK quadrature modulator. Then, in the QPSK quadrature modulator, the I and Q components are multiplied and synthesized by a sine wave and a cosine wave having a frequency f i (i = 0 to N−1) to perform quadrature modulation and frequency conversion.
In the
The downsampling
The center frequency f i of the subchannel is f i = (K / N · T) · i, i = 0, 1,. . . (N-1)
The center frequency interval between two consecutive subchannels is K / N · T. Therefore, in a filter bank system with K> N (non-cyclically sampled filter bank), the center frequency interval K / N · T between two consecutive subchannels is larger than the
(B) Performance of the multi-carrier system of the present invention The performance of the multi-carrier system will be described with reference to the block diagram of FIG. However, N = 64 and H 0 (f) is a Nyquist filter (square-root raised Nyquist filter) having an excess bandwidth α 0 = 0.125 and a pulse response length γ = 10 symbols. It is assumed that the factor is K = (1 + α 0 ) · M. H 0 (f) is given by
Given in.
FIG. 3 shows a subchannel frequency response of an FMT-based system, which is a system response to an input signal expressed by a complex exponential function, where the vertical axis represents amplitude characteristics (dB) and the horizontal axis represents fT / N. The low spectral overlap between subchannels achieved by FMT modulation and the high level of subchannel spectral suppression are key to mitigating ICI due to frequency offset and local oscillator phase noise, thereby improving BER performance. Simplify system operation.
The frequency response shown in FIG. 3 was obtained as a system response when a complex exponential signal was input. In random data transmission using QPSK modulation, the subchannel signal of the FMT-based system has an amplitude modulation (AM) component due to a transient process inside the transceiver. This amplitude modulation (AM) is performed if the data transmitted in the subchannel is a long single code information symbol sequence, that is, a single code information symbol sequence having a length larger than the response length γ of the transmitting filter. If there is, it never occurs. However, in real situations, subchannel data is transmitted randomly. In an FMT-based system under such a random transmission situation, the signal transmitted on one subchannel can no longer be considered a complex exponential function. Instead, the input signal must be considered to have a spectrum that matches the subchannel frequency response shown in FIG.
The frequency response of the FMT-based system for an input signal different from the complex exponential function is the self-convolution subchannel filter frequency response shown in FIG. FIG. 4 shows the frequency response of continuous subchannels obtained as a system response to a randomly modulated FMT signal.
In FIG. 4, the spectrum of adjacent subchannels overlaps considerably. That is, the side lobe level is suppressed by 60 dB or more, but the main lobe spreads, and ICI appears due to the spectral overlap between the main lobes. This ICI level depends on the area of the spectrum that overlaps between adjacent subchannels, and ICI blocks each subcarrier in a different manner, as well as Gaussian noise. Such interference, as well as noise, degrades the BER of FMT-based systems.
A solution to reduce undesirable AM is to minimize the number of transient processes in the transmit subchannel filter. Minimizing the number of transient processes in this transmit subchannel filter is the same as reducing the number of positions where the sign of the data changes. The easiest way to achieve this is to employ a repetitive data transmission technique. That is, data is transmitted continuously and repeatedly, and all data in the repetition group have the same sign. For example, data is grouped and transmitted twice (duples), three times (triplets), four times (quadruplets), etc. Use the same data sign.
FIGS. 5 and 6 show FMT subchannel frequency responses with repetition factors of 2 (duplex) and 3 (triplet), respectively. FIG. 2 can be regarded as a subchannel frequency response of an FMT-based system with a very long repetition factor, especially exceeding γ, as a special case.
As is apparent from FIGS. 5 and 6, the level of ICI due to spectral overlap between adjacent subchannels decreases with increasing repetition factor. In FIG. 4, the amplitude of the adjacent channel at the center frequency of the channel of interest is −30 dB. However, when the repetition factor in FIG. 5 is 2, it becomes −39 dB, and when the repetition factor in FIG. is doing.
FIG. 7 shows a constellation of a received signal that has been subjected to FMT modulation by performing a constellation of a reception signal of raw data (without repetition) and a grouping with a repetition factor = 2. Each subchannel frequency response is shown in FIGS. The dark dark spot on each constellation is the position plotted when the frequency offset is zero and is shown in the respective figure for reference. Further, it is shown that the thin dark spot portion around the dark dark spot portion is plotted away from the dark dark spot portion according to the ICI level due to the influence of ICI. In other words, it shows that the effect of ICI increases as the plot point moves away from the dark spot position. Α is a value obtained by dividing the difference between the reference value and the actual bandwidth by the reference value with the bandwidth between adjacent channels when the frequency offset is 0 as the reference value.
