JP3729072B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブリッジ整流回路を利用した整流方式を用いて、装置やシステム等に電力を供給する電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ダイオードを利用した種々の整流方式が従来から知られており、図７にブリッジ整流回路を利用した全波整流回路の一例を示す。本図に示した全波整流回路は、４つのダイオード２〜５で構成されたブリッジ整流回路６を備えている。１１は負荷を示している。
【０００３】
図７（ａ）は、交流電源１からの交流が正の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード２、平滑コンデンサ７、ダイオード５の順に流れるので、正の電圧Ｖｏを取り出すことができる。
【０００４】
図７（ｂ）は、交流電源１からの交流が負の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード４、平滑コンデンサ７、ダイオード３の順に流れるので、正の電圧Ｖｏを取り出すことができる。すなわち、交流電源１からの交流入力は全波整流され、正の直流電圧が得られることになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような従来の電源装置では、交流電源１の電圧が直流出力電圧より高い期間しか入力電流が流れないため力率が低く、電源高調波も大きくなるという問題があった。
【０００６】
通常これらの改善策として、交流電源１とブリッジ整流回路６との間にリアクタを接続する方法が用いられるが、この方法では高調波の抑制はできても力率が約７０％程度しか得られないため、中容量から大容量の電源としてはそれに用いる素子の大型化、ひいては装置の大型化を招くと共に、電源系統にも負担をかけるという問題があった。
【０００７】
本発明は上記課題に対して、高力率と高調波抑制とが両立できる電源装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、交流電源とブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサを設けたものである。
【０００９】
上記構成により、双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることにより、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、しかもその出力電圧値が制御可能となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
上記課題を解決するための請求項１記載の発明は、交流電源と、交流電源からの交流を全波整流する4個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、交流電源とブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、ゼロクロス検出手段の出力に基づき双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段を備えたものである。
【００１１】
このような構成により、双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることで、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、しかもその出力電圧値が制御可能となる。
【００１２】
請求項２の発明は、双方向スイッチ駆動信号生成手段は入力電圧ゼロクロスからの所定時間Δｄ（０≦ｄ）後にオン信号を生成し、そのオン時点からの所定時間Δｔ（０≦ｔ）後にオフ信号を生成して交流電源から流入する入力電流の高調波と、平滑コンデンサの両端電圧である出力電圧を制御するものである。
【００１３】
請求項３の発明は、オン時点からの所定時間Δｔの可変範囲を、最大負荷時に必要な直流出力電圧を生成する双方向スイッチの導通幅Δｔｏ以下に制限するもので、軽負荷時に必要以上に出力電圧が上昇することを防止する。
【００１４】
請求項４の発明は、負荷検出手段を備え且つ双方向スイッチ駆動信号生成手段の内部に、あらかじめ負荷の大小に応じたゼロクロスからの所定時間Δｄ、オン時点からの所定時間Δｔの組合せを記憶させた記憶手段を有し、負荷検出手段の出力に基づき記憶手段から負荷に応じたゼロクロスからの所定時間Δｄ、オン時点からの所定時間Δｔの組合せを選択するものである。これにより負荷変動に対し常に最適な動作点で電源装置を駆動することができる。
【００１５】
