JP3728578B2 - マルチキャリア伝送における不均一誤り保護方法並びにその符号器及び復号器 - Google Patents
マルチキャリア伝送における不均一誤り保護方法並びにその符号器及び復号器 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア伝送における不均一誤り保護方法並びにその符号器及び復号器に関し、複数の搬送波周波数を用いた伝送において、伝送データ毎に異なる伝送品質を与える符号化を行い、高効率伝送を実現する不均一誤り保護方法並びにその符号器及び復号器に関する。
【０００２】
広帯域無線通信において、マルチパスによる周波数選択性フェージングが伝送品質を劣化させる大きな要因となっており、耐マルチパス周波数選択性フェージングに優れた伝送技術として、マルチキャリア変調による伝送が知られている。
【０００３】
マルチキャリア変調による伝送は、図１９の（ａ）に示すように、伝送帯域を複数の搬送波周波数ｆ１〜ｆＮ（以下、サブキャリアという。）に分割し、それぞれを変調して伝送する技術であり、周波数ダイバーシチ効果がえられることで周波数選択性フェージングによる伝送劣化を補償し、高品質無線伝送を可能とするものである。
【０００４】
また、サブキャリアｆ１〜ｆＮが互いに直交する場合には、図１９（ｂ）に示すように、各被変調波のスペクトルを重ね合わせても、受信側で各被変調信号を特性劣化なく分離して取り出すことができるため、狭帯域化を図ることも可能である。この直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex ）技術もマルチキャリア変調による伝送技術の一形態である。
【０００５】
【従来の技術】
マルチキャリア変調による伝送の問題点の一つに、送信信号のピーク包絡線電力（ＰＥＰ：Peak Envelope Power ）又はピーク対平均電力比の増大化がある。ピーク電力の大きい伝送システムは、その線形性を補償するために、広範囲なレベルの線形増幅器を必要とするが、このような線形増幅器は高価で且つ電力効率が低く、また、廉価な増幅器を用いた場合は、その飽和領域によって非線形歪みが発生し、特性が劣化するという問題があり、このことがマルチキャリア変調による伝送システムの実用化へ向けてのボトルネックとなっていた。
【０００６】
このピーク電力の増大に対する解決策としては、（１）マルチキャリア変調における入力信号パターンの制限、又は（２）マルチキャリアの被変調出力信号のレベル制限によるものに大別される。
【０００７】
前者は、符号化処理において、ピーク電力が大となる信号パターンの発生を禁止するものであり、送信信号のピーク電力は常に一定レベル以下となり、伝送特性の劣化は一切生じない。更に、伝送に使用する信号パターンとして、その最小符号距離の大きい符号を用いることにより、受信特性（ＢＥＲ：ビット誤り率）を向上させることが可能となる。
【０００８】
後者は、非線形歪みが生じるような大きなピーク電力を生ずる信号パターンの発生確率が小さいことを利用し、例えば、或るスレッショルド値を超えるピーク電力が発生した場合に、それをスレッショルド値で強制的にカットするもの、即ちクリッピング等を行うものである。この手法は、当然、非線形歪みによるサイドローブレベルの増大、つまりはキャリア間干渉をもたらし、伝送特性の劣化を引き起こす。
【０００９】
また、スレッショルド値を超えるピーク電力が発生する場合に、送信信号の包絡線レベル全体を下げ、スレッショルド値に正規化する手法もあるが、これは結局、送信信号全体のＳ／Ｎ比を劣化させてしまうため、同様に伝送特性の劣化を生ずる。
【００１０】
従って、広帯域かつ高品質の無線伝送の実現のためには、前者の手法がより望まれる。また、高速・広帯域無線通信には、画像や音声等の複数のメディアを取り扱うマルチメディア移動アクセスの実現が望まれている。
【００１１】
これらのマルチメディアは、それぞれ、伝送システムに対する伝送品質の要求が異なる。一般に、伝送品質は、符号化手法にも依存するが、例えば、音声等の伝送はビット誤り率（ＢＥＲ）が１０-2程度でよいのに対し、画像伝送はビット誤り率（ＢＥＲ）が１０-5以下が望まれる。
【００１２】
また、パケット通信において、パケットに関する制御情報部と各マルチメディア情報が格納されるデータ情報部とでは、要求されるビット誤り率が異なる。これは制御情報部の誤りにより、パケットの誤配送等が発生し、ネットワーク全体に対する予期せぬトラフィック負荷の増大を招くことがあり、それを防ぐため、制御情報部に要求されるビット誤り率（ＢＥＲ）は十分低い値が要求される。
【００１３】
これらの要求に応えるため、ビット誤りに対する保護強度の異なる複数種類の符号化手段を用いることにより、異なる伝送品質を提供し、効率の良い伝送を行う技術として、不均一誤り保護（ＵＥＰ：Unequal Error Protection）の技術が知られている。
【００１４】
しかし、従来の不均一誤り保護（ＵＥＰ）は、マルチキャリア変調による伝送を対象としたものではなく、マルチキャリア伝送における不均一誤り保護、つまり、一まとまりのマルチキャリアシンボルを一符号語と見なした符号化を対象とした不均一誤り保護は、従来技術として存在しない。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、前述した無線伝送における問題や要求に鑑み、周波数選択性フェージングに対して高品質な無線伝送を可能とするマルチキャリア伝送において、伝送データ毎に異なる伝送品質を与えて伝送効率を向上させ、更にはマルチキャリア伝送におけるピーク電力の抑圧をも同時に可能とする不均一誤り保護方法並びにその符号器及び復号器を提供するこを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明のマルチキャリア伝送における不均一誤り保護方法は、（１）複数の搬送波により符号語を伝送するマルチキャリア伝送システムにおいて、１マルチキャリアシンボル時間毎に、複数の搬送波の変調信号点で構成される符号語の最小符号距離の異なる符号化を行い、最小符号距離を順次変化させ、複数の符号語の系列から成るデータフレーム内における誤り保護強度を可変にしたものである。
【００１７】
また、（２）前記最小符号距離の異なる符号化において、マルチキャリア変調信号の送信ピーク電力が所定値以下となる符号を用いて符号化を行うものである。
【００１８】
また、本発明のマルチキャリア伝送における不均一誤り保護を行う符号器は、（３）複数の搬送波により符号語を伝送するマルチキャリア伝送システムの符号器において、入力される情報ビット信号に対して、１マルチキャリアシンボル時間毎に、複数の搬送波の変調信号点で構成される符号語の最小符号距離の異なる符号化を行う複数種類の符号部と、該複数種類の符号部のうちの一つを選択し、該符号部から出力される符号ビット信号を出力するセレクタ部と、該各符号部から出力される各符号ビット信号を、それぞれ、複素信号へマッピングするマッピング部とを備え、最小符号距離を順次変化させ、複数の符号語の系列から成るデータフレーム内における誤り保護強度を可変とする符号化を行う構成を有するものである。
【００１９】
また、（４）前記符号器は、符号化のタイミング信号を生成するタイミング生成部と、入力される情報ビット信号をシリアル・パラレル変換し、前記複数種類の符号部へ出力するシリアル・パラレル変換部とを備えたものである。
【００２０】
また、（５）前記符号器は、前記タイミング信号を基に前記複数種類の符号部のうちの一つをアクティブ状態にする信号を発生するデコード部とを備えたものである。
【００２１】
また、本発明のマルチキャリア伝送における不均一誤り保護された符号の復号化を行う復号器は、（６）複数の搬送波により伝送された符号語を復号するマルチキャリア伝送システムの復号器において、１マルチキャリアシンボル時間毎に、複数の搬送波の変調信号点で構成される符号語の最小符号距離の異なる符号の復号化を行う複数種類の復号部を有し、該複数種類の復号部は、複数の搬送波の受信データ信号に対して、伝送された符号語を最尤推定する構成を有するものである。
【００２２】
また、（７）前記複数種類の復号部を有し、符号語を最尤推定する復号器は、復号化のタイミング信号を生成するタイミング生成部と、１マルチキャリアシンボル時間毎に、複数の搬送波の変調信号点で構成される符号語の最小符号距離の異なる符号化を行う複数種類の符号部と、前記複数種類の符号部に最尤推定のデータ制御信号を出力するとともにタイミング制御信号を発生するタイミング制御部と、前記複数種類の符号部のうちの一つを選択し、該符号部から出力される符号ビット信号を出力するセレクタ部と、該各符号部から出力される各符号ビット信号を、それぞれ、複素信号へマッピングするマッピング部と、複数の搬送波の変調信号の受信データと前記マッピング部の出力との符号距離を計算する符号距離計算部と、該符号距離計算部により計算した符号距離の最小符号距離を求めて保持する符号距離比較部及び最小距離メモリ部と、前記最小符号距離となった最尤推定のデータ制御信号を記憶し、該記憶した最尤推定のデータ制御信号を、前記タイミング生成部からのタイミング信号によって出力するタイミングメモリ部とを備えたものである。
【００２３】
また、（８）前記復号器は、前記タイミング信号を基に前記複数種類の符号部のうちの一つをアクティブ状態にする信号を発生するデコード部を備えたものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の符号器の基本構成の説明図である。符号器は、＃１〜＃ｍの種類の異なるｍ個の符号部１−１とマッピング部１−２とから構成され、伝送する情報ビット信号を入力し、該情報ビット信号を各符号部＃１〜符号部＃ｍにより符号化し、各符号部＃１〜符号部＃ｍからの符号ビット信号を、マッピング部１−２により各サブキャリア毎の変調用のマッピング信号として出力する。
【００２５】
ここで、伝送品質としてｍ種類の異なる伝送品質により情報ビット信号を伝送するものとする。図２の（ａ）に符号器に入力される情報ビット信号のデータフレームフォーマットを示す。ｍ種類の伝送品質により情報ビット信号を伝送する場合、情報ビット信号のデータフレームは、ｍ個のデータサブフレームＦＤ1 〜ＦＤm により構成される。図２の（ａ）においてｖ1 〜ｖm は、各データサブフレームＦＤ1 〜ＦＤm のビット数を表し、その総ビット数Ｖは、（式１）に示すようにその総計値となる。
【００２６】
Ｖ＝Σi=1 m ｛ｖi ｝・・・（式１）
ここで、「Σi=1 m ｛ ｝」の記号は、指標ｉの｛ ｝内の式又は値について、指標ｉが１からｍまでのものを合計したものを意味するものとし、以下の式においても同様である。
【００２７】
図１に示す符号器には、図２の（ａ）に示す情報ビット信号のデータフレームが入力され、符号器の＃１〜＃ｍのｍ種の符号部１−１の入出力信号は、各データサブフレームＦＤ1 〜ＦＤm の区間毎に、対応する符号部＃１〜＃ｍに切替えられ、各符号部＃１〜＃ｍは要求される伝送品質に応じた符号化を行い、各データサブフレームＦＤ1 〜ＦＤm 毎にビット誤りに対する保護強度の異なる不均一誤り保護を与える符号化を行う。
【００２８】
また、各符号部１−１は、マルチキャリアシンボル単位での符号化を行い、ｎ個のサブキャリア分の符号ビット信号を出力する。マッピング部１−２は、各データサブフレームＦＤ1 〜ＦＤm の区間毎に決められた変調方式により変調するためのｎ個のサブキャリア分のマッピング信号を生成する。ここでマッピング信号は、複素信号（Ｉch／Ｑch）である。
【００２９】
図１に示す符号器から出力される符号ビット信号の符号フレームフォーマットを、図２の（ｂ）に示す。符号フレームフォーマットは、ｍ個の符号サブフレームＦＣ1 〜ＦＣm により構成される。
【００３０】
図２の（ｂ）においてｗ1 〜ｗm は、各符号サブフレームＦＣ1 〜ＦＣm のビット数であり、Ｗはその総ビット数である。符号サブフレームＦＣi のビット数ｗi は（式２）により、また、その総ビット数Ｗは（式３）により表される。
【００３１】
ｗi ＝ｎ×Ｂi ×δi （１≦ｉ≦ｍ） ・・・（式２）
Ｗ＝Σi=1 m ｛ｗi ｝ ・・・（式３）
ここで、Ｂi はｉ番目の符号サブフレームＦＣi におけるサブキャリア変調指数（ビット／シンボル）、δi はその符号サブフレームＦＣi を構成するシンボル数を表している。
【００３２】
また、＃１〜＃ｍの各符号部の符号化率をＲi とした場合、符号サブフレームＦＣi のビット数ｗi とデータサブフレームＦＤi のビット数ｖi は、以下の式（４）に示す関係を有する。
Ｒi ＝ｖi ／ｗi （１≦ｉ≦ｍ） ・・・（式４）
【００３３】
ｎ個のサブキャリアによるマルチキャリア伝送システムは、シングルキャリアによる伝送の速度を１／ｎとしたチャネルをｎ個有し、そのｎ個のチャネルにより並列に伝送することを意味し、この１シンボル時間（ＯＦＤＭの場合は、１ＦＦＴシンボル時間と呼ぶ。）で生成されるｎ次元の信号空間を１つの符号語として扱う。
【００３４】
ここで、符号ｃ(i) が表すｎ次元の符号空間Ｃn は、１マルチキャリアシンボルが生成する信号空間ベクトルＳにおいて、出力符号系列ベクトルＳ（ｃ(i) ）＝｛Ｓ1 （ｃ(i) ），Ｓ2 （ｃ(i) ），・・・，Ｓn （ｃ(i) ）｝∈Ｓ ・・・（式５）にマッピングされる。ここで、Ｓk （ｃ(i) ）は符号ｃ(i) におけるｋ（１≦ｋ≦ｎ）番目のキャリアの複素信号点、ｉは入力情報である。
【００３５】
情報データｉは、各キャリアの変調指数をＭとすると、キャリア毎に２M 個のビットパターンが存在し、ｎ個のキャリアを用いた場合に合計で２nM個のビットパターン、つまり符号語が存在することとなる。
【００３６】
このとき、異なる２つの符号の符号距離Δｄijは、以下の（式６）のように表される。
Δｄ2 ij＝｜ｃ(i) −ｃ(j) ｜2 ＝Σk=1 n ｛｜Ｓk （ｃ(i) ）−Ｓk （ｃ(j) ）｜2 ｝・・・・（式６）
【００３７】
よって、出力符号の最小符号距離（電力値）ｄ2 min は、以下の（式７）によって表される。
ｄ2 min ＝ｍｉｎ｛Δｄ2 ij｝ ・・・（式７）
各キャリアにおける変調信号の最小信号点間距離（電力値）をｄ2 とすると、全符号｛Ｃn ｝を伝送符号として用いる場合は、ｄ2 min ＝ｄ2 となる。
【００３８】
