JP3751991B2 - AC servo motor current control method - Google Patents

Description

上記式（１）の左辺はモータのＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧であり、右辺例えば第１項の左側の行列はインピーダンス行例であり、Ｒは巻線抵抗、Ｌは巻線の自己インダクタンス、Ｍは相互インダクタンスで、Ｐは微分演算子である。また、右辺第１項右側のベクトルは各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのベクトルであり、右辺第２項は各相の巻線が誘起する起電力ｅｕ，ｅｖ，ｅｗである。そこで、式（２）で表される３相交流座標系から２相交流座標系に変換する交流行列Ｃ１、及び式（３）で表される２相交流座標系から３相交流座標系に変換する交流行列Ｃ２を用いて上記式（１）を変換すると、いわゆるｄ−ｑ変換を行なう式（４）が得られる。
【０００８】
【数２】

【０００９】
【数３】

【００１０】
【数４】

なお、上記式（３）において、θはロータの電気角（ｕ相の巻線を基準として時計回りの方向にとった界磁の角度）であり、式（４）におけるωはロータの角速度（電気角）、Φは巻線鎖交磁束数の最大値である。上記式（４）より、磁界の作る磁束方向のｄ相電流Ｉｄを「０」に制御し、ｑ相電流Ｉｑについてのみ、その大きさを制御するようにすると、直流サーボモータと同じ制御が行なえることを意味している。
そして、上記変換行列Ｃ１，Ｃ２と３相の電圧，電流の合計が「０」である関係、すなわち、Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ＝０、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係から、３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと２相電圧Ｖｄ，Ｖｑ、及び３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと２相電流Ｉｄ，Ｉｑの関係は次の式（５），式（６）が成立する。
【００１１】
【数５】

【００１２】
【数６】

そこで、図１４における手段９において、上記式（６）の演算を行って２相電流のＩｄ，Ｉｑを求めて各相の電流フィードバックとし、また、上記手段８において、上記式（５）の演算を行って２相電圧Ｖｄ，Ｖｑから３相電流Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求めることによって、ｄ−ｑ変換を利用してサーボモータの電流制御を行なう方法が得られる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
前記したように、３相交流を２相直流に座標変換して直流制御方式を採用することによって、電流ループゲインを必要以上に高く設定することなく定常偏差を低減することができる。しかしながら、実際に直流制御方式を実現する場合には、高速回転において電流指令が電力増幅器の制限を超えるような場合、いわゆる電圧飽和が発生する。この電圧飽和では電流制御が困難となり、加速の場合には電流が流れなくなる方向に働くが、減速の場合には電流が増加する方向にはたらき、電力増幅器の素子を破損したりモータの減磁を引き起こす要因となる。
【００１４】
電流ループは通常２次の制御系で構成されており、電動機の回転数が高くなるにつれて各電流ループに対する入力周波数が高くなって位相遅れとゲインの低下が生じる。位相遅れについては位相進め制御によって補償することができるが、ゲインの低下は補償されない。そのため、指令に対して実電流の振幅は小さくなり、実電流の振幅が電流リミッタのリミット値より小さい場合でも、指令が実質的にリミットされるという場合が生じる。また、減速時には電動機の逆起電圧が電動機の電圧の印加方向と同じ方向に働き、電流リミッタのリミット値を超える場合が生じる。つまり、減速時には電動機へ流す電流の方向は電動機の回転方向と逆であり、逆起電力の方向と同一となるため、指令に逆起電力が加算されて実電流の最大値がリミット値を超える場合が生じ、トランジスタ等の制御素子や電動機自体を破損させる場合がある。
【００１５】
そこで、本発明は前記した従来の問題点を解決して、電圧飽和状態における減速時の電流の増大を抑制するＡＣサーボモータの電流制御方法を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ＡＣサーボモータの駆動電流とロータ位相とからｄ−ｑ変換によって磁界の作る磁束方向のｄ相電流を求め、該ｄ相電流が零となるように制御を行なうＡＣサーボモータの電流制御方法において、指令電圧値が電力増幅器の制限を超える電圧飽和状態であって減速時には、ｄ相電流をｑ相電流指令に加えることにより、前記目的を達成するものである。
【００１７】
本発明の指令電圧値が電圧飽和状態であるか、モータが減速時であるか等の判定は、電流指令を比例積分する電流制御器と電力増幅器側へのｄ−ｑ変換器との間に設けた電圧飽和処理ブロックにより行なうことができ、電流制御器からの電圧指令値とモータからの速度とを入力とし、その判定結果は、ｄ相電流をｑ相電流指令に加えるｑ相電流指令補正ブロック及び電流制御器の積分器に出力される。
また、電圧飽和状態において、電流ループにおける電流指令の積分項の値を変更し電圧リミット値にクランプした電圧指令を出力することにより、制御出力がクランプされたことによる制御偏差の増大，電流ループ中の積分器の値の増大を抑制するものである。
また、本発明のＡＣサーボモータの電流制御方法において、ＡＣサーボモータの電圧飽和ブロックはｄ相電圧とｑ相電圧を成分とするベクトルの大きさが電力増幅器の電圧リミット値を超えたことにより検知し、また、ＡＣサーボモータの減速はモータの回転とｑ相電流指令の極性により検知する。
【００１８】
【作用】
電力増幅器からＡＣサーボモータに供給される駆動電流を、モータの各ｕ，ｖ，ｗ相の中のいずれか２相の実電流を測定することによって求め、また、ロータ位置検出器によりロータの位相を求める。３相電流から２相電流へ変換する手段は、この求めた実電流とロータ位相から前記式（６）によるｄ−ｑ変換の演算を行ってｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求める。
次に、各相指令値から前記ｄ相電流Ｉｄ，ｑ相電流Ｉｑを減じてｄ相，ｑ相の電流偏差を求め、電流制御器において比例，積分制御を行い、ｄ相指令電圧Ｖｄ及びｑ相指令電圧Ｖｑを求める。
【００１９】
電圧飽和処理ブロックは、このｄ相指令電圧Ｖｄ，ｑ相指令電圧Ｖｑとモータからの速度を入力して、ｄ相指令電圧とｑ相指令電圧を成分とするベクトルの大きさと電力増幅器の電圧リミット値との比較により電圧飽和の検知を行い、また、ｑ相電流Ｉｑと速度からモータが加速状態かあるいは減速状態かの判定を行なう。
この電圧飽和処理ブロックにおいて電圧飽和状態でかつ減速と判定された場合には、その結果をｑ相電流指令補正ブロックに知らせてｄ相電流を使用してｑ相電流指令を小さくする。これにより、電圧飽和時の減速時における電流増加を防ぎ、電力増幅器の破損やモータの減磁作用を阻止する。
また、電圧飽和処理ブロックにおける判定結果は、電流制御器の積分項の値を変更したり、電圧指令の電力増幅器の電圧リミット値にクランプする処理を行なわせる。
【００２０】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図を参照しながら詳細に説明する。
（本発明を実施するための構成例）
図１は、本発明の電流制御方法を実施するときのブロック線図である。図１のブロック線図は前記図１４に示した従来のＡＣサーボモータのｄ−ｑ変換による制御ブロック線図において、電圧飽和処理ブロック１０とｑ相電流指令補正ブロック１１の点で相違している。
図１に示すブロック線図は以下のような構成となっている。ｄ相の電流指令Ｉｄを「０」とし、ｑ相の電流指令Ｉｑを速度ループから出力されるトルク指令とし、３相電流から２相電流へ変換する手段９において、ＡＣサーボモータＭの各ｕ，ｖ，ｗ相の実電流（いずれかから２相を検出すればよい）及びロータ位置検出器で検出されたロータの位相θをｄ−ｑ変換してｄ相電流Ｉｄ，ｑ相電流Ｉｑを求め、さらに上記各相指令値Ｉｄ，Ｉｑからこのｄ相電流Ｉｄ，ｑ相電流Ｉｑを減じてｄ相，ｑ相の電流偏差を求め、この電流偏差を積分器１２ｄ，１２ｑ及び積分ゲインがｋ１の積分ゲインブロック１３ｄ，１３ｑと、比例ゲインがｋ２の比例ブロック１４ｄ，１４ｑによって比例積分制御を行ない、ｄ相指令電圧Ｖｄ，ｑ相指令電圧Ｖｑを求める。なお、この積分器１２，積分ゲインブロック１３，比例ブロック１４は電流制御器を構成している。
【００２１】
そして、本発明の電圧飽和処理ブロック１０は前記電流制御器に次に設けられるブロックであり、ｄ相指令電圧Ｖｄ，ｑ相指令電圧Ｖｑ、さらにトルク指令及びＡＣサーボモータＭの速度ωを入力信号としている。電圧飽和処理ブロック１０は電圧指令が飽和したか否かの判定及びモータが減速中であるかあるいは加速中であるかの判定を行なう機能を備えたブロックである。
この中、電圧飽和の判定は、例えば次式（７）で示される条件によって行なうことができる。
Ｖｑ2 ＋Ｖｑ2 ＞Ｖｌｉｍｉｔ2 …（７）
なお、Ｖｌｉｍｉｔは電圧リミット値である。
また、モータの加減速の判定は、例えばω・Ｉｑ＊の正負の判定によって行なうことができる。なお、ωはモータの速度であり、Ｉｑ＊はｑ相のトルク指令値（ｑ相電流指令値）である（以下、ｑ相電流指令値をＩｑ＊によって表す）。
【００２２】
電圧飽和処理ブロック１０は、電圧飽和状態でかつ減速の場合にはその結果をｑ相電流指令補正ブロック１１に知らせる。このｑ相電流指令補正ブロック１１は、３相電流から２相電流へ変換する手段９から得られたｄ相電流Ｉｄをｑ相電流指令値に加える機能を備えるブロックであり、例えば、以下の式（８），（９）に示される補正値Ｉｃを演算して加算しｑ相電流指令値Ｉｑ＊を変更するものである。
Ｉｑ＊≧０ Ｉｃ＝ｋ・Ｉｄ
Ｉｑ＊≦０ Ｉｃ＝−ｋ・Ｉｄ …（８）
Ｉｑ＊←Ｉｑ＊＋Ｉｃ …（９）
なお、ｋは補正係数である。
【００２３】
また、電圧飽和処理ブロック１０は、電圧飽和状態の場合において電流制御器の積分項１２，１３の値ｓｕｍｄ，ｓｕｍｑを書換えを行なう。この書換えは、加速状態か減速状態かに応じて相違している。
積分項１２，１３値ｓｕｍｄ，ｓｕｍｑは、加速及び減速に応じて例えば以下の式（１０）に示される値に書き替えられる。