請求項５の発明は、電源周波数検出手段を備え、ゼロクロスからの所定時間Δｄを電源周波数により異なる一定値とするもので、双方向スイッチの制御を容易にするものである。
【００１６】
以下本発明の実施形態について図面を参照して説明する。従来例と同一構成のものは、同一番号を付して説明する。
【００１７】
（実施形態１）
図１は、本発明に係る電源装置の構成の一実施形態を示している。（ａ）〜（ｄ）に示した電源装置は、４つのダイオード２〜５で形成されたブリッジ整流回路６と、交流電源１とを備えている。交流電源１とブリッジ整流回路６の交流入力端との間にはリアクタ８が、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間にはコンデンサ１０が接続されている。
【００１８】
図１（ａ）、（ｂ）に示した構成図では、コンデンサ１０はブリッジ整流回路６の交流入力端６ａまたは６ｂと、負の直流出力端６ｃとの間に双方向スイッチ９を介して接続されており、図１（ｃ）、（ｄ）に示した構成図では、コンデンサ１０はブリッジ整流回路６の交流入力端６ａまたは６ｂと、正の直流出力端６ｄとの間に接続されている。
【００１９】
また、ブリッジ整流回路６の正の直流出力端６ｄと、負の直流出力端６ｃとの間には、平滑コンデンサ７が接続されている。この平滑コンデンサ７により、ブリッジ整流回路６によって得られた変化の激しい直流を滑らかな直流にすることができる。
【００２０】
さらに、交流電源１の電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段１２と、ゼロクロス検出手段１２の出力に基づき双方向スイッチ９の駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段１３と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段１３の出力に基づき双方向スイッチ９の駆動を行う双方向スイッチ駆動手段１４を有している。なお、図１（ｂ）〜（ｄ）ではゼロクロス検出手段１２、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３および双方向スイッチ駆動手段１４の記載を省略している。
【００２１】
以下、図２（ａ）〜（ｄ）を用いて、図１（ａ）に示した電源装置の動作について説明する。
【００２２】
図２（ａ）、（ｂ）は交流入力電圧Ｖｉが正の半周期の間を示し、図２（ｃ）、（ｄ）は負の半周期の間を示している。また、図３（ａ）、（ｂ）は図１（ａ）に示した電源装置についてＶｉを２００Ｖ、Ｌを１０ｍＨ、Ｃを３００μＦ、Ｃｏを１８００μＦとした場合の実施形態の各波形を示したものである。
【００２３】
図３（ａ）は、交流入力電圧Ｖｉ、リアクタ８を流れる電流（交流入力電流）ＩＬ、直流出力電圧Ｖｏ、および双方向スイッチ９の駆動信号Ｖｇの各波形を、図３（ｂ）は、交流入力電圧Ｖｉ、コンデンサ１０を流れる電流Ｉｃ、およびコンデンサ１０の両端間電圧Ｖｃの各波形を示している。
【００２４】
上記構成において、交流入力電圧Ｖｉが正の交流半周期のゼロクロス直後では、双方向スイッチ９はオフされており、直流出力電圧Ｖｏが交流入力電圧Ｖｉより高く、ダイオード２、５が逆バイアスされているため入力電流は流れない。
【００２５】
なお、この時コンデンサ１０は前周期で充電された結果、図示の極性で電圧Ｖｃ１を有する。交流入力電圧Ｖｉの負から正へのゼロクロス点からの所定時間Δｄ後に、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオンされると、図２（ａ）の矢印に示すように電流が流れる。すなわち交流電源１から順に、リアクタ８、ダイオード２、平滑コンデンサ７、コンデンサ１０に電流が流れ、コンデンサ１０は放電してその電圧はＶｃ１より低下する。なお、この双方向スイッチ９のオン時点で交流入力電圧Ｖｉとコンデンサ１０の電圧Ｖｃ１の和が平滑コンデンサ７の電圧Ｖｏより大きくなるようにゼロクロス点からの所定時間Δｄを選ぶものとする。
【００２６】
そして、双方向スイッチ９のオン時点からの所定時間Δｔ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオフ信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオフされると、コンデンサ１０はその時点の電圧Ｖｃ２を保持しながら、電流は図２（ｂ）に示すように交流電源１からリアクタ８、ダイオード２、平滑コンデンサ７、ダイオード５の順に流れ、交流入力電圧Ｖｉの低下によりやがてゼロとなる。
【００２７】
