JP3701118B2

JP3701118B2 - 無軸受回転機械

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Publication number: JP3701118B2
Application number: JP09697298A
Authority: JP
Inventors: 忠佐藤; 将大沢; 敏森
Original assignee: Ebara Corp
Current assignee: Ebara Corp
Priority date: 1998-03-26
Filing date: 1998-03-26
Publication date: 2005-09-28
Anticipated expiration: 2018-03-26
Also published as: JPH11285289A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転体を回転駆動する電動機作用と、回転体を磁気浮上制御する磁気軸受作用とを兼ね備えた無軸受回転機械に係り、特に回転子に電流路である二次導体を備えた誘導型回転子を用いた場合にも、安定した浮上制御が可能な無軸受回転機械に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、円筒型固定子内に円筒型回転子を組み込み、固定子に励磁巻線回路を配置して極数の異なる二種類の回転磁界を形成し、ここで回転子に回転力を与えると同時に、所定の半径方向位置に浮上保持する位置制御力を作用させる各種の無軸受回転機械が提案されている。
【０００３】
これは、固定子に回転駆動用の巻線と位置制御用の巻線を備え、それぞれに三相交流電流を流すことにより、所定の関係の極数の異なる回転磁界を固定子と回転子の間の空隙に形成し、円筒型回転子に半径方向の磁気的吸引力を偏配するものである。
【０００４】
係る無軸受回転機械において、固定子の巻線に電流を流すことによりｍ極の回転磁界とｎ極の回転磁界が生成される。以後、ｍ極の回転磁界を駆動磁界、ｎ極の回転磁界を位置制御磁界と呼ぶ。駆動磁界は通常の電動機のように回転子に回転駆動力を与えるために使用する。位置制御磁界は駆動磁界に重畳することにより、回転子に半径方向力を偏配することが可能となる。このため、回転子の半径方向浮上位置を磁気軸受と同様に自在に調整できる。ｍ極とｎ極とは、
ｎ＝ｍ±２
の関係を有することにより、上記浮上位置制御が可能となる。
【０００５】
これにより、回転子を磁気的に吸引して、回転子に回転力を付与する電動機として機能すると共に、その浮上位置を制御して、固定子に対して非接触浮上支持が可能な磁気軸受として機能させることができる。このため、電動機の回転軸保持に従来必要とされていた磁気軸受を構成する電磁石ヨーク部分及び巻線が不要となり、回転機械の軸長を短縮して、軸振動からの高速回転の制限を少なくすることができる。また、回転機械を小型軽量化することができる。また、位置制御巻線の電流と駆動巻線の電流とにより生じる磁界分布の相乗的な作用により、磁気軸受に相当する動作を行えるので、従来の磁気軸受と比較してはるかに小さな電流で大きな制御力が生じ、大幅な省エネルギー化が可能である。
【０００６】
固定子で生成される回転磁界により、回転子の二次導体に誘導電流を流して回転駆動力を付与する方式のひとつが誘導型回転子である。誘導型回転子にも種々の構造があるが、その代表的なものがかご型回転子である。これは回転子に低抵抗の金属導体棒（二次導体）を電流路として回転軸に平行に同心状に多数配置し、その両端において各金属導体棒を低抵抗の金属導体環（エンドリング）で接続することにより、回転子に電流路を設ける構造である。係る回転子においては、固定子巻線が形成する回転磁束を切ることにより、回転子の二次導体に誘導電圧が生じて誘導電流が流れる。固定子巻線により発生して二次導体に鎖交する磁束と、回転子の金属導体棒に流れる誘導電流の相互作用によりローレンツ力が発生して、誘導型回転子には回転駆動力が発生する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、無軸受回転機械においては、駆動磁界と位置制御磁界を固定子巻線電流（一次電流）により混在させて発生させるために、通常の誘導型回転子（かご型回転子）を用いた場合には、回転子電流路（二次導体）には双方の磁界によって誘導された電流が流れる。ｍ極の回転磁界は回転子に回転駆動力を付与するために、原理上、誘導電流が流れなくては誘導電動機として機能しない。一方、ｎ極の位置制御磁界による誘導電流が回転子電流路に流れた場合、固定子巻線が生成する磁界の他に、外乱として回転子電流が生成する磁界が発生するため、位置制御磁界は固定子の巻線電流が形成する磁界だけでは決まらず、安定な回転子の浮上制御ができなくなる。
【０００８】
誘導型回転子を用いた場合には、回転子に付与される発生制御力は、固定子巻線電流分布によらず、固定子・回転子間の空隙に形成される制御磁束分布に依存する。したがって、直接的に空隙の磁束分布を検出し、回転子変位より演算される磁束分布指令値に、この検出値を追従させるように制御すれば、安定な浮上制御が達成される。
【０００９】
磁束を検出する方法として、ホール素子や磁気抵抗素子等の半導体素子を用いる方法があるので、この半導体素子の複数を、回転子・固定子間の空隙に配置する、或いは固定子磁性材に埋め込むことにより、磁束分布を検出し制御に利用することが可能となる。しかしながら、このような半導体部品を使用した場合には、
（１）磁束測定部位の温度条件が検出素子の正常動作範囲外では、正確な磁束検出が不可能となる。また極度の温度環境においては、最悪素子の破壊につながる、
（２）検出素子を設置する空間を確保するために、固定子磁性材を切削加工しなくてはならない。この加工のため、磁束分布が本来の状態から変化し、正確な測定が不可能となる、
（３）固定子微小空間中に、検出素子用電気配線を施す必要があり、信頼性、機械的強度の観点より実用にそぐわない、
等の問題を有し、現実的ではない。
【００１０】
回転子・固定子間の空隙の磁束分布を検出する方法として、上述の他に、固定子内の磁束経路に存在する巻線の端子電圧を測定、演算して磁束量を取り出す手法がある。これは、ファラデーの電磁誘導の原理により、巻線鎖交磁束変化量（微分量）と、その端子電圧が比例関係にあることを用いている。検出に利用する巻線のターン数をｎ、巻線鎖交磁束量をΦ、巻線面積をＳで表すとき、巻線端子電圧Ｖ_SCは、
【数１】

