JP3888376B2

JP3888376B2 - Discharge lamp lighting device

Info

Publication number: JP3888376B2
Application number: JP2004332491A
Authority: JP
Inventors: 淳上岡; 勝信濱本; 省互一村; 直景岸本; 幸男山中
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2004-11-16
Filing date: 2004-11-16
Publication date: 2007-02-28
Anticipated expiration: 2015-11-29
Also published as: JP2005108854A

Description

本発明は放電灯点灯装置に関する。 The present invention relates to a discharge lamp lighting device.

本発明に係る従来例として、特開平０９−０９８５８０号に示すものがあり、その回路図を図１４に示す。 A conventional example according to the present invention is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 09-098580, and its circuit diagram is shown in FIG.

本回路は、交流電源Ｅを全波整流する整流器ＤＢと、整流器ＤＢの出力端に接続されたコンデンサＣ６と、コンデンサＣ６の両端に接続されたスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列接続と、スイッチング素子Ｑ２の両端に接続されたダイオ−ドＤ１、Ｄ２の直列接続と、ダイオ−ドＤ２を介してスイッチング素子Ｑ１の両端に接続されたインダクタンス素子Ｌ１、平滑コンデンサＣ１の直列接続と、スイッチング素子Ｑ２の両端に接続されたコンデンサＣ２、インダクタンス素子Ｌ２、トランスＴ１の１次巻線ｎ１の直列接続とから構成されるとともに、２石のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交互にオンオフを繰り返すことにより、トランスＴ１の２次巻線ｎ２、直流成分カット用コンデンサＣ４を介して負荷に交流の高周波電力を供給する放電灯点灯装置である。また、インダクタンス素子Ｌ１、平滑コンデンサＣ１、ダイオ−ドＤ１、Ｄ２からなる回路では、スイッチング素子Ｑ２のオン時に、交流電源Ｅ→整流器ＤＢ→インダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ１→ダイオ−ドＤ２→スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢ→交流電源Ｅの経路で電流を供給することにより、平滑コンデンサＣ１に所定値の充電電圧を発生させ、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の充電電圧より低下すると、平滑コンデンサＣ１の充電電圧がスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２等からなるインバータ回路の電源となる。つまり、インダクタンス素子Ｌ１、平滑コンデンサＣ１、ダイオ−ドＤ１、Ｄ２からなる回路は、所謂部分平滑電源として動作する。さらに、スイッチング素子Ｑ２と並列に、抵抗Ｒ４及び第１の開閉手段（以下、スイッチング素子と呼ぶ。）Ｑ３の直列接続からなる平滑コンデンサＣ１の充電回路（第１の充電回路、以下充電回路と呼ぶ。）を接続するとともに、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動する発振回路２及びスイッチング素子Ｑ３を制御する起動回路１を設けた。コンデンサＣ６の両端に並列接続された限流要素である抵抗Ｒ５、ツェナーダイオードＺＤ１の直列接続と、ツェナーダイオードＺＤ１の両端に並列接続された平滑コンデンサＣ３とで、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の起動時における起動回路１、発振回路２の制御電源Ｖｃｃを構成し、トランスＴ１の補助巻線ｎ３に発生する２次電圧をダイオードＤ３を介して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の起動後における起動回路１、発振回路２の制御電源Ｖｃｃを構成する。これは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の起動時での起動回路１、発振回路２の制御電流はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の駆動時に必要とするそれよりも小さいので、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の駆動時での制御電流を補うために、トランスＴ１の補助巻線ｎ３からダイオードＤ３を介して起動回路１、発振回路２へ制御電流を供給する構成としているものである。 This circuit includes a rectifier DB for full-wave rectification of the AC power supply E, a capacitor C6 connected to the output terminal of the rectifier DB, a series connection of switching elements Q1 and Q2 connected to both ends of the capacitor C6, and a switching element Q2. The diodes D1 and D2 connected to both ends of the switching element Q2, the inductance element L1 connected to both ends of the switching element Q1 via the diode D2, and the smoothing capacitor C1 are connected in series, and both ends of the switching element Q2 And a series connection of the primary winding n1 of the transformer T1 and the two switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off alternately. Discharge to supply AC high frequency power to the load via the secondary winding n2 and the DC component cutting capacitor C4. A lamp lighting device. Further, in the circuit including the inductance element L1, the smoothing capacitor C1, and the diodes D1 and D2, when the switching element Q2 is turned on, the AC power source E → rectifier DB → inductance element L1 → smoothing capacitor C1 → diode D2 → switching element. By supplying a current through the path of Q2 → rectifier DB → AC power supply E, a charging voltage of a predetermined value is generated in the smoothing capacitor C1, and when the output voltage of the rectifier DB is lower than the charging voltage of the smoothing capacitor C1, the smoothing capacitor C1 Is the power supply for the inverter circuit composed of the switching elements Q1, Q2, and the like. That is, the circuit including the inductance element L1, the smoothing capacitor C1, and the diodes D1 and D2 operates as a so-called partial smoothing power source. Further, in parallel with the switching element Q2, a charging circuit (first charging circuit, hereinafter referred to as a charging circuit) of a smoothing capacitor C1 comprising a series connection of a resistor R4 and a first switching means (hereinafter referred to as a switching element) Q3. )) And an oscillation circuit 2 for driving the switching elements Q1 and Q2 and an activation circuit 1 for controlling the switching element Q3. A resistor R5, which is a current limiting element connected in parallel to both ends of the capacitor C6, and a Zener diode ZD1 connected in series, and a smoothing capacitor C3 connected in parallel to both ends of the Zener diode ZD1, at the time of activation of the switching elements Q1, Q2 The control circuit Vcc of the starter circuit 1 and the oscillator circuit 2 is configured, and the secondary voltage generated in the auxiliary winding n3 of the transformer T1 is supplied via the diode D3 to the starter circuit 1 and the oscillator circuit after the switching elements Q1 and Q2 are started 2 control power supply Vcc. This is because when the switching elements Q1 and Q2 are driven, the control currents of the startup circuit 1 and the oscillation circuit 2 when the switching elements Q1 and Q2 are started are smaller than those required when the switching elements Q1 and Q2 are driven. In order to compensate for this control current, the control current is supplied from the auxiliary winding n3 of the transformer T1 to the starting circuit 1 and the oscillation circuit 2 via the diode D3.

起動回路１、発振回路２に関する動作は以下に示す通りである。電源投入時は一定期間起動回路１を働かせ、スイッチング素子Ｑ３をオン状態にするとともに、発振回路２を停止させてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振を停止させる、つまりインバータ回路の発振を停止させる。そして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が発振停止している期間中に抵抗Ｒ４及びスイッチング素子Ｑ３を介して平滑コンデンサＣ１に充電電荷を蓄積させ、その後スイッチング素子Ｑ３をオフし、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振開始を行う。この様に構成することにより、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が発振開始する際には、平滑コンデンサＣ１には充分な電荷が充電されているため、スイッチング素子などへの過大な電流ストレスの発生を防止することができる。また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振開始後はスイッチング素子Ｑ３をオフするので、抵抗Ｒ４での不要な電力消費も生じることはない。 Operations relating to the start-up circuit 1 and the oscillation circuit 2 are as follows. When the power is turned on, the activation circuit 1 is operated for a certain period to turn on the switching element Q3 and stop the oscillation circuit 2 to stop the oscillation of the switching elements Q1 and Q2, that is, stop the oscillation of the inverter circuit. Then, during the period when the switching elements Q1 and Q2 are not oscillating, the charge charge is accumulated in the smoothing capacitor C1 via the resistor R4 and the switching element Q3, and then the switching element Q3 is turned off to oscillate the switching elements Q1 and Q2. Start. With this configuration, when the switching elements Q1 and Q2 start to oscillate, the smoothing capacitor C1 is sufficiently charged, so that excessive current stress on the switching elements and the like is prevented. be able to. Further, since the switching element Q3 is turned off after the oscillation of the switching elements Q1 and Q2 is started, unnecessary power consumption at the resistor R4 does not occur.

また、放電灯Ｌａ１の非電源側端子間に並列接続された抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１、放電灯Ｌａ１のｆ１、ｆ２を介してスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の両端に並列接続された抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、放電灯Ｌａ１のフィラメントｆ１、ｆ２により決定される電圧Ｖ１及び所定電圧Ｖｒｅｆを比較して発振回路２に信号を出力するＩＣ１とを設けて、無負荷検出及びフィラメント断線検出を行う検出回路を構成する。 In addition, a resistor R1 connected in parallel between the non-power supply side terminals of the discharge lamp La1, a resistor R2, a resistor R3 connected in parallel to both ends of the switching elements Q1, Q2 via the resistor R1, and f1, f2 of the discharge lamp La1. And IC1 for comparing the voltage V1 determined by the filaments f1 and f2 of the discharge lamp La1 and the predetermined voltage Vref and outputting a signal to the oscillation circuit 2, and providing no-load detection and filament breakage detection The detection circuit which performs is constituted.