交流入力電圧Ｖｉが負の交流半周期のゼロクロス直後では、双方向スイッチ９はオフされており、直流出力電圧Ｖｏが交流入力電圧Ｖｉより高く、ダイオード３、４が逆バイアスされているため入力電流は流れない。交流入力電圧Ｖｉの正から負へのゼロクロス点からの所定時間Δｄ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオンされると、図２（ｃ）の矢印に示すように電流が流れる。すなわち交流電源１から順に、コンデンサ１０、ダイオード３、リアクタ８と電流が流れ、コンデンサ１０は充電される。そして、双方向スイッチ９のオン時点からの所定時間Δｔ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオフ信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオフされると、コンデンサ１０は電圧Ｖｃ１まで充電された状態でその電圧を保持し、電流は図２（ｄ）に示すように交流電源１から、ダイオード４、平滑コンデンサ７、ダイオード３、リアクタ８の順に流れ、交流入力電圧Ｖｉの低下によりやがてゼロとなる。
【００２８】
以上のようにコンデンサ１０を充放電させることにより、従来技術の場合よりも入力電圧のゼロクロスに近いところから入力電流を流せることとなるため、高力率化が図れる。
【００２９】
また、オン時点からの所定時間Δｔを増加することによりリアクタ８への磁気エネルギー蓄積量およびコンデンサ１０への充電量を増加させ、出力電圧Ｖｏを増加することができる。同様にオン時点からの所定時間Δｔを減少させることにより出力電圧Ｖｏを減少させることができ、オン時点からの所定時間Δｔの増減により出力電圧Ｖｏを可変できることとなる。
【００３０】
さらに、電流はリアクタ８と、コンデンサ１０または平滑コンデンサ７との直列共振電流となるため、昇圧回路で一般的に用いられるリアクタの短絡回路より電流の急増が抑制でき、リアクタ８のうなりを抑制できることとなる。さらに電流はリアクタ８と、コンデンサ１０または平滑コンデンサ７との直列共振電流となり、高周波のリンギング成分を含まないため、リアクタ８のインダクタンスＬとコンデンサ１０のキャパシタンスＣ、ゼロクロス点からの所定時間Δｄ、オン時点からの所定時間Δｔを適当に選ぶことにより、高調波を適切に抑制することができる。図３（ｃ）に入力電流の高調波成分と高調波規制国内ガイドライン１５との比較の一例を示している。本図では、横軸が高調波の次数、縦軸が電流値を示している。
【００３１】
以上、図１（ａ）に示した電源装置の動作について説明したが、図１（ｂ）〜（ｄ）に示した何れの電源装置についても動作は同様であり説明は省略する。
【００３２】
（実施形態２）
実施形態２の電源装置は、オン時点からの所定時間Δｔの可変範囲を、最大負荷時に必要な直流出力電圧を生成する双方向スイッチの導通幅Δｔｏ以下に制限するものである。本発明の電源装置は図２の（ｃ）に示した通り、交流入力電圧Ｖｉの負の半周期における双方向スイッチ９の導通期間で、リアクタ８、コンデンサ１０にエネルギーを蓄積し、交流入力電圧Ｖｉの正の半周期でそれらのエネルギーを平滑コンデンサ７に放出する、いわゆる昇圧作用を有している。
【００３３】
このオン時点からの所定時間Δｔと出力電圧Ｖｏの関係は図４に示すように、オン時点からの所定時間Δｔが大きくなるほど出力電圧Ｖｏが増加するが、その値は負荷の大きさに依存し、負荷が小さいほど同じオン時点からの所定時間Δｔに対する出力電圧Ｖｏが高くなる。従って、軽負荷時にオン時点からの所定時間Δｔを大きくしすぎると出力電圧Ｖｏが異常に高くなり、平滑コンデンサ７の耐圧を超える恐れがある。
【００３４】
以上の現象を避けるためにオン時点からの所定時間Δｔの最大値を前述の通り、最大負荷時に必要な出力電圧Ｖｏを生成する導通幅Δｔｏ以下に制限しており、これによって軽負荷時にも双方向スイッチ９の導通幅がΔｔｏ以下に制限され、出力電圧が異常に上昇することを防止することができる。
【００３５】
（実施形態３）
図５は、実施形態１（図１）に負荷検出手段１６と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段１３の内部にゼロクロスからの所定時間Δｄおよびオン時点からの所定時間Δｔを記憶する記憶手段１３ａを追加したものである。
【００３６】
この構成により、記憶手段１３ａには、負荷の大きさに応じて最適なゼロクロスからの所定時間Δｄ、オン時点からの所定時間Δｔの値をあらかじめ求めたテーブルを記憶させておき、負荷検出手段１６の出力を受けて、負荷の大きさに応じたゼロクロスからの所定時間Δｄ、オン時点からの所定時間Δｔをテーブルから読み出し、それらに基づき双方向スイッチ駆動信号を生成する。そして、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９を駆動するものである。
【００３７】
この結果、あらゆる負荷に対して最適な力率と出力電圧値、および高調波抑制効果が得られることとなる。
【００３８】
（実施形態４）
図６は、実施形態３（図５）に電源周波数検出手段１２ａを追加し、その出力に基づき双方向スイッチ駆動信号生成手段１３がゼロクロスからの所定時間Δｄを設定するものである。
【００３９】
ゼロクロスからの所定時間Δｄは特定の負荷変動範囲においては、負荷に応じて細かな調整をせず一定値としても適切な力率と高調波抑制効果が得られる。一方、電源周波数に対しては電源周波数５０Ｈｚ、６０Ｈｚに応じてそれぞれ適切な値に切り換える必要がある。従って上記構成において電源周波数検出手段１２ａは電源周波数を検出し、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３に伝達する。そして双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は電源周波数に応じてあらかじめ定められたゼロクロスからの所定時間Δｄを設定し、それに基づいて双方向スイッチ駆動手段１４が双方向スイッチ９を駆動する。
【００４０】
この結果、全負荷領域においてゼロクロスからの所定時間Δｄを一定値として制御を簡単にすることができるので、電源周波数のいかんにかかわらず適切な力率と出力電圧値、および高調波抑制効果が得られることとなる。
【００４１】
なお、上述したゼロクロス検出手段１２、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３、双方向スイッチ駆動手段１４、負荷検出手段１６、電源周波数検出手段１２ａ、記憶手段１３ａ等は、マイクロコンピュータ等を主体とする回路手段、およびプログラムソフトで実現（手段そのものは図示せず）される。
【００４２】
【発明の効果】
本発明は、以上説明したような形態で実施され、以下に記載するような効果を奏する。
【００４３】
本発明の電源装置によれば、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介してコンデンサを接続し、双方向スイッチを適切に駆動することにより、高力率と高調波抑制とを両立させることができ、かつ直流出力電圧を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）本発明の実施形態１に係る電源装置の一例を示す構成図
（ｂ）本発明の実施形態１に係る電源装置の他の例を示す構成図
（ｃ）本発明の実施形態１に係る電源装置の他の例を示す構成図
（ｄ）本発明の実施形態１に係る電源装置の他の例を示す構成図
【図２】（ａ）本発明の実施形態１に係る電源装置の動作を説明する図
（ｂ）本発明の実施形態１に係る電源装置の動作を説明する図
（ｃ）本発明の実施形態１に係る電源装置の動作を説明する図
（ｄ）本発明の実施形態１に係る電源装置の動作を説明する図
【図３】（ａ）本発明の実施形態１に係る電源装置の交流入力電圧Ｖｉ、リアクタ電流ＩＬ、直流出力電圧Ｖｏ、および双方向スイッチ駆動信号Ｖｇの各波形を示す図
（ｂ）本発明の実施形態１に係る電源装置の交流入力電圧Ｖｉ、コンデンサ電流Ｉｃ、コンデンサ電圧Ｖｃの各波形を示す図
（ｃ）本発明の実施形態１に係る電源装置の交流入力電流の高調波成分と高調波規制国内ガイドラインとの比較を示す図
【図４】本発明の実施形態１および実施形態２に係る電源装置のΔｔと負荷の大小による出力電圧Ｖｏとの関係を示す図
【図５】本発明の実施形態３に係る電源装置の構成図
【図６】本発明の実施形態４に係る電源装置の構成図
【図７】従来の電源装置の一例に係る回路図
【符号の説明】
１ 交流電源
２、３、４、５ ダイオード
６ ブリッジ整流回路
７ 平滑コンデンサ
８ リアクタ
９ 双方向スイッチ
１０ コンデンサ
１２ ゼロクロス検出手段
１３ 双方向スイッチ駆動信号生成手段
１４ 双方向スイッチ駆動手段
１６ 負荷検出手段
１２ａ 電源周波数検出手段
１３ａ 記憶手段
Δｄ ゼロクロスからの所定時間
Δｔ オン時点からの所定時間
Δｔｏ 導通幅
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブリッジ整流回路を利用した整流方式を用いて、装置やシステム等に電力を供給する電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ダイオードを利用した種々の整流方式が従来から知られており、図７にブリッジ整流回路を利用した全波整流回路の一例を示す。本図に示した全波整流回路は、４つのダイオード２〜５で構成されたブリッジ整流回路６を備えている。１１は負荷を示している。
【０００３】