であり、これに磁束密度Ｂ＝Φ／Ｓを代入し、ｓ＝ｄ／ｄｔを用いると
Ｖ_SC＝ｓ・ｎＳＢ
の関係を得る。このＢからＶ_SCへの伝達関数を以下Ｇ_SCで表記する。
【００１１】
検出される磁束密度信号をＶ_Outで表すとき、Ｖ_OutがＢに比例する関係を得るためには、
【数２】

の演算が必要になる。上式の積分演算は、極低周波数では大きなゲインが必要であることを意味し、実現不可能である。実際的な解決方法として、カットオフ周波数ｆ_C，ＤＣ利得Ａのローパスフィルタ（ＬＰＦ）を不完全積分器として利用し、上式に近い動作をさせる。この不完全積分の伝達関数Ｇ_intは、
【数３】

であるから、検出磁束密度信号Ｖ_Outと実際の磁束密度Ｂの伝達特性は、
【数４】

となる。これより巻線端子電圧を利用した磁束検出方法において、検出特性は利得２πｆ_CｎＳＡ、カットオフ周波数ｆ_Cのハイパスフィルタ（ＨＰＦ）であることがわかる。これは長周期で変動する磁束の検出が不可能であることを意味する。
【００１２】
検出可能な周波数領域下限を広げるには、上述したローパスフィルタ（ＬＰＦ）のカットオフ周波数ｆｃを小さくする必要があるが、
（１）アナログ回路によりローパスフィルタ（ＬＰＦ）を作製した場合、
ｆｃの低下に伴い、回路素子の時定数が増大し、回路が異常な動作をする。
（２）デジタル演算器によりローパスフィルタ（ＬＰＦ）を実現した場合、
被検出磁束の変動が長周期であると、Ｖ_ＳＣの振幅が非常に小さい。この値をデジタル変換すると、量子化誤差が大きくなり、正確な演算は期待できない。
【００１３】
このため、従来の手法では、磁束の低周波数変動を検出できず、低周波数領域での制御が困難であった。
【００１４】
本発明は上述の事情に鑑みて為されたもので、構造が簡単で製作が容易なかご型回転子を用いた誘導機等においても、特に制御が難しい低周波数領域においても、安定した浮上位置制御が行える無軸受回転機械を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明の無軸受回転機械は、固定子巻線にｍ極巻線電流を供給すると共にｎ極（但し、ｎ＝ｍ±２）巻線電流を供給し、前記ｍ極巻線電流により駆動磁界分布を形成すると共に、ｎ極巻線電流により位置制御磁界分布を形成し、回転子に回転力を与えると同時に、該回転子の変位検出手段によって検出した該回転子の変位から前記ｎ極の位置制御磁界分布を電力素子のオン・オフによりｎ極巻線電流を調整して該回転子を浮上位置指令値に従って磁気浮上する無軸受回転機械において、固定子歯部のそれぞれに配置された各巻線と、その端子電圧を積分演算する積分器とを備えた前記各巻線の磁束密度の検出手段と、該検出手段により検出された磁束密度分布から、ｍ極磁束分布ベクトルおよびｎ極磁束分布ベクトルの検出値を演算する演算器と、周波数特性を低周波数領域まで検出できるように、前記演算器出力を入力、補正された検出値を出力とする伝達関数
Ｇ（ｓ）＝（ｓ＋２πｆｃ）／（ｓ＋２πｆｃ'）
ｆｃ：補正前の磁束分布検出可能な周波数の下限
ｆｃ'：補正後の磁束分布検出可能な周波数の下限
にて、検出値を補正する演算器と、発生制御力の指令値に基づいて位置制御磁束分布指令値を演算する演算器と、前記ｎ極磁束分布ベクトルの補正された検出値と前記位置制御磁束分布指令値との偏差を減算出力する比較器とを備え、前記偏差がゼロとなるように前記電力素子のオン・オフにより前記ｎ極巻線電流を調整し、検出したｎ極磁束分布ベクトルの補正値が、前記位置制御磁束分布指令値に追従するように制御することを特徴とする。
【００１６】
上述した本発明によれば、巻線の端子電圧に生じる逆起電圧を積分することで、空隙中の実際の磁束分布を検出することができる。この検出された空隙の磁束分布は、回転子の誘導電流により変形されているので、本来の磁束分布となるように固定子巻線の電流分布を補正することにより、回転子の浮上位置制御に適正な磁束分布に追従することが可能となる。これにより、かご型等の回転子を使用しても、適正な回転子の浮上保持のための磁束分布を形成できるので、回転駆動と共に安定な浮上位置制御が可能となる。
【００１７】
しかしながら、この積分演算は極低周波数では大きなゲインが必要であることを意味し、実現不可能であるので、カットオフ周波数ｆ_Cのローパスフィルタ（ＬＰＦ）を不完全積分器として利用している。このため、上述したように磁束の低周波数変動を検出できないという問題がある。このために、アナログ回路によるローパスフィルタ（ＬＰＦ）をデジタル演算器で補正する手段を用いる。即ち、先のカットオフ周波数ｆ_Cのローパスフィルタ（ＬＰＦ）をアナログ回路で構成し、その出力Ｖoutをデジタル演算器に入力する、デジタル演算器の伝達特性をＧcomp（ｓ）、出力をＶout´で以下表記する。この構成の目的は、前出の磁束検出特性の式
【数５】