また、電圧指令についても電圧リミット値にクランプする。
【００２４】
さらに、２相電圧から３相電圧に変換する手段８は、電圧飽和処理ブロック１０で飽和処理された２相の指令電圧Ｖｄ，ＶｑからＵ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め、電力増幅器６に出力してインバータ等でサーボモータの各相に対して電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータＭの制御を行なう。
【００２５】
（本発明の実施例の作用）
次に、本発明の実施例の作用について説明する。
（Ａ）加速時（速度は正方向）
（１）ｑ相電流指令補正処理
電圧飽和処理ブロック１０において、電圧飽和状態でかつ減速の場合にはその結果がｑ相電流指令補正ブロック１１に知らせられてｑ相電流指令補正処理が行なわれるが、加速時には、ｑ相電流指令補正ブロック１１に対して該ブロックを駆動する信号は出力されず、ｑ相電流指令は速度ループから入力されたトルク指令をそのまま使用することになる。
【００２６】
（２）指令電圧のクランプ，及び飽和処理
ｄ−ｑ変換を利用する電流制御においては、磁束の方向と同じ向きのｄ相電流を「０」とし、ｄ相電流Ｉｄと直交するｑ相電流Ｉｑをトルク指令に追従させるよう制御するため、Ｉｄ＝０，Ｉｑ＞であり、正方向に回転しかつ加速時であるためロータの角速度ωは正である。したがって、前記式（４）によるｄ相電圧とｑ相電圧をベクトル図で表すと図２となる。
このｄ相電圧Ｖｄとｑ相電圧Ｖｑの構成ベクトル電圧Ｖｃが電圧リミット値Ｖｌｉｍｉｔを超えた場合に、この合成ベクトルＶｃの位相を変えずに、大きさをＶｌｉｍｉｔとした電圧Ｖｃ’に変換して、指令電圧のクランプを行なうと、この関係は以下の式（１１），（１２）によって表すことができる。
Ｖｄ＝Ｖｌｉｍｉｔ・ｓｉｎθ …（１１）
Ｖｑ＝Ｖｌｉｍｉｔ・ｃｏｓθ …（１２）
なお、位相θはｔａｎθ＝Ｖｄ／Ｖｑの関係にある。
【００２７】
前記クランプ処理により生じる位相ずれを調整するため、積分器に対して飽和処理を行なう必要がある。合成電圧Ｖｃが電圧リミット値Ｖｌｉｍｉｔを超えていない場合におけるｄ相電圧及びｑ相電圧と電流（ただしＩｄ＝０）の関係は図３で表される。
ここで、ｄ相電圧及びｑ相電圧が上昇して合成電圧Ｖｃが電圧リミット値Ｖｌｉｍｉｔを超えてクランプされると、ｑ相電流Ｉｑによってｄ相電圧Ｖｄ側に（−ωＬ・Ｉｑ）の負電圧が生ずるが、ｄ相電圧Ｖｄはクランプされているためこの（−ωＬ・Ｉｑ）の達することができず、図４に示すように正のｄ相電流が流れ、ｑ相電圧Ｖｑは（ωＬ・Ｉｄ）が付加されて
Ｖｑ＝ωΦ＋Ｚ・Ｉｑ＋ωＬ・Ｉｄ …（１３）
となり、ｑ相電圧Ｖｑは増加することになる。
【００２８】
このことは、電圧飽和によってクランプすると、ｄ相電流Ｉｄの増加に従ってｄ相電圧Ｖｄは減少し、ｑ相電圧Ｖｑが増加することを示し、図２の破線で示す合成ベクトル電圧Ｖｃ”の方向に位相θが減少することになる。ｄ相電流Ｉｄの増加し位相θが遅れると発生トルクが減少することになる。
そこで、この実施例では、ｑ相の積分器の値を書き替えることによってｄ相電流Ｉｄの増加の防止を行なう。
【００２９】
この実施例では、例えば、前記式（１０）中に示したように、ｑ相の積分項の値ｓｕｍｑを（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉｑ）／ｋ１に書き替えることにより、このｑ相の積分器の値を書き替えとクランプとを行なうことができる。図１において、電圧飽和時にｑ相の積分項の値ｓｕｍｑを（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉｑ）／ｋ１に書き替えると、電流制御器から得られる出力はＶｑとなり、積分器の飽和処理を行なうとともに指令電圧をクランプすることができる。
【００３０】
（Ｂ）減速時（速度は正方向）
（１）ｑ相電流指令補正処理
この場合には、電圧飽和処理ブロック１０において、電圧飽和状態でかつ減速の場合にはその結果がｑ相電流指令補正ブロック１１に知らせられ、ｑ相電流指令補正処理が行なわれる。ｑ相電流指令補正ブロック１１では、該知らせに応じて、前記式（８），（９）の演算を行なって、ｑ相電流指令Ｉｑ＊に補正値Ｉｃ（＝ｓｉｇｎ（Ｉｑ＊）ｋ・Ｉｄ）を加えて（Ｉｑ＊＋Ｉｃ）とする。
ｄ相電流Ｉｄを使用してｑ相電流指令Ｉｑ＊を小さくすることによってｑ相電流Ｉｑの増加は抑制されることになる。したがって、電圧飽和時の減速時における電流増加は抑えられ、これによって、電力増幅器の破損やモータの減磁作用が阻止されることになる。
なお、このとき、補正係数ｋを調整することによって、ｑ相電流指令Ｉｑ＊の補正の程度を調節することができる。
【００３１】
（２）指令電圧のクランプ，及び飽和処理
減速時において、指令電圧が飽和していない状態では、Ｉｄ＝０，Ｉｑ＜０，ω＞０であるから、前記式（４）によるｄ相電圧とｑ相電圧をベクトル図で表すと図５となる。
なお、図５の（ｂ）はｄ相電圧Ｖｄを示し、図５の（ａ）は｜Ｚ・Ｉｑ｜＞｜ωΦ｜の場合のｑ相電圧Ｖｑ（＜０）を示し、図５の（ｃ）は｜Ｚ・Ｉｑ｜＜｜ωΦ｜の場合のｑ相電圧Ｖｑ（＞０）を示している。
ここで、高速回転時のｑ相電圧Ｖｑは、｜Ｚ・Ｉｑ｜＜｜ωΦ｜となるから図５の（ｃ）で示される。この状態で、ｄ相電圧Ｖｄがクランプされると図６の（ａ）に示すようにｄ相電流Ｉｄが流れることになり、これにともなって、ｑ相電圧Ｖｑは図６の（ｂ）に示すように減少する。したがって、ｄ相電流の増加に従って、ｄ相電圧Ｖｄ，ｑ相電圧Ｖｑは減少することになる。このことは、指令電圧のベクトル位相に変化は生じないことを意味している。
【００３２】
そこで、この実施例では、ｄ相及びｑ相の積分器の値を書き替えることによってｄ相電流Ｉｄの増加の防止を行なう。
この実施例では、例えば、前記式（１０）中に示したように、ｄ相の積分項の値ｓｕｍｄを（Ｖｄ＋ｋ２・Ｉｄ）／ｋ１に書き替え、ｑ相の積分項の値ｓｕｍｑを（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉｑ）／ｋ１に書き替えることにより、このｄ相，ｑ相の積分器の値を書き替えとクランプとを行なうことができる。図１において、電圧飽和時にｄ相の積分項の値ｓｕｍｄを（Ｖｄ＋ｋ２・Ｉｄ）／ｋ１に書き替え、ｑ相の積分項の値ｓｕｍｑを（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉｑ）／ｋ１に書き替えると、電流制御器から得られる出力はそれぞれＶｄ，ｑとなり、積分器の飽和処理を行なうとともに指令電圧をクランプすることができる。
【００３３】
（本発明の実施例を適用するサーボモータモータの構成例）
図８は、本発明の実施例を適用したサーボモータ制御系のブロック図であり、その構成は従来のデジタルサーボ制御を行なう装置と同一の構成であるため、概略的に示している。図８において、２０はコンピュータを内蔵した数値制御装置（ＣＮＣ）、２１は共有ＲＡＭ、２２はプロセッサ（ＣＰＵ），ＲＯＭ，ＲＡＭ等を有するデジタルサーボ回路、２３はトランジスタインバータ等の電力増幅器、ＭはＡＣサーボモータ、２４はＡＣサーボモータＭの回転とともにパルスを発生するエンコーダ、２５はロータ位相を検出するためのロータ位置検出器である。
図７は上記デジタルサーボ回路２２のプロセッサが所定周期毎に実施する電流ループ制御処理のフローチャートである。デジタルサーボ回路２２のプロセッサは、数値制御装置（ＣＮＣ）から指令された位置指令（もしくは速度指令）を共有ＲＡＭ２１を介して読み取り位置ループ処理，速度ループ処理を行なう。
【００３４】
まず、速度ループ処理によって出力されたトルク指令Ｉｑ＊を読むとともに（ステップＳ１）、ロータ位置検出器２５からロータ位相θを取り込む（ステップＳ２）。
次に、電流検出器で検出されるＵ相，Ｖ相の実電流Ｉｕ，Ｉｖを取込み（ステップＳ３）、取り込んだＵ相，Ｖ相の実電流Ｉｕ，Ｉｖとロータ位相θより前記式（６）の演算を行なってｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを算出し（ステップＳ４）該ｄ相電流Ｉｄをフィードバック電流とし、ｄ相電流指令を「０」として、通常の電流ループ処理（比例積分制御）を行いｄ相指令電圧Ｖｄを求める。また、ステップＳ１で読み取ったトルク指令をｑ相の電流指令とし、ステップＳ４で算出したｑ相の電流値Ｉｑをフィードバック電流として電流ループ処理を行ってｑ相の電圧指令Ｖｑを求める（ステップＳ５）。