本発明は、１シンボル時間に生成される出力符号として、符号空間Ｃn におけるｍ種の異なる部分集合を用いることにより、それぞれ最小符号距離の異なるシンボルを生成するものである。
【００３９】
つまり、全符号空間Ｃn の最小符号距離をｄ2 min （Ｃn ）とし、その部分集合Ｃp （⊆Ｃn ）の最小符号距離をｄ2 min （Ｃp ）とした場合、ｄ2 min （Ｃn ）≦ｄ2 min （Ｃp ）を満たす任意の部分符号空間Ｃp （⊆Ｃn ）を、各入力情報毎に選択することにより、異なる伝送品質を提供するものである。
【００４０】
全符号空間Ｃn を用いたときの符号化率をＲ（Ｃn ）とし、部分集合Ｃp を用いたときの符号化率をＲ（Ｃp ）とすると、各々の符号化率は、当然、Ｒ（Ｃn ）≧Ｒ（Ｃp ）となる。
【００４１】
また、各サブフレームの符号化率Ｒi は、１マルチキャリアシンボル時間における入力ビット数Ｄi と出力ビット数Ｃi との比により表される。即ち、
Ｒi ＝Ｄi ／Ｃi （１≦ｉ≦ｍ） ・・・（式８）
として表すことができる。
【００４２】
図１に示す＃１〜＃ｍの符号部による出力符号のそれぞれの最小符号距離をｄ2 min (i) 、符号化率をＲi （１≦ｉ≦ｍ）とすると、前記各符号サブフレームＦＣ1 〜ＦＣm における平均符号化率Ｒ* は、以下の（式９）のように表される。
Ｒ* ＝Ｖ／Ｗ＝（１／Ｗ）・Σi=1 m ｛ｗi Ｒi ｝ ・・・（式９）
【００４３】
なお、＃１〜＃ｍの各符号部１−１において、誤り訂正を行わない符号部の個数やその装置の位置（サブデータフレームの位置）には制約はなく、任意に設定することができる。
【００４４】
また、誤り訂正を行わないため、その符号器の符号化率は、Ｒi ＝１で、ｄ2 min ＝ｄ2 となる。このような符号部は、実際には入力情報をそのままスルーで出力する。
【００４５】
また、本発明において、変調指数も異なる最小符号距離を与える変数として扱うことができる。これは、異なる符号サブフレームＦＣi ，ＦＣj の要求品質、例えばビット誤り率（ＢＥＲ）をｑi ，ｑj （１≦ｉ，ｊ≦ｍ）とし、ｑi ≦ｑj と仮定すると、不均一誤り保護は、異なる最小符号距離を与えること、つまりｄ2 min (i) ≧ｄ2 min (j) となる符号化を行うことと等価であり、送信電力が一定である場合、変調指数によって最小符号距離が異なることを利用できるためである。
【００４６】
例えば、多相位相変調（Ｍ-ary ＰＳＫ，ＭＰＳＫ）を用いる場合、変調指数Ｍが２となるＱＰＳＫから、変調指数Ｍが３となる８ＰＳＫに変更すると、伝送速度は３／２倍になる一方で、ＱＰＳＫの最小信号点間距離ｄ2 に対し、８ＰＳＫの場合はその最小信号点間距離は図３に示すように０．７３６ｄ2 となる。
【００４７】
図３は多相位相変調（ＭＰＳＫ）における信号点間距離を示し、ＱＰＳＫの信号点は図の○印の点で、その信号点間距離はｄ2 、８ＰＳＫの信号点は図の○と×印の点で、その信号点間距離は０．７３６ｄ2 となる。
【００４８】
よって、同一の符号化率の誤り訂正を行った場合、伝送品質としてはＱＰＳＫより８ＰＳＫによる変調方式を用いた方が、最小信号点間距離が小さくなるため伝送品質が劣化する。
【００４９】
すなわち、符号化率Ｒi は、
Ｒi ＝Ｒc ・Ｒm ・・・（式１０）
で決定される。
【００５０】
ここで、Ｒc は誤り訂正における符号化率であり、Ｒm は変調指数より算出される符号化率である。伝送品質ｑi を満足する最小符号距離ｄ2 min (i) さえ与えられれば、前記誤り訂正及び変調方式の組合せには制約がない。つまり、変調指数による符号化率Ｒm を一定とし、誤り訂正の符号化率Ｒc を変化させてもよいし、その逆でもよいし、その双方を変化させてもよい。
【００５１】
更に、同一サブフレームにおける１マルチキャリアシンボル内で、サブキャリア毎に異なる変調方式を用いても、前記の最小符号距離ｄ2 min (i) が所定値以上あり、要求される伝送品質を満たす限り、サブキャリア毎の変調方式については何ら制約がない。
【００５２】
本発明は、ｎ個のサブキャリアによる１マルチキャリアシンボルを、ｎ次元信号空間として捉え、この信号空間で符号化を行う一種の符号化変調方式と見なすことができる。
【００５３】
そして、ｎ次元信号空間で符号化を行う際に、前述したマルチキャリア伝送における問題点の一つとなるピーク包絡線電力が所定値以下の符号を採用することにより、ピーク電力抑圧と不均一誤り保護（ＵＥＰ）とを同時に図ることが可能となる。
【００５４】
つまり、ピーク電力抑圧符号は、全符号空間Ｃn のうち、各サブキャリアの信号点の電力の総和が所定値を超えない符号の部分集合であり、その部分集合をＣr （⊂Ｃn ）とすると、図１に示す符号器において符号化に用い得る符号として、全符号空間Ｃn を部分集合Ｃr に置き換える（Ｃr ←Ｃn ）ことにより、実現することができる。
【００５５】
ピーク電力抑圧符号としては、相補系列符号（Complementary 符号）がよく知られており、マルチキャリア変調への適用が研究されている。この符号は、自己相関が高いコードで多相位相変調への適用が可能である。
【００５６】
また、この符号は、Ｎ個のサブキャリアによる符号に対して、符号化率Ｒ＝（log2Ｎ＋１）／Ｎ、最小符号距離ｄ2 min ＝（Ｎ／２）・ｄ2 及びピーク電力低減量Ｐgain＝（２／Ｎ）・Ｐを提供する。
【００５７】
ここで、ＰはＮ個のサブキャリアにおけるピーク電力である。例えば、４個のサブキャリア（Ｎ＝４）では、符号化率Ｒは３／４、最小符号距離ｄ2 min は２ｄ2 、ピーク電力低減量Ｐgainは（１／２）・Ｐであり、８個のサブキャリア（Ｎ＝４）では、符号化率Ｒは１／２、最小符号距離ｄ2 min は４ｄ2 、ピーク電力低減量Ｐgainは（１／４）・Ｐとなる。
【００５８】
図４は本発明の第１の実施の形態の符号器の構成を示す図である。符号器４０は、ｍ種類の誤り保護が可能な符号化を行う機能を有し、タイミング生成部４−１、シリアル・パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部４−２、デコード部４−３、ｍ個の符号部４−４、セレクタ部４−５及びマッピング部４−６とから構成される。
【００５９】
符号器４０には情報ビット信号とデータフレームタイミング信号とが入力され、符号器４０から情報ビット信号を符号化したｎ個のサブキャリア分のマッピング信号を出力する。
【００６０】
タイミング生成部４−１は、入力されたデータフレームタイミング信号から、符号タイミング信号を生成し、該符号タイミング信号を、シリアル・パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部４−２、デコード部４−３、セレクタ部４−５及びマッピング部４−６へ出力する。
【００６１】
また、タイミング生成部４−１は、データフレーム単位にて動作し、１データフレーム間のデータフレームフォーマットに従い、ｍ種類の符号タイミング信号を周期的に出力する。ここで、符号タイミング信号のビット数（Ｓ）は、ｍ種類のタイミング信号値を出力するために必要なビット数である。
【００６２】
シリアル・パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部４−２は、符号タイミング信号により、前述の（式８）に示す符号化率Ｒi に対応するように、出力ビット数を変化させながらシリアル・パラレル変換を行い、情報ビット信号を各符号部４−４へ出力する。
【００６３】
デコード部４−３は、符号タイミング信号により、ｍ種の符号化信号を生成し、各符号部４−４へ出力する。各符号化信号は、各符号部４−４の符号化動作を有効とする場合にのみアクティブ状態となる信号として生成される。
【００６４】
各符号部４−４は、マルチキャリアシンボル単位でＤi （ｉ＝１〜ｍ）ビットの入力信号を前述の（式８）に示す符号化率に従う符号化を行い、１マルチキャリアシンボル分の符号データをＣi （ｉ＝１〜ｍ）ビットの符号化データ信号として出力する。
【００６５】
また、各符号部４−４は、それぞれ符号化信号によりアクティブ状態とされた場合にのみ動作する。セレクタ部４−５は、各符号部４−４から入力されるｍ種の符号化データ信号を、符号タイミング信号により順次選択し、マッピング部４−６へ出力する。ここで、セレクタ部４−５から順次出力されるビット数Ｃi は、選択された符号部から出力される符号化データ信号のビット数となる。
【００６６】
マッピング部４−６は、セレクタ部４−５から出力されるＣi ビットの符号化データ信号を、符号タイミング信号に従い、ｎ個のサブキャリアの変調信号へマッピングする。これにより、ｎ個のサブキャリア分のマッピング信号が生成され、ｎ個の各サブキャリアは、それぞれのマッピング信号により変調され、マルチキャリア変調信号が出力される。
【００６７】
図５は本発明の第２の実施の形態の符号器の構成を示す図である。この符号器５０もまた第１の実施の形態の符号器と同様にｍ種類の誤り保護が可能な符号化を行う機能を有する。
【００６８】
符号器５０は、タイミング生成部５−１、Ｓ／Ｐ変換部５−２、ｍ個の符号部５−４、セレクタ部５−５及びマッピング部５−６とから構成される。この第２の実施の形態の符号器５０の構成は、第１の実施の形態の符号器４０におけるデコード部４−３を具備しない構成ものである。
【００６９】
符号器５０には、前述の第１の実施の形態の符号器４０と同様に情報ビット信号とデータフレームタイミング信号が入力され、符号器５０は、情報ビット信号を符号化してｎ個のサブキャリア分のマッピング信号を出力する。
【００７０】
タイミング生成部５−１は、入力されたデータフレームタイミング信号から、符号タイミング信号を生成し、該符号タイミング信号をシリアル・パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部５−２、セレクタ部５−５及びマッピング部５−６へ出力し、その動作は、前述した第１の実施の形態の符号器４０におけるものと同一であるので重複した説明は省略する。
【００７１】
シリアル・パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部５−２も前述の第１の実施の形態の符号器４０と同様に、符号タイミング信号により、所定の符号化率Ｒi に対応するように出力ビット数を変化させながらシリアル・パラレル変換を行い、各符号部５−４へ情報ビット信号を出力する。
【００７２】
各符号部５−４は、前述の第１の実施の形態の符号器４０と同様に、マルチキャリアシンボル単位でＤi （ｉ＝１〜ｍ）ビットの入力信号を前述の（式８）に示す符号化率に従う符号化を行い、１マルチキャリアシンボル分の符号データをＣi （ｉ＝１〜ｍ）ビットの符号化データ信号として出力する。
【００７３】
但し、前述の第１の実施の形態の符号器４０においては、デコード部４−３からの符号化信号によりアクティブ状態となった符号部のみが符号化を行うのに対し、第２の実施の形態の符号器５０の各符号部５−４は、常時アクティブ状態にあり、全ての符号部５−４において常時、符号化の動作が実行される。
【００７４】
セレクタ部５−５及びマッピング部５−６は、前述の第１の実施の形態の符号器４におけるものと同様に動作し、各符号部５−４から入力されるｍ種の符号化データ信号を符号タイミング信号により順次選択し、１マルチキャリアシンボル分のデータであるＣi ビットの符号化データ信号を、ｎ個のサブキャリアの変調信号へマッピングする。
【００７５】
第２の実施の形態の符号器５０は、第１の実施の形態の符号器４０におけるデコード部４−３が不要となり、回路規模の縮小化及び簡略化を図ることができる。一方、第１の実施の形態の符号器４０は、デコード部４−３の符号化信号により、一つの符号部のみをアクティブ状態とし、他の符号部の符号化動作を停止させるため、符号部４−４全体の消費電力を削減することができる。
【００７６】
次に、本発明の復号器について説明する。前述の符号化アルゴリズムにより生成された１シンボル区間の信号であるＤi ビット数の情報信号を、Ｃi ビット数のｎ個のサブキャリアの受信信号系列から最尤復号する。
【００７７】
ここで、マルチキャリア伝送の受信信号系列ベクトルｒを、
ｒ＝｛ｒ1 ，ｒ2 ，・・・，ｒn ｝ ・・・（式１１）とすると、
符号ｃ(i) に対する尤度関数λ（ｃ(i) ）は、以下の（式１２）により表される。
λ（ｃ(i) ）＝Σm=1 n ｛Ｓm （ｃ(i) ）−ｒm ｝ ・・・（式１２）
【００７８】
そして、尤度関数λ（ｃ(i) ）の最小値ｉ＾を与える符号ｃ(i) を、（式１３）により算出し、最小値ｉ＾を復号データとする。
ｉ＾＝ｍｉｎ｛λ（ｃ(i) ）｝ ・・・（式１３）
【００７９】
図６は本発明の符号器の基本構成を示し、マルチキャリア変調された図２の（ｂ）に示す符号フレームを受信し、その＃１〜＃ｎのｎ個の受信データ信号から、ｍ種類の復号部６−１によりその復号を行う。
【００８０】
復号器の入出力信号（即ち、受信データ信号及び復号データ信号）は、各符号サブフレーム区間毎に順次対応する＃１〜＃ｍのｍ種の復号部６−１に割り振られる。なお、受信データ信号は複素信号（Ｉch／Ｑch）である。
【００８１】
図７は本発明の第１の実施の形態の復号器の構成を示す図である。復号器７０は、ｍ種類の誤り保護が行われたデータ信号の復号化を行う機能を有し、タイミング生成部７−１、デコード部７−２、タイミング制御部７−３、ｍ個の符号部７−４、セレクタ部７−５、マッピング部７−６、符号距離計算部７−７、符号距離比較部７−８、最小距離メモリ部７−９、タイミングメモリ部７−１０及びパラレル・シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部７−１１により構成される。
【００８２】
復号器７０にはｎ個のサブキャリア分の受信データ信号＃１〜＃ｎ及び符号フレームタイミング信号が入力され、復号器７０はそれらの信号から、受信データの復号化を行い、復号データ信号を出力する。
【００８３】
タイミング生成部７−１は、入力された符号フレームタイミング信号から、復号タイミング信号を生成し、該復号タイミング信号をデコード部７−２、タイミング制御部７−３、セレクタ部７−５、マッピング部７−６、タイミングメモリ部７−１０及びパラレル・シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部７−１１へ出力する。
【００８４】