のｆ_Cを実質的に小さくするとことにある。
【００１８】
デジタル演算器を用いた補正により、磁束検出特性
【数６】

を得るためには、Ｇcomp（ｓ）は
【数７】

であればよい。これをデジタル演算器によって計算する。これによってｆ_Cをｆ_C'低減することができ、低周波数範囲の制御領域を拡大することができる。
【００１９】
尚、アナログ回路でＧcomp（ｓ）を実現した場合には、回路中電子部品の時定数が大きくなり、問題解決には至らない。
【００２０】
また、前記伝達関数Ｇ（ｓ）をデジタル演算機を用いて演算処理する。これにより、
Ｇ（ｓ）＝（ｓ＋２πｆ_C）／（ｓ＋２πｆ_C'）
の演算が可能となり、低周波数領域の制御範囲を拡大できる。
【００２１】
また、固定子・回転子間の空隙の磁束密度を検出する固定子に巻回された巻線として、サーチコイル（探り巻線）を使用することが好ましい。また、固定子・回転子間の空隙の磁束密度を検出する固定子に巻回された巻線として、回転子・固定子間の空隙に磁界を発生するための巻線そのものを使用するようにしてもよい。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の実施形態の説明の前提となる、従来用いられている一般的な無軸受回転機械の制御系の構成を示す図である。
回転子Ｒは固定子Ｓに設けられた２極駆動巻線が形成する２極回転磁界により回転駆動され、４極位置制御巻線が形成する４極回転磁界を重畳することにより、浮上位置が制御される。回転子Ｒの周囲には、回転子Ｒの回転速度を検出する回転速度検出器１０と、回転子Ｒのｘ方向浮上位置及びｙ方向浮上位置を検出するギャップセンサ１１x，１１yがそれぞれ配置されている。
【００２３】
速度制御系（２極回転磁界）は、速度指令値ω^*が予め与えられ、これが回転速度検出器１０で検出された実際の回転速度ωmと比較器２０で比較される。そして、この偏差がＰＩ（Ｄ）コントローラ２１に入力され、その偏差がゼロとなるようにトルク分電流Ｉt^*が出力される。一方で、励磁電流に相当する励磁分電流Ｉo^*が予め与えられる。そして、回転座標−固定座標変換演算器２２により、入力された回転座標系の電流Ｉt^*，Ｉo^*から、固定座標系の二相電流Ｉa^*，Ｉb^*が、回転角ωｔについて図中に示す行列演算で求められる。
【００２４】
そして、この固定座標系の二相電流Ｉa^*，Ｉb^*を二相三相変換回路２３で三相電流Ｉu₂ ^*，Ｉv₂ ^*，Ｉw₂ ^*に変換し、電力増幅器２４で所定の電流値に電力増幅して、固定子Ｓの２極巻線に供給する。これにより回転子Ｒを速度指令値ω^*で回転駆動する２極の回転磁界が形成される。
【００２５】
一方で、位置制御系（４極回転磁界）の制御は、概略、次の通りである。
まず、ギャップセンサ１１x，１１yにより回転子Ｒの浮上位置を検出して、予め設定された浮上位置指令値ｘ^*，ｙ^*と、比較器２５で比較する。そして、それぞれの偏差Δｘ，ΔｙがそれぞれＰＩ（Ｄ）コントローラ２６に入力され、偏差をゼロとするための位置制御力指令値Ｆx^*，Ｆy^*が算出される。そして制御器２７において、位置制御力指令値Ｆx^*，Ｆy^*から、回転角ωｔについて図中に示す行列演算で回転座標系から固定座標系に変換した二相の制御電流指令値Ｉα^*，Ｉβ^*を出力する。そして、二相三相変換回路２８で、三相の電流指令値Ｉu₄ ^*，Ｉv₄ ^*，Ｉw₄ ^*に変換して、電力増幅器により４極の固定子巻線に所定の電流を供給する。固定子・回転子間の空隙中には４極浮上位置制御磁界が形成され、２極回転駆動磁界と重畳され、これにより回転子Ｒの浮上位置が制御される。
【００２６】
しかしながら、制御器２７で演算して得られる二相電流指令値Ｉα^*，Ｉβ^*は、回転子の電流路に流れる誘導電流（二次電流）を考慮せずに決定される。このため、かご型回転子等により回転子に誘導電流が流れると、磁束センサが検出した浮上位置に基づく二相電流指令値Ｉα^*，Ｉβ^*による磁束分布と、実際の固定子・回転子間の空隙中の磁束分布に差異が生じてしまう。この回転子電流路に生じる誘導電流により、浮上位置制御磁界分布が変形して、正常の浮上位置制御力を作用させられなくなることは上述した通りである。
【００２７】
図２は、サーチコイルを付加した固定子の回転軸垂直断面を示す図である。上述したように磁束の検出に半導体センサを用いると種々の問題がある。このため、本実施の形態においては、図２に示すようにサーチコイルを配置して、この出力を積分することにより、磁束分布を求めるようにしている。固定子側には、２４個のスロット（Ｓ_L1〜Ｓ_L24）を有し、その外側には図中、大きな丸印で示す４極巻線が、その内側には図中、小さな丸印で示す２極巻線が配置されている。
この２極巻線は、２極の駆動磁界を形成するための巻線であり、４極巻線は、４極の位置制御磁界を形成するための巻線である。固定子のスロット間の歯部には円周方向に等間隔に１２個のサーチコイル（Ｓ_c1〜Ｓ_c12）が巻回されている。
【００２８】
図３は、サーチコイル出力を積分する方式の無軸受回転機械の制御系の構成図である。尚、２極駆動巻線電流を制御する速度制御系は図１と全く同じなので省略している。位置制御系のみに着目した場合、図１の構成では、４極電流指令値Ｉu₄ ^*，Ｉv₄ ^*，Ｉw₄ ^*を計算し、その指令値どおりに巻線に電流を通電することを目的としている。一方、本発明の一実施形態の図３の構成では、４極磁束分布指令値Ｂα^*，Ｂβ^*を演算し、その指令値どおりに磁束分布を形成するように回路構成されている。
【００２９】
即ち、図２に示すように、電動機の回転子・固定子間空隙の磁束分布を測定するために、固定子歯部にサーチコイル（Ｓ_c1〜Ｓ_c12）が設けられている。また、その端子電圧を磁束密度に変換するアナログ回路による積分器３１、演算した磁束密度より、２極磁束分布ベクトル、４極磁束分布ベクトルを得るための２極磁束分布演算器３２、４極磁束分布演算器３３等を有している。さらに位置制御磁束分布の指令値Ｂα^*，Ｂβ^*を、２極磁束分布演算器３２の検出値Ｂa，Ｂbと、発生制御力の指令値Ｆx^*，Ｆy^*より磁束分布指令値Ｂα^*，Ｂβ^*を得るための位置制御磁束分布指令値演算器３４を有している。更に、算出した４極磁束分布検出値Ｂα，Ｂβと４極巻線電流の低周波成分とを加算する演算器３５とを備えている。
【００３０】
サーチコイル（Ｓ_c1〜Ｓ_c12）の各々の端子電圧を積分器３１によって積分処理することにより、サーチコイル（Ｓ_c1〜Ｓ_c12）が巻回された固定子歯部の磁束密度を得ることができる。便宜上、各サーチコイルの各部で得られる磁束密度をＢ₁，Ｂ₂，・・・，Ｂ₁₂で表す。
【００３１】
２極磁束密度分布ベクトル検出値（Ｂａ，Ｂｂ）は検出された磁束密度Ｂ_１〜Ｂ_１２を用いて、式（８）を用いて２極磁束分布演算器３２により演算で求められる。
【数８】