この検出回路の動作は以下の通りである。正常な放電灯Ｌａ１の装着時は、電源より放電灯Ｌａ１のフィラメントｆ１→抵抗Ｒ１→放電灯Ｌａ１のフィラメントｆ２→抵抗Ｒ２→抵抗Ｒ３の経路で電流が流れるので、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、放電灯Ｌａ１のフィラメントｆ１、ｆ２により決定される電圧Ｖ１は上昇し、この場合に電圧Ｖ１が所定電圧Ｖｒｅｆを上回る様に設定しておくことで、ＩＣ１はロー（Ｌ）レベルの信号を発振回路２に出力する。発振回路２はこの信号を受けてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振動作を継続する。一方、放電灯Ｌａ１が未装着もしくは放電灯Ｌａ１のフィラメントｆ１、ｆ２の少なくとも一方が断線すると、上述の様な抵抗Ｒ２、Ｒ３への電流経路が遮断されるので、電圧Ｖ１は略零に低下し、つまり所定電圧Ｖｒｅｆを下回り、ＩＣ１はハイ（Ｈ）レベルの信号を発振回路２に出力する。発振回路２はこの信号を受けて回路部品の保護のためにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振動作を停止し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振停止を行う。ここで、直流成分カット用コンデンサＣ４には電荷が充電されているものとすると、電源→直流成分カット用コンデンサＣ４→トランスＴ１の２次巻線ｎ２→抵抗Ｒ２→抵抗Ｒ３→電源という電流経路は存在しない。 The operation of this detection circuit is as follows. When the normal discharge lamp La1 is mounted, current flows from the power source through the path of the filament f1 of the discharge lamp La1, the resistance R1, the filament f2 of the discharge lamp La1, the resistance R2, and the resistance R3, so that the resistances R1 to R3 and the discharge lamp La1. The voltage V1 determined by the filaments f1 and f2 rises. In this case, by setting the voltage V1 to exceed the predetermined voltage Vref, the IC1 outputs a low (L) level signal to the oscillation circuit 2. To do. The oscillation circuit 2 receives this signal and continues the oscillation operation of the switching elements Q1 and Q2. On the other hand, if the discharge lamp La1 is not mounted or at least one of the filaments f1 and f2 of the discharge lamp La1 is disconnected, the current path to the resistors R2 and R3 as described above is interrupted, so the voltage V1 decreases to substantially zero. That is, the voltage falls below the predetermined voltage Vref, and the IC 1 outputs a high (H) level signal to the oscillation circuit 2. In response to this signal, the oscillation circuit 2 stops the oscillation operation of the switching elements Q1 and Q2 to protect the circuit components, and stops the oscillation of the switching elements Q1 and Q2. Here, assuming that the DC component cutting capacitor C4 is charged, the current path of power source → DC component cutting capacitor C4 → secondary winding n2 of transformer T1 → resistance R2 → resistance R3 → power source is not exist.

さらにまた、一般に放電灯は、先行予熱モード、始動モード、点灯モードという３つの動作モードが存在する。先行予熱モードでは、放電灯のフィラメントに充分な予熱電力を供給し、且つランプ寿命の劣化を防ぐことが要求される。つまり、放電灯のフィラメントに充分な予熱電力が得られなくなると、それを補うためにより大きな始動電圧を印加する必要が生じ、その結果大きなストレスを放電灯のフィラメントなどに印加してしまうので、フィラメントの劣化が生じやすくなり、ランプ寿命の劣化が生じてしまうので、それを防ぐことが要求される。また、点灯モードでは、放電灯のフィラメントにはあまり予熱電力を供給せずに、且つランプ寿命の劣化を防ぐこと及び電力ロスの低減が要求される。つまり、点灯中であるのも関わらず、放電灯のフィラメントに大きな予熱電力を供給すると、それが放電灯のフィラメントなどに印加されるストレスとなり、フィラメントの劣化が生じやすくなり、ランプ寿命の劣化が生じてしまうとともに電力ロスが生じてしまうので、ランプ寿命の劣化を防ぐこと及び電力ロスの低減が要求される。さらにインバータ回路は、進相モードによって生じる電力ロスを防ぐために遅相モードで動作させる必要がある。 Furthermore, in general, a discharge lamp has three operation modes: a pre-heating mode, a start mode, and a lighting mode. In the pre-heating mode, it is required to supply sufficient pre-heating power to the filament of the discharge lamp and prevent deterioration of the lamp life. In other words, if sufficient preheating power cannot be obtained for the filament of the discharge lamp, it becomes necessary to apply a larger starting voltage to compensate for this, and as a result, a large stress is applied to the filament of the discharge lamp. Is likely to occur, and the lamp life is deteriorated. Therefore, it is required to prevent it. Further, in the lighting mode, it is required that the preheating power is not supplied to the filament of the discharge lamp so much that the lamp life is prevented from being deteriorated and the power loss is reduced. In other words, if a large amount of preheating power is supplied to the filament of the discharge lamp even when it is lit, it becomes a stress applied to the filament of the discharge lamp, and the filament is liable to deteriorate, resulting in a deterioration of the lamp life. As a result, a power loss occurs, and therefore, it is required to prevent deterioration of the lamp life and to reduce the power loss. Further, the inverter circuit needs to be operated in the slow phase mode in order to prevent power loss caused by the fast phase mode.

以上の点を考慮して、インバータ回路の発振周波数ｆと回路の共振周波数との関係を決定する必要があり、その特性図を図１５に示す。図１５において、ｆｏは回路の固有共振周波数、ｆ１は先行予熱モードでのインバータ回路の発振周波数、ｆ２は始動モードでのインバータ回路の発振周波数、ｆ３は点灯モードでのインバータ回路の発振周波数を示し、実線が放電灯が不点灯時でのインバータ回路の発振周波数ｆとトランスＴ１の両端電圧（例えば、トランスＴ１の２次巻線ｎ２に発生する２次電圧）との関係を、一点鎖線が放電灯が点灯時でのインバータ回路の発振周波数ｆとトランスＴ１の両端電圧との関係を示す。 Considering the above points, it is necessary to determine the relationship between the oscillation frequency f of the inverter circuit and the resonance frequency of the circuit, and a characteristic diagram thereof is shown in FIG. In FIG. 15, fo is the natural resonance frequency of the circuit, f1 is the oscillation frequency of the inverter circuit in the preceding preheating mode, f2 is the oscillation frequency of the inverter circuit in the start mode, and f3 is the oscillation frequency of the inverter circuit in the lighting mode. The solid line indicates the relationship between the oscillation frequency f of the inverter circuit when the discharge lamp is not lit and the voltage across the transformer T1 (for example, the secondary voltage generated in the secondary winding n2 of the transformer T1). The relationship between the oscillation frequency f of the inverter circuit and the voltage across the transformer T1 when the lamp is lit is shown.

先行予熱モードでは、発振周波数ｆ１を固有共振周波数ｆｏに近づけることによりトランスＴ１の両端電圧は増加してしまう、つまり充分な予熱電力を放電灯のフィラメントに供給することなく放電灯の両端電圧は増加してしまうので、放電灯の寿命が劣化してしまう。よって、先行予熱モードでは発振周波数ｆ１をあまり固有共振周波数ｆｏに近づけることは望ましくない。先行予熱モードにより充分な予熱電力を放電灯のフィラメントに供給した後で、ｆ１からｆ２へと発振周波数を低下させることによりトランスＴ１の両端電圧を増加し、つまり放電灯の両端電圧を増加して始動モードへと移行する。始動モードで充分な始動電圧が放電灯に供給されると、始動モードから点灯モードへと移行して放電灯を点灯する。放電灯が点灯することにより、インバータ回路の発振周波数ｆとトランスＴ１の両端電圧との関係は、図１５に示す実線の関係から一点鎖線の関係へと変化する。そして、放電灯に所望の電力を供給する様なｆ３へとインバータ回路の発振周波数ｆを変化させる。以上の様に動作することにより、放電灯の寿命劣化を防止するとともに、電力ロスを低減することが可能となる。
特開平９−０９８５８０号公報 In the preceding preheating mode, the voltage across the transformer T1 increases by bringing the oscillation frequency f1 close to the natural resonance frequency fo, that is, the voltage across the discharge lamp increases without supplying sufficient preheating power to the filament of the discharge lamp. As a result, the life of the discharge lamp deteriorates. Therefore, it is not desirable to make the oscillation frequency f1 very close to the natural resonance frequency fo in the preceding preheating mode. After supplying sufficient preheating power to the filament of the discharge lamp in the preceding preheating mode, the voltage at both ends of the transformer T1 is increased by decreasing the oscillation frequency from f1 to f2, that is, the voltage at both ends of the discharge lamp is increased. Transition to start mode. When a sufficient starting voltage is supplied to the discharge lamp in the start mode, the start mode is switched to the lighting mode, and the discharge lamp is turned on. When the discharge lamp is lit, the relationship between the oscillation frequency f of the inverter circuit and the voltage across the transformer T1 changes from the solid line relationship shown in FIG. 15 to the one-dot chain line relationship. Then, the oscillation frequency f of the inverter circuit is changed to f3 for supplying desired power to the discharge lamp. By operating as described above, it is possible to prevent the life of the discharge lamp from deteriorating and reduce power loss.
JP-A-9-098580

しかし上記従来例においては、以下に示す様な第１の問題点が生じてしまう。本従来例では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の起動時に抵抗Ｒ５、平滑コンデンサＣ３、ツェナーダイオードＺＤ１により起動回路１、発振回路２の制御電源Ｖｃｃを供給するが、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の起動時での充分な制御電流を確保するために、抵抗Ｒ５の抵抗値を小さくする必要が生じる。しかし、抵抗Ｒ５の抵抗値を小さくすると、抵抗Ｒ５での電力ロスが増加してしまう。（図１６（ｅ）参照）なお、図１５に示す回路において、起動回路１は上述の様にして図１５（ａ）に示す様な制御電源Ｖｃｃを得ているので、制御電源Ｖｃｃが安定するまでは、図１６（ｂ）に示すように起動回路１の出力の立ち上がりの波形は、角が欠けた様な波形が得られる。 However, in the above conventional example, the first problem as described below occurs. In this conventional example, when the switching elements Q1 and Q2 are started, the control power source Vcc of the starting circuit 1 and the oscillation circuit 2 is supplied by the resistor R5, the smoothing capacitor C3, and the Zener diode ZD1, but when the switching elements Q1 and Q2 are started, In order to ensure a sufficient control current, it is necessary to reduce the resistance value of the resistor R5. However, if the resistance value of the resistor R5 is reduced, the power loss at the resistor R5 increases. In the circuit shown in FIG. 15, the starter circuit 1 obtains the control power supply Vcc as shown in FIG. 15A as described above, so that the control power supply Vcc is stabilized. Up to this point, as shown in FIG. 16B, the rising waveform of the output of the starter circuit 1 is a waveform with missing corners.

また、上記従来例においては、以下に示す様な第２の問題点が生じてしまう。電源投入後の一定期間は、直流成分カット用コンデンサＣ４には充分には電荷が充電されておらず、電源→直流成分カット用コンデンサＣ４→トランスＴ１の２次巻線ｎ２→抵抗Ｒ２→抵抗Ｒ３→電源という直流成分カット用コンデンサＣ４の充電電流ループが存在するので、図１７（ａ）に示すように直流成分カット用コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４は略零より徐々に上昇していく。しかし、直流成分カット用コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４が徐々に上昇していくことにより電圧Ｖ１が所定電圧Ｖｒｅｆを下回るまでは（時刻ｔ２）、図１７（ｂ）に示すように電圧Ｖ１は所定電圧Ｖｒｅｆを上回るので、放電灯Ｌａ１の有無及びフィラメントの断線の有無に関わらず、図１７（ｃ）に示すようにＩＣ１はＬレベルの信号を出力し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は発振動作を行ってしまう。よって、この期間に放電灯Ｌａ１の未装着及びフィラメントの断線などがあると、スイッチング素子等に過大なストレスがかかってしまう。 Further, in the above conventional example, the second problem as described below occurs. During a certain period after the power is turned on, the DC component cutting capacitor C4 is not sufficiently charged, and the power source → DC component cutting capacitor C4 → secondary winding n2 of the transformer T1 → resistance R2 → resistance R3. → Since there is a charging current loop of the DC component cutting capacitor C4 as a power source, the voltage Vc4 across the DC component cutting capacitor C4 gradually rises from substantially zero as shown in FIG. However, until the voltage V1 at both ends of the DC component cutting capacitor C4 gradually rises until the voltage V1 falls below the predetermined voltage Vref (time t2), the voltage V1 is the predetermined voltage as shown in FIG. Since it exceeds Vref, regardless of the presence or absence of the discharge lamp La1 and the presence or absence of breakage of the filament, IC1 outputs an L level signal as shown in FIG. 17C, and the switching elements Q1 and Q2 perform an oscillation operation. End up. Therefore, if the discharge lamp La1 is not mounted or the filament is disconnected during this period, excessive stress is applied to the switching element or the like.

本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、電力ロスを低減可能であるとともに、放電灯の無負荷及びフィラメントの断線などの異常状態を確実に検出してスイッチング素子等に過大なストレスが印加されることを防止可能な放電灯点灯装置を提供することである。 The present invention has been made in view of the above problems, and the object of the present invention is to reduce power loss and to reliably detect abnormal conditions such as no discharge lamp load and filament breakage. An object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device capable of preventing an excessive stress from being applied to an element or the like.

上記問題点を解決するために、請求項１記載の発明によれば、交流電源（Ｅ）を全波整流する整流器（ＤＢ）と、整流器（ＤＢ）の出力端に接続されるインダクタンス素子（Ｌ１）、平滑コンデンサ（Ｃ１）、及びダイオード（Ｄ１）の直列回路、及び平滑コンデンサ（Ｃ１）とダイオード（Ｄ１）との間に接続されるダイオード（Ｄ２）を有する部分平滑回路と、部分平滑回路におけるインダクタンス素子（Ｌ１）、平滑コンデンサ（Ｃ１）、及びダイオード（Ｄ１）の直列回路の両端に接続され部分平滑回路（Ｌ１、Ｃ１、Ｄ１、Ｄ２）の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路（Ｑ１、Ｑ２）と、インバータ回路（Ｑ１、Ｑ２）の出力端に接続されるトランスの１次巻線（ｎ１）と、トランスの２次巻線（ｎ２）に接続される直流成分カット用コンデンサ（Ｃ４）及び放電灯（Ｌａ１）の直列回路と、インバータ回路（Ｑ１、Ｑ２）を駆動する発振回路（２）と、ダイオード（Ｄ２）の出力端に接続される抵抗（Ｒ４）及びスイッチング素子（Ｑ３）の直列回路であって、発振回路（２）の発振開始前に起動回路（１）がスイッチング素子（Ｑ３）をオンすることにより平滑コンデンサ（Ｃ１）を充電する第１の充電回路（Ｒ４、Ｑ３）と、第１の充電回路（Ｒ４、Ｑ３）のスイッチング素子（Ｑ３）を駆動する起動回路（１）と、放電灯（Ｌａ１）の点灯時に発振回路（２）及び起動回路（１）に電力を供給するトランスの３次巻線（ｎ３）と、を備え、発振回路（２）及び起動回路（１）は、第１の開閉手段（Ｑ４）を介して整流器（ＤＢ）の出力端に接続されており、発振回路（２）及び起動回路（１）は、発振回路（２）の発振開始前には起動回路（１）が第１の開閉手段（Ｑ４）がオンすることにより整流器（ＤＢ）から電力供給を受け、発振回路（２）の発振開始後には起動回路（１）が第１の開閉手段（Ｑ４）がオフすることによりトランスの３次巻線（ｎ３）からのみ電力供給を受けることを特徴とする。 In order to solve the above problems, according to the invention described in claim 1, a rectifier (DB) for full-wave rectification of the AC power supply (E) and an inductance element (L1) connected to an output terminal of the rectifier (DB). ), A series circuit of a smoothing capacitor (C1) and a diode (D1), and a partial smoothing circuit having a diode (D2) connected between the smoothing capacitor (C1) and the diode (D1); An inverter circuit (Q1) that converts the DC power of the partial smoothing circuits (L1, C1, D1, D2) into AC power connected to both ends of a series circuit of an inductance element (L1), a smoothing capacitor (C1), and a diode (D1). Q2), the primary winding (n1) of the transformer connected to the output terminal of the inverter circuit (Q1, Q2), and the direct connection to the secondary winding (n2) of the transformer. A series circuit of a component cutting capacitor (C4) and a discharge lamp (La1), an oscillation circuit (2) for driving the inverter circuits (Q1, Q2), and a resistor (R4) connected to the output terminal of the diode (D2) And the switching circuit (Q3), the start circuit (1) turns on the switching element (Q3) before the oscillation of the oscillation circuit (2) starts to charge the smoothing capacitor (C1). The charging circuit (R4, Q3), the starting circuit (1) for driving the switching element (Q3) of the first charging circuit (R4, Q3), the oscillation circuit (2) and starting when the discharge lamp (La1) is lit A transformer tertiary winding (n3) for supplying power to the circuit (1), and the oscillation circuit (2) and the starting circuit (1) are connected to the rectifier (DB) via the first switching means (Q4). Connected to the output end) Ri, the oscillation circuit (2) and the activation circuit (1) from the oscillation circuit starting circuit before start of oscillation (2) (1) of the rectifier by first switching means (Q4) is turned on (DB) After starting the oscillation of the oscillation circuit (2), the starting circuit (1) receives power supply only from the tertiary winding (n3) of the transformer by turning off the first switching means (Q4). It is characterized by.

請求項２記載の発明によれば、整流器（ＤＢ）の出力端に放電灯（Ｌａ１）の第１のフィラメント（ｆ１）を介して放電灯（Ｌａ１）のトランス２次巻線（ｎ２）と反対側に並列に接続される抵抗（Ｒ１）と、放電灯（Ｌａ１）の第１のフィラメント（ｆ１）、抵抗（Ｒ１）及び放電灯（Ｌａ１）の第２のフィラメント（ｆ２）を介して流れる直流電流の有無を検出する検出回路（Ｒ２、Ｒ３、ＩＣ１）で、検出回路（Ｒ２、Ｒ３、ＩＣ１）に直流電流が流れない場合には、発振回路（２）がインバータ回路（Ｑ１、Ｑ２）の発振を停止させることを特徴とする。 According to the invention described in claim 2, the output terminal of the rectifier (DB) is opposite to the transformer secondary winding (n2) of the discharge lamp (La1) via the first filament (f1) of the discharge lamp (La1). DC flowing through the resistor (R1) connected in parallel to the side , the first filament (f1) of the discharge lamp (La1), the resistor (R1) and the second filament (f2) of the discharge lamp (La1) In the detection circuit (R2, R3, IC1) for detecting the presence or absence of current, when no direct current flows through the detection circuit (R2, R3, IC1), the oscillation circuit (2) is connected to the inverter circuit (Q1, Q2). Oscillation is stopped.

請求項３記載の発明によれば、放電灯（Ｌａ１）と並列にトランスの２次巻線（ｎ２）と直流成分カット用コンデンサ（Ｃ４）が接続されるとともに、整流器（ＤＢ）の出力端が直流成分カット用コンデンサ（Ｃ４）と放電灯（Ｌａ１）の第１のフィラメント（ｆ１）との間に接続され、インバータ回路（Ｑ１、Ｑ２）の発振開始前に直流成分カット用コンデンサ（Ｃ４）を充電する第２の充電回路をさらに設けたことを特徴とする。 According to the third aspect of the present invention, a discharge lamp (La1) and parallel transformer secondary winding (n2) and a DC component cut capacitor (C4) is connected to Rutotomoni, the output terminal of the rectifier (DB) Connected between the DC component cutting capacitor (C4) and the first filament (f1) of the discharge lamp (La1), the DC component cutting capacitor (C4) is connected before the oscillation of the inverter circuits (Q1, Q2) is started. A second charging circuit for charging is further provided.

請求項４記載の発明によれば、第２の充電回路は、トランスの２次巻線（ｎ２）と直流成分カット用コンデンサ（Ｃ４）との直列回路と整流器（ＤＢ）の負の出力端子との間に接続される第２の開閉手段（Ｑ６）であって、第２の開閉手段（Ｑ６）をオンすることにより直流成分カット用コンデンサ（Ｃ４）を充電することを特徴とする。 According to the invention described in claim 4, the second charging circuit includes a series circuit of the secondary winding (n2) of the transformer and the DC component cutting capacitor (C4), and a negative output terminal of the rectifier (DB). The second open / close means (Q6) connected between the first and second open / close means (Q6), the DC component cut capacitor (C4) is charged by turning on the second open / close means (Q6) .

請求項５記載の発明によれば、第２の開閉手段（Ｑ６）は、第１の開閉手段（Ｑ４）と同一であることを特徴とする。 According to the invention described in claim 5, the second opening / closing means (Q6) is the same as the first opening / closing means (Q4) .

請求項６記載の発明によれば、トランスの４次巻線（ｎ４）及びトランスの５次巻線（ｎ５）をさらに設け、トランスの４次巻線（ｎ４）及びトランスの５次巻線（ｎ５）にそれぞれ直列に接続される予熱インダクタ（Ｌ３、Ｌ４）、予熱コンデンサ（Ｃ８、Ｃ９）及び放電灯（Ｌａ１）のフィラメント（ｆ１、ｆ２）を備えたことを特徴とする。 According to the sixth aspect of the present invention, the transformer quaternary winding (n4) and the transformer quaternary winding (n5) are further provided, and the transformer quaternary winding (n4) and transformer quaternary winding ( n5) includes preheating inductors (L3, L4) connected in series, preheating capacitors (C8, C9), and filaments (f1, f2) of the discharge lamp (La1) .

請求項７記載の発明によれば、予熱インダクタ（Ｌ３、Ｌ４）、予熱コンデンサ（Ｃ８、Ｃ９）及び放電灯（Ｌａ１）のフィラメント（ｆ１、ｆ２）とからなる共振回路の共振周波数は、放電灯（Ｌａ１）のフィラメント（ｆ１、ｆ２）を予熱時しているときの発振回路の発振周波数と同一であることを特徴とする。 According to the seventh aspect of the present invention, the resonance frequency of the resonance circuit including the preheating inductors (L3, L4), the preheating capacitors (C8, C9) and the filaments (f1, f2) of the discharge lamp (La1) It is the same as the oscillation frequency of the oscillation circuit when preheating the filaments (f1, f2) of (La1).

請求項８記載の発明によれば、予熱インダクタ（Ｌ３、Ｌ４）を設けることに代えて、トランスの４次巻線（ｎ４）及びトランスの５次巻線（ｎ５）がそれぞれの予熱インダクタ（Ｌ３、Ｌ４）を兼用していることを特徴とする。 According to the eighth aspect of the invention, instead of providing the preheating inductors (L3, L4) , the quaternary winding (n4) of the transformer and the quaternary winding (n5) of the transformer are respectively connected to the preheating inductors (L3). , L4) .

請求項９記載の発明によれば、巻線のインダクタ（ｎ４、ｎ５）、予熱コンデンサ（Ｃ８、Ｃ９）及び放電灯（Ｌａ１）のフィラメント（ｆ１、ｆ２）とからなる共振回路の共振周波数は、放電灯（Ｌａ１）のフィラメント（ｆ１、ｆ２）を予熱しているときの発振回路の発振周波数と同一であることを特徴とする。

According to the ninth aspect of the present invention, the resonance frequency of the resonance circuit including the winding inductors (n4, n5), the preheating capacitors (C8, C9), and the filaments (f1, f2) of the discharge lamp (La1) is The oscillation frequency of the oscillation circuit when the filaments (f1, f2) of the discharge lamp (La1) are preheated is the same .

請求項１に記載の発明によれば、電力ロスを低減可能である放電灯点灯装置を提供できる。 According to invention of Claim 1, the discharge lamp lighting device which can reduce an electric power loss can be provided.

請求項２に記載の発明によれば、放電灯の無負荷及びフィラメントの断線などの異常状態を確実に検出してスイッチング素子等に過大なストレスが印加されることを防止可能な放電灯点灯装置を提供できる。 According to the second aspect of the present invention, a discharge lamp lighting device capable of reliably detecting an abnormal state such as no load of the discharge lamp and disconnection of the filament to prevent an excessive stress from being applied to the switching element or the like. Can provide.

請求項３から請求項５までに記載の発明によれば、放電灯の無負荷及びフィラメントの断線などの異常状態をより早く検出してスイッチング素子等に過大なストレスが印加されることを防止可能な放電灯点灯装置を提供できる。 According to the invention described in claims 3 to 5, it is possible to detect an abnormal state such as no load of the discharge lamp and disconnection of the filament earlier and prevent an excessive stress from being applied to the switching element or the like. A discharge lamp lighting device can be provided.

請求項６から請求項９までに記載の発明によれば、放電灯の寿命劣化の防止が可能な放電灯点灯装置を提供できる。 According to the invention described in claims 6 to 9, it is possible to provide a discharge lamp lighting device capable of preventing the deterioration of the life of the discharge lamp.

（実施の形態１）
本発明に係る第１の実施の形態の回路図を図１に、その動作波形図を図３に示す。 (Embodiment 1)
A circuit diagram of the first embodiment according to the present invention is shown in FIG. 1, and its operation waveform diagram is shown in FIG.

図１４に示した従来例と異なる点は、抵抗Ｒ６、Ｒ１６、Ｒ１７、スイッチング素子Ｑ４、Ｑ５、ツェナーダイオードＺＤ２からなるとともに、抵抗Ｒ５に流れる電流を制御する電流制御回路を新たに設けたことであり、その他の従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。ここで、スイッチング素子Ｑ４は抵抗Ｒ５及び平滑コンデンサＣ３間に挿入され、スイッチング素子Ｑ５は抵抗Ｒ１６、平滑コンデンサＣ３を介してスイッチング素子Ｑ４のベース・コレクタ間に接続され、ツェナーダイオードＺＤ２は抵抗Ｒ１７を介してスイッチング素子Ｑ５のベース・エミッタ間に接続され、抵抗Ｒ６は整流器ＤＢの正の出力端子及びスイッチング素子Ｑ３のゲート端子間に接続され、スイッチング素子Ｑ５のベース端子は抵抗Ｒ１７を介してスイッチング素子Ｑ３のゲート端子に接続している。また起動回路１は、図２に示すようにスイッチング素子Ｑ０を有するとともにオープンコレクタのものとする。ツェナーダイオードＺＤ２は、スイッチング素子Ｑ０及びスイッチング素子Ｑ３のゲート保護のために設けた。 The difference from the conventional example shown in FIG. 14 is that a resistor R6, R16, R17, switching elements Q4, Q5, and a Zener diode ZD2 are provided, and a current control circuit for controlling the current flowing through the resistor R5 is newly provided. The same components as those of the other conventional examples are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Here, the switching element Q4 is inserted between the resistor R5 and the smoothing capacitor C3, the switching element Q5 is connected between the base and collector of the switching element Q4 via the resistor R16 and the smoothing capacitor C3, and the Zener diode ZD2 is connected to the resistor R17. The resistor R6 is connected between the positive output terminal of the rectifier DB and the gate terminal of the switching element Q3, and the base terminal of the switching element Q5 is connected via the resistor R17 to the switching element Q5. It is connected to the gate terminal of Q3. Further, the starting circuit 1 has a switching element Q0 and an open collector as shown in FIG. The Zener diode ZD2 is provided for protecting the gates of the switching element Q0 and the switching element Q3.

次に、図３を参照して動作を簡単に説明する。電源投入後の一定期間はスイッチング素子Ｑ０はオフする。スイッチング素子Ｑ０をオフすることにより、抵抗Ｒ６を介してスイッチング素子Ｑ３のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（＝Ｖ２）はＨレベルとなるので、つまり図３（ｂ）に示すように起動回路１の出力がＨレベルとなるので、スイッチング素子Ｑ３がオンする。この期間は、上述の様に発振回路２を停止させてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振を停止させる、つまりインバータ回路の発振を停止させる。（図３（ｃ））また、Ｈレベルの電圧Ｖ２により抵抗Ｒ１７を介してスイッチング素子Ｑ５はオンされ、スイッチング素子Ｑ５のオンにより抵抗Ｒ１６を介してスイッチング素子Ｑ４もオンとなり、よって、整流器ＤＢの正の出力端子から抵抗Ｒ５を介して平滑コンデンサＣ３を充電する。平滑コンデンサＣ３が充電されることにより、図３（ａ）に示すように制御電源Ｖｃｃは徐々に上昇し、一定時間後にはツェナーダイオードＺＤ１でクランプされた略一定の制御電源Ｖｃｃが得られる。制御電源Ｖｃｃの変化に伴って抵抗Ｒ５を流れる電流は徐々に低下して一定時間後には略一定になる、つまり図３（ｄ）に示すように抵抗Ｒ５での電力損失は徐々に低下して一定時間後には略一定となる。 Next, the operation will be briefly described with reference to FIG. The switching element Q0 is turned off for a certain period after the power is turned on. By turning off the switching element Q0, the gate-source voltage Vgs (= V2) of the switching element Q3 becomes H level via the resistor R6, that is, the output of the starting circuit 1 as shown in FIG. Becomes H level, the switching element Q3 is turned on. During this period, the oscillation circuit 2 is stopped as described above to stop the oscillation of the switching elements Q1 and Q2, that is, the oscillation of the inverter circuit is stopped. Also, the switching element Q5 is turned on via the resistor R17 by the H level voltage V2, and the switching element Q4 is also turned on via the resistor R16 when the switching element Q5 is turned on. The smoothing capacitor C3 is charged from the positive output terminal via the resistor R5. When the smoothing capacitor C3 is charged, the control power supply Vcc gradually rises as shown in FIG. 3A, and a substantially constant control power supply Vcc clamped by the Zener diode ZD1 is obtained after a certain time. As the control power supply Vcc changes, the current flowing through the resistor R5 gradually decreases and becomes substantially constant after a certain time. That is, as shown in FIG. 3D, the power loss at the resistor R5 gradually decreases. It becomes substantially constant after a certain time.

その後スイッチング素子Ｑ０をオンすることにより、図３（ｂ）に示すように起動回路１の出力はＬレベルとなるので、スイッチング素子Ｑ３はオフし、図３（ｃ）に示すように発振回路２によりスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振を開始する。また、起動回路１の出力はＬレベルとなることによりスイッチング素子Ｑ５、Ｑ４をオフして、抵抗Ｒ５に流れる電流を遮断し、図３（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振開始後の抵抗Ｒ５での電力損失を略零にする。一方、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振が開始すると、トランスＴ１の補助巻線ｎ３に発生する２次電圧により、図３（ａ）に示す様な略一定の制御電源Ｖｃｃを得ることができる。なお、本回路においては、起動回路１は抵抗Ｒ６を介して整流器ＤＢの出力端子に接続されているので、図３（ａ）に示す様な制御電源Ｖｃｃの立ち上がりよりも早く、起動回路１の出力は立ち上がる。（図３（ｂ））この様に構成することにより、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が発振開始する際には、平滑コンデンサＣ１、Ｃ３には充分な電荷が充電されているため、スイッチング素子などへの過大な電流ストレスの発生を防止することができる。また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振開始後はスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４をオフするので、抵抗Ｒ４、Ｒ５での不要な電力消費も生じることはない。 Thereafter, when the switching element Q0 is turned on, the output of the starter circuit 1 becomes L level as shown in FIG. 3B, so that the switching element Q3 is turned off and the oscillation circuit 2 is turned on as shown in FIG. 3C. As a result, oscillation of the switching elements Q1, Q2 is started. Further, when the output of the starting circuit 1 becomes L level, the switching elements Q5 and Q4 are turned off, the current flowing through the resistor R5 is cut off, and the oscillation of the switching elements Q1 and Q2 is performed as shown in FIG. The power loss at the resistor R5 after the start is made substantially zero. On the other hand, when oscillation of the switching elements Q1, Q2 starts, a substantially constant control power supply Vcc as shown in FIG. 3A can be obtained by the secondary voltage generated in the auxiliary winding n3 of the transformer T1. In this circuit, since the startup circuit 1 is connected to the output terminal of the rectifier DB via the resistor R6, the startup circuit 1 of the startup circuit 1 is earlier than the rise of the control power supply Vcc as shown in FIG. The output rises. (FIG. 3B) With this configuration, when the switching elements Q1 and Q2 start to oscillate, the smoothing capacitors C1 and C3 are charged with sufficient charges. The generation of excessive current stress can be prevented. Further, since the switching elements Q3 and Q4 are turned off after the oscillation of the switching elements Q1 and Q2 is started, unnecessary power consumption at the resistors R4 and R5 does not occur.

なお、本実施の形態において、抵抗Ｒ４及びスイッチング素子Ｑ３からなる平滑コンデンサＣ１の充電回路は、ダイオ−ドＤ２を介さずにダイオ−ドＤ１と並列に設けてもよい。また、抵抗Ｒ４及びスイッチング素子Ｑ３からなる平滑コンデンサＣ１の充電回路は、例えばサーミスタの様な温度依存性抵抗を用いてもよく、つまり充電電流による自己発熱により平滑コンデンサＣ１が充分充電された際にはその抵抗値が非常に大きくなる素子を用いてもよい。 In the present embodiment, the charging circuit for the smoothing capacitor C1 composed of the resistor R4 and the switching element Q3 may be provided in parallel with the diode D1 without passing through the diode D2. Further, the charging circuit for the smoothing capacitor C1 including the resistor R4 and the switching element Q3 may use a temperature-dependent resistor such as a thermistor, for example, when the smoothing capacitor C1 is sufficiently charged by self-heating due to the charging current. May be an element having a very large resistance value.

（実施の形態２）
本発明に係る第２の実施の形態の要部回路図を図４に、その動作波形図を図５に示す。 (Embodiment 2)
FIG. 4 shows a principal circuit diagram of the second embodiment according to the present invention, and FIG. 5 shows an operation waveform diagram thereof.

図１４に示した従来例と異なる点は、抵抗Ｒ２、Ｒ３の直列接続の両端に抵抗Ｒ８を介して第２の開閉手段（以下、スイッチング素子と呼ぶ。）Ｑ６を並列接続し、スイッチング素子Ｑ６はコンデンサＣ２０、抵抗Ｒ９を介して起動回路１により駆動する様に構成したことであり、その他の従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。なお、図４に図示されていない部分の回路構成は同一とする。 A difference from the conventional example shown in FIG. 14 is that a second switching means (hereinafter referred to as a switching element) Q6 is connected in parallel via resistance R8 at both ends of series connection of resistances R2 and R3, and switching element Q6. Is configured to be driven by the starting circuit 1 via the capacitor C20 and the resistor R9, and the same reference numerals are given to the same components as those of the other conventional examples, and the description thereof is omitted. It is assumed that the circuit configuration of the part not shown in FIG. 4 is the same.

次に図５を参照して動作を簡単に説明する。図５（ｂ）に示すように、時刻ｔ３で起動回路１の出力がＨレベルになると、抵抗Ｒ９、スイッチング素子Ｑ６を介してコンデンサＣ２０の充電電流が流れ、その充電電流によりスイッチング素子Ｑ６がオンする。スイッチング素子Ｑ６がオンすると、整流器ＤＢの正の出力端子→直流成分カット用コンデンサＣ４→トランスＴ１の２次巻線ｎ２→抵抗Ｒ８→スイッチング素子Ｑ６→整流器ＤＢの負の出力端子の経路で、直流成分カット用コンデンサＣ４の充電回路（第２の充電回路、以下充電回路と呼ぶ。）が構成される。ここで、抵抗Ｒ８の抵抗値を抵抗Ｒ１〜Ｒ３の合成抵抗値よりも極めて小さいと設定することにより、図５（ｄ）に示すように、時刻ｔ３以前と比べて直流成分カット用コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４は急激に上昇し、時刻ｔ４（＜ｔ１）で略一定になる。時刻ｔ４〜時刻ｔ１の間、例えば時刻ｔ５でコンデンサＣ２０の充電電流が略零になる様に設定しておくことで、確実に直流成分カット用コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４が略一定になるとともにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振開始以前にスイッチング素子Ｑ６をオフする。なお、時刻ｔ３〜ｔ５はスイッチング素子Ｑ６はオンしているので、図５（ｅ）、（ｆ）に示すように電圧Ｖ１は略零になり、ＩＣ１はＨレベルの出力を行う。また、無負荷及びフィラメント断線などの異常状態になると、抵抗Ｒ２、Ｒ３への電流経路が遮断されるので、時刻ｔ３以降は、図６（ａ）、（ｂ）に示すように電圧Ｖ１が略零になり、ＩＣ１はＨレベルの出力を行う。 Next, the operation will be briefly described with reference to FIG. As shown in FIG. 5B, when the output of the starting circuit 1 becomes H level at time t3, the charging current of the capacitor C20 flows through the resistor R9 and the switching element Q6, and the switching element Q6 is turned on by the charging current. To do. When the switching element Q6 is turned on, the DC output path of the positive output terminal of the rectifier DB → the DC component cutting capacitor C4 → the secondary winding n2 of the transformer T1 → the resistor R8 → the switching element Q6 → the negative output terminal of the rectifier DB A charging circuit (second charging circuit, hereinafter referred to as a charging circuit) for the component cutting capacitor C4 is configured. Here, by setting the resistance value of the resistor R8 to be extremely smaller than the combined resistance value of the resistors R1 to R3, as shown in FIG. 5D, the DC component cutting capacitor C4 is compared with the time before the time t3. The both-end voltage Vc4 increases rapidly and becomes substantially constant at time t4 (<t1). Between time t4 and time t1, for example, by setting so that the charging current of the capacitor C20 becomes substantially zero at time t5, the both-ends voltage Vc4 of the DC component cutting capacitor C4 is surely substantially constant and switching is performed. The switching element Q6 is turned off before starting the oscillation of the elements Q1 and Q2. At time t3 to t5, since the switching element Q6 is on, the voltage V1 becomes substantially zero as shown in FIGS. 5E and 5F, and IC1 outputs an H level. In addition, when an abnormal state such as no load or filament breakage occurs, the current path to the resistors R2 and R3 is interrupted. Therefore, after time t3, the voltage V1 is substantially reduced as shown in FIGS. 6 (a) and 6 (b). It becomes zero, and IC1 outputs H level.

この様に構成したことにより、確実に無負荷及びフィラメント断線などの異常状態を検出してスイッチング素子等に過大なストレスが印加されることを防止できる。なお、本回路を図１に示す第１の実施の形態に用いてもよく、この場合の起動回路１の出力の立ち上がりは図３（ｂ）に示すように早くなり、それに伴い図５（ｄ）に示す様な直流成分カット用コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４が急激に立ち上がる時刻、及び図５（ｅ）、図６（ａ）に示す様な電圧Ｖ１の立ち下がり時刻も早くなる。しかし、ＩＣ１の制御電源の立ち上がりが図５（ａ）に示す様な制御電源Ｖｃｃの立ち上がりの様に遅いので、図５（ｆ）、図６（ｂ）に示す様なＩＣ１の出力がＬレベルからＨレベルへと反転する時刻は遅くなる。 With this configuration, it is possible to reliably detect an abnormal state such as no load and filament breakage and prevent an excessive stress from being applied to the switching element or the like. Note that this circuit may be used in the first embodiment shown in FIG. 1, and the rise of the output of the starting circuit 1 in this case becomes faster as shown in FIG. ), The time when the voltage Vc4 across the DC component cut capacitor C4 suddenly rises and the time when the voltage V1 falls as shown in FIGS. 5 (e) and 6 (a) are also advanced. However, since the rise of the control power supply of IC1 is as slow as the rise of the control power supply Vcc as shown in FIG. 5A, the output of IC1 as shown in FIG. 5F and FIG. The time of reversing from H to H is delayed.

（実施の形態３）
本発明に係る第３の実施の形態の回路図を図７に、その動作波形図を図８に示す。 (Embodiment 3)
A circuit diagram of a third embodiment according to the present invention is shown in FIG. 7, and an operation waveform diagram thereof is shown in FIG.

図１に示した第１の実施の形態と異なる点は、スイッチング素子Ｑ４の代わりにＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１６を用い、コンデンサＣ７の代わりに直流成分カット用コンデンサＣ４を介してトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端に直流成分カット用コンデンサＣ４よりも容量の極めて小さいコンデンサＣ１１を並列接続し、コンデンサＣ１１、抵抗Ｒ２の接点及びスイッチング素子Ｑ３のドレイン端子間に抵抗Ｒ１８を接続し、放電灯Ｌａ１のフィラメントｆ１の両端に並列接続されたトランスＴ１の補助巻線ｎ４、インダクタンス素子Ｌ３、コンデンサＣ８の直列接続によりフィラメントｆ１の予熱回路を構成し、放電灯Ｌａ１のフィラメントｆ２の両端に並列接続されたトランスＴ１の補助巻線ｎ５、インダクタンス素子Ｌ４、コンデンサＣ９の直列接続によりフィラメントｆ２の予熱回路を構成し、抵抗Ｒ３の両端に抵抗Ｒ３の両端電圧を平滑するためのコンデンサＣ１０を並列接続したことであり、その他の第１の実施の形態と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。ここで、電圧Ｖ２とスイッチング素子Ｑ１６のオン可能なゲート電圧ＶＴＨと制御電源Ｖｃｃとスイッチング素子Ｑ１６の最大定格ゲート・ソース間電圧Ｖｍａｘとの関係を
（ＶＴＨ＋Ｖｃｃ）＜Ｖ２＜Ｖｍａｘ・・・・・・・・・（１）
とすることによりスイッチング素子Ｑ１６は容易に制御可能となる。また、抵抗Ｒ１８をスイッチング素子Ｑ３のドレイン端子に接続することにより、図４に示したスイッチング素子Ｑ６をスイッチング素子Ｑ３で共用し、直流成分カット用コンデンサＣ４の急激な充電を行う。 The difference from the first embodiment shown in FIG. 1 is that the switching element Q16, which is a MOSFET, is used instead of the switching element Q4, and the secondary of the transformer T1 is connected via a DC component cutting capacitor C4 instead of the capacitor C7. A capacitor C11 having a capacitance smaller than that of the DC component cutting capacitor C4 is connected in parallel to both ends of the winding n2, and a resistor R18 is connected between the capacitor C11, the contact of the resistor R2, and the drain terminal of the switching element Q3, and the discharge lamp La1. A preheating circuit of the filament f1 is configured by connecting the auxiliary winding n4 of the transformer T1 connected in parallel to both ends of the filament f1, the inductance element L3, and the capacitor C8, and is connected in parallel to both ends of the filament f2 of the discharge lamp La1. Auxiliary winding n5 of transformer T1, inductance element L4 The preheating circuit of the filament f2 is configured by the series connection of the capacitor C9, and the capacitor C10 for smoothing the voltage across the resistor R3 is connected in parallel to both ends of the resistor R3. This is the same as in the other first embodiments. The description of the structure is omitted by giving the same reference numerals. Here, the relationship between the voltage V2, the ON gate voltage VTH of the switching element Q16, the control power supply Vcc, and the maximum rated gate-source voltage Vmax of the switching element Q16 is (VTH + Vcc) <V2 <Vmax. ... (1)
Thus, the switching element Q16 can be easily controlled. Further, by connecting the resistor R18 to the drain terminal of the switching element Q3, the switching element Q6 shown in FIG. 4 is shared by the switching element Q3, and the DC component cutting capacitor C4 is rapidly charged.

この様に新たに放電灯Ｌａ１のフィラメントｆ１、ｆ２の予熱回路を設けたので、図１の回路に示す様な共振要素のコンデンサＣ７を予熱用コンデンサに共用する構成に比べて、予熱回路の設計の自由度が向上する。一方、本回路では無負荷及びフィラメント断線などの異常状態になっても、共振要素であるコンデンサＣ１１がトランスＴ１の２次側に存在する構成となるために、放電灯Ｌａ１の装着端子間には高電圧が発生する可能性が生じるが、本回路では、無負荷及びフィラメント断線などの異常状態を検出してスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振を停止する構成としているので、無負荷及びフィラメント断線などの異常状態に放電灯Ｌａ１の装着端子間に高電圧が発生することを防止することができる。 Since the preheating circuit for the filaments f1 and f2 of the discharge lamp La1 is newly provided as described above, the preheating circuit is designed in comparison with the configuration in which the capacitor C7 of the resonance element as shown in the circuit of FIG. 1 is shared with the preheating capacitor. The degree of freedom increases. On the other hand, in this circuit, even when an abnormal state such as no load or filament breakage occurs, the capacitor C11, which is a resonance element, is present on the secondary side of the transformer T1, and therefore, between the mounting terminals of the discharge lamp La1. Although there is a possibility that a high voltage is generated, in this circuit, since an abnormal state such as no load and filament breakage is detected and oscillation of the switching elements Q1 and Q2 is stopped, no load and filament breakage are caused. It is possible to prevent a high voltage from being generated between the mounting terminals of the discharge lamp La1 in an abnormal state.

次に図８を参照して動作を簡単に説明する。図８（ｂ）に示す様な起動回路１からのＨレベルの信号でスイッチング素子Ｑ３がオンすることにより、抵抗Ｒ２、Ｒ３の両端は抵抗Ｒ１８を介して略短絡されるので、図９（ｃ）に示すように電圧Ｖ１は略零になって所定電圧Ｖｒｅｆを下回り、ＩＣ１はＨレベルの信号を発振回路２に出力し、図８（ｃ）に示すように起動回路１がＨレベルの信号を出力しているときのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振を確実に停止する。時刻ｔ１において、図８（ｂ）に示す様な起動回路１からのＬレベルの信号によりスイッチング素子Ｑ３、Ｑ１６はオフされるので、抵抗Ｒ５を流れる電流の経路は遮断されるとともに、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、コンデンサＣ１０を介して電圧Ｖ１は上昇する。時刻ｔ６において、電圧Ｖ１が所定電圧Ｖｒｅｆを上回ると、ＩＣ１はＬレベルの信号を発振回路２に出力して、図８（ｃ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振動作を行う。電圧Ｖ１が所定電圧Ｖｒｅｆを上回るまでのタイムラグ（時刻ｔ１〜ｔ６）ではＩＣ１はＨレベルの信号を出力するので、例えランプ装着などの正常状態であっても、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は停止してしまい、トランスＴ１の補助巻線ｎ３から発振回路２への制御電流が確保されない。よって、このタイムラグの間は平滑コンデンサＣ３から制御電源Ｖｃｃを得る必要が生じる。しかし、このタイムラグの間はスイッチング素子Ｑ１６はオフしているので、図８（ａ）に示すように制御電源Ｖｃｃは徐々に低下する。よってタイムラグは充分な制御電源Ｖｃｃが得られる範囲内にすることが必要となる。 Next, the operation will be briefly described with reference to FIG. Since the switching element Q3 is turned on by an H level signal from the starting circuit 1 as shown in FIG. 8B, both ends of the resistors R2 and R3 are substantially short-circuited via the resistor R18. As shown in FIG. 8C, the voltage V1 becomes substantially zero and falls below the predetermined voltage Vref, the IC1 outputs an H level signal to the oscillation circuit 2, and the starter circuit 1 outputs an H level signal as shown in FIG. The oscillation of the switching elements Q1 and Q2 is reliably stopped. At time t1, the switching elements Q3 and Q16 are turned off by the L level signal from the starting circuit 1 as shown in FIG. 8B, so that the path of the current flowing through the resistor R5 is blocked and the resistors R1 to R1 The voltage V1 rises through R3 and the capacitor C10. At time t6, when the voltage V1 exceeds the predetermined voltage Vref, the IC1 outputs an L level signal to the oscillation circuit 2, and performs the oscillation operation of the switching elements Q1 and Q2 as shown in FIG. 8C. In the time lag (time t1 to t6) until the voltage V1 exceeds the predetermined voltage Vref, the IC1 outputs an H level signal, so that the switching elements Q1 and Q2 are stopped even in a normal state such as lamp mounting. Therefore, the control current from the auxiliary winding n3 of the transformer T1 to the oscillation circuit 2 is not ensured. Therefore, it is necessary to obtain the control power supply Vcc from the smoothing capacitor C3 during this time lag. However, since the switching element Q16 is off during this time lag, the control power supply Vcc gradually decreases as shown in FIG. Therefore, the time lag needs to be within a range where a sufficient control power supply Vcc can be obtained.

また、無負荷及びフィラメント断線などの異常状態になると、直流成分カット用コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４、電圧Ｖ１、ＩＣ１の出力信号は、図９（ａ）〜図９（ｃ）に示すようになる。 When an abnormal state such as no load or filament breakage occurs, the voltage Vc4, the voltage V1, and the output signal of IC1 of the DC component cutting capacitor C4 are as shown in FIGS. 9 (a) to 9 (c). .

図１０に、図７に示す回路における、インバータ回路の発振周波数ｆとトランスＴ１の両端電圧との関係の特性、及びインバータ回路の発振周波数ｆとインダクタンス素子Ｌ３、コンデンサＣ８からなる共振系のインピーダンスとの関係の特性を示す。なお、インダクタンス素子Ｌ４、コンデンサＣ９からなる共振系もインダクタンス素子Ｌ３、コンデンサＣ８からなる共振系と同様であるので、ここでは説明を省略する。 FIG. 10 shows characteristics of the relationship between the oscillation frequency f of the inverter circuit and the voltage across the transformer T1 in the circuit shown in FIG. 7, and the impedance of the resonance system including the oscillation frequency f of the inverter circuit, the inductance element L3, and the capacitor C8. The characteristics of the relationship. Note that the resonance system including the inductance element L4 and the capacitor C9 is the same as the resonance system including the inductance element L3 and the capacitor C8, and thus the description thereof is omitted here.

先行予熱モードにおいて、インダクタンス素子Ｌ３、コンデンサＣ８からなる共振系の共振周波数をｆ１近傍に設定することにより、トランスＴ１の両端電圧が高く、且つインダクタンス素子Ｌ３、コンデンサＣ８からなる共振系のインピーダンスが略最小になるので、放電灯のフィラメントにはより大きな予熱電力が供給される。また、点灯モードにおいては、インダクタンス素子Ｌ３、コンデンサＣ８からなる共振系の共振周波数をｆ３近傍に設定することにより、トランスＴ１の両端電圧が低く、且つインダクタンス素子Ｌ３、コンデンサＣ８からなる共振系のインピーダンスが大きくなるので、放電灯のフィラメントにはより小さな予熱電力が供給される。 In the preceding preheating mode, by setting the resonance frequency of the resonance system including the inductance element L3 and the capacitor C8 in the vicinity of f1, the voltage across the transformer T1 is high, and the impedance of the resonance system including the inductance element L3 and the capacitor C8 is substantially reduced. As a result, a greater preheating power is supplied to the filament of the discharge lamp. In the lighting mode, by setting the resonance frequency of the resonance system composed of the inductance element L3 and the capacitor C8 to be near f3, the voltage across the transformer T1 is low, and the impedance of the resonance system composed of the inductance element L3 and the capacitor C8. Therefore, a smaller preheating power is supplied to the filament of the discharge lamp.

なお、インダクタンス素子Ｌ４、コンデンサＣ９からなる共振系とインダクタンス素子Ｌ３、コンデンサＣ８からなる共振系とは、トランスＴ１の２次側に設けられているので、つまりトランスＴ１の１次側とは絶縁されているので、両共振系にはスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振による高電圧が印加されることがない。よって、インダクタンス素子Ｌ４、Ｌ５、コンデンサＣ８、Ｃ９は低耐圧のものでよく、装置の大型化を防ぎ、コストアップを防ぐことが可能となる。 Note that the resonance system including the inductance element L4 and the capacitor C9 and the resonance system including the inductance element L3 and the capacitor C8 are provided on the secondary side of the transformer T1, that is, are insulated from the primary side of the transformer T1. Therefore, a high voltage due to oscillation of the switching elements Q1 and Q2 is not applied to both resonant systems. Therefore, the inductance elements L4 and L5 and the capacitors C8 and C9 may be low withstand voltage, and the size of the device can be prevented from being increased and the cost can be prevented from increasing.

また、上記実施の形態では、図１１に示すように、新たに設けられたトランスＴ２の２次巻線をインダクタンス素子Ｌ３、Ｌ４としたり、図１２、図１３に示す様な放電灯Ｌａ１１、Ｌａ１２の２灯直列点灯に用いてもよい。ここで、図１２に示す要部回路図では、放電灯Ｌａ１１のｆ２、放電灯Ｌａ１２のｆ１に直列接続されたコンデンサＣ１２、インダクタンス素子Ｌ５、トランスＴ１のｎ６からなる直列回路と、放電灯Ｌａ１１のｆ１の両端に並列接続されたコンデンサＣ８、トランスＴ１の補助巻線ｎ４の直列接続と、放電灯Ｌａ１２のｆ２の両端に並列接続されたコンデンサＣ９、トランスＴ１の補助巻線ｎ５の直列接続とがトランスＴ１の２次側に設けられ、コンデンサＣ１２、インダクタンス素子Ｌ５により共振系が構成されている。図１３に示す要部回路図では、放電灯Ｌａ１１のｆ２、放電灯Ｌａ１２のｆ１に直列接続されたコンデンサＣ１２、インダクタンス素子Ｌ５、トランスＴ１のｎ６からなる直列回路と、放電灯Ｌａ１１のｆ１及びトランスＴ１の２次巻線ｎ２間に接続されたコンデンサＣ１３と、放電灯Ｌａ１１のｆ１、放電灯Ｌａ１２のｆ２の両端に並列接続されたコンデンサＣ１４とがトランスＴ１の２次側に設けられ、コンデンサＣ１２、インダクタンス素子Ｌ５により共振系が構成されている。 In the above embodiment, as shown in FIG. 11, the secondary winding of the newly provided transformer T2 is used as the inductance elements L3 and L4, or the discharge lamps La11 and La12 as shown in FIGS. It may be used for the two lamps in series. Here, in the main part circuit diagram shown in FIG. 12, a series circuit consisting of f2 of the discharge lamp La11, a capacitor C12 connected in series to f1 of the discharge lamp La12, an inductance element L5, and n6 of the transformer T1, and a discharge lamp La11 A series connection of a capacitor C8 connected in parallel to both ends of f1 and the auxiliary winding n4 of the transformer T1, and a series connection of a capacitor C9 connected in parallel to both ends of f2 of the discharge lamp La12 and the auxiliary winding n5 of the transformer T1. A resonance system is configured by the capacitor C12 and the inductance element L5 provided on the secondary side of the transformer T1. In the main circuit diagram shown in FIG. 13, a series circuit including f2 of the discharge lamp La11, a capacitor C12 connected in series to f1 of the discharge lamp La12, an inductance element L5, and n6 of the transformer T1, and f1 of the discharge lamp La11 and the transformer A capacitor C13 connected between the secondary windings n2 of T1 and a capacitor C14 connected in parallel to both ends of f1 of the discharge lamp La11 and f2 of the discharge lamp La12 are provided on the secondary side of the transformer T1, and the capacitor C12 A resonance system is constituted by the inductance element L5.

さらに、上記全ての実施の形態において、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６、Ｑ１６はリレー等の機械的スイッチを用いてもよく、要するに、スイッチング素子Ｑ３はスイッチング素子スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振開始前に平滑コンデンサＣ１を充電する要素であれば何でもよく、またスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６、Ｑ１６は、抵抗Ｒ５に流れる電流を制御し、直流成分カット用コンデンサＣ４を高速で充電するものであれば何でもよい。さらに、上記全ての実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２からなるハーフブリッジ式インバータ回路を用いたが、２石式以外に１石式あるいは４石式などの他のインバータ回路を用いてもよい。 Furthermore, in all the above embodiments, the switching elements Q3 to Q6, Q16 may use a mechanical switch such as a relay. In short, the switching element Q3 is a smoothing capacitor before the oscillation of the switching elements switching elements Q1, Q2 is started. Any element can be used as long as it charges C1, and the switching elements Q4 to Q6, Q16 may be anything as long as they control the current flowing through the resistor R5 and charge the DC component cutting capacitor C4 at high speed. Further, in all the above embodiments, the half-bridge type inverter circuit composed of the switching elements Q1 and Q2 is used, but other inverter circuits such as a one-stone type or a four-stone type may be used in addition to the two-stone type. Good.