【００３５】
次に、ステップＳ５で求めたｄ相，ｑ相指令電圧Ｖｄ，Ｖｑの合成ベクトルＶｃがクランプ電圧である電圧リミット値Ｖｌｉｍｉｔを超えるか否かの判定を行なう。すなわち、（Ｖｄ2 ＋Ｖｑ2 ）の値がＶｌｉｍｉｔ2 の値より大きいか否かの判定を行なう（ステップＳ６）。
合成ベクトルＶｃが電圧リミット値Ｖｌｉｍｉｔを超えない場合には、ステップＳ１３に進んで、ステップＳ５で算出したｄ相，ｑ相の電圧を指令電圧とし、該電圧をｄ−ｑ変換してＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令値を求め出力する（ステップＳ１３）。
また、ステップＳ６において、合成ベクトルＶｃが電圧リミット値Ｖｌｉｍｉｔを超えている場合には、ω・Ｉｑの符号によって加速状態であるかあるいは減速状態であるかの判定を行なう（ステップＳ７）。
【００３６】
ステップＳ７の判定で、モータが正方向に回転し（ω＞０），トルク指令Ｉｑ＊が正の場合、あるいはモータが負方向に回転し（ω＜０），トルク指令Ｉｑ＊が負の場合であって加速状態の場合には、ステップＳ９に進んで比例積分制御を行なってｄ相電圧Ｖｄ及びｑ相電圧Ｖｑを算出する（ステップＳ９）。
また、ステップＳ７の判定で、モータが正方向に回転し（ω＞０），トルク指令Ｉｑ＊が負の場合、あるいはモータが負方向に回転し（ω＜０），トルク指令Ｉｑ＊が正の場合であって減速状態の場合には、ステップＳ８においてｑ相電流指令補正の処理を行なう。ｑ相電流指令補正の処理は、ステップＳ４で求めたｄ相電流Ｉｄに係数ｋを乗じたＩｄ・ｋをＩｑ＊の符号に応じてトルク指令Ｉｑ＊に加えることによって行なうことができる。その後、このｑ相電流指令補正を行なったｑ相電流をステップＳ９の比例積分制御によりｄ相電圧Ｖｄ及びｑ相電圧Ｖｑを算出する。
【００３７】
次に、フローチャート中の破線の囲みで示したステップＳ１０〜ステップＳ１２からなる電圧飽和処理を行なう。
電圧飽和処理では、減速時及び加速時においてｑ相の積分項ｓｕｍｑを（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉｑ）／ｋ１に書換え（ステップＳ１０）、加速時においてのみ（ステップＳ１１）ｄ相の積分項ｓｕｍｄを（Ｖｄ＋ｋ２・Ｉｄ）／ｋ１に書換える （ステップＳ１２）。
なお、ステップＳ１１の判定は、前記ステップＳ７における判定と同様にモータ速度ωの符号とトルク指令Ｉｑ＊の符号によって判定することができる。
前記工程によって得られたｄ相電圧Ｖｄとｑ相電圧Ｖｑを前記式（５）に示すｄ−ｑ変換によってＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令値を算出して出力し（ステップＳ１３，ステップＳ１４）、当該周期の電流ループ処理を終了する。
【００３８】
（実施例の効果）
図９及び図１０は本発明の実施例によるシミュレーション結果を示すものであり、図１０の（ｂ）は図９に示すような−５０００ｒｐｍから５０００ｒｐｍまでのステップ加減速を印加した場合の電流値を表している。図１０の（ｂ）に示す電流では、電流リミット内に制御されている。これに対して、図１０の（ａ）は従来の制御方式によるシミュレーション結果であり、電流リミットオーバーが生じていることを示している。
なお、図９中に示すａ，ｂ，ｃは図１０中に示すａ，ｂ，ｃと対応している。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、電圧飽和状態における減速時の電流の増大を抑制するＡＣサーボモータの電流制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電流制御方法を実施するときのブロック線図である。
【図２】ｄ相，ｑ相指令電圧の関係を説明するための図である。
【図３】加速時におけるｄ相，ｑ相電圧の説明図である。
【図４】加速時において電圧指令が飽和したときのｄ相，ｑ相電圧の説明図である。
【図５】減速時におけるｄ相，ｑ相電圧の説明図である。
【図６】減速時において電圧指令が飽和したときのｄ相，ｑ相電圧の説明図である。
【図７】本発明のデジタルサーボ回路のプロセッサが実施する電流ループ処理のフローチャートである。
【図８】本発明の一実施例のデジタルサーボ系のブロック図である。
【図９】本発明の実施例によるシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】本発明の実施例によるシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】従来から行なわれているＡＣサーボモータの制御系のブロック線図である。
【図１２】従来のＡＣサーボモータの制御系の３相電流を別々に制御する電流ループ処理の詳細図である。
【図１３】ｄ−ｑ変換の座標系を説明する図である。
【図１４】電流制御をｄ−ｑ変換して行なう電流制御部のブロック図である。
【符号の説明】
６ 電力増幅器
８ ２相−３相変換器
９ ３相−２相変換器
１０ 電圧飽和処理ブロック
１１ ｑ相電流指令補正
Ｖｄ ｄ相電圧指令
Ｖｑ ｑ相電圧指令
Ｉｄ ｄ相電流指令
Ｉｑ ｑ相電流指令[0001]
[Industrial application fields]
The present invention relates to a current control method for an AC servo motor used as a drive source for machines, devices, and robots such as machine tools and industrial machines.
[0002]
[Prior art]
FIG. 11 is a block diagram of a conventional control system for an AC servo motor. A position deviation is obtained by subtracting a position feedback value detected by an encoder or the like from the position command, a position loop control (1) is performed by multiplying the position deviation by a position gain, a speed command is obtained, and a speed feedback value is obtained from this speed command. The speed deviation is obtained by subtracting, and speed loop processing (2) such as proportional and integral control is performed to obtain a torque command (current command). Further, the current feedback value is subtracted from the torque command, current loop processing (3) is performed, voltage commands for each phase are obtained, PWM control is performed, and the AC servo motor M is controlled.
In the above control system, as a current loop, conventionally, for example, in the case of a three-phase AC servo motor, a method of separately controlling a three-phase current is generally used. FIG. 12 is a detailed diagram of current loop processing for separately controlling the three-phase current.
[0003]