【００３２】
また、４極磁束密度分布ベクトル検出値（Ｂα，Ｂβ）は、同様に検出された磁束密度Ｂ_１〜Ｂ_１２を用いて、４極磁束分布演算器３３により式（９）を用いて演算で求められる。
【数９】

【００３３】
得られた２極磁束密度分布ベクトル検出値（Ｂa，Ｂb）は、図３で示されるように力の指令値Ｆx^*，Ｆy^*と共に演算器３４にて４極磁束分布の指令値（Ｂα^*，Ｂβ^*）の演算に用いられる。
４極磁束密度分布ベクトル検出値（Ｂα，Ｂβ）は、演算した指令値（Ｂα^*，Ｂβ^*）から比較器３５により減算され、偏差（ΔＢα，ΔＢβ）を得る。
得られた２極磁束分布ベクトル検出値（Ｂa，Ｂb）は、制御力の指令値Ｆx^*，Ｆy^*と共に演算器３４にて４極磁束分布の指令値（Ｂα^*，Ｂβ^*）の演算に用いられる。４極磁束分布ベクトル検出値（Ｂα，Ｂβ）は、演算した指令値（Ｂα^*，Ｂβ^*）か比較器３５により減算され、偏差（ΔＢα，ΔＢβ）を得る。
【００３４】
このようにして得た４極磁束分布の指令値と検出値の偏差信号（ΔＢα，ΔＢβ）を固定子の三相巻線に適合するように二相三相変換器３９により相変換して、磁束密度分布の指令値ΔＢu_４ ^＊，ΔＢv_４ ^＊，ΔＢw_４ ^＊を得る。この信号をヒステリシスコンパレータ４０で符号判別し、三相インバータ４２の各電力素子のオン−オフ制御信号とする。即ち、ΔＢα，ΔＢβがその符号が＋であれば、インバータの供給電流は符号が−となる、つまり電流を減らす方向に作用させ、偏差がゼロとなるように調整する。これにより、固定子・回転子間空隙の磁束密度分布はその指令に遅滞なく追従し、結果として期待したとおりの位置制御磁束分布が生成可能となる。
【００３５】
サーチコイルを用いた磁束検出方法は、不完全積分回路を使用するため、被検出磁束の直流分を検出できない。このため本実施形態においては、それに代わる量として４極巻線電流Ｉu₄，Ｉv₄，Ｉw₄の低周波数成分を分別して帰還させる。
すなわち、４極巻線電流Ｉu₄，Ｉv₄，Ｉw₄をＣＴで検出して、これを三相二相変換器で相変換し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）で処理してから帰還させる。これにより、磁束検出感度の低い低周波成分を補うことができ、所要の磁束分布を回転子・固定子間の空隙に形成できる。
【００３６】
しかしながら、上述の方法では、低周波数の磁束変動を捕捉できないため、制御不可能な領域を有することになる。例えば、回転駆動磁界が低速度で回転した場合には、サーチコイル各部の磁束変動が緩慢であるため、この状態の磁束分布を検出できなくなる。これは、回転子の回転速度が低速度では満足な浮上状態が達成不可能であることを意味する。以上の説明から明らかなように、磁束分布の検出可能な領域の下限を広げることが必須である。
【００３７】
図４は、この点を解決した、本発明の一実施形態の無軸受回転機械の制御構成を示す図である。尚、２極駆動巻線電流を制御する速度制御系は図１とまったく同じなので省略している。位置制御系のみに着目した場合、図３に示す制御系と、図４に示す制御系との構成の差異は
（１）サーチコイル出力電圧はアナログ回路で構築した積分器に入力する、
（２）検出磁束分布演算結果をデジタル演算器４３に取り込み、検出領域を広げる演算を行う、
点である。
【００３８】
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）の構成で使用されるアナログ積分器３１のカットオフ周波数ｆ_Cのとき、デジタル演算器４３での演算は、ｓパラメータを用いて表すと、
Ｇ（ｓ）＝（ｓ＋２πｆ_C）／（ｓ＋２πｆ_C'）
なる伝達関数を実現している。ここで、ｆ_Cはデジタル演算器なしでの検出周波数領域下限、ｆ_C'はデジタル演算器による補正を行ったときの検出周波数領域下限である。
【００３９】
磁束分布の検出周波数領域は、従来ではこのカットオフ周波数ｆ_Cに束縛されていた。これに対し本発明では、アナログ積分器３１とデジタル演算器４３の併用により、磁束分布の検出周波数下限をｆ_C'に引き下げることが可能となる。アナログ積分器３１の後段にデジタル演算器（積分器）４３を配置するのは次の理由による。
【００４０】
