JP3700728B2 - 通信システムにおけるパワー推定方法および装置 - Google Patents

Description

関連発明
本発明は、本発明の譲受人に譲渡された以下の発明に関する。Fuyun Lingにより１９９３年３月１１日に出願された米国特許出願番号第０８／０３１，２５８号"Method and Apparatus for Coherent Communication in a Spread-Spectrum Communication System"。
発明の分野
本発明は、通信システムに関し、さらに詳しくは、通信システムにおける信号パワー推定方法および装置に関する。
発明の背景
通信システムは多くの形態をとる。一般に、通信システムの目的は、情報を有する信号を一点にある発信源からある距離離れた別の点にあるユーザ宛先に送信することである。一般に、通信システムは、３つの基本的な構成要素、すなわち、送信機，チャネルおよび受信機によって構成される。送信機は、メッセージ信号をチャネル上で送信するのに適した形式に処理する機能を有する。メッセージ信号をこのように処理することを変調という。チャネルの機能は、送信機出力と受信機入力との間で物理的な接続を提供することである。受信機の機能は、受信信号を処理して、元のメッセージ信号の推定量を生成することである。受信信号をこのように処理することを復調という。
通信システムの１つの種類にスペクトル拡散(spread-spectrum)システムがある。スペクトル拡散システムにおいて、送信信号を通信チャネル内の広周波数バンド上で拡散する変調方法が用いられる。この周波数バンドは、送信信号を送信するために必要な最小帯域幅よりもはるかに広い。例えば、音声信号は、情報自体のわずか２倍の帯域幅において振幅変調（ＡＭ）によって送信できる。また、低偏移周波数変調（ＦＭ）または単側波帯ＡＭなどの他の形式の変調では、情報自体の帯域幅と同等な帯域幅で情報を送信できる。しかし、スペクトル拡散システムでは、被送信信号の変調は、わずか数キロヘルツの帯域幅でベースバンド信号（例えば、音声チャネル）をとり、数メガヘルツ幅になりうる周波数バンド上で送信信号を分配することを含む場合が多い。これは、被送信信号を送信される情報と広帯域符号化信号とで変調することによって行われる。
直接シーケンス変調，周波数および／または時間ホッピング変調およびチャープ変調(chirp modulation)を含め、３つのスペクトル拡散通信方式がある。直接シーケンス変調では、キャリア信号は、ビット・レートが情報信号帯域幅よりもはるかに高いデジタル符号シーケンスによって変調される。
情報（すなわち、音声および／またはデータからなるメッセージ信号）は、いくつかの方法により直接シーケンス・スペクトル拡散信号に重畳できる。１つの方法では、拡散変調のために用いる前に情報を拡散符号に追加する。拡散符号と一般に２進符号である情報とを合成することは、法２の加算(modulo-2 addition)を伴うので、情報を拡散符号に加算する前に被送信情報はデジタル形式でなければならない。あるいは、情報またはメッセージ信号を用いて、拡散する前にキャリアを変調してもよい。
これらの直接シーケンス・スペクトル拡散通信システムは、多重接続通信システムとして容易に設計できる。例えば、スペクトル拡散システムは、直接シーケンス符号分割多重接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）システムとして設計できる。ＤＳ−ＣＤＭＡシステムでは、２通信ユニット間の通信は、通信チャネルの周波数バンド上で各送信信号を固有のユーザ拡散符号で拡散することによって行われる。その結果、送信信号は通信チャネルの同じ周波数バンドにあり、固有ユーザ拡散符号によってのみ分離される。これらの固有ユーザ拡散符号は、拡散符号間の相互相関が低く（すなわちほぼゼロ）なるように、互いに直交することが好ましい。
特定の送信信号は、通信チャネルにおいて信号の和を表す信号を、通信チャネルから取り出すべき特定の送信信号に関連するユーザ拡散符号で逆拡散(despread)することによって、通信チャネルから取り出すことができる。さらに、ユーザ拡散符号が互いに直交していると、受信信号を特定のユーザ拡散符号と相関できるので、他のすべてのユーザの他の信号を強調せずに、特定の拡散符号に関連する所望のユーザ信号のみを増強することができる。
ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムにおいてデータ信号を互いに分離するために利用できるいくつかの異なる拡散符号が存在することが当業者に理解される。これらの拡散符号は、疑似雑音（ＰＮ：pseudonoise）符号およびウォルシュ符号(Walsh code)が含まれるがそれらに限定されない。ウォルシュ符号は、アダマール行列(Hadamard matrix)の１つの行または列に相当する。
さらに、拡散符号を利用して、データ信号をチャネル符号化できることが当業者に理解される。送信信号が雑音，フェージング，妨害(jamming)などのさまざまなチャネル障害の影響に耐えられるようにすることにより、通信システムの性能を改善するためデータ信号はチャネル符号化される。一般に、チャネル符号化は、ビット誤りの可能性を低減し、および／または所要信号対雑音比（一般に、雑音密度あたりのビット・エネルギ、すなわちＥ_b／Ｎ₀として表され、これは雑音スペクトル密度に対する情報ビットあたりのエネルギの比率として定義される）を低減し、データ信号を送信するために必要とされる以上の帯域幅を使用するという犠牲を払って信号を復元する。例えば、その後送信するためにデータ信号を変調する前に、データ信号をチャネル符号化するためウォルシュ符号を利用できる。同様に、ＰＮ拡散符号は、データ信号をチャネル符号化するために利用できる。