また、タイミング生成部７−１は、符号フレーム単位にて動作し、１符号フレーム間の符号フレームフォーマットに従い、ｍ種類の復号タイミング信号を周期的に出力する。ここで、復号タイミング信号のビット数（Ｓ）は、ｍ種類の信号値を出力するために必要なビット数である。
【００８５】
デコード部７−２は、復号タイミング信号により、ｍ種の符号化信号を生成し、各符号部７−４へ出力する。各符号化信号は、各符号部７−４の符号化動作を有効とする場合にのみアクティブ状態となる信号として生成される。
【００８６】
タイミング制御部７−３は、前述の符号器における符号部の入力ビット数と同じビット数であるＤi （ｉ＝１〜ｍ）ビットのデータ制御信号を、復号タイミング信号に従って順次変化させながら、各符号部７−４及びタイミングメモリ部７−１０に出力する。
【００８７】
また、タイミング制御部７−３は、マルチキャリアシンボル単位にて動作し、１マルチキャリアシンボル時間にＤi （ｉ＝１〜ｍ）ビットの信号が取り得る値全てのデータ制御信号を周期的に出力する。
【００８８】
更に、タイミング制御部７−３は、データ制御信号の変化時にアクティブとなるタイミング制御信号を生成し、該タイミング制御信号を符号距離計算部７−７、符号距離比較部７−８及び最小距離メモリ部７−９へ送出し、データ制御信号の変化タイミングを通知する。
【００８９】
符号部７−４は、タイミング制御部７−３から入力されるデータ制御信号に対して前述の（式８）に示す符号化率により、前述の符号器における符号部と同様の符号化を行う。なお、Ｃ1 〜Ｃm は各符号部から出力される符号化データ信号のビット数である。
【００９０】
セレクタ部７−５では、各符号部７−４から入力されるｍ種類の符号化データ信号を復号タイミング信号に従って選択し、符号ビット信号として出力する。ここで、セレクタ部７−５から出力されるビット数Ｃi は、選択された符号化データ信号のビット数である。
【００９１】
マッピング部７−６は、セレクタ部７−５から出力される１マルチキャリアシンボル分のデータであるＣi ビットの符号ビット信号を、復号タイミング信号に従い、ｎ個サブキャリアの変調信号へマッピングする。これにより、ｎ個のサブキャリア分のマッピング信号が生成され、符号器における場合と同様に、ｎ個の各サブキャリアによるマルチキャリア変調信号が出力される。
【００９２】
符号距離計算部７−７は、受信データ信号とマッピング信号との符号距離の計算を、タイミング制御信号に同期して行う。該計算による符号距離を示す符号距離信号は、符号距離比較部７−８及び最小距離メモリ部７−９に入力される。
【００９３】
符号距離比較部７−８は、符号距離計算部７−７から出力される符号距離信号と、最小距離メモリ部７−９に保持された前回までの比較により判定した最小距離信号との比較を、タイミング制御信号に同期して行う。
【００９４】
符号距離比較部７−８の出力であるメモリタイミング信号は、現在入力されている符号距離信号が過去の最小距離信号よりも小さい場合にアクティブとなる信号である。
【００９５】
最小距離メモリ部７−９は、メモリタイミング信号がアクティブになったときに、符号距離計算部７−７から入力される符号距離信号を、最小距離データとして格納する。
【００９６】
この最小距離データは、タイミング制御信号に同期して最小距離信号として符号距離比較部７−８に出力される。また、１マルチキャリアシンボル間隔毎に最小距離データのクリアを行うことにより、１マルチキャリアシンボル区間での最小距離を格納する。
【００９７】
タイミングメモリ部７−１０には、タイミング制御部７−３から出力されるデータ制御信号が、符号部７−４への入力と共に入力され、該データ制御信号を、前述のメモリタイミング信号がアクティブとなったときに、タイミングメモリ部７−１０に取り込んで格納する。
【００９８】
このタイミングメモリ部７−１０に格納されたデータは、復号タイミング信号に同期して、１マルチキャリアシンボル間隔でパラレル・シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部７−１１へ出力された後クリアされる。この動作により、受信データ信号との符号距離が最も小さい最尤復号データが、復号データ信号として出力される。
【００９９】
パラレル・シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部７−１１は、復号タイミング信号に同期して、タイミングメモリ部７−１０から出力される最尤復号データのビット数を変化させながらパラレル・シリアル変換を行い、復号データ信号として出力する。
【０１００】
図８は本発明の第２の実施の形態の復号器の構成を示す図である。この第２の実施の形態の復号器も同様に、ｍ種類の誤り保護が行われたデータ信号の復号化を行う機能を有し、タイミング生成部８−１、タイミング制御部８−３、ｍ個の符号部８−４、セレクタ部８−５、マッピング部８−６、符号距離計算部８−７、符号距離比較部８−８、最小距離メモリ部８−９、タイミングメモリ部８−１０及びパラレル・シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部８−１１により構成される。
【０１０１】
第２の実施の形態の復号器８０は、前述の第１の実施の形態の復号器７０と同様に、ｎ個のサブキャリア分の受信データ信号＃１〜＃ｎ及び符号フレームタイミング信号が入力され、受信データ信号を復号して復号データ信号を出力する。
【０１０２】
この第２の実施の形態の復号器８０の構成は、前述の図７に示す第１の実施の形態の復号器７０に設けたデコード部７−２を省いたもので、前述の第１の実施の形態の復号器７０においては、デコード部７−２からの符号化信号によりアクティブ状態になった符号部７−４のみが符号化を行うのに対し、第２の実施の形態の復号器８０の各符号部８−４は、常時アクティブ状態となり、全ての符号部８−４において常時、符号化の動作が実行される。
【０１０３】
そのため、第２の実施の形態の復号器８０は、第１の実施の形態の復号器７０におけるデコード部７−２が不要となり、回路規模の縮小化及び簡略化を図ることができる。一方、第１の実施の形態の復号器７０は、デコード部７−２の符号化信号により、一つの符号部のみをアクティブ状態とし、他の符号部の符号化動作を停止させるため、符号部７−４全体の消費電力を削減することができる。
【０１０４】
デコード部７−２を省いたほかは、第２の実施の形態の復号器８０の構成は、第１の実施の形態の復号器７０と同様であるので、その動作についての重複した説明は省略する。
【０１０５】
図９は本発明の第１の実施の形態の符号器の第１の実施例の説明図である。同図は、４個のサブキャリアによるマルチキャリア伝送システムにおいて、２種類の誤り保護を行う実施例を示し、タイミング生成部９−１、シリアル・パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部９−２、デコード部９−３、２個の符号部９−４、セレクタ部９−５及びマッピング部９−６により構成される。
【０１０６】
符号器９０には、情報ビット信号とデータフレームタイミング信号とが入力され、該符号器９０から４個のサブキャリア分のマッピング信号＃１〜＃４が出力される。この構成により、各サブキャリアがＱＰＳＫ変調され、サブキャリア数が４であるマルチキャリア変調用の符号器を実現することができる。
【０１０７】
この第１の実施例における第１（＃１）及び第２（＃２）の符号部９−４は、マルチキャリアシンボル単位の入力信号に対して、それぞれ第１の符号化率Ｒ1 ＝１／２及び第２の符号化率Ｒ2 ＝１（誤り訂正なし）の異なる二つの符号化率により符号化を行い、１マルチキャリアシンボル分のデータである８ビットの符号化データ信号を出力する。
【０１０８】
第１（＃１）の符号部は、図１０の表１の表に示す入力と出力の関係に従って符号化を行う。また、第２の（＃２）符号部は、入力データをそのまま出力する。第１（＃１）の符号部により生成される符号の符号距離（電力値、以後すべて電力値で表す。）は４ｄ2 となり、符号部＃２の出力信号の符号距離はｄ2 となる。
【０１０９】
これにより、２種類の符号距離を有する信号、即ち、誤り保護に関して種類の異なる２種類の信号を生成することができる。これらの伝送品質は、Ｓ／Ｎ改善比で漸近値６ｄＢ（４倍）となる。
【０１１０】
図９に示す符号器９０の各機能部は、図４に示した構成のものと同様に動作する。但し、符号部９−４に入出力されるビット数及びセレクタ９−５から出力されるビット数は図９に記したビット数となる。
【０１１１】
図１１は本発明の第２の実施の形態の符号器の第１の実施例の説明図である。同図は、図９に示した実施例と同様に、４個のサブキャリアによるマルチキャリア伝送システムにおいて、２種類の誤り保護を行う実施例を示し、タイミング生成部１１−１、シリアル・パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部１１−２、２個の符号部１１−４、セレクタ部１１−５及びマッピング部１１−６により構成される。
【０１１２】
図１１に示す第２の実施の形態の符号器の実施例は、図９に示す第１の実施の形態の実施例におけるデコード部９−３を省いたもので、その動作は、第１（＃１）及び第２（＃２）の各符号部１１−４が常時動作するほかは、図９に示す第１の実施の形態の実施例における動作と同様である。
【０１１３】
図１２は本発明の第１の実施の形態の符号器の第２の実施例の説明図である。同図は、第１の実施例と同様に４個のサブキャリア伝送システムにおける２種類の誤り保護を行う実施例を示し、タイミング生成部１２−１、シリアル・パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１２−２、デコード部１２−３、２個の符号部１２−４、セレクタ部１２−５及びマッピング部１２−６により構成される。
【０１１４】
符号器１２０には、情報ビット信号とデータフレームタイミング信号が入力され、該符号器１２０は４個のサブキャリア分のマッピング信号＃１〜＃４を出力する。この構成により、各サブキャリアがＱＰＳＫ変調され、サブキャリア数が４であるマルチキャリア変調用の符号器を実現することができる。
【０１１５】
この第２の実施例における第１（＃１）及び第２（＃２）の符号部１２−４は、ともに相補符号（Complementary Code）により符号化を行う。第１（＃１）及び第２（＃２）の符号部の符号化率Ｒ1 ，Ｒ2 は、それぞれＲ1 ＝１／２及びＲ2 ＝３／４である。
【０１１６】
この場合、第１（＃１）の符号部により生成される符号の符号距離は４ｄ2 となり、第２（＃２）の符号部により生成される符号の符号距離は２ｄ2 となる。これらの伝送品質は、Ｓ／Ｎ改善比で漸近値３ｄＢ（２倍）となる。
【０１１７】
ここで、第１（＃１）符号部から出力される信号及び第２（＃２）の符号部から出力される信号は、ピーク電力を抑圧する信号となっているため、２種類の異なる誤り保護強度を有する信号を生成するとともに、ピーク電力を抑圧した信号を生成することができる。
【０１１８】
なお、ピーク電力低減量は最大値、つまり最も低減量の小さい電力値となる符号により決定されるため、この実施例におけるピーク電力低減量Ｐgaimは、Ｐgaim＝１／２Ｐとなる。
【０１１９】
符号部１２−４を除く他の機能部は、前述の図９に示した実施例と同様に動作する。但し、第１（＃１）の符号部には４ビット、第２の（＃２）符号部には６ビットの情報ビットが入力され、それぞれ８ビットの符号化データ信号を出力する。
【０１２０】
図１３は本発明の第２の実施の形態の符号器の第２の実施例の説明図である。同図は、前述の実施例と同様に４個のサブキャリア伝送システムにおける２種類の誤り保護を行う場合を示し、タイミング生成部１３−１、シリアル・パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１３−２、２個の符号部１３−４、セレクタ部１３−５及びマッピング部１３−６により構成される。
【０１２１】
符号器１３０には、情報ビット信号とデータフレームタイミング信号が入力され、該符号器１３０は、４個のサブキャリア分のマッピング信号を出する。この構成により、各サブキャリアがＱＰＳＫ変調され、サブキャリア数が４であるマルチキャリア変調用の符号器を実現することができる。
【０１２２】
図１３に示す実施例は、図１２に示す実施例のデコード部１２−３を省き、回路の簡略化を図ったものである。各機能部は、前述の図１２の実施例と同様に動作し、２種類の誤り保護及びピーク電力抑圧を可能にする信号を得ることができる。但し、符号部１３−４は符号化信号が入力されないため常に動作状態となる。
【０１２３】
図１４は、本発明の第１の実施の形態の復号器の第１の実施例の説明図である。この復号器の実施例は、前述の第１及び第２の実施の形態の符号器の第１の実施例により符号化が行われた信号の最尤復号を行う復号器の例である。
【０１２４】
図１４に示すように復号器１４０は、タイミング生成部１４−１、デコード部１４−２、タイミング制御部１４−３、２個の符号部１４−４、セレクタ部１４−５、マッピング部１４−６、符号距離計算部１４−７、符号距離比較部１４−８、最小距離メモリ部１４−９、タイミングメモリ部１４−１０及びパラレル・シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部１４−１１により構成される。
【０１２５】
復号器１４０には、４個のサブキャリア分の受信データ信号＃１〜＃４及び符号フレームタイミング信号が入力され、該復号器１４０は、それらの信号から受信データの復号化を行い、復号データ信号を出力する。
【０１２６】
符号部１４−４を除く各機能部は、前述の図７に示したものと同様に動作する。但し、符号部１４−４の入出力ビット数は図１４に示すように、第１（＃１）の符号部には４ビット、第２（＃２）の符号部には８ビットのデータ制御信号が入力され、第１（＃１）及び第２（＃２）の符号部から共に８ビットの符号化データ信号が出力される。また、符号部１４−４は、図９の符号部と同様の動作を行う。
【０１２７】
図１５は本発明の第２の実施の形態の復号器の第１の実施例の説明図である。この復号器の実施例も、前述の第１及び第２の実施の形態の符号器の第１の実施例により符号化が行われた信号の最尤復号を行う復号器の例である。
【０１２８】