（１）サーチコイル（Ｓ_c1〜Ｓ_c12）の端子電圧は、インバータ（電力増幅器）のスイッチング周波数成分が主であり、この周波数成分はデジタル演算器４３のサンプリング周波数に比べ非常に高い。そのため、サーチコイル端子電圧を、直接デジタル演算器４３に取り込んでも、正確な磁束演算は不可能である。アナログ積分器はローパスフィルタ（ＬＰＦ）の構成なので、スイッチング周波数成分の電圧変動を除去する効果を持つ。これにより、アナログ積分器３１の出力をデジタル演算器４３の入力とすることで、インバータノイズの問題は消失する。
（２）デジタル演算器４３が扱う信号の分解能は、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部におけるビット数に依存する。このため、入力信号、あるいは出力信号の電圧レベルが極端に小さい場合は、量子化誤差が大きくなり正確な演算が不可能となる。デジタル演算器だけで積分器を構成すると、この問題により、検出可能な周波数領域が極端に狭くなる。サーチコイルの端子電圧をアナログ積分器３１で最初に処理することにより、デジタル演算器４３での量子化誤差が生じにくい電圧レベルになる。
（３）一般に、アナログ回路はデジタル演算器に比べ廉価である。無軸受回転機械の動作中、何らかの不具合が生じ、サーチコイル（Ｓ_c1〜Ｓ_c12）の端子電圧が通常あり得ない電圧を出力したとき、破壊されるのは安価なアナログ回路だけで済む。これにより、非常時の被害を最小限にとどめることができる。
【００４１】
又、磁束密度信号（Ｂ₁〜Ｂ₁₂）を磁束分布信号Ｂa，Ｂb，Ｂα，Ｂβに変換後に、デジタル演算器４３で信号処理するのは、演算処理の軽減を目的としている。即ち、図４の制御回路の構成ではデジタル演算器４３は４系統用意すればよいが、磁束密度信号（Ｂ₁〜Ｂ₁₂）をデジタル演算器で補正する場合には、１２系統のデジタル演算器を用意しなくてはならない。
【００４２】
以上の説明から明らかなように、本発明はサーチコイルを利用した磁束分布検出方法における検出周波数範囲の拡大を実現した。これにより、従来不可能とされていた、長周期で変動する磁束分布の検出、制御を可能にした。この結果、無軸受回転機械の安定浮上可能な運転動作領域を、格段に広げることが可能となった。
【００４３】
以上の説明は、便宜上、サーチコイルによる磁束検出方法を用いたが、固定子に巻回された駆動用巻線、及び位置制御用巻線による磁束検出方法にも同様に適用できる。又、上記図２に示す巻線の構成では、駆動磁界分布を形成する駆動巻線と、位置制御磁界分布を形成する位置制御巻線とに分割されたものを用いたが、所望の磁界分布を形成できる巻線であればいかなる形態でもかまわない。
【００４４】
又、固定子に巻回されている巻線は三相中点結線の巻線を前提としているが、上述の磁束分布を生成できれば、その巻線分布は問題とならない。又ｍ極の回転駆動磁界とｎ極の位置制御磁界が
ｍ＝ｎ±２
の関係を有していればいかなる極数でも適用可能である。
【００４５】
【発明の効果】
以上に説明したように本発明によれば、無軸受回転機械の目的である磁気浮上と回転駆動の両目的を、通常の広く普及している誘導電動機等の本来の位置制御磁束分布を変形させる回転子を用いて達成可能にした。これにより、複雑な電流路構造を有する回転子を用いる必要がなくなり、安価で堅牢な例えば一般的に用いられているかご型回転子を無軸受回転機械の回転子として使用でき、且つ、低周波数領域にも動作範囲を拡大できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】無軸受回転機械の制御系の一般的な構成を示すブロック図である。
【図２】無軸受回転機械の固定子巻線構造とサーチコイルの配置を示す説明図である。
【図３】サーチコイル出力を積分する方式の無軸受回転機械のブロック図である。
【図４】本発明の実施形態の無軸受回転機械の制御系の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
３１積分器
３２２極磁束分布演算器
３３４極磁束分布演算器
３４位置制御磁束分布指令値演算器
３５比較器
３９二相三相変換器
４０符号判定器
４２インバータ（電力増幅器）
４３デジタル演算器
Ｒ回転子
Ｓ固定子