Multiply the torque command (current command) obtained in the speed loop process by a sine wave that is 2π / 3 shifted from the rotor position θ of the servo motor detected by the encoder, etc., with respect to the U, V, and W phases in electrical angle. Obtain the current command for each phase, subtract the actual current Iu, Iv, Iw detected by the current detector from the current command to obtain the current deviation, and proportionally integrate with each phase current controller 5u, 5v, 5w (PI) Control or the like is performed to output the command voltages Eu, Ev, Ew of each phase to the power amplifier 6. In the power amplifier 6, PWM control is performed by an inverter or the like, and the currents Iu, Iv, Iw of each phase are supplied to the servomotor M to drive.
As described above, the AC servomotor has a current loop in the innermost minor loop of the position and velocity loops, and this current loop is a loop for controlling the current flowing in each phase of the AC servomotor.
[0004]
In the case of the method of controlling the above three-phase currents separately, the frequency of the current command increases as the motor speed increases, and the current phase gradually delays, resulting in more current ineffective components and efficient torque generation. In addition, since AC is handled as a controlled variable, there are deviations such as phase delay and amplitude attenuation with respect to the command even in a steady state during constant speed rotation and constant load. However, it is difficult to achieve torque control comparable to that of a DC motor.
As a method for improving this defect, a method is known in which a three-phase current is converted into two phases, d-phase and q-phase by d-q conversion, and then each phase is controlled. This method using the dq conversion is known to control the current as a direct current, so that there is no phase delay of the control system, and the torque characteristic is improved as compared with the case where the three-phase current is controlled separately. Yes. In dq conversion, the d-axis is generally taken in the direction of the magnetic flux generated by the magnetic field. As shown in FIG. 13, the d-axis is taken in the direction of the magnetic flux of the permanent magnet of the rotor and is orthogonal to the d-axis. The q-axis is taken in the direction to do.
[0005]
FIG. 14 is a block diagram when the conventional control of the AC servomotor is controlled by dq conversion. The d-phase current command is set to “0”, the q-phase current command is set to the torque command output from the speed loop, and the actual current of each u, v, w phase of the motor (two phases may be detected from either one) ) And the means 9 for converting the phase of the rotor detected by the rotor position detector from a three-phase current to a two-phase current, d-phase and q-phase currents Id and Iq are obtained and subtracted from the respective phase command values d The phase and q-phase current deviations are obtained, and the current controllers 5d and 5q perform proportional and integral control in the same manner as in the past to obtain the d-phase command voltage and the q-phase command voltages Vd and Vq. The means 8 for converting the two-phase voltage into the three-phase voltage obtains U, V, and W-phase command voltages Vu, Vv, and Vw from the two-phase command voltages Vd and Vq, and outputs them to the power amplifier 6. The servo motor is controlled by flowing currents Iu, Iv, and Iw to each phase of the servo motor with an inverter or the like.
[0006]
Next, a current control method using this dq conversion will be analyzed. In the AC motor, the circuit equation expressed by three-phase AC is expressed by the following equation (1).
[0007]
[Expression 1]