As can be seen from FIG. 7, the received signal that has been grouped with a repetition factor of 2 has a smaller spread of the thin dark spot and is less affected by ICI. Further, it can be seen that the larger α is, the wider the bandwidth is, and the spectrum overlap is larger. As a result, the amplitude level of the adjacent channel at the center frequency of the channel of interest increases and ICI increases.
8 and 9 show BER simulation results of an FMT-based system with N = 64 subchannels by QPSK modulation. That is, FIG. 8 shows a BER simulation result with a frequency offset as a parameter in raw data transmission without repetition, and FIG. 9 shows a BER with a frequency offset as a parameter in transmission with repetition (repetition factor = 3). It is a simulation result. 8 to 9, the frequency offset value indicated as Delk is a normalized value for the subchannel interval of the frequency offset. In the simulation of FIG. 9, repetition of factor = 3 is selected in the FMT system of the transmitting device, and simple decimation of factor = 3 is used on the receiving device side. The simulation results in FIGS. 8 to 9 indicate that the smaller the frequency offset, the better the BER. This simulation result also shows that the BER performance in the FMT system where there is a frequency offset is considerably improved by the repetition of data.
Redundancy is added to the transmission data by repeating the data. This redundancy is used to improve BER performance (redundant data acts as an error correction code) and at the same time is used to improve BER performance in the presence of frequency offsets. Redundant data represents a known repetitive code. Redundant data needs to be removed on the receiving side. Therefore, in the present invention, decoding of the repetition code based on the majority rule is performed in the subchannel.
FIG. 10 shows a BER simulation result using a frequency offset as a parameter in transmission / reception in which data is transmitted with repetition factor = 3 and the receiving apparatus includes a decoder based on the majority rule. From this simulation result, it can be seen that the BER is improved by providing a decoder based on the majority rule (compare FIGS. 9 and 10).
(B) Multi-carrier communication system of the second embodiment FIG. 11 is a block diagram of the multi-carrier communication system of the second embodiment. Components identical with those of the first embodiment of FIG. The difference is that data copying is performed only on two channels (M−1 channel, M + 1 channel) adjacent to the channel of interest (M channel). It is not necessary to perform copying on all subchannels in the transmitting device. Copying must be performed on two subchannels adjacent to the subchannel of interest where ICI improvement is required. Therefore, if the intermediate subchannel is the Mth subchannel, the implementation of copying in the M-1 and M + 1 subchannels improves the ICI level of the Mth subchannel, and hence the BER Improve.
FIG. 12 shows (1) the BER of the target subchannel when there is no data repetition in the adjacent subchannel (denoted as 1 Chan), and (2) the target subchannel when data repetition of factor = 3 is performed in the adjacent subchannel. BER (denoted as 1 Chan 3) and {circle around (3)} BER (denoted as 1 Chan 5) of the target sub-channel when data of factor = 5 is repeated. As can be seen, BER performance is improved even with data repetition of only adjacent subchannels, and the repeated data behaves like a conventional error correction code for the target subchannel.
(C) Third Example FIG. 13 is an embodiment equivalent to the multicarrier communication system of the first example, adopting DFT (discrete Fourier transformation) and IDFT (inverse DFT), and K = N Is the case. In the third embodiment, complex exponential processing is integrated into
It is expressed by The
In the transmission apparatus, the
Copy symbols are generated and input to the
In the receiving apparatus, the received signal sampled at a rate of N / T is serial-parallel converted by the serial-
In summary, transmissions with data repetition are combined in a natural way with FMT or similar filter bank modulation techniques. The combined system is immune to frequency offset in relation to the code gain of the repetitive code.
In the embodiment, the BER is improved by repeating the data, but the transmission speed is lowered. For this reason, an appropriate number of repetitions is determined by a trade-off between an allowable transmission rate and a BER improvement rate.