しかし、システムが特定数の同時通信（すべてが最小限の信号対雑音比を有する）に対処できなければならない通信システム設計では、チャネル符号化だけでは必要な信号対雑音比を提供できない場合がある。この設計条件は、非コヒーレント受信方法を利用せずに、送信信号をコヒーレントに検出するように通信システムを設計することによって満たすことができる場合もある。コヒーレント検出システムでは、通信チャネルによって生じる位相および強度歪みの影響が整合フィルタによって補償できるように、チャネル応答が決定される。これとは対照的に、非コヒーレント検出システムは一般に、通信チャネルによって生じた受信信号における位相歪みを補償しない。コヒーレント受信機は、同じビット誤り率（すなわち、許容干渉レベルを表す特定の設計条件）を有する非コヒーレント受信機よりも小さい信号対雑音比（Ｅ_b／Ｎ₀）を必要とすることが当業者に理解される。概して、レイリー・フェージング(Raleigh fading)チャネルについてこれらの間で３デシベル（ｄＢ）の差がある。コヒーレント受信機の利点は、ダイバーシチ受信が利用される場合により顕著となる。なぜならば、最適コヒーレント受信機には合成損はないが、非コヒーレント受信機には常に合成損があるためである。
送信信号のコヒーレント検出を容易にする１つの方法として、パイロット信号を用いる方法がある。例えば、セルラ通信システムにおいて、順方向チャネルまたはダウンリンク（すなわち、基地局から移動ユニット）は、基地局がパイロット信号を送信する場合にコヒーレントに検出できる。次に、すべての移動ユニットはパイロット信号を利用してチャネル位相および強度パラメータを推定する。しかし、逆方向チャネルまたはアップリンク（すなわち、移動ユニットから基地局）では、このような共通のパイロット信号を用いることは不可能である。その結果、当業者は非コヒーレント検出方法のみがアップリンク通信に適していると想定する場合が多い。そのため、近年の多くの出版物は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおいて非コヒーレント受信を最適化することに焦点を当ててきた。理想的には、通信システムはＤＳ−ＣＤＭＡ信号をコヒーレントに受信するように設計されるべきである。
しかし、チャネル符号およびコヒーレント検出でさえも、システムが特定数の同時通信（すべてが最小信号対雑音比を有する）に対処できなければならない通信システム設計では、必要な信号対雑音比を提供できない場合がある。スペクトル拡散ＣＤＭＡ通信システムでは、通信チャネルにおける雑音干渉レベルは、通信チャネル内の同時であるが符号分割されたユーザの数に直接関連することが当業者に理解される。従って、雑音干渉を低減するためには、通信チャネルにおいて同時符号分割されたユーザの数は一般に制限される。
さらに、雑音干渉は受信信号パワー・レベルによっても影響される。あるスペクトル拡散通信システム（例えば、セルラ・システム）において、一般に中央通信局は、電磁周波数スペクトルの特定のバンドから２つ以上の信号を検出または受信することを試みる。中央通信局は、特定の受信信号パワー閾値において信号を最適に受信すため、受信機構成要素を調整する。特定のパワー閾値またはその付近で受信信号パワー・レベルを有する受信信号は、最適に受信される。特定のパワー閾値またはその付近で受信信号パワー・レベルを有さない受信信号は、最適に受信されない。最適に受信されなかった信号は、高いビット誤り率を有する傾向があり、また他の受信機に対して不要な干渉を発生する傾向がある。最適受信されなかった信号のこれらの望ましくない影響によって、通信システムは中央通信局に関連する通信チャネルにおける同時ユーザの数をさらに制限する。
従って、受信信号パワー・レベルを特定パワー閾値またはその付近に維持することが望ましい。これは、中央通信局に送信することを試みる送信機の信号パワー・レベルを調整することによって行うことができる。よって、受信信号パワー・レベルを特定のパワー閾値レベルに維持するパワー制御方式を利用することによって、通信チャネルにおける同時ユーザの数は、特定の最大誤り率制限について最大限にすることができる。このことは、車両速度が遅い場合にとくに重要である。効果的なパワー制御を行うため、不偏かつ正確なパワー推定が必要とされる。ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムにおける非コヒーレント検出方法について、パワー推定方法においてビット・インタリーブされたまたは直交シンボル・インタリーブされた直交シンボルを用いることが提唱されている。しかし、コヒーレントＤＳ−ＣＤＭＡスペクトル拡散通信システムにおいて用いられるより正確な受信信号パワー・レベル推定方式が必要とされる。より正確な受信信号パワー・レベル推定方式を用いることにより、通信チャネルにおける同時ユーザの数は、正確でない受信信号パワー・レベル推定方式を用いる通信チャネルにおける同時ユーザの数よりも増加することができ、しかも同じ最大誤り率制限を維持できる。
発明の概要