図７（ａ）は、交流電源１からの交流が正の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード２、平滑コンデンサ７、ダイオード５の順に流れるので、正の電圧Ｖｏを取り出すことができる。
【０００４】
図７（ｂ）は、交流電源１からの交流が負の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード４、平滑コンデンサ７、ダイオード３の順に流れるので、正の電圧Ｖｏを取り出すことができる。すなわち、交流電源１からの交流入力は全波整流され、正の直流電圧が得られることになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような従来の電源装置では、交流電源１の電圧が直流出力電圧より高い期間しか入力電流が流れないため力率が低く、電源高調波も大きくなるという問題があった。
【０００６】
通常これらの改善策として、交流電源１とブリッジ整流回路６との間にリアクタを接続する方法が用いられるが、この方法では高調波の抑制はできても力率が約７０％程度しか得られないため、中容量から大容量の電源としてはそれに用いる素子の大型化、ひいては装置の大型化を招くと共に、電源系統にも負担をかけるという問題があった。
【０００７】
本発明は上記課題に対して、高力率と高調波抑制とが両立できる電源装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、交流電源とブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサを設けたものである。
【０００９】
上記構成により、双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることにより、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、しかもその出力電圧値が制御可能となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
上記課題を解決するための請求項１記載の発明は、交流電源と、交流電源からの交流を全波整流する4個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、交流電源とブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、ゼロクロス検出手段の出力に基づき双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段を備えたものである。
【００１１】
このような構成により、双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることで、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、しかもその出力電圧値が制御可能となる。
【００１２】
請求項２の発明は、双方向スイッチ駆動信号生成手段は入力電圧ゼロクロスからの所定時間Δｄ（０≦ｄ）後にオン信号を生成し、そのオン時点からの所定時間Δｔ（０≦ｔ）後にオフ信号を生成して交流電源から流入する入力電流の高調波と、平滑コンデンサの両端電圧である出力電圧を制御するものである。
【００１３】
請求項３の発明は、オン時点からの所定時間Δｔの可変範囲を、最大負荷時に必要な直流出力電圧を生成する双方向スイッチの導通幅Δｔｏ以下に制限するもので、軽負荷時に必要以上に出力電圧が上昇することを防止する。
【００１４】
請求項４の発明は、負荷検出手段を備え且つ双方向スイッチ駆動信号生成手段の内部に、あらかじめ負荷の大小に応じたゼロクロスからの所定時間Δｄ、オン時点からの所定時間Δｔの組合せを記憶させた記憶手段を有し、負荷検出手段の出力に基づき記憶手段から負荷に応じたゼロクロスからの所定時間Δｄ、オン時点からの所定時間Δｔの組合せを選択するものである。これにより負荷変動に対し常に最適な動作点で電源装置を駆動することができる。
【００１５】
請求項５の発明は、電源周波数検出手段を備え、ゼロクロスからの所定時間Δｄを電源周波数により異なる一定値とするもので、双方向スイッチの制御を容易にするものである。
【００１６】
以下本発明の実施形態について図面を参照して説明する。従来例と同一構成のものは、同一番号を付して説明する。
【００１７】
（実施形態１）
図１は、本発明に係る電源装置の構成の一実施形態を示している。（ａ）〜（ｄ）に示した電源装置は、４つのダイオード２〜５で形成されたブリッジ整流回路６と、交流電源１とを備えている。交流電源１とブリッジ整流回路６の交流入力端との間にはリアクタ８が、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間にはコンデンサ１０が接続されている。