図１５に示すように復号器１５０は、タイミング生成部１５−１、タイミング制御部１５−３、２個の符号部１５−４、セレクタ部１５−５、マッピング部１５−６、符号距離計算部１５−７、符号距離比較部１５−８、最小距離メモリ部１５−９、タイミングメモリ部１５−１０及びパラレル・シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部１５−１１により構成される。
【０１２９】
復号器１５０には、４個のサブキャリア分の受信データ信号＃１〜＃４及び符号フレームタイミング信号が入力され、該復号器１５０は、それらの信号から受信データの復号化を行い、復号データ信号を出力する。各機能部は、図１４に示す実施例の復号器１４０と同様に動作する。但し、符号部１５−４は符号化信号が入力されないため常に動作する。
【０１３０】
図１６は本発明の第１の実施の形態の復号器の第２の実施例の説明図である。この復号器の実施例は、前述の第１及び第２の実施の形態の符号器の第２の実施例により符号化が行われた信号の最尤復号を行う復号器の例である。
【０１３１】
図１６に示すように復号器１６０は、タイミング生成部１６−１、デコード部１６−２、タイミング制御部１６−３、２個の符号部１６−４、セレクタ部１６−５、マッピング部１６−６、符号距離計算部１６−７、符号距離比較部１６−８、最小距離メモリ部１６−９、タイミングメモリ部１６−１０及びパラレル・シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部１６−１１により構成される。
【０１３２】
復号器１６０には、４個のサブキャリア分の受信データ信号及び符号フレームタイミング信号が入力され、該復号器１６０は、それらの信号から受信データの復号化を行い、復号データ信号を出力する。
【０１３３】
符号部１６−４を除く各機能部は、前述の実施例の復号器と同様に動作する。但し、符号部１６−４の入出力ビット数は図１６に示すように、第１（＃１）の符号部には４ビット、第２（＃２）の符号部には６ビットのデータ制御信号が入力され、第１（＃１）及び第２（＃２）の符号部から共に８ビットの符号化データ信号が出力される。また、符号部１６−４は、前述の図１２の符号部と同様の動作を行う。
【０１３４】
図１７は本発明の第２の実施の形態の復号器の第２の実施例の説明図である。この復号器の実施例も、前述の第１及び第２の実施の形態の符号器の第２の実施例により符号化が行われた信号の最尤復号を行う復号器の例である。
【０１３５】
図１７に示すように復号器１７０は、タイミング生成部１７−１、タイミング制御部１７−３、２個の符号部１７−４、セレクタ部１７−５、マッピング部１７−６、符号距離計算部１７−７、符号距離比較部１７−８、最小距離メモリ部１７−９、タイミングメモリ部１７−１０及びＰ／Ｓ部１７−１１により構成される。
【０１３６】
復号器１７０には、４個のサブキャリア分の受信データ信号＃１〜＃４及び符号フレームタイミング信号が入力され、該復号器１７０は、それらの信号から受信データの復号化を行い、復号データ信号を出力する。各機能部は、図１６に示す実施例の復号器１６０と同様に動作する。但し、符号部１７−４は符号化信号が入力されないため常に動作する。
【０１３７】
図１８は本発明の符号化によるＳ／Ｎ比対ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示す図である。同図は、第１又は第２の実施の形態の第２の実施例の符号化を行った場合のＳ／Ｎ比対ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示し、図の（ａ）はＡＷＧＮチャネル下のＳ／Ｎ比対ビット誤り率（ＢＥＲ）特性、図の（ｂ）はフェージング環境下におけるＳ／Ｎ比対ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示している。
【０１３８】
図中のＣＯＤＥ１及びＣＯＤＥ２は、それぞれ第１（＃１）の符号部（符号化率Ｒ1 ＝１／２）及び第２（＃２）の符号部（Ｒ2 符号化率＝３／４）による符号化を行った場合のＳ／Ｎ比対ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示している。
【０１３９】
同図に示すように、種類の異なる２つの符号部ＣＯＤＥ１及びＣＯＤＥ２により、２種類の誤り率特性を得ることができることが分かる。図の（ａ）に示すＡＷＧＮチャネル下で、受信特性が約２桁（＠ Ｓ／Ｎ＝７ｄＢ）異なる伝送品質が提供され、図の（ｂ）に示すフェージング環境下で、受信特性が約１桁（＠
Ｓ／Ｎ＝１５ｄＢ）５ｄＢ以上異なる伝送品質が提供される。
【０１４０】
また、本発明における各符号部による符号化は、１マルチキャリアシンボル毎に独立したものであるため、メモリの増大及び処理遅延を伴うインターリーブ処理を必要としない。
【０１４１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、複数（ｎ個）のサブキャリアによるマルチキャリア伝送システムにおいて、１マルチキャリアシンボル時間毎に、ｎ個の信号点で構成される符号語の識別能力、即ち、最小符号距離の異なる符号化を行い、最小符号距離を順次変化させることにより、１データフレーム内において異なる伝送品質を与え、効率の良い伝送を行うことができる。
【０１４２】
また、前述の符号化において、伝送に使用する符号にピーク電力抑圧符号を採用することにより、異なる伝送品質を与えながら、同時にピーク電力を抑圧することができる。
【０１４３】
また、前述の符号化を行う符号器を、タイミング生成部、シリアル・パラレル変換部（Ｓ／Ｐ部）、デコード部、任意の個数の符号部、セレクタ部及びマッピング部により構成することにより、符号部の個数を増減するだけで、要求される伝送品質の種類の数に応じた符号化を行うことができる。また、前述の符号器において、デコード部を除くことでより簡易な回路構成とすることができる。
【０１４４】
また、受信側において、前述の最小符号距離の拡大された符号データを、最尤復号することにより、フェージング環境下において、インターリーブ機能を要せずに、受信特性が１桁以上異なる伝送品質を提供することが可能となる。
【０１４５】
また、前述の最尤復号を行う復号器を、タイミング生成部、デコード部、タイミング制御部、任意の個数の符号部、セレクタ部、マッピング部、符号距離計算部、符号距離比較部、最小距離メモリ部、タイミングメモリ部及びパラレル・シリアル変換部（Ｐ／Ｓ部）により構成することにより、符号部の個数を増減するだけで、要求される伝送品質の種類の数に応じた復号化を行うことができる。また、前述の復号器において、デコード部を除くことでより簡易な回路構成とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の符号器の基本構成の説明図である。
【図２】本発明の符号器に入力される情報ビット信号のデータフレームフォーマット及び符号器から出力される符号フレームフォーマットの図である。
【図３】多相位相変調（ＭＰＳＫ）における信号点間距離の説明図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態の符号器の構成図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態の符号器の構成図である。
【図６】本発明の復号器の基本構成の説明図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態の復号器の構成図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態の復号器の構成図である。
【図９】本発明の第１の実施の形態の符号器の第１の実施例の説明図である。
【図１０】本発明の符号器の第１の実施例の第１の符号部の入出力信号マッピング表である。
【図１１】本発明の第２の実施の形態の符号器の第１の実施例の説明図である。
【図１２】本発明の第１の実施の形態の符号器の第２の実施例の説明図である。
【図１３】本発明の第２の実施の形態の符号器の第２の実施例の説明図である。
【図１４】本発明の第１の実施の形態の復号器の第１の実施例の説明図である。
【図１５】本発明の第２の実施の形態の復号器の第１の実施例の説明図である。
【図１６】本発明の第１の実施の形態の復号器の第２の実施例の説明図である。
【図１７】本発明の第２の実施の形態の復号器の第２の実施例の説明図である。
【図１８】本発明の符号化によるＳ／Ｎ比対ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示す図である。
【図１９】マルチキャリア変調の説明図である。
【符号の説明】
１−１ ＃１〜＃ｍの種類の異なるｍ個の符号部
１−２ ＃１〜＃ｎのサブキャリアの複素信号へのマッピング部
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア伝送における不均一誤り保護方法並びにその符号器及び復号器に関し、複数の搬送波周波数を用いた伝送において、伝送データ毎に異なる伝送品質を与える符号化を行い、高効率伝送を実現する不均一誤り保護方法並びにその符号器及び復号器に関する。
【０００２】
広帯域無線通信において、マルチパスによる周波数選択性フェージングが伝送品質を劣化させる大きな要因となっており、耐マルチパス周波数選択性フェージングに優れた伝送技術として、マルチキャリア変調による伝送が知られている。
【０００３】
マルチキャリア変調による伝送は、図１９の（ａ）に示すように、伝送帯域を複数の搬送波周波数ｆ１〜ｆＮ（以下、サブキャリアという。）に分割し、それぞれを変調して伝送する技術であり、周波数ダイバーシチ効果がえられることで周波数選択性フェージングによる伝送劣化を補償し、高品質無線伝送を可能とするものである。
【０００４】
また、サブキャリアｆ１〜ｆＮが互いに直交する場合には、図１９（ｂ）に示すように、各被変調波のスペクトルを重ね合わせても、受信側で各被変調信号を特性劣化なく分離して取り出すことができるため、狭帯域化を図ることも可能である。この直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex ）技術もマルチキャリア変調による伝送技術の一形態である。
【０００５】
【従来の技術】
マルチキャリア変調による伝送の問題点の一つに、送信信号のピーク包絡線電力（ＰＥＰ：Peak Envelope Power ）又はピーク対平均電力比の増大化がある。ピーク電力の大きい伝送システムは、その線形性を補償するために、広範囲なレベルの線形増幅器を必要とするが、このような線形増幅器は高価で且つ電力効率が低く、また、廉価な増幅器を用いた場合は、その飽和領域によって非線形歪みが発生し、特性が劣化するという問題があり、このことがマルチキャリア変調による伝送システムの実用化へ向けてのボトルネックとなっていた。
【０００６】
このピーク電力の増大に対する解決策としては、（１）マルチキャリア変調における入力信号パターンの制限、又は（２）マルチキャリアの被変調出力信号のレベル制限によるものに大別される。
【０００７】
前者は、符号化処理において、ピーク電力が大となる信号パターンの発生を禁止するものであり、送信信号のピーク電力は常に一定レベル以下となり、伝送特性の劣化は一切生じない。更に、伝送に使用する信号パターンとして、その最小符号距離の大きい符号を用いることにより、受信特性（ＢＥＲ：ビット誤り率）を向上させることが可能となる。
【０００８】
後者は、非線形歪みが生じるような大きなピーク電力を生ずる信号パターンの発生確率が小さいことを利用し、例えば、或るスレッショルド値を超えるピーク電力が発生した場合に、それをスレッショルド値で強制的にカットするもの、即ちクリッピング等を行うものである。この手法は、当然、非線形歪みによるサイドローブレベルの増大、つまりはキャリア間干渉をもたらし、伝送特性の劣化を引き起こす。
【０００９】
また、スレッショルド値を超えるピーク電力が発生する場合に、送信信号の包絡線レベル全体を下げ、スレッショルド値に正規化する手法もあるが、これは結局、送信信号全体のＳ／Ｎ比を劣化させてしまうため、同様に伝送特性の劣化を生ずる。
【００１０】
従って、広帯域かつ高品質の無線伝送の実現のためには、前者の手法がより望まれる。また、高速・広帯域無線通信には、画像や音声等の複数のメディアを取り扱うマルチメディア移動アクセスの実現が望まれている。
【００１１】
これらのマルチメディアは、それぞれ、伝送システムに対する伝送品質の要求が異なる。一般に、伝送品質は、符号化手法にも依存するが、例えば、音声等の伝送はビット誤り率（ＢＥＲ）が１０-2程度でよいのに対し、画像伝送はビット誤り率（ＢＥＲ）が１０-5以下が望まれる。
【００１２】
また、パケット通信において、パケットに関する制御情報部と各マルチメディア情報が格納されるデータ情報部とでは、要求されるビット誤り率が異なる。これは制御情報部の誤りにより、パケットの誤配送等が発生し、ネットワーク全体に対する予期せぬトラフィック負荷の増大を招くことがあり、それを防ぐため、制御情報部に要求されるビット誤り率（ＢＥＲ）は十分低い値が要求される。
【００１３】
これらの要求に応えるため、ビット誤りに対する保護強度の異なる複数種類の符号化手段を用いることにより、異なる伝送品質を提供し、効率の良い伝送を行う技術として、不均一誤り保護（ＵＥＰ：Unequal Error Protection）の技術が知られている。
【００１４】
しかし、従来の不均一誤り保護（ＵＥＰ）は、マルチキャリア変調による伝送を対象としたものではなく、マルチキャリア伝送における不均一誤り保護、つまり、一まとまりのマルチキャリアシンボルを一符号語と見なした符号化を対象とした不均一誤り保護は、従来技術として存在しない。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、前述した無線伝送における問題や要求に鑑み、周波数選択性フェージングに対して高品質な無線伝送を可能とするマルチキャリア伝送において、伝送データ毎に異なる伝送品質を与えて伝送効率を向上させ、更にはマルチキャリア伝送におけるピーク電力の抑圧をも同時に可能とする不均一誤り保護方法並びにその符号器及び復号器を提供するこを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明のマルチキャリア伝送における不均一誤り保護方法は、（１）複数の搬送波により符号語を伝送するマルチキャリア伝送システムにおいて、１マルチキャリアシンボル時間毎に、複数の搬送波の変調信号点で構成される符号語の最小符号距離の異なる符号化を行い、最小符号距離を順次変化させ、複数の符号語の系列から成るデータフレーム内における誤り保護強度を可変にしたものである。