信号パワーを推定する方法および装置が提供される。これは、受信通信信号を復調して、サンプルのストリームを導出することによって行われる。これらのサンプルは、基準サンプル，データ・サンプルまたはその組み合わせからなる。受信通信信号のパワーの推定量は、サンプルのストリームの関数として生成される。この信号パワー推定量は、信号パワー推定量と所定の閾値との間の比較に応答してパワー制御表示(power conrol indicator)を設定することによって、例えばパワー制御アルゴリズムで利用できる。次に、パワー制御表示は通信チャネル上で別の通信ユニットに送信される。通信ユニットは、通信チャネル上から受信された信号内のパワー制御表示を検出し、この検出されたパワー制御表示に応答して信号送信機の特定の信号送信機パワーを調整する。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明による好適な実施例の通信システムを示すブロック図である。
第２図は、第１図に示す好適な実施例の通信システムで用いられる好適な実施例の通信チャネル・フレーム構造を示すブロック図である。
第３図ないし第６図は、第１図に示す好適な実施例の通信システムで用いられる好適な実施例の信号パワー推定器を示すブロック図である。
詳細な説明
以下の説明では、アップリンクＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムにおけるパワー制御の新規な方法が提供される。この新規な方法は、Motorola, Inc.に譲渡され、Fuyun Lingによって１９９３年３月１１日に出願された米国出願第０８／０３１，２５８号の関連特許出願"Method and Apparatus for Coherent Communication in a Spread-Spectrum Communication System"で説明される基準シンボルに基づいたチャネル推定方式によるコヒーレント検出に基づいている。このコヒーレント通信方式では、基準ビットが畳込み符号化されたビットに均等に挿入され、チャネル推定のために用いられる。受信機側では、±１の値を有する基準シンボルを生成するために既知の基準ビットが用いられる。基準シンボルと、基準ビットに相当する受信信号サンプルである基準サンプルとを用いることによって、正確なチャネル推定量が得られるが、わずかに遅延が増加する（例えば、約４ミリ秒）。
このような短い遅延は、アップリンク通信全体について問題にならない場合もあるが、パワー制御システムにおけるパワー推定では許容できない。パワー制御遅延全体を低減するためには、不偏であるが雑音が含まれる推定量であるパワー推定量を得るため、わずかな基準サンプルのみが用いられる。残念ながら、雑音が含まれるパワー推定量を用いることにより、パワー制御の効果が低減することがある。この問題は、Motorola, Inc.に譲渡され、David Falconerによって１９９３年８月１３日に出願された米国特許出願第０８／１０６，２５０号の関連特許出願"Path Gain Estimation in a Receiver"において説明されているような最尤（ＭＬ：maximum likelihood）チャネル推定方法により、パワー推定量についてすべての受信サンプルを利用することにより解決できる。ＭＬ方法に基づくパワー推定量は、基準シンボルのみに基づくパワー推定量よりも優れている。しかし、ＭＬパワー推定方法は、非コヒーレントＤＳ−ＣＤＭＡ通信システム設計において用いられる直交シンボルに基づくパワー推定ほど効果的でない。
この非効率性はシミュレーションによって実証でき、非コヒーレント検出に比べてコヒーレント検出の利得は、低速よりも高速において大きいことがわかる。このようなコヒーレントＤＳ−ＣＤＭＡシステムの１つは、ＩＳ−９５として知られる通信規格すなわちElectronic Industries Association (EIA), 2001 Eye Street, N.W., Washyington, D.C. 20006によって出版された"Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System"において説明されている。ＭＬパワー推定方式を用いる場合、１００キロメートル／時（ｋｐｈ）の車両速度についてコヒーレント検出方式の利得は、この非コヒーレント検出方式（すなわち、ＩＳ−９５）に比べて約２．５デシベル（ｄＢ）である。しかし、この利得は、１５ｋｐｈの速度では１．７ｄＢに低減する。従って、特に低車両速度ではパワー推定の更なる改善が重要である。以下の説明では、既知の基準シンボルと、あらかじめ未知の符号化されたビットに相当する受信信号サンプルの両方を信号パワーを推定する際に利用するパワー制御方法が開示される。パワー制御方法を一例としての環境に投入するため、基本的なコヒーレントＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムについて説明する。次に、パワー制御のさまざまな異なる点をこの基本的な通信システムにどのように適用するかについて説明する。
以下の説明では、セルラ方式の通信システムについて説明するが、他の種類の通信システム（例えば、パーソナル通信システム，中継システム，衛星通信システム，データ・ネットワークなど）も、本明細書で説明される原理を利用するように適用および／または設計できることが当業者に理解される。
第１図を参照して、スペクトル拡散通信システムにおけるコヒーレント通信システムを示す。通信システムの符号化部１００において、トラヒック・チャネル・データ・ビット１０２は、特定ビット・レート（例えば、９．６キロビット／秒）でエンコーダ１０４に入力される。入力トラヒック・チャネル・データ・ビットは、ボコーダによってデータに変換された音声，純粋なデータまたはこれら２種類のデータの組み合わせを含むことができる。エンコーダ１０４は、データ・シンボルをデータ・ビットに最尤復号するのを容易にする符号化アルゴリズム（例えば、畳込みまたはブロック符号化アルゴリズム）によって、固定符号化レート（１／ｒ）で入力データ・ビット１０２をデータ・シンボルに符号化する。例えば、エンコーダ１０４は、３データ・シンボルに対して１データ・ビットの固定符号化レート（すなわち、１／３）で入力データ・ビット１０２（例えば、９．６キロビット／秒のレートで受信された１９２入力データ・ビット）を符号化して、エンコーダ１０４はデータ・シンボル１０６（例えば、２８．８キロシンボル／秒のレートで５７６のデータ・シンボル出力）を出力する。