The left side of the above formula (1) is the U, V, W phase voltage of the motor, the right side, for example, the left matrix of the first term is an impedance row example, R is the winding resistance, and L is the self inductance of the winding. , M is a mutual inductance, and P is a differential operator. The right-hand side first term vector is the vector of each phase current Iu, Iv, Iw, and the right-hand side second term is the electromotive force eu, ev, ew induced by each phase winding. Therefore, the AC matrix C1 for converting the three-phase AC coordinate system represented by the equation (2) into the two-phase AC coordinate system, and the two-phase AC coordinate system represented by the equation (3) is converted into the three-phase AC coordinate system. When the above equation (1) is converted using the AC matrix C2 to be obtained, equation (4) for performing so-called dq conversion is obtained.
[0008]
[Expression 2]

[0009]
[Equation 3]

[0010]
[Expression 4]

In the above equation (3), θ is the electrical angle of the rotor (the angle of the field taken in the clockwise direction with respect to the u-phase winding), and ω in equation (4) is the angular velocity of the rotor ( Electrical angle), Φ is the maximum number of winding flux linkages. From the above equation (4), if the d-phase current Id in the magnetic flux direction generated by the magnetic field is controlled to “0” and only the magnitude of the q-phase current Iq is controlled, the same control as the DC servo motor can be performed. It means that.
The three-phase voltages Vu, Vv, Vw and the two-phase voltages are derived from the relationship in which the total of the three-phase voltages and currents is “0”, that is, the relationship of Vu + Vv + Vw = 0 and Iu + Iv + Iw = 0. The following expressions (5) and (6) are established for the relationship between Vd, Vq, and three-phase currents Iu, Iv, Iw and two-phase currents Id, Iq.
[0011]
[Equation 5]

[0012]
[Formula 6]