【００１７】
また、（２）前記最小符号距離の異なる符号化において、マルチキャリア変調信号の送信ピーク電力が所定値以下となる符号を用いて符号化を行うものである。
【００１８】
また、本発明のマルチキャリア伝送における不均一誤り保護を行う符号器は、（３）複数の搬送波により符号語を伝送するマルチキャリア伝送システムの符号器において、入力される情報ビット信号に対して、１マルチキャリアシンボル時間毎に、複数の搬送波の変調信号点で構成される符号語の最小符号距離の異なる符号化を行う複数種類の符号部と、該複数種類の符号部のうちの一つを選択し、該符号部から出力される符号ビット信号を出力するセレクタ部と、該各符号部から出力される各符号ビット信号を、それぞれ、複素信号へマッピングするマッピング部とを備え、最小符号距離を順次変化させ、複数の符号語の系列から成るデータフレーム内における誤り保護強度を可変とする符号化を行う構成を有するものである。
【００１９】
また、（４）前記符号器は、符号化のタイミング信号を生成するタイミング生成部と、入力される情報ビット信号をシリアル・パラレル変換し、前記複数種類の符号部へ出力するシリアル・パラレル変換部とを備えたものである。
【００２０】
また、（５）前記符号器は、前記タイミング信号を基に前記複数種類の符号部のうちの一つをアクティブ状態にする信号を発生するデコード部とを備えたものである。
【００２１】
また、本発明のマルチキャリア伝送における不均一誤り保護された符号の復号化を行う復号器は、（６）複数の搬送波により伝送された符号語を復号するマルチキャリア伝送システムの復号器において、１マルチキャリアシンボル時間毎に、複数の搬送波の変調信号点で構成される符号語の最小符号距離の異なる符号の復号化を行う複数種類の復号部を有し、該複数種類の復号部は、複数の搬送波の受信データ信号に対して、伝送された符号語を最尤推定する構成を有するものである。
【００２２】
また、（７）前記複数種類の復号部を有し、符号語を最尤推定する復号器は、復号化のタイミング信号を生成するタイミング生成部と、１マルチキャリアシンボル時間毎に、複数の搬送波の変調信号点で構成される符号語の最小符号距離の異なる符号化を行う複数種類の符号部と、前記複数種類の符号部に最尤推定のデータ制御信号を出力するとともにタイミング制御信号を発生するタイミング制御部と、前記複数種類の符号部のうちの一つを選択し、該符号部から出力される符号ビット信号を出力するセレクタ部と、該各符号部から出力される各符号ビット信号を、それぞれ、複素信号へマッピングするマッピング部と、複数の搬送波の変調信号の受信データと前記マッピング部の出力との符号距離を計算する符号距離計算部と、該符号距離計算部により計算した符号距離の最小符号距離を求めて保持する符号距離比較部及び最小距離メモリ部と、前記最小符号距離となった最尤推定のデータ制御信号を記憶し、該記憶した最尤推定のデータ制御信号を、前記タイミング生成部からのタイミング信号によって出力するタイミングメモリ部とを備えたものである。
【００２３】
また、（８）前記復号器は、前記タイミング信号を基に前記複数種類の符号部のうちの一つをアクティブ状態にする信号を発生するデコード部を備えたものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の符号器の基本構成の説明図である。符号器は、＃１〜＃ｍの種類の異なるｍ個の符号部１−１とマッピング部１−２とから構成され、伝送する情報ビット信号を入力し、該情報ビット信号を各符号部＃１〜符号部＃ｍにより符号化し、各符号部＃１〜符号部＃ｍからの符号ビット信号を、マッピング部１−２により各サブキャリア毎の変調用のマッピング信号として出力する。
【００２５】
ここで、伝送品質としてｍ種類の異なる伝送品質により情報ビット信号を伝送するものとする。図２の（ａ）に符号器に入力される情報ビット信号のデータフレームフォーマットを示す。ｍ種類の伝送品質により情報ビット信号を伝送する場合、情報ビット信号のデータフレームは、ｍ個のデータサブフレームＦＤ1 〜ＦＤm により構成される。図２の（ａ）においてｖ1 〜ｖm は、各データサブフレームＦＤ1 〜ＦＤm のビット数を表し、その総ビット数Ｖは、（式１）に示すようにその総計値となる。
【００２６】
Ｖ＝Σi=1 m ｛ｖi ｝・・・（式１）
ここで、「Σi=1 m ｛ ｝」の記号は、指標ｉの｛ ｝内の式又は値について、指標ｉが１からｍまでのものを合計したものを意味するものとし、以下の式においても同様である。
【００２７】
図１に示す符号器には、図２の（ａ）に示す情報ビット信号のデータフレームが入力され、符号器の＃１〜＃ｍのｍ種の符号部１−１の入出力信号は、各データサブフレームＦＤ1 〜ＦＤm の区間毎に、対応する符号部＃１〜＃ｍに切替えられ、各符号部＃１〜＃ｍは要求される伝送品質に応じた符号化を行い、各データサブフレームＦＤ1 〜ＦＤm 毎にビット誤りに対する保護強度の異なる不均一誤り保護を与える符号化を行う。
【００２８】
また、各符号部１−１は、マルチキャリアシンボル単位での符号化を行い、ｎ個のサブキャリア分の符号ビット信号を出力する。マッピング部１−２は、各データサブフレームＦＤ1 〜ＦＤm の区間毎に決められた変調方式により変調するためのｎ個のサブキャリア分のマッピング信号を生成する。ここでマッピング信号は、複素信号（Ｉch／Ｑch）である。
【００２９】
図１に示す符号器から出力される符号ビット信号の符号フレームフォーマットを、図２の（ｂ）に示す。符号フレームフォーマットは、ｍ個の符号サブフレームＦＣ1 〜ＦＣm により構成される。
【００３０】
図２の（ｂ）においてｗ1 〜ｗm は、各符号サブフレームＦＣ1 〜ＦＣm のビット数であり、Ｗはその総ビット数である。符号サブフレームＦＣi のビット数ｗi は（式２）により、また、その総ビット数Ｗは（式３）により表される。
【００３１】
ｗi ＝ｎ×Ｂi ×δi （１≦ｉ≦ｍ） ・・・（式２）
Ｗ＝Σi=1 m ｛ｗi ｝ ・・・（式３）
ここで、Ｂi はｉ番目の符号サブフレームＦＣi におけるサブキャリア変調指数（ビット／シンボル）、δi はその符号サブフレームＦＣi を構成するシンボル数を表している。
【００３２】
また、＃１〜＃ｍの各符号部の符号化率をＲi とした場合、符号サブフレームＦＣi のビット数ｗi とデータサブフレームＦＤi のビット数ｖi は、以下の式（４）に示す関係を有する。
Ｒi ＝ｖi ／ｗi （１≦ｉ≦ｍ） ・・・（式４）
【００３３】
ｎ個のサブキャリアによるマルチキャリア伝送システムは、シングルキャリアによる伝送の速度を１／ｎとしたチャネルをｎ個有し、そのｎ個のチャネルにより並列に伝送することを意味し、この１シンボル時間（ＯＦＤＭの場合は、１ＦＦＴシンボル時間と呼ぶ。）で生成されるｎ次元の信号空間を１つの符号語として扱う。
【００３４】
ここで、符号ｃ(i) が表すｎ次元の符号空間Ｃn は、１マルチキャリアシンボルが生成する信号空間ベクトルＳにおいて、出力符号系列ベクトルＳ（ｃ(i) ）＝｛Ｓ1 （ｃ(i) ），Ｓ2 （ｃ(i) ），・・・，Ｓn （ｃ(i) ）｝∈Ｓ ・・・（式５）にマッピングされる。ここで、Ｓk （ｃ(i) ）は符号ｃ(i) におけるｋ（１≦ｋ≦ｎ）番目のキャリアの複素信号点、ｉは入力情報である。
【００３５】
情報データｉは、各キャリアの変調指数をＭとすると、キャリア毎に２M 個のビットパターンが存在し、ｎ個のキャリアを用いた場合に合計で２nM個のビットパターン、つまり符号語が存在することとなる。
【００３６】
このとき、異なる２つの符号の符号距離Δｄijは、以下の（式６）のように表される。
Δｄ2 ij＝｜ｃ(i) −ｃ(j) ｜2 ＝Σk=1 n ｛｜Ｓk （ｃ(i) ）−Ｓk （ｃ(j) ）｜2 ｝・・・・（式６）
【００３７】
よって、出力符号の最小符号距離（電力値）ｄ2 min は、以下の（式７）によって表される。
ｄ2 min ＝ｍｉｎ｛Δｄ2 ij｝ ・・・（式７）
各キャリアにおける変調信号の最小信号点間距離（電力値）をｄ2 とすると、全符号｛Ｃn ｝を伝送符号として用いる場合は、ｄ2 min ＝ｄ2 となる。
【００３８】
本発明は、１シンボル時間に生成される出力符号として、符号空間Ｃn におけるｍ種の異なる部分集合を用いることにより、それぞれ最小符号距離の異なるシンボルを生成するものである。
【００３９】
つまり、全符号空間Ｃn の最小符号距離をｄ2 min （Ｃn ）とし、その部分集合Ｃp （⊆Ｃn ）の最小符号距離をｄ2 min （Ｃp ）とした場合、ｄ2 min （Ｃn ）≦ｄ2 min （Ｃp ）を満たす任意の部分符号空間Ｃp （⊆Ｃn ）を、各入力情報毎に選択することにより、異なる伝送品質を提供するものである。
【００４０】
全符号空間Ｃn を用いたときの符号化率をＲ（Ｃn ）とし、部分集合Ｃp を用いたときの符号化率をＲ（Ｃp ）とすると、各々の符号化率は、当然、Ｒ（Ｃn ）≧Ｒ（Ｃp ）となる。
【００４１】
また、各サブフレームの符号化率Ｒi は、１マルチキャリアシンボル時間における入力ビット数Ｄi と出力ビット数Ｃi との比により表される。即ち、
Ｒi ＝Ｄi ／Ｃi （１≦ｉ≦ｍ） ・・・（式８）
として表すことができる。
【００４２】
図１に示す＃１〜＃ｍの符号部による出力符号のそれぞれの最小符号距離をｄ2 min (i) 、符号化率をＲi （１≦ｉ≦ｍ）とすると、前記各符号サブフレームＦＣ1 〜ＦＣm における平均符号化率Ｒ* は、以下の（式９）のように表される。
Ｒ* ＝Ｖ／Ｗ＝（１／Ｗ）・Σi=1 m ｛ｗi Ｒi ｝ ・・・（式９）
【００４３】
なお、＃１〜＃ｍの各符号部１−１において、誤り訂正を行わない符号部の個数やその装置の位置（サブデータフレームの位置）には制約はなく、任意に設定することができる。
【００４４】
また、誤り訂正を行わないため、その符号器の符号化率は、Ｒi ＝１で、ｄ2 min ＝ｄ2 となる。このような符号部は、実際には入力情報をそのままスルーで出力する。
【００４５】
また、本発明において、変調指数も異なる最小符号距離を与える変数として扱うことができる。これは、異なる符号サブフレームＦＣi ，ＦＣj の要求品質、例えばビット誤り率（ＢＥＲ）をｑi ，ｑj （１≦ｉ，ｊ≦ｍ）とし、ｑi ≦ｑj と仮定すると、不均一誤り保護は、異なる最小符号距離を与えること、つまりｄ2 min (i) ≧ｄ2 min (j) となる符号化を行うことと等価であり、送信電力が一定である場合、変調指数によって最小符号距離が異なることを利用できるためである。
【００４６】
例えば、多相位相変調（Ｍ-ary ＰＳＫ，ＭＰＳＫ）を用いる場合、変調指数Ｍが２となるＱＰＳＫから、変調指数Ｍが３となる８ＰＳＫに変更すると、伝送速度は３／２倍になる一方で、ＱＰＳＫの最小信号点間距離ｄ2 に対し、８ＰＳＫの場合はその最小信号点間距離は図３に示すように０．７３６ｄ2 となる。
【００４７】
図３は多相位相変調（ＭＰＳＫ）における信号点間距離を示し、ＱＰＳＫの信号点は図の○印の点で、その信号点間距離はｄ2 、８ＰＳＫの信号点は図の○と×印の点で、その信号点間距離は０．７３６ｄ2 となる。
【００４８】
よって、同一の符号化率の誤り訂正を行った場合、伝送品質としてはＱＰＳＫより８ＰＳＫによる変調方式を用いた方が、最小信号点間距離が小さくなるため伝送品質が劣化する。
【００４９】
すなわち、符号化率Ｒi は、
Ｒi ＝Ｒc ・Ｒm ・・・（式１０）
で決定される。
【００５０】
ここで、Ｒc は誤り訂正における符号化率であり、Ｒm は変調指数より算出される符号化率である。伝送品質ｑi を満足する最小符号距離ｄ2 min (i) さえ与えられれば、前記誤り訂正及び変調方式の組合せには制約がない。つまり、変調指数による符号化率Ｒm を一定とし、誤り訂正の符号化率Ｒc を変化させてもよいし、その逆でもよいし、その双方を変化させてもよい。
【００５１】
更に、同一サブフレームにおける１マルチキャリアシンボル内で、サブキャリア毎に異なる変調方式を用いても、前記の最小符号距離ｄ2 min (i) が所定値以上あり、要求される伝送品質を満たす限り、サブキャリア毎の変調方式については何ら制約がない。
【００５２】
本発明は、ｎ個のサブキャリアによる１マルチキャリアシンボルを、ｎ次元信号空間として捉え、この信号空間で符号化を行う一種の符号化変調方式と見なすことができる。
【００５３】
そして、ｎ次元信号空間で符号化を行う際に、前述したマルチキャリア伝送における問題点の一つとなるピーク包絡線電力が所定値以下の符号を採用することにより、ピーク電力抑圧と不均一誤り保護（ＵＥＰ）とを同時に図ることが可能となる。
【００５４】
つまり、ピーク電力抑圧符号は、全符号空間Ｃn のうち、各サブキャリアの信号点の電力の総和が所定値を超えない符号の部分集合であり、その部分集合をＣr （⊂Ｃn ）とすると、図１に示す符号器において符号化に用い得る符号として、全符号空間Ｃn を部分集合Ｃr に置き換える（Ｃr ←Ｃn ）ことにより、実現することができる。
【００５５】
ピーク電力抑圧符号としては、相補系列符号（Complementary 符号）がよく知られており、マルチキャリア変調への適用が研究されている。この符号は、自己相関が高いコードで多相位相変調への適用が可能である。
【００５６】
また、この符号は、Ｎ個のサブキャリアによる符号に対して、符号化率Ｒ＝（log2Ｎ＋１）／Ｎ、最小符号距離ｄ2 min ＝（Ｎ／２）・ｄ2 及びピーク電力低減量Ｐgain＝（２／Ｎ）・Ｐを提供する。
【００５７】
ここで、ＰはＮ個のサブキャリアにおけるピーク電力である。例えば、４個のサブキャリア（Ｎ＝４）では、符号化率Ｒは３／４、最小符号距離ｄ2 min は２ｄ2 、ピーク電力低減量Ｐgainは（１／２）・Ｐであり、８個のサブキャリア（Ｎ＝４）では、符号化率Ｒは１／２、最小符号距離ｄ2 min は４ｄ2 、ピーク電力低減量Ｐgainは（１／４）・Ｐとなる。
【００５８】
図４は本発明の第１の実施の形態の符号器の構成を示す図である。符号器４０は、ｍ種類の誤り保護が可能な符号化を行う機能を有し、タイミング生成部４−１、シリアル・パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部４−２、デコード部４−３、ｍ個の符号部４−４、セレクタ部４−５及びマッピング部４−６とから構成される。