次に、データ・シンボル１０６は、インタリーバ(interleaver)１０８に入力される。インタリーバ１０８は、データ・シンボル１０６をブロック（すなわち、フレーム）に整理し、入力データ・シンボル１０６をシンボル・レベルでブロック・インタリーブする。インタリーバ１０８では、データ・シンボルは、データ・シンボルの所定のサイズ・ブロックを定める行列に個別に入力される。データ・シンボルは、行列が列(column)単位で埋められるように行列内の番地に入力される。データ・シンボルは、行列が行(row)単位で空になるように行列内の番地から個別に出力される。一般に、行列は列の数に等しい数の行を有する方形行列であるが、連続的に入力される非インタリーブ・データ・シンボル間の出力インタリーブ距離を増加するように、他の行列形式を利用できる。インタリーブされたデータ・シンボル１１０は、入力されたのと同じデータ・シンボル・レート（例えば、２８．８キロシンボル／秒）でインタリーバ１０８によって出力される。行列によって定められるデータ・シンボルのブロックの所定のサイズは、所定長の伝送ブロック内で符号化ビット・レートで送信できるデータ・シンボルの最大数から導出できる。例えば、データ・シンボル１０６が２８．８キロシンボル／秒でエンコーダ１０４から出力され、かつ伝送ブロックの所定長が２０ミリ秒であるならば、データ・シンボルのブロックの所定のサイズは２８．８キロシンボル／秒と２０ミリ秒（ｍｓ）との積で、５７６データ・シンボルに等しく、これは１８×３２行列を定める。
次に、インタリーブされたデータ・シンボル１１０は、Ｍ個のインタリーブされたデータ・シンボル１１０ごとにＬ個の既知の基準ビットを挿入する基準ビット挿入器１１２に入力される。以下の説明を簡単にするため、Ｌ＝１およびＭ＝６と想定する。さらに、各挿入される基準ビットはゼロ・ビットであると想定する。ただし、本発明の範囲および精神から逸脱せずに、ＬおよびＭは任意の他の値でもよいことが当業者に理解される。さらに、基準ビットは、本発明の範囲および精神から逸脱せずに、すべて１ビットまたはいくつかの１ビットとそれに続くいくつかの０ビットなど任意の既知のシーケンスでもよい。Ｌ＝１，Ｍ＝６のとき、基準ビット挿入器１１２は、各ブロック（すなわち、フレーム）ごとに６７２個の基準符号化シンボル１１４を出力し、１つの基準ビットは６データ・シンボルからなる各グループ間に挿入される。４２ビットからなる基準符号化データ・シンボル１１４の伝送ブロック（フレーム）の例を第２図に示す（ここで、各ｄはデータ・シンボルを表し、各ｒは基準ビットを表す）。
基準符号化データ・シンボル１１４は、通信システムの符号化部１００から出力され、通信システムの送信部１１６に入力される。データ・シンボル１１４は、通信チャネル上で送信するために変調器１１７によって処理される。次に、変調された信号は通信チャネル１２０上で送信するためにアンテナ１１８に与えられる。
変調器１１７は、好ましくは、拡散処理において基準符号化されたデータ・シンボル１１４から固定長符号のシーケンスを導出することにより、直接シーケンス符号分割スペクトル拡散送信のためにデータ・シンボル１１４を処理する。例えば、基準符号化データ・シンボル１１４のストリーム内の各データ・シンボルは、６データ・シンボルからなるグループが１つの５４ビット長符号によって表されるように、固有の９ビット長符号に拡散できる。さらに、基準符号化データ・シンボル１１４のストリーム内の各基準ビットは、１０ビット長符号を選択できる。６データ・シンボルのグループを表す符合と、関連する基準ビットとは好ましくは合成され、１つの６４ビット長符号となる。この拡散処理の結果、固定レート（例えば、２８．８キロシンボル／秒）で基準符号化データ・シンボル１１４を受診する変調器１１７は、より高い固定シンボル・レート（例えば、３０７．２キロシンボル／秒）を有する６４ビット長符号の拡散シーケンスを有する。基準符号データ・ビット１１４のストリーム内の基準シンボルおよびデータ・シンボルは、本発明の範囲および精神から逸脱せずに、他の多くのアルゴリズムに基づいて、より長い符号のシーケンスに拡散できることが当業者に理解される。
拡散シーケンスは、拡散シーケンスを長い拡散符号（例えば、ＰＮ符号）でさらに拡散することによって、直接シーケンス符号分割スペクトル拡散送信のためにさらに処理される。拡散符号は、ユーザ固有のシンボル・シーケンスまたは固有ユーザ符号であり、固定チップ・レート（例えば、１．２２８メガチップ／秒）で出力される。どのユーザが通信チャネル上で符号化トラヒック・チャネル・データ・ビット１０２を送信したかを識別するほかに、固有ユーザ符号は、符号化トラヒック・チャネル・データ・ビット１０２をスクランブルすることにより、通信チャネルにおける通信のセキュリティを向上させる。さらに、ユーザ符号拡散符号化データ・ビット（すなわち、データ・シンボル）は、正弦の位相制御を駆動することによって、正弦をバイフェーズ変調(bi-phase modulate)するために用いられる。正弦出力信号は、帯域通過濾波され、ＲＦ周波数に変換され、増幅・濾波されて、アンテナ１１８によって送信され、ＢＰＳＫ変調による通信チャネル１２０におけるトラヒック・チャネル・データ・ビット１０２の送信を完了する。
通信システムの受信部１２２は、アンテナ１２４を介して通信システム上で送信されたスペクトル拡散信号を受信する。受信信号は、逆拡散器およびサンプラ(despreader and sampler)１２６によってデータ・サンプルに標本化される。次に、データ・サンプル１４２は、通信システムの復号部１５４に出力される。
逆拡散器およびサンプラ１２６は、好ましくは、ＲＦ周波数を濾波・復調・変換し、所定のレート（例えば、１．２２８８メガサンプル／秒）で標本化することによって、受信スペクトル拡散信号をＢＰＳＫ標本化する。次に、ＢＰＳＫ標本化信号は、受信標本化信号を長い拡散符号と相関することにより逆拡散される。この逆拡散された標本化信号１２８は、所定のレートで標本化され、基準ビット（サンプル）抽出器１３０（例えば、受信スペクトル拡散信号の４つのサンプルのシーケンスが１つのデータ・サンプルによって逆拡散および／または表されるように、３０７．８キロサンプル／秒）に出力される。
基準ビット抽出器１３０は、好ましくは、逆拡散された標本化信号１２８から基準サンプル１３２を抽出し、この基準サンプル１３２をチャネル推定器１３４に出力する。逆拡散された標本化信号１２８からの残りのデータ・サンプル１３８は、データ・サンプル１４２を後でコヒーレント検出するためコヒーレント検出器１４０に出力される。
チャネル推定器１３４は、抽出された基準サンプル１３２を基準シンボルの既知の基準シーケンスと相関して、不偏であるが雑音のあるチャネル推定量を得る。良好なチャネル推定量１３６を得るため、これらの雑音のある推定量は、固定または適応型の低域通過フィルタにかけれら、高周波数雑音成分を除去する。その結果得られるチャネル推定量１３６は、比較的雑音がなく、コヒーレント検出に利用できる。Ｍを基準ビット挿入器１１２によって挿入される各基準ビット間のデータ・シンボルの数（例えば、Ｍ＝６）とし、Ｔを各データ・サンプルの時間期間とすると、低域通過フィルタにより、各（Ｍ＋１）Ｔごとのチャネル推定量しか得られないことに留意されたい。送信データ・シンボルのコヒーレント検出を行うためには、各Ｔについてチャネル推定量を求める必要がある。（Ｍ＋１）Ｔがチャネル変動時定数(channel variation time constant)に対して短い場合、各Ｔについてチャネル推定量を得るための簡単かつ効果的な方法は、（Ｍ＋１）Ｔによって分離される２つのチャネル推定量間で線形補間を行う方法である。しかし、当業者に理解されるように、より高度な補間方法を必要に応じて利用できる。
チャネル推定量１３６が生成された後、受信機の残りの部分は従来通りである。コヒーレント検出器１４０は、逆拡散された標本化信号１２８からの残りのデータ・サンプル１３８をチャネル推定量１３６の共役で乗じて、コヒーレントに検出されたサンプル１４２を生成する。
当業者に理解されるように、複数の受信部１２２，１２３およびアンテナ１２４，１２５それぞれと利用して、スペース・ダイバーシチを行うことができる。Ｎ番目の受信部は、前述の受信部１２２と実質的に同じように動作して、通信チャネル１２０において受信されたスペクトル拡散信号からデータ・サンプルを取り出す。Ｎ番目の受信部の出力１４２〜１５２は、好ましくは、加算器１５０に入力され、この加算器１５０は、入力データ・サンプルをコヒーレント検出データ・サンプル１６０の合成ストリームにダイバーシチ合成する。
次に、軟判定(soft decision)データをなす個別のデータ・サンプル１６０は、個別データ・レベルで入力された軟判定データ１６０をデインタリーブするデインタリーバ(deinterleaver)１６２を含む復号部１５４に入力される。デインタリーバ１６２において、軟判定データ１６０は、軟判定データの所定のサイズのブロックを定める行列に個別に入力される。軟判定データは、行列が行(row)単位で埋められるように、行列内の番地に入力される。デインタリーブされた軟判定データ１６４は、行列が列(column)単位で空になるように行列内の番地から個別に出力される。デインタリーブされた軟判定データ１６４は、入力されたのと同じレート（例えば、２８．８キロメトリック／秒）でデインタリーバ１６２によって出力される。
行列によって定められる軟判定データのブロックの所定のサイズは、所定長の伝送ブロック内で受信されるスペクトル拡散信号からのデータ・サンプルをサンプリングする最大レートから導出される。
デインタリーブされた軟判定データ１６４は、デコーダ１６６に入力され、このデコーダ１６６は、最尤復号方法を利用して、推定されたトラヒック・チャネル・データ・ビット１６８を生成する。最尤復号方法は、ビタビ復号アルゴリズムに実質的に類似したアルゴリズムを利用することによって強化することができる。デコーダ１６６は、個別の軟判定データ１６４のグループを利用して、最尤シーケンス推定デコーダ１６６の各特定の時間状態で用いられる軟判定遷移メトリックのセットを形成する。軟判定遷移メトリックの各セットを形成するために用いられるグループにおける軟判定データ１６４の数は、各入力データ・ビット１０２から生成される畳込みエンコーダ１０４の出力におけるデータ・シンボル１０６の数に相当する。各セットにおける軟判定遷移メトリックの数は、各グループにおける軟判定データ１６４の数の２の累乗に等しい。例えば、送信機において１／３畳込みエンコーダを用いる場合、各入力データ・ビット１０２から３データ・シンボル１０６が生成される。従って、デコーダ１６６は３つの個別軟判定データ１６４のグループを用いて、最尤シーケンス推定デコーダ１６６における各時間状態において用いるため８つの軟判定遷移メトリックを形成する。推定されたデータ・ビット１６８は、軟判定データ１６４がデコーダ１６６に入力されるレートと、入力データ・ビット１０２を符号化するためにもともと用いた固定レートとに関連するレートで生成される（例えば、軟判定データが２８．８キロメトリック／秒で入力され、元の符号化レートが１／３であるならば、推定データ・ビット１６８は９６００ビット／秒で出力される）。
以上、第１図を参照して、コヒーレント符号化および復号する通信システムについて説明した。要するに、この通信システムは、入力データ・ビットをデータ・シンボルに符号化し、シンボル単位でデータ・シンボルをインタリーブし、基準ビットをインタリーブされたシンボルに挿入し、基準符号化データ・シンボルを変調して通信チャネル上で送信する第１部分を含む。さらに通信システムは、通信チャネル上で信号を受信・復調し、通信チャネルのパラメータを推定し、受信信号内のデータ・サンプルをコヒーレントに復調し、各受信伝送ブロック内の軟判定データとして用いられるコヒーレントに検出されたデータ・サンプルをデインタリーブし、デインタリーブされた個別軟判定データから軟判定遷移メトリックを生成し、最尤復号方法を利用して軟判定メトリックから推定データ・ビットを生成する第２部分を含む。
次に、好適な実施例のコヒーレント通信システムで用いられるパワー制御方式について参照し、好適な実施例のパワー制御アルゴリズムは、好ましくは、ＩＳ−９５において説明されるＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムのように各１．２５ｍｓ（すなわち、各部ロックまたはフレーム）毎に、あるいは１２情報ビット毎、すなわち３６符号化データ・シンボルまたは４２全受信信号サンプル毎に、受信パワーを推定することを含む。パワー制御アルゴリズムは、通信チャネル１２０上で受信された通信信号１２４を拡散符号で逆拡散１２８して、一方の通信ユニットにおいてサンプルのストリームを導出することを含む。このサンプルのストリームは、基準サンプル，データ・サンプルまたはその両方の組み合わせからなってもよい。サンプルのストリーム１４４は、パワー推定器１４６に入力され、サンプル・ストリームの関数として受信通信信号のパワーの推定量１４８が生成できる。ダイバーシチ合成受信機では、すべてのダイバーシチ経路から合成パワー推定量を生成することが望ましいことが当業者に理解される。次に、比較器または閾値装置１６９は、信号パワー推定量１４８と所定の閾値との間の比較の結果に応答して、パワー制御表示(power control indicatoro)１７１を設定する。このパワー制御表示１７１は、変調器１７０によって送信のために処理され、アンテナ１７４を介して通信チャネル１２０上で送信される。他の制御情報１７２（例えば、ユーザ認証(user authentication)およびチャネル・ハンドオフ情報）も変調器１７０によって処理・送信できることが理解される。ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムにおいて、パワー制御表示１７１は、通信チャネル１２０上で送信する前に、パワー制御表示１７１を拡散符号で拡散することにより、通信チャネル１２０上で送信するために処理してもよい。
このパワー制御表示は、別の通信ユニットによって受信される。パワー制御表示は、アンテナ１７６によって通信チャネル１２０上から信号内で受信される。送信プロセスと同様に、ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムでは、パワー制御表示１７１は、パワー制御表示１７１の完全な検出の前に、拡散符号で受信信号を逆拡散１７８する必要がある。パワー制御表示１８０が検出されると、通信ユニットは、変調器１１７において、検出されたパワー制御表示１８０に応答して、信号送信機１１６の特定の信号送信パワーを調整できる。さらに、他の検出制御情報１８２（例えば、ユーザ認証およびチャネル・ハンドオフ情報）は、受信側通信ユニットによって利用できる。
このパワー制御方式の主な部分は、パワー推定量の取得である。コヒーレント通信システムでは、逆拡散器１２６は、各パワー推定器間について、符号化シンボルに相当するＮ個の受信サンプル（すなわち信号サンプル）ｒ_s（ｋ）と、基準ビットに相当するＭ個のサンプル（すなわち基準サンプル）ｒ_ref（ｋ）を出力する。一例として、以下の説明では、Ｎ＝３６およびＭ＝７である。しかし、ＮおよびＭは、本発明の範囲および精神から逸脱せずに、特定の通信システムの必要性を満たすように変更できることが当業者に理解される。このパワー制御方式において、いくつかのパワー推定アルゴリズムを利用できる。
ＤＳ−ＣＤＭＡアップリンク通信システムでは、逆拡散１２６後の受信信号サンプルｒ（ｎ）１４４は、次式によって表すことができる：
ｒ（ｎ）＝ａ（ｎ）ｃ（ｎ）＋ｚ（ｎ） （式１）
ただし、ａ（ｎ）は、±１の値にマッピングされた畳込み符号化シンボルまたは基準シンボルのいずれかを表し、ｃ（ｎ）は複素数であるチャネル係数(channel coefficient)であり、ｚ（ｎ）は、通信システムにおける他のユーザからの信号によって主に構成される干渉項(interference term)である。パワー推定期間は、ＩＳ−９５の場合と同様に１．２５ｍｓであると想定され、これは通信チャネル変動としては比較的短い。従って、通信チャネルは各パワー推定期間中に不変または一定とみなすことができ、単純にｃと表すことができる。
推定期間中における受信信号パワー（ｓ）は、｜ａ（ｎ）｜²＝１であるので、単純に：
ｓ＝Ｅ［｜ａ（ｎ）ｃ｜²］＝｜ｃ｜² （式２）
である。
第１パワー推定方式において、ａ（ｎ）が既知（すなわち、基準シンボルａ_r（ｎ）について）の場合、（式１）から受信信号パワーは次式のように表すことができる：

ただし、前述のように｜ａ_r（ｎ）｜²＝１である。従って、（式３）の右辺の和は、ｚ（ｎ）の分散(variance)の１／７である分散を有するガウス・ゼロ平均変数である。つまり、ｓ_refはｃの不偏推定量である。ｃを

と表すことにより、（式３）からｓ_refの絶対値は次式のように表すことができる：

信号雑音分散(signal noise variance)が｜ｃ｜に対して大きくない場合、

は負になりそうにない。このような場合、｜ｓ_ref｜は｜ｃ｜の良好な推定量となる。
ＩＳ−９５のパワー制御方法では、受信信号パワー（すなわち、｜ｃ｜²）が所定の閾値よりも大きいか小さいかを調べるだけでよい。これは、｜ｃ｜が元の閾値の平方根よりも大きいか小さいかを調べることに相当する。従って、同様なパワー制御方法を利用するコヒーレントＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムについて、パワー制御のために｜ｓ_ref｜を直接利用できる。
第２の別のパワー推定方式において、ａ（ｎ）はマッピングされた畳込み符号化シンボルａ_s（ｎ）からなる。この方式では、（式１）から受信信号パワーは次式のように表すことができる：

ただし、νは近似的にはゼロ平均ガウス確率変数である。従って、ｓ_sはｃ²の不偏推定量である。さらに、νの分散は平均化により小さい。
ｃ²を次式：

と表すことにより、（式５）および（式６）から｜ｓ_s｜は次のように表すことができる：

前と同じ論点から、νの分散が｜ｃ｜²に対してあまり大きくない場合には、｜ｓ_s｜は｜ｃ｜²の良好な推定量である。従って、パワー制御のためのパワー推定量として｜ｓ_s｜を利用できる。
第３の別のパワー推定方式では、ａ（ｎ）はマッピングされた畳込み符号化シンボルａ_s（ｎ）および基準シンボルａ_r（ｎ）からなる。さらに、

はｃ²の不偏推定量であることを実証できる。従って、

およびｓ_sを合成して、ｃ²の良好な推定量を得ることができる。同様に、ｓ_sの平方根は｜ｃ｜の推定量であり、ｓ_sの平方根およびｓ_refを合成して、｜ｃ｜の良好な推定量を得ることができる。｜ｃ｜およびｃ²の良好な推定量は、パワー制御機構においてパワー推定量として利用できる。
第３図に示す第１パワー推定アルゴリズムを参照して、パワー推定１４６のために基準サンプル１４４のみが用いられる。パワー推定量１４８を生成１４６するために基準サンプル１４４のみを用いる際に、積のスケーリングされた和のみを算出する必要がある。例えば、（式４）から導出される（式８）において、好適な実施例の基準サンプルは次のようになる：

ここで、

は、基準シンボルである。前述のように、ｓ_refの大きさまたは絶対値（すなわち、｜ｓ_ref｜）は、パワー推定量の近似値としてパワー制御のために利用できるが、これは実際にはパワー推定量ではない。これは、７個の基準シンボル（すなわちサンプル）のストリームを互いに加算して、この和２０２を合成器２０６に入力する加算装置２００として構成される。合成器２０６は、加算された基準サンプルを倍率２０４（例えば、１／７倍率）で乗ずる。この加算および乗算の結果、複素信号パワー推定量２０８（すなわち、実数部分と虚数部分とを有する推定量）が得られる。この複素信号パワー推定量２０８は、平均複素基準信号パワー推定量２０８の大きさを算出２１０することによって、基準ベースの信号パワー推定量１４８に変換される。この複素信号パワー推定量の長期的な精度は、いくつかの推定量を平均して、平均複素基準信号パワー推定量を得ることによって改善できることが当業者に理解される。
次に、第４図に示す第２の別のパワー推定アルゴリズムを参照して、パワー推定１４６のために畳込み符号化サンプル１４４のみが用いられる。受信信号サンプルの二乗が求められ、次のように（式５）から導出されるように、これらの二乗値のスケーリングされた和が形成される：

ｒ_s（ｋ）は複素数であり、ｓ_sも複素数であることに留意されたい。先に示したように、ｓ_sの大きさ、すなわち｜ｓ_s｜は信号パワーの推定量であり、パワー制御のために用いることができる。これは、畳込み符号化データ・サンプル１４４を二乗する複素二乗装置２１２で構成される。これらの３６個の複素二乗データ・サンプル２１４は、加算器２１６によって互いに加算される。次に、加算された複素データ・サンプル２１８は、その大きさを算出することによってデータ・ベースの信号パワー推定量２２２に変換される。次に、このデータ・ベースの信号パワー推定量２２２は、倍率２２４（例えば、１／３６倍率）で乗ずる合成器２２６によって適切にスケーリングされる。このように適切にスケーリングされたデータ・ベースの信号パワー推定量１４８は、パワー制御アルゴリズムで用いるためにパワー推定器１４６によって出力される。第１パワー推定量と同様に、この信号パワー推定量の長期的な精度は、強度演算２２０からデータ・ベースの信号パワー推定量１４８を生成する前に、いくつかの複素二乗データ・サンプルを平均して、平均複素二乗データ・サンプルを形成することによって改善できる。
次に、第５図および第６図に示す第３の別のパワー推定アルゴリズムを参照して、基準サンプルおよび畳込み符号化データ・サンプル１４４の両方は、パワー推定１４６のために用いられる。基準サンプルおよび信号サンプルの両方をパワー推定１４６のために用いることにより、より高い精度が達成できる。これらのサンプルを合成するのにいくつか異なる方法がある。第１の方法では、ｒ_ref（ｋ）をｒ_s（ｋ）と同様に扱い、次式によって与えられるパワー推定量ｐ₁を生成することにより、（式９）の分散を単純に利用する：

ただし、ｒ（ｋ）はｒ_ref（ｋ）およびｒ_s（ｋ）の両方を表す。より多くのサンプルを用いるので、（式１０）によって与えられる推定量は、（式９）によって与えられる推定量よりも優れている。
第２の方法（第５図に図示）では、ｓ_sと、ｓ_refの二乗値との和を形成する（ｓ_refについては要素２２８〜２４０によって実行され、ｓ_sについては要素２４４〜２５６によって実行される）。和２５８の大きさ２６０は、パワー推定量１４８として用いられる。より良好な不偏推定量を得るためには、和２５８を形成２４２する前に、両方の値２４０，２５６を線形合成として重み付けすべきである。つまり、パワー推定量ｐ₂は次式によって得られる：

第３の方法（第６図に図示）では、ｓ_refの実数部の絶対値と、ｓ_sの大きさの平方根との加重和１４８を形成する（ｓ_refについては要素２６２〜２７４によって実行され、ｓ_sについては要素２７８〜２９４によって実行される）。（式１１）と同様に、より良好な不偏推定量を得るためには、和１４８を形成２７６する前に、値２７４，２９４を線形合成として重み付けすべきである。つまり、パワー推定量ｐ₃は次式によって得られる：

本発明の範囲または精神から逸脱せずに、特定の通信システムについて加重係数を修正できることが当業者に理解される。
第２および第３の方法では、同様な結果が得られる。しかし、第２の方法は演算的に単純であるので好ましい。また、第２の方法は、前述のＭＬパワー推定方法よりもはるかに単純である。コヒーレントＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の性能は、ＭＬパワー推定方法に比べて、１５ｋｐｈの車両速度で約０．７ｄＢ改善できる。きわめて遅い車両速度では、さらに改善することも可能である。その結果、パワー制御のために上記の信号パワー推定の１つを利用するコヒーレントＤＳ−ＣＤＭＡ受信機は、ダイバーシチ合成がない場合には、ＩＳ−９５方式のＤＳ−ＣＤＭＡ受信機よりも約２．２ｄＢ上回り、２ポート・ダイバーシチ合成がある場合には約２．６ｄＢ上回る。
本発明についてある程度具体的に説明してきたが、実施例の本開示は一例にすぎず、発明の精神および範囲から逸脱せずに、部品および段階の配列および組み合わせにおいてさまざまな変更が当業者に可能なことが理解される。例えば、説明した好適な実施例の通信システムの変調器，アンテナおよび復調器は、無線通信チャネル上で送信されるＣＤＭＡスペクトル拡散信号に対応する。しかし、当業者に理解されるように、説明・請求される符号化および復号方法は、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）や周波数多元接続（ＦＤＭＡ）に基づく他の種類の送信システムにも適用できる。さらに、通信チャネルは、電子データ・バス，有線，光ファイバ・リンク，衛星リンクまたは他の種類の通信チャネルでもよい。

Claims (10)

1. 信号パワー推定器からなる装置であって、前記信号パワー推定器は：
   （ａ）受信通信信号を復調して、基準サンプルのストリームとデータ・サンプルのストリームとからなるグループから選択されるサンプルのストリームを導出する復調手段；および
   （ｂ）前記復調手段に動作可能に結合され、前記受信通信信号のパワーの推定量を前記サンプルのストリームの関数として生成する推定手段であって、前記推定手段は、既知の基準シーケンスを前記基準サンプルのストリームと相関することにより、前記基準サンプルのストリームから複数の複素信号パワー推定量を生成する手段からなるもの；
   を具備することを特徴とする装置。
2. 前記推定手段は、前記複数の複素信号パワー推定量を平均して、平均複素基準信号パワー推定量を生成する平均化手段をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項１記載の装置。
3. 前記推定手段は、前記平均複素基準信号パワー推定量の強度を算出することにより、基準ベースの信号パワー推定量を生成する手段をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項２記載の装置。
4. 信号パワー推定器からなる装置であって、前記信号パワー推定器は：
   （ａ）受信通信信号を復調して、基準サンプルのストリームとデータ・サンプルのストリームとからなるグループから選択されるサンプルのストリームを導出する復調手段；および
   （ｂ）前記復調手段に動作可能に結合され、前記受信通信信号のパワーの推定量を前記サンプルのストリームの関数として生成する推定手段であって、前記推定手段は、前記データ・サンプルのストリームを複素二乗することにより、前記データ・サンプルのストリームから複数の複素二乗データ・サンプルを生成する手段からなるもの；
   を具備することを特徴とする装置。
5. 前記推定手段は、前記複数の複素二乗データ・サンプルを平均して、平均複素二乗データ・サンプルを生成する平均化手段をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項４記載の装置。
6. 前記推定手段は、前記平均複素二乗データ・サンプルの強度を算出することにより、データ・ベースの信号パワー推定量を生成する手段をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項５記載の装置。
7. 通信ユニットであって：
   （ａ）通信チャネル上から受信される信号内でパワー制御表示を検出する信号受信手段であって、前記パワー制御表示は、信号パワー推定量と所定の閾値との間の比較から導出され、前記信号パワー推定量は、基準サンプルのストリームとデータ・サンプルのストリームとからなるグループから選択されるサンプルのストリームの関数として逆拡散通信信号から導出される信号受信手段；
   （ｂ）前記信号受信手段に動作可能に結合され、前記検出されたパワー制御表示に応答して、信号送信機の特定の信号送信パワーを調整するパワー調整手段；
   を具備することを特徴とする通信ユニット。
8. 前記信号受信手段は、受信信号を拡散符号で逆拡散して、前記パワー制御表示を検出する手段を具備することを特徴とする請求項７記載の装置。
9. 信号パワーを推定する方法であって：
   （ａ）受信通信信号を復調して、基準サンプルのストリームとデータ・サンプルのストリームとからなるグループから選択されるサンプルのストリームを導出する段階；
   （ｂ）前記サンプルのストリームの関数として前記受信通信信号のパワーの推定量を生成する段階であって、既知の基準シーケンスを前記基準サンプルのストリームと相関することにより、前記基準サンプルのストリームから複数の複素信号パワー推定量を生成する、前記段階；
   を具備することを特徴とする方法。
10. 信号パワーを推定する方法であって：
    （ａ）受信通信信号を復調して、基準サンプルのストリームとデータ・サンプルのストリームとからなるグループから選択されるサンプルのストリームを導出する段階；
    （ｂ）前記サンプルのストリームの関数として前記受信通信信号のパワーの推定量を生成する段階であって、前記データ・サンプルのストリームを複素二乗することにより、前記データ・サンプルのストリームから複数の複素二乗データ・サンプルを生成する、前記段階；
    を具備することを特徴とする方法。

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