Therefore, the means 9 in FIG. 14 performs the calculation of the above equation (6) to obtain the Id and Iq of the two-phase currents and obtains the current feedback of each phase, and the above means 8 calculates the above equation (5). To obtain the three-phase currents Vu, Vv, Vw from the two-phase voltages Vd, Vq, thereby obtaining a method for controlling the current of the servomotor using the dq conversion.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, by adopting the direct current control method by converting the three-phase alternating current to the two-phase direct current, the steady-state deviation can be reduced without setting the current loop gain higher than necessary. However, when the direct current control method is actually realized, so-called voltage saturation occurs when the current command exceeds the limit of the power amplifier at high speed rotation. This voltage saturation makes it difficult to control the current, and in acceleration, it works in the direction in which current does not flow.In deceleration, it works in the direction in which current increases, damaging the power amplifier elements and demagnetizing the motor. It becomes a cause.
[0014]
The current loop is normally composed of a secondary control system, and as the motor speed increases, the input frequency for each current loop increases and phase delay and gain decrease occur. The phase delay can be compensated by phase advance control, but the gain reduction is not compensated. For this reason, the amplitude of the actual current is small with respect to the command, and even when the amplitude of the actual current is smaller than the limit value of the current limiter, the command is substantially limited. Further, at the time of deceleration, the back electromotive voltage of the motor works in the same direction as the voltage application direction of the motor, and may exceed the limit value of the current limiter. In other words, the direction of the current that flows to the motor during deceleration is opposite to the direction of rotation of the motor and is the same as the direction of the counter electromotive force, so the counter electromotive force is added to the command and the maximum value of the actual current exceeds the limit value. In some cases, a control element such as a transistor or the motor itself may be damaged.
[0015]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a current control method for an AC servo motor that solves the above-described conventional problems and suppresses an increase in current during deceleration in a voltage saturation state.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
The present invention obtains a d-phase current in a magnetic flux direction generated by a magnetic field by dq conversion from a drive current and a rotor phase of an AC servomotor, and controls the current of an AC servomotor that performs control so that the d-phase current becomes zero. In the control method, the object is achieved by adding the d-phase current to the q-phase current command when the command voltage value is in a voltage saturation state exceeding the limit of the power amplifier and decelerating.
[0017]
Whether the command voltage value of the present invention is in the voltage saturation state or the motor is decelerating is determined between the current controller that proportionally integrates the current command and the dq converter to the power amplifier side. This can be performed by the voltage saturation processing block provided. The voltage command value from the current controller and the speed from the motor are input, and the determination result is the q-phase current command correction for adding the d-phase current to the q-phase current command. Output to the integrator of the block and current controller.
In addition, in the voltage saturation state, by changing the value of the integral term of the current command in the current loop and outputting the voltage command clamped to the voltage limit value, the control deviation is increased due to the clamped control output. This suppresses the increase of the integrator value.
In the AC servomotor current control method according to the present invention, the voltage saturation block of the AC servomotor is detected when the magnitude of the vector including the d-phase voltage and the q-phase voltage exceeds the voltage limit value of the power amplifier. The deceleration of the AC servo motor is detected by the rotation of the motor and the polarity of the q-phase current command.
[0018]
[Action]
The drive current supplied from the power amplifier to the AC servomotor is obtained by measuring the actual current of any two phases of the u, v, and w phases of the motor, and the rotor phase is detected by the rotor position detector. Ask for. The means for converting the three-phase current into the two-phase current calculates d-q and q-phase currents Id and Iq by calculating d-q conversion according to the above equation (6) from the obtained actual current and rotor phase.
Next, the d-phase current Id and q-phase current Iq are subtracted from each phase command value to obtain d-phase and q-phase current deviations, and proportional and integral control is performed in the current controller, and the d-phase command voltages Vd and q The phase command voltage Vq is obtained.
[0019]
The voltage saturation processing block inputs the d-phase command voltage Vd, the q-phase command voltage Vq, and the speed from the motor, and the vector magnitude including the d-phase command voltage and the q-phase command voltage as components and the voltage limit of the power amplifier. Voltage saturation is detected by comparison with the value, and it is determined whether the motor is in an acceleration state or a deceleration state from the q-phase current Iq and the speed.
If it is determined in this voltage saturation processing block that the voltage is saturated and the vehicle is decelerated, the result is notified to the q-phase current command correction block, and the d-phase current is used to reduce the q-phase current command. This prevents an increase in current during deceleration when the voltage is saturated, and prevents damage to the power amplifier and demagnetization of the motor.
Also, the determination result in the voltage saturation processing block changes the value of the integral term of the current controller or causes the voltage command power amplifier voltage limit value to be clamped.
[0020]
【Example】
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(Configuration example for carrying out the present invention)
FIG. 1 is a block diagram when implementing the current control method of the present invention. The block diagram of FIG. 1 differs from the control block diagram by dq conversion of the conventional AC servo motor shown in FIG. 14 in terms of the voltage saturation processing block 10 and the q-phase current command correction block 11. .
The block diagram shown in FIG. 1 has the following configuration. The d-phase current command Id is set to “0”, the q-phase current command Iq is set as a torque command output from the speed loop, and the unit 9 for converting the three-phase current to the two-phase current is used to convert each u of the AC servomotor M. The d-phase current Id and the q-phase current Iq are obtained by d-q conversion of the actual current of the V, w, and w phases (only two phases need be detected) and the rotor phase θ detected by the rotor position detector. Further, by subtracting the d-phase current Id and q-phase current Iq from the phase command values Id and Iq, the current deviations of the d-phase and q-phase are obtained, and the current deviation is integrated into integrators 12d and 12q and the integral gain is k1. Proportional integral control is performed by the integral gain blocks 13d and 13q and the proportional blocks 14d and 14q having the proportional gain k2, and the d-phase command voltage Vd and the q-phase command voltage Vq are obtained. The integrator 12, the integral gain block 13, and the proportional block 14 constitute a current controller.
[0021]
The voltage saturation processing block 10 of the present invention is the next block provided in the current controller, and inputs the d-phase command voltage Vd, the q-phase command voltage Vq, the torque command, and the speed ω of the AC servo motor M as input signals. It is said. The voltage saturation processing block 10 is a block having a function of determining whether the voltage command is saturated and determining whether the motor is decelerating or accelerating.
Among these, determination of voltage saturation can be performed, for example, according to the condition shown by the following equation (7).
Vq2 + Vq2> Vlimit2 (7)
Vlimit is a voltage limit value.
The determination of the acceleration / deceleration of the motor can be made by, for example, determining whether ω · Iq * is positive or negative. Ω is the motor speed, and Iq * is a q-phase torque command value (q-phase current command value) (hereinafter, the q-phase current command value is represented by Iq *).
[0022]
The voltage saturation processing block 10 informs the q-phase current command correction block 11 of the result in the case of voltage saturation and deceleration. The q-phase current command correction block 11 is a block having a function of adding the d-phase current Id obtained from the means 9 for converting the three-phase current to the two-phase current to the q-phase current command value. The correction value Ic shown in (8) and (9) is calculated and added to change the q-phase current command value Iq *.
Iq * ≧ 0 Ic = k · Id
Iq * ≦ 0 Ic = −k · Id (8)
Iq * ← Iq * + Ic (9)
Note that k is a correction coefficient.
[0023]
The voltage saturation processing block 10 rewrites the values sum and sumq of the integral terms 12 and 13 of the current controller in the case of the voltage saturation state. This rewriting is different depending on whether the acceleration state or the deceleration state.
The integral terms 12 and 13 values sum and sumq are rewritten, for example, to values shown in the following equation (10) according to acceleration and deceleration.