Claims

固定子巻線にｍ極巻線電流を供給すると共にｎ極（但し、ｎ＝ｍ±２）巻線電流を供給し、前記ｍ極巻線電流により駆動磁界分布を形成すると共に、ｎ極巻線電流により位置制御磁界分布を形成し、回転子に回転力を与えると同時に、該回転子の変位検出手段によって検出した該回転子の変位から前記ｎ極の位置制御磁界分布を電力素子のオン・オフによりｎ極巻線電流を調整して該回転子を浮上位置指令値に従って磁気浮上する無軸受回転機械において、
固定子歯部のそれぞれに配置された各巻線と、その端子電圧を積分演算する積分器とを備えた前記各巻線の磁束密度の検出手段と、
該検出手段により検出された磁束密度分布から、ｍ極磁束分布ベクトルおよびｎ極磁束分布ベクトルの検出値を演算する演算器と、
周波数特性を低周波数領域まで検出できるように、前記演算器出力を入力、補正された検出値を出力とする伝達関数
Ｇ（ｓ）＝（ｓ＋２πｆｃ）／（ｓ＋２πｆｃ'）
ｆｃ：補正前の磁束分布検出可能な周波数の下限
ｆｃ'：補正後の磁束分布検出可能な周波数の下限
にて、検出値を補正する演算器と、
発生制御力の指令値に基づいて位置制御磁束分布指令値を演算する演算器と、
前記ｎ極磁束分布ベクトルの補正された検出値と前記位置制御磁束分布指令値との偏差を減算出力する比較器とを備え、
前記偏差がゼロとなるように前記電力素子のオン・オフにより前記ｎ極巻線電流を調整し、検出したｎ極磁束分布ベクトルの補正値が、前記位置制御磁束分布指令値に追従するように制御することを特徴とした無軸受回転機械。
前記伝達関数Ｇ（ｓ）にて、検出値を補正する演算器は、デジタル演算器であることを特徴とした請求項１に記載の無軸受回転機械。
前記固定子歯部のそれぞれに配置された各巻線は、サーチコイル（探り巻線）であることを特徴とした請求項１に記載の無軸受回転機械。
前記固定子歯部のそれぞれに配置された各巻線として、前記回転子・前記固定子間の空隙に磁界を発生するための巻線を使用することを特徴とした請求項１に記載の無軸受回転機械。