【００５９】
符号器４０には情報ビット信号とデータフレームタイミング信号とが入力され、符号器４０から情報ビット信号を符号化したｎ個のサブキャリア分のマッピング信号を出力する。
【００６０】
タイミング生成部４−１は、入力されたデータフレームタイミング信号から、符号タイミング信号を生成し、該符号タイミング信号を、シリアル・パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部４−２、デコード部４−３、セレクタ部４−５及びマッピング部４−６へ出力する。
【００６１】
また、タイミング生成部４−１は、データフレーム単位にて動作し、１データフレーム間のデータフレームフォーマットに従い、ｍ種類の符号タイミング信号を周期的に出力する。ここで、符号タイミング信号のビット数（Ｓ）は、ｍ種類のタイミング信号値を出力するために必要なビット数である。
【００６２】
シリアル・パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部４−２は、符号タイミング信号により、前述の（式８）に示す符号化率Ｒi に対応するように、出力ビット数を変化させながらシリアル・パラレル変換を行い、情報ビット信号を各符号部４−４へ出力する。
【００６３】
デコード部４−３は、符号タイミング信号により、ｍ種の符号化信号を生成し、各符号部４−４へ出力する。各符号化信号は、各符号部４−４の符号化動作を有効とする場合にのみアクティブ状態となる信号として生成される。
【００６４】
各符号部４−４は、マルチキャリアシンボル単位でＤi （ｉ＝１〜ｍ）ビットの入力信号を前述の（式８）に示す符号化率に従う符号化を行い、１マルチキャリアシンボル分の符号データをＣi （ｉ＝１〜ｍ）ビットの符号化データ信号として出力する。
【００６５】
また、各符号部４−４は、それぞれ符号化信号によりアクティブ状態とされた場合にのみ動作する。セレクタ部４−５は、各符号部４−４から入力されるｍ種の符号化データ信号を、符号タイミング信号により順次選択し、マッピング部４−６へ出力する。ここで、セレクタ部４−５から順次出力されるビット数Ｃi は、選択された符号部から出力される符号化データ信号のビット数となる。
【００６６】
マッピング部４−６は、セレクタ部４−５から出力されるＣi ビットの符号化データ信号を、符号タイミング信号に従い、ｎ個のサブキャリアの変調信号へマッピングする。これにより、ｎ個のサブキャリア分のマッピング信号が生成され、ｎ個の各サブキャリアは、それぞれのマッピング信号により変調され、マルチキャリア変調信号が出力される。
【００６７】
図５は本発明の第２の実施の形態の符号器の構成を示す図である。この符号器５０もまた第１の実施の形態の符号器と同様にｍ種類の誤り保護が可能な符号化を行う機能を有する。
【００６８】
符号器５０は、タイミング生成部５−１、Ｓ／Ｐ変換部５−２、ｍ個の符号部５−４、セレクタ部５−５及びマッピング部５−６とから構成される。この第２の実施の形態の符号器５０の構成は、第１の実施の形態の符号器４０におけるデコード部４−３を具備しない構成ものである。
【００６９】
符号器５０には、前述の第１の実施の形態の符号器４０と同様に情報ビット信号とデータフレームタイミング信号が入力され、符号器５０は、情報ビット信号を符号化してｎ個のサブキャリア分のマッピング信号を出力する。
【００７０】
タイミング生成部５−１は、入力されたデータフレームタイミング信号から、符号タイミング信号を生成し、該符号タイミング信号をシリアル・パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部５−２、セレクタ部５−５及びマッピング部５−６へ出力し、その動作は、前述した第１の実施の形態の符号器４０におけるものと同一であるので重複した説明は省略する。
【００７１】
シリアル・パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部５−２も前述の第１の実施の形態の符号器４０と同様に、符号タイミング信号により、所定の符号化率Ｒi に対応するように出力ビット数を変化させながらシリアル・パラレル変換を行い、各符号部５−４へ情報ビット信号を出力する。
【００７２】
各符号部５−４は、前述の第１の実施の形態の符号器４０と同様に、マルチキャリアシンボル単位でＤi （ｉ＝１〜ｍ）ビットの入力信号を前述の（式８）に示す符号化率に従う符号化を行い、１マルチキャリアシンボル分の符号データをＣi （ｉ＝１〜ｍ）ビットの符号化データ信号として出力する。
【００７３】
但し、前述の第１の実施の形態の符号器４０においては、デコード部４−３からの符号化信号によりアクティブ状態となった符号部のみが符号化を行うのに対し、第２の実施の形態の符号器５０の各符号部５−４は、常時アクティブ状態にあり、全ての符号部５−４において常時、符号化の動作が実行される。
【００７４】
セレクタ部５−５及びマッピング部５−６は、前述の第１の実施の形態の符号器４におけるものと同様に動作し、各符号部５−４から入力されるｍ種の符号化データ信号を符号タイミング信号により順次選択し、１マルチキャリアシンボル分のデータであるＣi ビットの符号化データ信号を、ｎ個のサブキャリアの変調信号へマッピングする。
【００７５】
第２の実施の形態の符号器５０は、第１の実施の形態の符号器４０におけるデコード部４−３が不要となり、回路規模の縮小化及び簡略化を図ることができる。一方、第１の実施の形態の符号器４０は、デコード部４−３の符号化信号により、一つの符号部のみをアクティブ状態とし、他の符号部の符号化動作を停止させるため、符号部４−４全体の消費電力を削減することができる。
【００７６】
次に、本発明の復号器について説明する。前述の符号化アルゴリズムにより生成された１シンボル区間の信号であるＤi ビット数の情報信号を、Ｃi ビット数のｎ個のサブキャリアの受信信号系列から最尤復号する。
【００７７】
ここで、マルチキャリア伝送の受信信号系列ベクトルｒを、
ｒ＝｛ｒ1 ，ｒ2 ，・・・，ｒn ｝ ・・・（式１１）とすると、
符号ｃ(i) に対する尤度関数λ（ｃ(i) ）は、以下の（式１２）により表される。
λ（ｃ(i) ）＝Σm=1 n ｛Ｓm （ｃ(i) ）−ｒm ｝ ・・・（式１２）
【００７８】
そして、尤度関数λ（ｃ(i) ）の最小値ｉ＾を与える符号ｃ(i) を、（式１３）により算出し、最小値ｉ＾を復号データとする。
ｉ＾＝ｍｉｎ｛λ（ｃ(i) ）｝ ・・・（式１３）
【００７９】
図６は本発明の符号器の基本構成を示し、マルチキャリア変調された図２の（ｂ）に示す符号フレームを受信し、その＃１〜＃ｎのｎ個の受信データ信号から、ｍ種類の復号部６−１によりその復号を行う。
【００８０】
復号器の入出力信号（即ち、受信データ信号及び復号データ信号）は、各符号サブフレーム区間毎に順次対応する＃１〜＃ｍのｍ種の復号部６−１に割り振られる。なお、受信データ信号は複素信号（Ｉch／Ｑch）である。
【００８１】
図７は本発明の第１の実施の形態の復号器の構成を示す図である。復号器７０は、ｍ種類の誤り保護が行われたデータ信号の復号化を行う機能を有し、タイミング生成部７−１、デコード部７−２、タイミング制御部７−３、ｍ個の符号部７−４、セレクタ部７−５、マッピング部７−６、符号距離計算部７−７、符号距離比較部７−８、最小距離メモリ部７−９、タイミングメモリ部７−１０及びパラレル・シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部７−１１により構成される。
【００８２】
復号器７０にはｎ個のサブキャリア分の受信データ信号＃１〜＃ｎ及び符号フレームタイミング信号が入力され、復号器７０はそれらの信号から、受信データの復号化を行い、復号データ信号を出力する。
【００８３】
タイミング生成部７−１は、入力された符号フレームタイミング信号から、復号タイミング信号を生成し、該復号タイミング信号をデコード部７−２、タイミング制御部７−３、セレクタ部７−５、マッピング部７−６、タイミングメモリ部７−１０及びパラレル・シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部７−１１へ出力する。
【００８４】
また、タイミング生成部７−１は、符号フレーム単位にて動作し、１符号フレーム間の符号フレームフォーマットに従い、ｍ種類の復号タイミング信号を周期的に出力する。ここで、復号タイミング信号のビット数（Ｓ）は、ｍ種類の信号値を出力するために必要なビット数である。
【００８５】
デコード部７−２は、復号タイミング信号により、ｍ種の符号化信号を生成し、各符号部７−４へ出力する。各符号化信号は、各符号部７−４の符号化動作を有効とする場合にのみアクティブ状態となる信号として生成される。
【００８６】
タイミング制御部７−３は、前述の符号器における符号部の入力ビット数と同じビット数であるＤi （ｉ＝１〜ｍ）ビットのデータ制御信号を、復号タイミング信号に従って順次変化させながら、各符号部７−４及びタイミングメモリ部７−１０に出力する。
【００８７】
また、タイミング制御部７−３は、マルチキャリアシンボル単位にて動作し、１マルチキャリアシンボル時間にＤi （ｉ＝１〜ｍ）ビットの信号が取り得る値全てのデータ制御信号を周期的に出力する。
【００８８】
更に、タイミング制御部７−３は、データ制御信号の変化時にアクティブとなるタイミング制御信号を生成し、該タイミング制御信号を符号距離計算部７−７、符号距離比較部７−８及び最小距離メモリ部７−９へ送出し、データ制御信号の変化タイミングを通知する。
【００８９】
符号部７−４は、タイミング制御部７−３から入力されるデータ制御信号に対して前述の（式８）に示す符号化率により、前述の符号器における符号部と同様の符号化を行う。なお、Ｃ1 〜Ｃm は各符号部から出力される符号化データ信号のビット数である。
【００９０】
セレクタ部７−５では、各符号部７−４から入力されるｍ種類の符号化データ信号を復号タイミング信号に従って選択し、符号ビット信号として出力する。ここで、セレクタ部７−５から出力されるビット数Ｃi は、選択された符号化データ信号のビット数である。
【００９１】
マッピング部７−６は、セレクタ部７−５から出力される１マルチキャリアシンボル分のデータであるＣi ビットの符号ビット信号を、復号タイミング信号に従い、ｎ個サブキャリアの変調信号へマッピングする。これにより、ｎ個のサブキャリア分のマッピング信号が生成され、符号器における場合と同様に、ｎ個の各サブキャリアによるマルチキャリア変調信号が出力される。
【００９２】
符号距離計算部７−７は、受信データ信号とマッピング信号との符号距離の計算を、タイミング制御信号に同期して行う。該計算による符号距離を示す符号距離信号は、符号距離比較部７−８及び最小距離メモリ部７−９に入力される。
【００９３】
符号距離比較部７−８は、符号距離計算部７−７から出力される符号距離信号と、最小距離メモリ部７−９に保持された前回までの比較により判定した最小距離信号との比較を、タイミング制御信号に同期して行う。
【００９４】
符号距離比較部７−８の出力であるメモリタイミング信号は、現在入力されている符号距離信号が過去の最小距離信号よりも小さい場合にアクティブとなる信号である。
【００９５】
最小距離メモリ部７−９は、メモリタイミング信号がアクティブになったときに、符号距離計算部７−７から入力される符号距離信号を、最小距離データとして格納する。
【００９６】
この最小距離データは、タイミング制御信号に同期して最小距離信号として符号距離比較部７−８に出力される。また、１マルチキャリアシンボル間隔毎に最小距離データのクリアを行うことにより、１マルチキャリアシンボル区間での最小距離を格納する。
【００９７】
タイミングメモリ部７−１０には、タイミング制御部７−３から出力されるデータ制御信号が、符号部７−４への入力と共に入力され、該データ制御信号を、前述のメモリタイミング信号がアクティブとなったときに、タイミングメモリ部７−１０に取り込んで格納する。
【００９８】
このタイミングメモリ部７−１０に格納されたデータは、復号タイミング信号に同期して、１マルチキャリアシンボル間隔でパラレル・シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部７−１１へ出力された後クリアされる。この動作により、受信データ信号との符号距離が最も小さい最尤復号データが、復号データ信号として出力される。
【００９９】
パラレル・シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部７−１１は、復号タイミング信号に同期して、タイミングメモリ部７−１０から出力される最尤復号データのビット数を変化させながらパラレル・シリアル変換を行い、復号データ信号として出力する。
【０１００】
図８は本発明の第２の実施の形態の復号器の構成を示す図である。この第２の実施の形態の復号器も同様に、ｍ種類の誤り保護が行われたデータ信号の復号化を行う機能を有し、タイミング生成部８−１、タイミング制御部８−３、ｍ個の符号部８−４、セレクタ部８−５、マッピング部８−６、符号距離計算部８−７、符号距離比較部８−８、最小距離メモリ部８−９、タイミングメモリ部８−１０及びパラレル・シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部８−１１により構成される。
【０１０１】
第２の実施の形態の復号器８０は、前述の第１の実施の形態の復号器７０と同様に、ｎ個のサブキャリア分の受信データ信号＃１〜＃ｎ及び符号フレームタイミング信号が入力され、受信データ信号を復号して復号データ信号を出力する。
【０１０２】
この第２の実施の形態の復号器８０の構成は、前述の図７に示す第１の実施の形態の復号器７０に設けたデコード部７−２を省いたもので、前述の第１の実施の形態の復号器７０においては、デコード部７−２からの符号化信号によりアクティブ状態になった符号部７−４のみが符号化を行うのに対し、第２の実施の形態の復号器８０の各符号部８−４は、常時アクティブ状態となり、全ての符号部８−４において常時、符号化の動作が実行される。
【０１０３】