Claims (3)
送信装置は、サブチャネル毎に、送信データを予め設定されている回数、繰り返して出力するデータコピー部と、各サブチャネルの送信データを周波数多重して送信する周波数多重部を備え、
受信装置は、受信信号より各サブチャネルの送信データを分離するデータ分離部と、送信側のデータコピー部で導入した冗長データをサブチャネル毎に除去する多数決デコーダあるいはデシメータを備え、
前記送信装置の周波数多重部は、
サブチャネル毎に、データコピー部の出力データをアップサンプリングするアップサンプリング部、各アップサンプリング部から出力するサブチャネル信号を通過する送信フィルタ、各サブチャネル信号の周波数を別々の周波数にアップする周波数変換部を有し、更に、各サブチャネルの周波数変換部から出力する信号を合成する合成部、
を備え、受信装置の前記データ分離部は、
受信信号を分岐する分岐部、前記分岐された受信信号の周波数をサブチャネル毎に周波数変換してサブチャネルの送信データを出力する周波数変換器、周波数変換器から入力するサブチャネル信号を通過する受信フィルタ、受信フィルタから出力するサブチャネル信号をダウンサンプリングするダウンサンプリング部、
を備えたことを特徴とするマルチキャリア通信システム。In a multi-carrier communication system including a transmission device and a reception device,
The transmission device includes, for each subchannel, a data copy unit that repeatedly outputs transmission data for a preset number of times, and a frequency multiplexing unit that frequency-multiplexes and transmits transmission data of each subchannel,
The receiving device includes a data separation unit that separates transmission data of each subchannel from the received signal, and a majority decoder or decimator that removes redundant data introduced by the data copy unit on the transmission side for each subchannel,
The frequency multiplexing unit of the transmission device,
For each subchannel, an upsampling unit that upsamples the output data of the data copy unit, a transmission filter that passes the subchannel signal output from each upsampling unit, and a frequency conversion that increases the frequency of each subchannel signal to a different frequency A combining unit that combines signals output from the frequency conversion unit of each subchannel,
The data separation unit of the receiving device includes:
A branching unit that branches a received signal, a frequency converter that converts the frequency of the branched received signal for each subchannel and outputs transmission data of the subchannel, and a reception that passes through a subchannel signal input from the frequency converter A downsampling unit that downsamples the subchannel signal output from the filter and the reception filter;
A multi-carrier communication system comprising:
送信装置は、サブチャネル毎に、送信データを予め設定されている回数、繰り返して出力するデータコピー部と、各サブチャネルの送信データを周波数多重して送信する周波数多重部を備え、
受信装置は、受信信号より各サブチャネルの送信データを分離するデータ分離部と、送信側のデータコピー部で導入した冗長データをサブチャネル毎に除去する多数決デコーダあるいはデシメータを備え、
前記送信装置の周波数多重部は、
前記サブチャネル毎に設けられたデータコピー部の出力データをサブキャリア信号として入力されてIDFT処理を行うIDFT部、
所定のフィルタ特性を順次周波数シフトした特性を有し、前記IDFT部から出力する時間離散信号がそれぞれ入力されるフィルタ、
各フィルタから入力する信号を並列直列変換する変換部、
を備え、受信装置の前記データ分離部は、
受信信号を直列並列変換する変換部、
送信側のフィルタ特性と複素共役の特性を有し、前記直列並列変換された受信信号がそれぞれ入力されるフィルタ、
各フィルタの出力信号を入力され、DFT処理を行って得られたサブキャリア信号を前記多数決デコーダあるいはデシメータに入力するDFT部、
を備えたことを特徴とするマルチキャリア通信システム。In a multi-carrier communication system including a transmission device and a reception device,
The transmission device includes, for each subchannel, a data copy unit that repeatedly outputs transmission data for a preset number of times, and a frequency multiplexing unit that frequency-multiplexes and transmits transmission data of each subchannel,
The receiving device includes a data separation unit that separates transmission data of each subchannel from the received signal, and a majority decoder or decimator that removes redundant data introduced by the data copy unit on the transmission side for each subchannel,
The frequency multiplexing unit of the transmission device,
An IDFT unit that performs IDFT processing by inputting output data of a data copy unit provided for each subchannel as a subcarrier signal,
A filter having a characteristic obtained by sequentially frequency-shifting a predetermined filter characteristic, to which a time discrete signal output from the IDFT unit is input,
A conversion unit for parallel-to-serial conversion of signals input from the filters;
The data separation unit of the receiving device includes:
A conversion unit for serial-parallel conversion of the received signal,
A filter having a transmission-side filter characteristic and a complex conjugate characteristic, to which the serial-parallel converted reception signal is input,
A DFT unit that receives an output signal of each filter and inputs a subcarrier signal obtained by performing DFT processing to the majority decoder or decimator,
A multi-carrier communication system comprising:
ことを特徴とする請求項1又は2記載のマルチキャリア通信システム。Only in the subchannel adjacent to the subchannel whose BER is to be reduced, the transmitting device includes the data copy unit, and the receiving device includes the majority decoder or decimator.
The multicarrier communication system according to claim 1, wherein the multicarrier communication system is a multicarrier communication system.
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