【００１８】
図１（ａ）、（ｂ）に示した構成図では、コンデンサ１０はブリッジ整流回路６の交流入力端６ａまたは６ｂと、負の直流出力端６ｃとの間に双方向スイッチ９を介して接続されており、図１（ｃ）、（ｄ）に示した構成図では、コンデンサ１０はブリッジ整流回路６の交流入力端６ａまたは６ｂと、正の直流出力端６ｄとの間に接続されている。
【００１９】
また、ブリッジ整流回路６の正の直流出力端６ｄと、負の直流出力端６ｃとの間には、平滑コンデンサ７が接続されている。この平滑コンデンサ７により、ブリッジ整流回路６によって得られた変化の激しい直流を滑らかな直流にすることができる。
【００２０】
さらに、交流電源１の電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段１２と、ゼロクロス検出手段１２の出力に基づき双方向スイッチ９の駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段１３と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段１３の出力に基づき双方向スイッチ９の駆動を行う双方向スイッチ駆動手段１４を有している。なお、図１（ｂ）〜（ｄ）ではゼロクロス検出手段１２、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３および双方向スイッチ駆動手段１４の記載を省略している。
【００２１】
以下、図２（ａ）〜（ｄ）を用いて、図１（ａ）に示した電源装置の動作について説明する。
【００２２】
図２（ａ）、（ｂ）は交流入力電圧Ｖｉが正の半周期の間を示し、図２（ｃ）、（ｄ）は負の半周期の間を示している。また、図３（ａ）、（ｂ）は図１（ａ）に示した電源装置についてＶｉを２００Ｖ、Ｌを１０ｍＨ、Ｃを３００μＦ、Ｃｏを１８００μＦとした場合の実施形態の各波形を示したものである。
【００２３】
図３（ａ）は、交流入力電圧Ｖｉ、リアクタ８を流れる電流（交流入力電流）ＩＬ、直流出力電圧Ｖｏ、および双方向スイッチ９の駆動信号Ｖｇの各波形を、図３（ｂ）は、交流入力電圧Ｖｉ、コンデンサ１０を流れる電流Ｉｃ、およびコンデンサ１０の両端間電圧Ｖｃの各波形を示している。
【００２４】
上記構成において、交流入力電圧Ｖｉが正の交流半周期のゼロクロス直後では、双方向スイッチ９はオフされており、直流出力電圧Ｖｏが交流入力電圧Ｖｉより高く、ダイオード２、５が逆バイアスされているため入力電流は流れない。
【００２５】
なお、この時コンデンサ１０は前周期で充電された結果、図示の極性で電圧Ｖｃ１を有する。交流入力電圧Ｖｉの負から正へのゼロクロス点からの所定時間Δｄ後に、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオンされると、図２（ａ）の矢印に示すように電流が流れる。すなわち交流電源１から順に、リアクタ８、ダイオード２、平滑コンデンサ７、コンデンサ１０に電流が流れ、コンデンサ１０は放電してその電圧はＶｃ１より低下する。なお、この双方向スイッチ９のオン時点で交流入力電圧Ｖｉとコンデンサ１０の電圧Ｖｃ１の和が平滑コンデンサ７の電圧Ｖｏより大きくなるようにゼロクロス点からの所定時間Δｄを選ぶものとする。
【００２６】
そして、双方向スイッチ９のオン時点からの所定時間Δｔ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオフ信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオフされると、コンデンサ１０はその時点の電圧Ｖｃ２を保持しながら、電流は図２（ｂ）に示すように交流電源１からリアクタ８、ダイオード２、平滑コンデンサ７、ダイオード５の順に流れ、交流入力電圧Ｖｉの低下によりやがてゼロとなる。
【００２７】
交流入力電圧Ｖｉが負の交流半周期のゼロクロス直後では、双方向スイッチ９はオフされており、直流出力電圧Ｖｏが交流入力電圧Ｖｉより高く、ダイオード３、４が逆バイアスされているため入力電流は流れない。交流入力電圧Ｖｉの正から負へのゼロクロス点からの所定時間Δｄ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオンされると、図２（ｃ）の矢印に示すように電流が流れる。すなわち交流電源１から順に、コンデンサ１０、ダイオード３、リアクタ８と電流が流れ、コンデンサ１０は充電される。そして、双方向スイッチ９のオン時点からの所定時間Δｔ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオフ信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオフされると、コンデンサ１０は電圧Ｖｃ１まで充電された状態でその電圧を保持し、電流は図２（ｄ）に示すように交流電源１から、ダイオード４、平滑コンデンサ７、ダイオード３、リアクタ８の順に流れ、交流入力電圧Ｖｉの低下によりやがてゼロとなる。
【００２８】
以上のようにコンデンサ１０を充放電させることにより、従来技術の場合よりも入力電圧のゼロクロスに近いところから入力電流を流せることとなるため、高力率化が図れる。
【００２９】
また、オン時点からの所定時間Δｔを増加することによりリアクタ８への磁気エネルギー蓄積量およびコンデンサ１０への充電量を増加させ、出力電圧Ｖｏを増加することができる。同様にオン時点からの所定時間Δｔを減少させることにより出力電圧Ｖｏを減少させることができ、オン時点からの所定時間Δｔの増減により出力電圧Ｖｏを可変できることとなる。
【００３０】
さらに、電流はリアクタ８と、コンデンサ１０または平滑コンデンサ７との直列共振電流となるため、昇圧回路で一般的に用いられるリアクタの短絡回路より電流の急増が抑制でき、リアクタ８のうなりを抑制できることとなる。さらに電流はリアクタ８と、コンデンサ１０または平滑コンデンサ７との直列共振電流となり、高周波のリンギング成分を含まないため、リアクタ８のインダクタンスＬとコンデンサ１０のキャパシタンスＣ、ゼロクロス点からの所定時間Δｄ、オン時点からの所定時間Δｔを適当に選ぶことにより、高調波を適切に抑制することができる。図３（ｃ）に入力電流の高調波成分と高調波規制国内ガイドライン１５との比較の一例を示している。本図では、横軸が高調波の次数、縦軸が電流値を示している。
【００３１】
以上、図１（ａ）に示した電源装置の動作について説明したが、図１（ｂ）〜（ｄ）に示した何れの電源装置についても動作は同様であり説明は省略する。
【００３２】
（実施形態２）
実施形態２の電源装置は、オン時点からの所定時間Δｔの可変範囲を、最大負荷時に必要な直流出力電圧を生成する双方向スイッチの導通幅Δｔｏ以下に制限するものである。本発明の電源装置は図２の（ｃ）に示した通り、交流入力電圧Ｖｉの負の半周期における双方向スイッチ９の導通期間で、リアクタ８、コンデンサ１０にエネルギーを蓄積し、交流入力電圧Ｖｉの正の半周期でそれらのエネルギーを平滑コンデンサ７に放出する、いわゆる昇圧作用を有している。
【００３３】
このオン時点からの所定時間Δｔと出力電圧Ｖｏの関係は図４に示すように、オン時点からの所定時間Δｔが大きくなるほど出力電圧Ｖｏが増加するが、その値は負荷の大きさに依存し、負荷が小さいほど同じオン時点からの所定時間Δｔに対する出力電圧Ｖｏが高くなる。従って、軽負荷時にオン時点からの所定時間Δｔを大きくしすぎると出力電圧Ｖｏが異常に高くなり、平滑コンデンサ７の耐圧を超える恐れがある。
【００３４】
以上の現象を避けるためにオン時点からの所定時間Δｔの最大値を前述の通り、最大負荷時に必要な出力電圧Ｖｏを生成する導通幅Δｔｏ以下に制限しており、これによって軽負荷時にも双方向スイッチ９の導通幅がΔｔｏ以下に制限され、出力電圧が異常に上昇することを防止することができる。
【００３５】
（実施形態３）
図５は、実施形態１（図１）に負荷検出手段１６と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段１３の内部にゼロクロスからの所定時間Δｄおよびオン時点からの所定時間Δｔを記憶する記憶手段１３ａを追加したものである。
【００３６】
この構成により、記憶手段１３ａには、負荷の大きさに応じて最適なゼロクロスからの所定時間Δｄ、オン時点からの所定時間Δｔの値をあらかじめ求めたテーブルを記憶させておき、負荷検出手段１６の出力を受けて、負荷の大きさに応じたゼロクロスからの所定時間Δｄ、オン時点からの所定時間Δｔをテーブルから読み出し、それらに基づき双方向スイッチ駆動信号を生成する。そして、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９を駆動するものである。
【００３７】
この結果、あらゆる負荷に対して最適な力率と出力電圧値、および高調波抑制効果が得られることとなる。
【００３８】
（実施形態４）
図６は、実施形態３（図５）に電源周波数検出手段１２ａを追加し、その出力に基づき双方向スイッチ駆動信号生成手段１３がゼロクロスからの所定時間Δｄを設定するものである。
【００３９】
ゼロクロスからの所定時間Δｄは特定の負荷変動範囲においては、負荷に応じて細かな調整をせず一定値としても適切な力率と高調波抑制効果が得られる。一方、電源周波数に対しては電源周波数５０Ｈｚ、６０Ｈｚに応じてそれぞれ適切な値に切り換える必要がある。従って上記構成において電源周波数検出手段１２ａは電源周波数を検出し、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３に伝達する。そして双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は電源周波数に応じてあらかじめ定められたゼロクロスからの所定時間Δｄを設定し、それに基づいて双方向スイッチ駆動手段１４が双方向スイッチ９を駆動する。
【００４０】
この結果、全負荷領域においてゼロクロスからの所定時間Δｄを一定値として制御を簡単にすることができるので、電源周波数のいかんにかかわらず適切な力率と出力電圧値、および高調波抑制効果が得られることとなる。
【００４１】
なお、上述したゼロクロス検出手段１２、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３、双方向スイッチ駆動手段１４、負荷検出手段１６、電源周波数検出手段１２ａ、記憶手段１３ａ等は、マイクロコンピュータ等を主体とする回路手段、およびプログラムソフトで実現（手段そのものは図示せず）される。
【００４２】
【発明の効果】
本発明は、以上説明したような形態で実施され、以下に記載するような効果を奏する。
【００４３】
本発明の電源装置によれば、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介してコンデンサを接続し、双方向スイッチを適切に駆動することにより、高力率と高調波抑制とを両立させることができ、かつ直流出力電圧を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）本発明の実施形態１に係る電源装置の一例を示す構成図
（ｂ）本発明の実施形態１に係る電源装置の他の例を示す構成図
（ｃ）本発明の実施形態１に係る電源装置の他の例を示す構成図
（ｄ）本発明の実施形態１に係る電源装置の他の例を示す構成図
【図２】（ａ）本発明の実施形態１に係る電源装置の動作を説明する図
（ｂ）本発明の実施形態１に係る電源装置の動作を説明する図
（ｃ）本発明の実施形態１に係る電源装置の動作を説明する図
（ｄ）本発明の実施形態１に係る電源装置の動作を説明する図
【図３】（ａ）本発明の実施形態１に係る電源装置の交流入力電圧Ｖｉ、リアクタ電流ＩＬ、直流出力電圧Ｖｏ、および双方向スイッチ駆動信号Ｖｇの各波形を示す図
（ｂ）本発明の実施形態１に係る電源装置の交流入力電圧Ｖｉ、コンデンサ電流Ｉｃ、コンデンサ電圧Ｖｃの各波形を示す図
（ｃ）本発明の実施形態１に係る電源装置の交流入力電流の高調波成分と高調波規制国内ガイドラインとの比較を示す図
【図４】本発明の実施形態１および実施形態２に係る電源装置のΔｔと負荷の大小による出力電圧Ｖｏとの関係を示す図
【図５】本発明の実施形態３に係る電源装置の構成図
【図６】本発明の実施形態４に係る電源装置の構成図
【図７】従来の電源装置の一例に係る回路図
【符号の説明】
１ 交流電源
２、３、４、５ ダイオード
６ ブリッジ整流回路
７ 平滑コンデンサ
８ リアクタ
９ 双方向スイッチ
１０ コンデンサ
１２ ゼロクロス検出手段
１３ 双方向スイッチ駆動信号生成手段
１４ 双方向スイッチ駆動手段
１６ 負荷検出手段
１２ａ 電源周波数検出手段
１３ａ 記憶手段
Δｄ ゼロクロスからの所定時間
Δｔ オン時点からの所定時間
Δｔｏ 導通幅
Claims (5)
- 交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する4個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段を備えたことを特徴とする電源装置。
- 双方向スイッチ駆動信号生成手段は、入力電圧ゼロクロスからの所定時間後にオン信号を生成し、そのオン時点からの所定時間後にオフ信号を生成して交流電源から流入する入力電流の高調波と、平滑コンデンサの両端電圧である出力電圧を制御することを特徴とする請求項1記載の電源装置。
- オン時点からの所定時間の可変範囲を、最大負荷時に必要な直流出力電圧を生成する双方向スイッチの導通幅以下に制限した請求項２記載の電源装置。
- 負荷検出手段を備え且つ双方向スイッチ駆動信号生成手段の内部に、あらかじめ負荷の大小に応じたゼロクロスからの所定時間、オン時点からの所定時間の組合せを記憶させた記憶手段を有し、前記負荷検出手段の出力に基づき、前記記憶手段から負荷に応じたゼロクロスからの所定時間、オン時点からの所定時間の組合せを選択して動作する請求項２または３記載の電源装置。
- 電源周波数検出手段を備え、ゼロクロスからの所定時間を電源周波数により異なる一定値とした請求項２〜４いずれかに記載の電源装置。
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