そのため、第２の実施の形態の復号器８０は、第１の実施の形態の復号器７０におけるデコード部７−２が不要となり、回路規模の縮小化及び簡略化を図ることができる。一方、第１の実施の形態の復号器７０は、デコード部７−２の符号化信号により、一つの符号部のみをアクティブ状態とし、他の符号部の符号化動作を停止させるため、符号部７−４全体の消費電力を削減することができる。
【０１０４】
デコード部７−２を省いたほかは、第２の実施の形態の復号器８０の構成は、第１の実施の形態の復号器７０と同様であるので、その動作についての重複した説明は省略する。
【０１０５】
図９は本発明の第１の実施の形態の符号器の第１の実施例の説明図である。同図は、４個のサブキャリアによるマルチキャリア伝送システムにおいて、２種類の誤り保護を行う実施例を示し、タイミング生成部９−１、シリアル・パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部９−２、デコード部９−３、２個の符号部９−４、セレクタ部９−５及びマッピング部９−６により構成される。
【０１０６】
符号器９０には、情報ビット信号とデータフレームタイミング信号とが入力され、該符号器９０から４個のサブキャリア分のマッピング信号＃１〜＃４が出力される。この構成により、各サブキャリアがＱＰＳＫ変調され、サブキャリア数が４であるマルチキャリア変調用の符号器を実現することができる。
【０１０７】
この第１の実施例における第１（＃１）及び第２（＃２）の符号部９−４は、マルチキャリアシンボル単位の入力信号に対して、それぞれ第１の符号化率Ｒ1 ＝１／２及び第２の符号化率Ｒ2 ＝１（誤り訂正なし）の異なる二つの符号化率により符号化を行い、１マルチキャリアシンボル分のデータである８ビットの符号化データ信号を出力する。
【０１０８】
第１（＃１）の符号部は、図１０の表１の表に示す入力と出力の関係に従って符号化を行う。また、第２の（＃２）符号部は、入力データをそのまま出力する。第１（＃１）の符号部により生成される符号の符号距離（電力値、以後すべて電力値で表す。）は４ｄ2 となり、符号部＃２の出力信号の符号距離はｄ2 となる。
【０１０９】
これにより、２種類の符号距離を有する信号、即ち、誤り保護に関して種類の異なる２種類の信号を生成することができる。これらの伝送品質は、Ｓ／Ｎ改善比で漸近値６ｄＢ（４倍）となる。
【０１１０】
図９に示す符号器９０の各機能部は、図４に示した構成のものと同様に動作する。但し、符号部９−４に入出力されるビット数及びセレクタ９−５から出力されるビット数は図９に記したビット数となる。
【０１１１】
図１１は本発明の第２の実施の形態の符号器の第１の実施例の説明図である。同図は、図９に示した実施例と同様に、４個のサブキャリアによるマルチキャリア伝送システムにおいて、２種類の誤り保護を行う実施例を示し、タイミング生成部１１−１、シリアル・パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部１１−２、２個の符号部１１−４、セレクタ部１１−５及びマッピング部１１−６により構成される。
【０１１２】
図１１に示す第２の実施の形態の符号器の実施例は、図９に示す第１の実施の形態の実施例におけるデコード部９−３を省いたもので、その動作は、第１（＃１）及び第２（＃２）の各符号部１１−４が常時動作するほかは、図９に示す第１の実施の形態の実施例における動作と同様である。
【０１１３】
図１２は本発明の第１の実施の形態の符号器の第２の実施例の説明図である。同図は、第１の実施例と同様に４個のサブキャリア伝送システムにおける２種類の誤り保護を行う実施例を示し、タイミング生成部１２−１、シリアル・パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１２−２、デコード部１２−３、２個の符号部１２−４、セレクタ部１２−５及びマッピング部１２−６により構成される。
【０１１４】
符号器１２０には、情報ビット信号とデータフレームタイミング信号が入力され、該符号器１２０は４個のサブキャリア分のマッピング信号＃１〜＃４を出力する。この構成により、各サブキャリアがＱＰＳＫ変調され、サブキャリア数が４であるマルチキャリア変調用の符号器を実現することができる。
【０１１５】
この第２の実施例における第１（＃１）及び第２（＃２）の符号部１２−４は、ともに相補符号（Complementary Code）により符号化を行う。第１（＃１）及び第２（＃２）の符号部の符号化率Ｒ1 ，Ｒ2 は、それぞれＲ1 ＝１／２及びＲ2 ＝３／４である。
【０１１６】
この場合、第１（＃１）の符号部により生成される符号の符号距離は４ｄ2 となり、第２（＃２）の符号部により生成される符号の符号距離は２ｄ2 となる。これらの伝送品質は、Ｓ／Ｎ改善比で漸近値３ｄＢ（２倍）となる。
【０１１７】
ここで、第１（＃１）符号部から出力される信号及び第２（＃２）の符号部から出力される信号は、ピーク電力を抑圧する信号となっているため、２種類の異なる誤り保護強度を有する信号を生成するとともに、ピーク電力を抑圧した信号を生成することができる。
【０１１８】
なお、ピーク電力低減量は最大値、つまり最も低減量の小さい電力値となる符号により決定されるため、この実施例におけるピーク電力低減量Ｐgaimは、Ｐgaim＝１／２Ｐとなる。
【０１１９】
符号部１２−４を除く他の機能部は、前述の図９に示した実施例と同様に動作する。但し、第１（＃１）の符号部には４ビット、第２の（＃２）符号部には６ビットの情報ビットが入力され、それぞれ８ビットの符号化データ信号を出力する。
【０１２０】
図１３は本発明の第２の実施の形態の符号器の第２の実施例の説明図である。同図は、前述の実施例と同様に４個のサブキャリア伝送システムにおける２種類の誤り保護を行う場合を示し、タイミング生成部１３−１、シリアル・パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１３−２、２個の符号部１３−４、セレクタ部１３−５及びマッピング部１３−６により構成される。
【０１２１】
符号器１３０には、情報ビット信号とデータフレームタイミング信号が入力され、該符号器１３０は、４個のサブキャリア分のマッピング信号を出する。この構成により、各サブキャリアがＱＰＳＫ変調され、サブキャリア数が４であるマルチキャリア変調用の符号器を実現することができる。
【０１２２】
図１３に示す実施例は、図１２に示す実施例のデコード部１２−３を省き、回路の簡略化を図ったものである。各機能部は、前述の図１２の実施例と同様に動作し、２種類の誤り保護及びピーク電力抑圧を可能にする信号を得ることができる。但し、符号部１３−４は符号化信号が入力されないため常に動作状態となる。
【０１２３】
図１４は、本発明の第１の実施の形態の復号器の第１の実施例の説明図である。この復号器の実施例は、前述の第１及び第２の実施の形態の符号器の第１の実施例により符号化が行われた信号の最尤復号を行う復号器の例である。
【０１２４】
図１４に示すように復号器１４０は、タイミング生成部１４−１、デコード部１４−２、タイミング制御部１４−３、２個の符号部１４−４、セレクタ部１４−５、マッピング部１４−６、符号距離計算部１４−７、符号距離比較部１４−８、最小距離メモリ部１４−９、タイミングメモリ部１４−１０及びパラレル・シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部１４−１１により構成される。
【０１２５】
復号器１４０には、４個のサブキャリア分の受信データ信号＃１〜＃４及び符号フレームタイミング信号が入力され、該復号器１４０は、それらの信号から受信データの復号化を行い、復号データ信号を出力する。
【０１２６】
符号部１４−４を除く各機能部は、前述の図７に示したものと同様に動作する。但し、符号部１４−４の入出力ビット数は図１４に示すように、第１（＃１）の符号部には４ビット、第２（＃２）の符号部には８ビットのデータ制御信号が入力され、第１（＃１）及び第２（＃２）の符号部から共に８ビットの符号化データ信号が出力される。また、符号部１４−４は、図９の符号部と同様の動作を行う。
【０１２７】
図１５は本発明の第２の実施の形態の復号器の第１の実施例の説明図である。この復号器の実施例も、前述の第１及び第２の実施の形態の符号器の第１の実施例により符号化が行われた信号の最尤復号を行う復号器の例である。
【０１２８】
図１５に示すように復号器１５０は、タイミング生成部１５−１、タイミング制御部１５−３、２個の符号部１５−４、セレクタ部１５−５、マッピング部１５−６、符号距離計算部１５−７、符号距離比較部１５−８、最小距離メモリ部１５−９、タイミングメモリ部１５−１０及びパラレル・シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部１５−１１により構成される。
【０１２９】
復号器１５０には、４個のサブキャリア分の受信データ信号＃１〜＃４及び符号フレームタイミング信号が入力され、該復号器１５０は、それらの信号から受信データの復号化を行い、復号データ信号を出力する。各機能部は、図１４に示す実施例の復号器１４０と同様に動作する。但し、符号部１５−４は符号化信号が入力されないため常に動作する。
【０１３０】
図１６は本発明の第１の実施の形態の復号器の第２の実施例の説明図である。この復号器の実施例は、前述の第１及び第２の実施の形態の符号器の第２の実施例により符号化が行われた信号の最尤復号を行う復号器の例である。
【０１３１】
図１６に示すように復号器１６０は、タイミング生成部１６−１、デコード部１６−２、タイミング制御部１６−３、２個の符号部１６−４、セレクタ部１６−５、マッピング部１６−６、符号距離計算部１６−７、符号距離比較部１６−８、最小距離メモリ部１６−９、タイミングメモリ部１６−１０及びパラレル・シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部１６−１１により構成される。
【０１３２】
復号器１６０には、４個のサブキャリア分の受信データ信号及び符号フレームタイミング信号が入力され、該復号器１６０は、それらの信号から受信データの復号化を行い、復号データ信号を出力する。
【０１３３】
符号部１６−４を除く各機能部は、前述の実施例の復号器と同様に動作する。但し、符号部１６−４の入出力ビット数は図１６に示すように、第１（＃１）の符号部には４ビット、第２（＃２）の符号部には６ビットのデータ制御信号が入力され、第１（＃１）及び第２（＃２）の符号部から共に８ビットの符号化データ信号が出力される。また、符号部１６−４は、前述の図１２の符号部と同様の動作を行う。
【０１３４】
図１７は本発明の第２の実施の形態の復号器の第２の実施例の説明図である。この復号器の実施例も、前述の第１及び第２の実施の形態の符号器の第２の実施例により符号化が行われた信号の最尤復号を行う復号器の例である。
【０１３５】
図１７に示すように復号器１７０は、タイミング生成部１７−１、タイミング制御部１７−３、２個の符号部１７−４、セレクタ部１７−５、マッピング部１７−６、符号距離計算部１７−７、符号距離比較部１７−８、最小距離メモリ部１７−９、タイミングメモリ部１７−１０及びＰ／Ｓ部１７−１１により構成される。
【０１３６】
復号器１７０には、４個のサブキャリア分の受信データ信号＃１〜＃４及び符号フレームタイミング信号が入力され、該復号器１７０は、それらの信号から受信データの復号化を行い、復号データ信号を出力する。各機能部は、図１６に示す実施例の復号器１６０と同様に動作する。但し、符号部１７−４は符号化信号が入力されないため常に動作する。
【０１３７】
図１８は本発明の符号化によるＳ／Ｎ比対ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示す図である。同図は、第１又は第２の実施の形態の第２の実施例の符号化を行った場合のＳ／Ｎ比対ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示し、図の（ａ）はＡＷＧＮチャネル下のＳ／Ｎ比対ビット誤り率（ＢＥＲ）特性、図の（ｂ）はフェージング環境下におけるＳ／Ｎ比対ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示している。
【０１３８】
図中のＣＯＤＥ１及びＣＯＤＥ２は、それぞれ第１（＃１）の符号部（符号化率Ｒ1 ＝１／２）及び第２（＃２）の符号部（Ｒ2 符号化率＝３／４）による符号化を行った場合のＳ／Ｎ比対ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示している。
【０１３９】
同図に示すように、種類の異なる２つの符号部ＣＯＤＥ１及びＣＯＤＥ２により、２種類の誤り率特性を得ることができることが分かる。図の（ａ）に示すＡＷＧＮチャネル下で、受信特性が約２桁（＠ Ｓ／Ｎ＝７ｄＢ）異なる伝送品質が提供され、図の（ｂ）に示すフェージング環境下で、受信特性が約１桁（＠
Ｓ／Ｎ＝１５ｄＢ）５ｄＢ以上異なる伝送品質が提供される。
【０１４０】
また、本発明における各符号部による符号化は、１マルチキャリアシンボル毎に独立したものであるため、メモリの増大及び処理遅延を伴うインターリーブ処理を必要としない。
【０１４１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、複数（ｎ個）のサブキャリアによるマルチキャリア伝送システムにおいて、１マルチキャリアシンボル時間毎に、ｎ個の信号点で構成される符号語の識別能力、即ち、最小符号距離の異なる符号化を行い、最小符号距離を順次変化させることにより、１データフレーム内において異なる伝送品質を与え、効率の良い伝送を行うことができる。
【０１４２】
また、前述の符号化において、伝送に使用する符号にピーク電力抑圧符号を採用することにより、異なる伝送品質を与えながら、同時にピーク電力を抑圧することができる。
【０１４３】
また、前述の符号化を行う符号器を、タイミング生成部、シリアル・パラレル変換部（Ｓ／Ｐ部）、デコード部、任意の個数の符号部、セレクタ部及びマッピング部により構成することにより、符号部の個数を増減するだけで、要求される伝送品質の種類の数に応じた符号化を行うことができる。また、前述の符号器において、デコード部を除くことでより簡易な回路構成とすることができる。
【０１４４】