Also, the voltage command is clamped to the voltage limit value.
[0024]
Further, the means 8 for converting the two-phase voltage into the three-phase voltage converts the U-, V-, and W-phase command voltages Vu, Vv, Vw from the 2-phase command voltages Vd, Vq subjected to saturation processing in the voltage saturation processing block 10. The current is output to the power amplifier 6 and current Iu, Iv, Iw is supplied to each phase of the servo motor by an inverter or the like to control the servo motor M.
[0025]
(Operation of the embodiment of the present invention)
Next, the operation of the embodiment of the present invention will be described.
(A) During acceleration (speed is positive)
(1) q-phase current command correction processing
When the voltage saturation processing block 10 is in a voltage saturation state and decelerates, the result is notified to the q-phase current command correction block 11 and the q-phase current command correction processing is performed. A signal for driving the block 11 is not output to the block 11, and the q-phase current command uses the torque command input from the speed loop as it is.
[0026]
(2) Command voltage clamping and saturation processing
In the current control using the dq conversion, the d-phase current in the same direction as the direction of the magnetic flux is set to “0”, and the q-phase current Iq orthogonal to the d-phase current Id is controlled to follow the torque command. Since Id = 0, Iq>, the rotor rotates in the positive direction and is accelerated, the angular velocity ω of the rotor is positive. Therefore, when the d-phase voltage and the q-phase voltage according to the equation (4) are represented by a vector diagram, FIG. 2 is obtained.
When the constituent vector voltage Vc of the d-phase voltage Vd and the q-phase voltage Vq exceeds the voltage limit value Vlimit, it is converted into a voltage Vc ′ having a magnitude of Vlimit without changing the phase of the combined vector Vc. When the command voltage is clamped, this relationship can be expressed by the following equations (11) and (12).
Vd = Vlimit · sin θ (11)
Vq = Vlimit · cos θ (12)
The phase θ has a relationship of tan θ = Vd / Vq.
[0027]
In order to adjust the phase shift caused by the clamping process, it is necessary to perform a saturation process on the integrator. The relationship between the d-phase voltage and q-phase voltage and current (where Id = 0) when the combined voltage Vc does not exceed the voltage limit value Vlimit is expressed in FIG.
Here, when the d-phase voltage and the q-phase voltage rise and the combined voltage Vc exceeds the voltage limit value Vlimit and is clamped, the negative voltage of (−ωL · Iq) on the d-phase voltage Vd side by the q-phase current Iq. However, since the d-phase voltage Vd is clamped, this (−ωL · Iq) cannot be reached, and a positive d-phase current flows and the q-phase voltage Vq becomes (ωL · Id)
Vq = ωΦ + Z · Iq + ωL · Id (13)
Thus, the q-phase voltage Vq increases.
[0028]
This indicates that, when clamped by voltage saturation, the d-phase voltage Vd decreases and the q-phase voltage Vq increases as the d-phase current Id increases, and in the direction of the combined vector voltage Vc ″ shown by the broken line in FIG. As the d-phase current Id increases and the phase θ is delayed, the generated torque decreases.
Therefore, in this embodiment, the increase of the d-phase current Id is prevented by rewriting the value of the q-phase integrator.
[0029]
In this embodiment, for example, as shown in the equation (10), by replacing the q-phase integral term value sumq with (Vq + k2 · Iq) / k1, the value of the q-phase integrator is changed. Rewriting and clamping can be performed. In FIG. 1, when the q-phase integral term value sumq is rewritten to (Vq + k2 · Iq) / k1 when the voltage is saturated, the output obtained from the current controller becomes Vq, the integrator is saturated, and the command voltage is set. Can be clamped.
[0030]
(B) During deceleration (speed is forward)
(1) q-phase current command correction processing
In this case, in the voltage saturation processing block 10, in the case of voltage saturation and deceleration, the result is notified to the q-phase current command correction block 11, and q-phase current command correction processing is performed. In response to the notification, the q-phase current command correction block 11 performs the calculations of the formulas (8) and (9), and adds the correction value Ic (= sign (Iq *) k · Id to the q-phase current command Iq *. ) To obtain (Iq * + Ic).
By using the d-phase current Id to reduce the q-phase current command Iq *, an increase in the q-phase current Iq is suppressed. Accordingly, an increase in current at the time of deceleration when the voltage is saturated is suppressed, thereby preventing damage to the power amplifier and demagnetization of the motor.
At this time, the degree of correction of the q-phase current command Iq * can be adjusted by adjusting the correction coefficient k.
[0031]
(2) Command voltage clamping and saturation processing
In the state where the command voltage is not saturated at the time of deceleration, since Id = 0, Iq <0, ω> 0, the d-phase voltage and the q-phase voltage according to the above equation (4) are represented by vector diagrams in FIG. It becomes.
5B shows the d-phase voltage Vd. FIG. 5A shows the q-phase voltage Vq (<0) in the case of | Z · Iq |> | ωΦ |. c) shows the q-phase voltage Vq (> 0) in the case of | Z · Iq | <| ωΦ |.
Here, since the q-phase voltage Vq at the time of high-speed rotation is | Z · Iq | <| ωΦ |, it is shown in FIG. In this state, when the d-phase voltage Vd is clamped, a d-phase current Id flows as shown in FIG. 6A, and accordingly, the q-phase voltage Vq becomes as shown in FIG. 6B. Decrease as shown. Therefore, as the d-phase current increases, the d-phase voltage Vd and the q-phase voltage Vq decrease. This means that no change occurs in the vector phase of the command voltage.
[0032]
Therefore, in this embodiment, the d-phase current Id is prevented from increasing by rewriting the d-phase and q-phase integrator values.
In this embodiment, for example, as shown in the formula (10), the value sumd of the d-phase integral term is rewritten to (Vd + k2 · Id) / k1, and the value sumq of the q-phase integral term is (Vq + k2). By rewriting to Iq) / k1, the d-phase and q-phase integrator values can be rewritten and clamped. In FIG. 1, when the voltage phase is saturated, the d-phase integral term value sumd is rewritten to (Vd + k2 · Id) / k1, and the q-phase integral term value sumq is rewritten to (Vq + k2 · Iq) / k1. The outputs obtained from the integrators are Vd and q, respectively, and the integrator can be saturated and the command voltage can be clamped.
[0033]
(Configuration example of servo motor motor to which the embodiment of the present invention is applied)
FIG. 8 is a block diagram of a servo motor control system to which an embodiment of the present invention is applied. The configuration thereof is the same as that of a conventional apparatus for performing digital servo control, and is schematically shown. In FIG. 8, 20 is a numerical controller (CNC) incorporating a computer, 21 is a shared RAM, 22 is a digital servo circuit having a processor (CPU), ROM, RAM, etc., 23 is a power amplifier such as a transistor inverter, and M is An AC servomotor, 24 is an encoder that generates pulses along with the rotation of the AC servomotor M, and 25 is a rotor position detector for detecting the rotor phase.
FIG. 7 is a flowchart of a current loop control process executed by the processor of the digital servo circuit 22 every predetermined cycle. The processor of the digital servo circuit 22 reads the position command (or speed command) commanded from the numerical controller (CNC) through the shared RAM 21 and performs position loop processing and speed loop processing.
[0034]
First, the torque command Iq * output by the speed loop process is read (step S1), and the rotor phase θ is captured from the rotor position detector 25 (step S2).
Next, the U-phase and V-phase actual currents Iu and Iv detected by the current detector are taken (step S3), and the above equation (6) ) To calculate the d-phase and q-phase currents Id and Iq (step S4). The d-phase current Id is used as a feedback current, and the d-phase current command is set to “0”. Integration control) is performed to obtain the d-phase command voltage Vd. Further, the torque command read in step S1 is used as a q-phase current command, and the q-phase current value Iq calculated in step S4 is used as a feedback current to perform current loop processing to obtain a q-phase voltage command Vq (step S5). .
[0035]
Next, it is determined whether or not the combined vector Vc of the d-phase and q-phase command voltages Vd and Vq obtained in step S5 exceeds a voltage limit value Vlimit that is a clamp voltage. That is, it is determined whether or not the value of (Vd2 + Vq2) is larger than the value of Vlimit2 (step S6).
If the combined vector Vc does not exceed the voltage limit value Vlimit, the process proceeds to step S13, and the d-phase and q-phase voltages calculated in step S5 are set as command voltages, and the voltages are dq converted to U, V The W-phase voltage command value is obtained and output (step S13).
If the combined vector Vc exceeds the voltage limit value Vlimit in step S6, it is determined whether the vehicle is in an accelerating state or a decelerating state based on the sign of ω · Iq (step S7).
[0036]
In step S7, when the motor rotates in the positive direction (ω> 0) and the torque command Iq * is positive, or when the motor rotates in the negative direction (ω <0) and the torque command Iq * is negative In the acceleration state, the process proceeds to step S9 where proportional-integral control is performed to calculate the d-phase voltage Vd and the q-phase voltage Vq (step S9).
In step S7, if the motor rotates in the positive direction (ω> 0) and the torque command Iq * is negative, or the motor rotates in the negative direction (ω <0), the torque command Iq * is positive. In the case of the deceleration state, q-phase current command correction processing is performed in step S8. The q-phase current command correction process can be performed by adding Id · k obtained by multiplying the d-phase current Id obtained in step S4 by a coefficient k to the torque command Iq * according to the sign of Iq *. Thereafter, the d-phase voltage Vd and the q-phase voltage Vq are calculated from the q-phase current subjected to the q-phase current command correction by the proportional-integral control in step S9.
[0037]
Next, the voltage saturation process consisting of steps S10 to S12 indicated by the broken line in the flowchart is performed.
In the voltage saturation process, the q-phase integral term sumq is rewritten to (Vq + k2 · Iq) / k1 during deceleration and acceleration (step S10), and only during acceleration (step S11), the d-phase integral term sumd is changed to (Vd + k2 · Id) / k1 is rewritten (step S12).
Note that the determination in step S11 can be determined by the sign of the motor speed ω and the sign of the torque command Iq *, as in the determination in step S7.
The d-phase voltage Vd and the q-phase voltage Vq obtained by the above-described steps are used to calculate and output U, V, and W-phase voltage command values by the dq conversion shown in the equation (5) (steps S13 and S14) ), The current loop process of the cycle is terminated.
[0038]
(Effect of Example)
9 and 10 show simulation results according to the embodiment of the present invention. FIG. 10B shows the current value when step acceleration from −5000 rpm to 5000 rpm as shown in FIG. 9 is applied. Represents. The current shown in FIG. 10B is controlled within the current limit. On the other hand, (a) of FIG. 10 is a simulation result by the conventional control method, and shows that a current limit over has occurred.
Note that a, b, and c shown in FIG. 9 correspond to a, b, and c shown in FIG.
[0039]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to provide a current control method for an AC servomotor that suppresses an increase in current during deceleration in a voltage saturation state.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram when carrying out a current control method of the present invention.
FIG. 2 is a diagram for explaining a relationship between d-phase and q-phase command voltages.
FIG. 3 is an explanatory diagram of d-phase and q-phase voltages during acceleration.
FIG. 4 is an explanatory diagram of d-phase and q-phase voltages when a voltage command is saturated during acceleration.
FIG. 5 is an explanatory diagram of d-phase and q-phase voltages during deceleration.
FIG. 6 is an explanatory diagram of d-phase and q-phase voltages when the voltage command is saturated during deceleration.
FIG. 7 is a flowchart of current loop processing executed by the processor of the digital servo circuit of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram of a digital servo system according to an embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing a simulation result according to the embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a diagram showing a simulation result according to the embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram of a control system of an AC servo motor that has been conventionally performed.
FIG. 12 is a detailed diagram of current loop processing for separately controlling the three-phase current of the control system of the conventional AC servomotor.
FIG. 13 is a diagram for explaining a coordinate system for dq conversion;
FIG. 14 is a block diagram of a current control unit that performs current control by dq conversion.
[Explanation of symbols]
6 Power amplifier
8 2-phase-3 phase converter
9 Three-phase to two-phase converter
10 Voltage saturation processing block
11 q-phase current command correction
Vd d-phase voltage command
Vq q-phase voltage command
Id d-phase current command
Iq q-phase current command

Claims (4)

In a current control method for an AC servo motor that obtains a d-phase current in a magnetic flux direction generated by a magnetic field by dq conversion from a drive current of an AC servo motor and a rotor phase, and performs control so that the d-phase current becomes zero.
An AC servo characterized in that when the command voltage value is in a voltage saturation state exceeding the limit of the power amplifier and decelerating, a correction value formed from the d-phase current is added to the q-phase current command to reduce the q-phase current command. Motor current control method. 2. The current control method for an AC servo motor according to claim 1, wherein in the voltage saturation state, the value of the integral term of the current command in the current loop is changed and the voltage command clamped to the voltage limit value is output. 3. The voltage saturation of the AC servo motor is detected when the magnitude of a vector having components of a d-phase voltage and a q-phase voltage exceeds a voltage limit value of a power amplifier. AC servo motor current control method. 3. The AC servomotor current control method according to claim 1, wherein the deceleration of the AC servomotor is detected by the rotation of the motor and the polarity of a q-phase current command.

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