本発明に係る第１実施の形態を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a first embodiment according to the present invention. 起動回路の模式的回路図を示す。The schematic circuit diagram of a starting circuit is shown. 上記実施の形態に係る動作波形図を示す。The operation | movement waveform diagram which concerns on the said embodiment is shown. 本発明に係る第２実施の形態を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows 2nd Embodiment based on this invention. 上記実施の形態に係るランプ正常時での動作波形図を示す。The operation | movement waveform diagram at the time of the lamp | ramp normality which concerns on the said embodiment is shown. 上記実施の形態に係るランプ異常時での動作波形図を示す。The operation | movement waveform diagram at the time of the lamp | ramp abnormality which concerns on the said embodiment is shown. 本発明に係る第３実施の形態を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows 3rd Embodiment based on this invention. 上記実施の形態に係るランプ正常時での動作波形図を示す。The operation | movement waveform diagram at the time of the lamp | ramp normality which concerns on the said embodiment is shown. 上記実施の形態に係るランプ異常時での動作波形図を示す。The operation | movement waveform diagram at the time of the lamp | ramp abnormality which concerns on the said embodiment is shown. 上記実施の形態に係るインバータ回路の発振周波数とトランスの両端電圧との関係を示す特性図である。It is a characteristic view which shows the relationship between the oscillation frequency of the inverter circuit which concerns on the said embodiment, and the both-ends voltage of a transformer. 上記全ての実施の形態に係る負荷の第２例を示す要部回路図である。It is a principal part circuit diagram which shows the 2nd example of the load which concerns on all the said embodiments. 上記全ての実施の形態に係る負荷の第３例を示す要部回路図である。It is a principal part circuit diagram which shows the 3rd example of the load which concerns on all the said embodiments. 上記全ての実施の形態に係る負荷の第４例を示す要部回路図である。It is a principal part circuit diagram which shows the 4th example of the load which concerns on all the said embodiments. 本発明に係る従来例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the prior art example which concerns on this invention. 上記従来例に係るインバータ回路の発振周波数とトランスの両端電圧との関係を示す特性図である。It is a characteristic view which shows the relationship between the oscillation frequency of the inverter circuit which concerns on the said prior art example, and the both-ends voltage of a transformer. 上記従来例に係るランプ正常時での動作波形図を示す。The operation | movement waveform diagram at the time of the normal lamp | ramp which concerns on the said prior art example is shown. 上記従来例に係るランプ異常時での動作波形図を示す。The operation waveform figure at the time of lamp abnormality concerning the above-mentioned conventional example is shown.

Explanation of symbols

Ｅ交流電源
ＤＢ整流器
Ｃ１コンデンサ
Ｒ４抵抗（インピーダンス素子）
Ｑ３スイッチング素子
Ｌ１、Ｃ１、Ｄ１、Ｄ２部分平滑回路
Ｃ４直流成分カット用コンデンサ
Ｑ１、Ｑ２インバータ回路
Ｔ１トランス
トランスの１次巻線ｎ１
トランスの２次巻線ｎ２
Ｃ４直流成分カット用コンデンサ
Ｌａ放電灯
２発振回路
Ｄ２、Ｒ４、Ｑ３第１の充電回路
Ｒ５抵抗（限流素子）
Ｑ４第１の開閉手段
１起動回路
トランスの３次巻線ｎ３
Ｒ１抵抗
第１のフィラメントｆ１
第２のフィラメントｆ２
Ｒ２、Ｒ３、ＩＣ１、Ｖｒｅｆ検出回路
Ｒ８、Ｒ９、Ｑ６、Ｃ２０第２の充電回路
Ｑ６第２の開閉手段
トランスの４次巻線ｎ４
トランスの５次巻線ｎ５
Ｌ３、Ｌ４予熱インダクタ
Ｃ８、Ｃ９予熱コンデンサ E AC power supply DB Rectifier C1 Capacitor R4 Resistance (impedance element)
Q3 Switching elements L1, C1, D1, D2 Partial smoothing circuit C4 DC component cutting capacitor Q1, Q2 Inverter circuit T1 Primary winding of transformer n1
Secondary winding of transformer n2
C4 DC component cutting capacitor La Discharge lamp 2 Oscillation circuit D2, R4, Q3 First charging circuit R5 Resistance (current limiting element)
Q4 First opening / closing means 1 Tertiary winding n3 of starting circuit transformer
R1 resistance first filament f1
Second filament f2
R2, R3, IC1, Vref detection circuit R8, R9, Q6, C20 second charging circuit Q6 quaternary winding n4 of second switching means transformer n4
Transformer fifth winding n5
L3, L4 Preheating inductor C8, C9 Preheating capacitor

Claims

A rectifier (DB) for full-wave rectification of the AC power supply (E), a series circuit of an inductance element (L1) connected to the output terminal of the rectifier (DB), a smoothing capacitor (C1), and a diode (D1), and a smoothing A partial smoothing circuit having a diode (D2) connected between a capacitor (C1) and a diode (D1), and an inductance element (L1), a smoothing capacitor (C1), and a diode (D1) in the partial smoothing circuit in series Inverter circuits (Q1, Q2) connected to both ends of the circuit for converting DC power of the partial smoothing circuits (L1, C1, D1, D2) to AC power, and connected to output terminals of the inverter circuits (Q1, Q2) The transformer primary winding (n1), the DC component cutting capacitor (C4) connected to the transformer secondary winding (n2), and the discharge lamp (La1) A series circuit of a circuit, an oscillation circuit (2) for driving the inverter circuits (Q1, Q2), a resistor (R4) connected to the output terminal of the diode (D2), and a switching element (Q3). A first charging circuit (R4, Q3) that charges the smoothing capacitor (C1) by the start-up circuit (1) turning on the switching element (Q3) before starting the oscillation of (2), and a first charging circuit ( A starting circuit (1) for driving the switching element (Q3) of R4, Q3) and a tertiary winding of a transformer for supplying power to the oscillation circuit (2) and the starting circuit (1) when the discharge lamp (La1) is lit. (N3), and the oscillation circuit (2) and the starting circuit (1) are connected to the output terminal of the rectifier (DB) via the first opening / closing means (Q4), and the oscillation circuit (2) And the starting circuit (1) is the oscillation circuit (2). Before the oscillation start is powered from the rectifier (DB) by activation circuit (1) is the first on-off means (Q4) is turned on, after the oscillation start of the oscillator circuit (2) starting circuit (1) is A discharge lamp lighting device characterized in that power is supplied only from the tertiary winding (n3) of the transformer when the first opening / closing means (Q4) is turned off.

A resistor (R1 ) connected in parallel to the opposite side of the transformer secondary winding (n2) of the discharge lamp (La1) via the first filament (f1) of the discharge lamp (La1) to the output end of the rectifier (DB) And a detection circuit (R2) for detecting the presence or absence of a direct current flowing through the first filament (f1) of the discharge lamp (La1), the resistor (R1), and the second filament (f2) of the discharge lamp (La1). , R3, IC1), when no direct current flows through the detection circuit (R2, R3, IC1), the oscillation circuit (2) stops the oscillation of the inverter circuit (Q1, Q2). Item 2. A discharge lamp lighting device according to Item 1.

Discharge lamp and (La1) parallel transformer secondary winding (n2) and a DC component cut capacitor (C4) is connected to Rutotomoni, rectifier and an output terminal DC component cutting capacitor (DB) (C4) A second charging circuit connected between the first filament (f1) of the electric lamp (La1) and charging the DC component cutting capacitor (C4) before the oscillation of the inverter circuits (Q1, Q2) is further provided. The discharge lamp lighting device according to claim 2, wherein:

The second charging circuit is a second open / close circuit connected between the series circuit of the transformer secondary winding (n2) and the DC component cutting capacitor (C4) and the negative output terminal of the rectifier (DB). 4. The discharge lamp lighting device according to claim 3, wherein the DC component cutting capacitor (C4) is charged by turning on the second switching means (Q6) .

5. The discharge lamp lighting device according to claim 4, wherein the second opening / closing means (Q6) is the same as the first opening / closing means (Q4) .

Further provided transformer quaternary winding (n4) and trans 5 winding (n5), preheated to be connected in series to the transformer 4 winding (n4) and trans 5 winding (n5) 6. The discharge lamp lighting according to claim 1 , further comprising inductors (L3, L4) , preheating capacitors (C8, C9) and filaments (f1, f2) of the discharge lamp (La1). apparatus.

The resonance frequency of the resonance circuit composed of the preheating inductors (L3, L4), the preheating capacitors (C8, C9) and the filament (f1, f2) of the discharge lamp (La1) is the filament (f1, f2) of the discharge lamp (La1). 7. The discharge lamp lighting device according to claim 6, wherein the oscillation frequency of the oscillation circuit during preheating is the same .

Instead of providing the preheating inductors (L3, L4) , the quaternary winding (n4) of the transformer and the fifth winding (n5) of the transformer are also used as the respective preheating inductors (L3, L4). The discharge lamp lighting device according to claim 6.

The resonant frequency of the resonant circuit comprising the winding inductors (n4, n5), the preheating capacitors (C8, C9) and the filaments (f1, f2) of the discharge lamp (La1) is the filament (f1, f2) of the discharge lamp (La1). 9. The discharge lamp lighting device according to claim 8, wherein the oscillation frequency of the oscillation circuit when preheating f2) is the same .