また、受信側において、前述の最小符号距離の拡大された符号データを、最尤復号することにより、フェージング環境下において、インターリーブ機能を要せずに、受信特性が１桁以上異なる伝送品質を提供することが可能となる。
【０１４５】
また、前述の最尤復号を行う復号器を、タイミング生成部、デコード部、タイミング制御部、任意の個数の符号部、セレクタ部、マッピング部、符号距離計算部、符号距離比較部、最小距離メモリ部、タイミングメモリ部及びパラレル・シリアル変換部（Ｐ／Ｓ部）により構成することにより、符号部の個数を増減するだけで、要求される伝送品質の種類の数に応じた復号化を行うことができる。また、前述の復号器において、デコード部を除くことでより簡易な回路構成とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の符号器の基本構成の説明図である。
【図２】本発明の符号器に入力される情報ビット信号のデータフレームフォーマット及び符号器から出力される符号フレームフォーマットの図である。
【図３】多相位相変調（ＭＰＳＫ）における信号点間距離の説明図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態の符号器の構成図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態の符号器の構成図である。
【図６】本発明の復号器の基本構成の説明図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態の復号器の構成図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態の復号器の構成図である。
【図９】本発明の第１の実施の形態の符号器の第１の実施例の説明図である。
【図１０】本発明の符号器の第１の実施例の第１の符号部の入出力信号マッピング表である。
【図１１】本発明の第２の実施の形態の符号器の第１の実施例の説明図である。
【図１２】本発明の第１の実施の形態の符号器の第２の実施例の説明図である。
【図１３】本発明の第２の実施の形態の符号器の第２の実施例の説明図である。
【図１４】本発明の第１の実施の形態の復号器の第１の実施例の説明図である。
【図１５】本発明の第２の実施の形態の復号器の第１の実施例の説明図である。
【図１６】本発明の第１の実施の形態の復号器の第２の実施例の説明図である。
【図１７】本発明の第２の実施の形態の復号器の第２の実施例の説明図である。
【図１８】本発明の符号化によるＳ／Ｎ比対ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示す図である。
【図１９】マルチキャリア変調の説明図である。
【符号の説明】
１−１ ＃１〜＃ｍの種類の異なるｍ個の符号部
１−２ ＃１〜＃ｎのサブキャリアの複素信号へのマッピング部
Claims (8)
- 複数の搬送波により符号語を伝送するマルチキャリア伝送システムにおいて、１マルチキャリアシンボル時間毎に、複数の搬送波の変調信号点で構成される符号語の最小符号距離の異なる符号化を行い、最小符号距離を順次変化させ、複数の符号語の系列から成るデータフレーム内における誤り保護強度を可変にしたことを特徴とするマルチキャリア伝送における不均一誤り保護方法。
- 前記最小符号距離の異なる符号化において、マルチキャリア変調信号の送信ピーク電力が所定値以下となる符号を用いて符号化を行うことを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリア伝送における不均一誤り保護方法。
- 複数の搬送波により符号語を伝送するマルチキャリア伝送システムの符号器において、
入力される情報ビット信号に対して、１マルチキャリアシンボル時間毎に、複数の搬送波の変調信号点で構成される符号語の最小符号距離の異なる符号化を行う複数種類の符号部と、
該複数種類の符号部のうちの一つを選択し、該符号部から出力される符号ビット信号を出力するセレクタ部と、
該各符号部から出力される各符号ビット信号を、それぞれ、複素信号へマッピングするマッピング部とを備え、
最小符号距離を順次変化させ、複数の符号語の系列から成るデータフレーム内における誤り保護強度を可変とする符号化を行う構成を有することを特徴とする、マルチキャリア伝送における不均一誤り保護を行う符号器。 - 前記符号器は、符号化のタイミング信号を生成するタイミング生成部と、入力される情報ビット信号をシリアル・パラレル変換し、前記複数種類の符号部へ出力するシリアル・パラレル変換部とを備えたことを特徴とする請求項３記載のマルチキャリア伝送における不均一誤り保護を行う符号器。
- 前記符号器は、前記タイミング信号を基に前記複数種類の符号部のうちの一つをアクティブ状態にする信号を発生するデコード部とを備えたことを特徴とする請求項４記載のマルチキャリア伝送における不均一誤り保護を行う符号器。
- 複数の搬送波により伝送された符号語を復号するマルチキャリア伝送システムの復号器において、１マルチキャリアシンボル時間毎に、複数の搬送波の変調信号点で構成される符号語の最小符号距離の異なる符号の復号化を行う複数種類の復号部を有し、
該複数種類の復号部は、複数の搬送波の受信データ信号に対して、伝送された符号語を最尤推定する構成を有することを特徴とするマルチキャリア伝送における不均一誤り保護された符号の復号化を行う復号器。 - 前記複数種類の復号部を有し、符号語を最尤推定する復号器は、復号化のタイミング信号を生成するタイミング生成部と、１マルチキャリアシンボル時間毎に、複数の搬送波の変調信号点で構成される符号語の最小符号距離の異なる符号化を行う複数種類の符号部と、前記複数種類の符号部に最尤推定のデータ制御信号を出力するとともにタイミング制御信号を発生するタイミング制御部と、前記複数種類の符号部のうちの一つを選択し、該符号部から出力される符号ビット信号を出力するセレクタ部と、該各符号部から出力される各符号ビット信号を、それぞれ、複素信号へマッピングするマッピング部と、複数の搬送波の変調信号の受信データと前記マッピング部の出力との符号距離を計算する符号距離計算部と、該符号距離計算部により計算した符号距離の最小符号距離を求めて保持する符号距離比較部及び最小距離メモリ部と、前記最小符号距離となった最尤推定のデータ制御信号を記憶し、該記憶した最尤推定のデータ制御信号を、前記タイミング生成部からのタイミング信号によって出力するタイミングメモリ部とを備えたことを特徴とする請求項６記載のマルチキャリア伝送における不均一誤り保護符号の復号化を行う復号器。
- 前記復号器は、前記タイミング信号を基に前記複数種類の符号部のうちの一つをアクティブ状態にする信号を発生するデコード部を備えたことを特徴とする請求項７記載のマルチキャリア伝送における不均一誤り保護された符号の復号化を行う復号器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09188499A JP3728578B2 (ja) | 1999-03-31 | 1999-03-31 | マルチキャリア伝送における不均一誤り保護方法並びにその符号器及び復号器 |
| DE60028441T DE60028441T2 (de) | 1999-03-31 | 2000-01-05 | Ungleicher Fehlerschutz bei Mehrträgerübertragung |
| EP00100115A EP1041763B1 (en) | 1999-03-31 | 2000-01-05 | Unequal error protection in multi-carrier transmission |
| US09/478,603 US6665831B1 (en) | 1999-03-31 | 2000-01-06 | Unequal error protection in multi-carrier transmission |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09188499A JP3728578B2 (ja) | 1999-03-31 | 1999-03-31 | マルチキャリア伝送における不均一誤り保護方法並びにその符号器及び復号器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000286818A JP2000286818A (ja) | 2000-10-13 |
| JP3728578B2 true JP3728578B2 (ja) | 2005-12-21 |
Family
ID=14038999
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09188499A Expired - Fee Related JP3728578B2 (ja) | 1999-03-31 | 1999-03-31 | マルチキャリア伝送における不均一誤り保護方法並びにその符号器及び復号器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6665831B1 (ja) |
| EP (1) | EP1041763B1 (ja) |
| JP (1) | JP3728578B2 (ja) |
| DE (1) | DE60028441T2 (ja) |
Families Citing this family (41)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7054377B1 (en) * | 1999-12-15 | 2006-05-30 | Paradyne Corporation | Space diversity trellis interleaver system and method |
| DE10015257A1 (de) * | 2000-03-28 | 2001-10-04 | Rohde & Schwarz | Verfahren zum Übertragen von OFDM-Signalen |
| ATE536002T1 (de) * | 2000-07-17 | 2011-12-15 | Koninkl Philips Electronics Nv | Ungleichgewichtiger fehlerschutz für packete mit variabler länge |
| ATE250305T1 (de) * | 2000-11-20 | 2003-10-15 | Sony Int Europe Gmbh | Ofdm-system mit sender-antennendiversity und vorentzerrung |
| JP3548148B2 (ja) * | 2001-09-27 | 2004-07-28 | 松下電器産業株式会社 | Ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ送信方法 |
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1999
- 1999-03-31 JP JP09188499A patent/JP3728578B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-01-05 EP EP00100115A patent/EP1041763B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-01-05 DE DE60028441T patent/DE60028441T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-01-06 US US09/478,603 patent/US6665831B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1041763B1 (en) | 2006-06-07 |
| US6665831B1 (en) | 2003-12-16 |
| EP1041763A2 (en) | 2000-10-04 |
| DE60028441D1 (de) | 2006-07-20 |
| JP2000286818A (ja) | 2000-10-13 |
| DE60028441T2 (de) | 2007-01-04 |
| EP1041763A3 (en) | 2002-09-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050606 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050913 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050916 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081014 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091014 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091014 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101014 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101014 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111014 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111014 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121014 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121014 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131014 Year of fee payment: 8 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |