JP3607227B2

JP3607227B2 - Digital terrestrial broadcast receiver

Info

Publication number: JP3607227B2
Application number: JP2001290474A
Authority: JP
Inventors: 祐之清水
Original assignee: Kenwood KK
Current assignee: Kenwood KK
Priority date: 2001-09-25
Filing date: 2001-09-25
Publication date: 2005-01-05
Anticipated expiration: 2021-09-25
Also published as: JP2003101903A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はデジタル地上波放送受信機に関し、さらには、１セグメントが音声信号セグメントとされているデジタル地上波放送を受信するデジタル地上波放送受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のデジタル地上波放送受信機は、音声信号セグメントを含む第１中間周波信号を、バンドパスフィルタが安価に構成できるために３セグメント分の通過帯域幅を有するバンドパスフィルタを通し、該バンドパスフィルタを通過した音声信号セグメントを含む第１中間周波数信号を第２中間周波信号に変換するダブルスーパーヘテロダイン方式の受信機が用いられている。
【０００３】
詳細には図５に示すように、アンテナ端子１から出力されるＲＦ信号は、ＡＧＣのための増幅器２に供給して増幅し、増幅器２からの増幅出力信号は選局のためのトラッキングフィルタ３、ＰＬＬ周波数シンセサイザおよびミキサからなる周波数変換段に４によって第１中間周波数、例えば５７ＭＨｚ帯の信号に周波数変換し、周波数変換された第１中間周波信号はスイッチ回路５に供給し、スイッチ回路５に供給されるセグメント切替信号によって受信セグメントの切替を行っている。
【０００４】
セグメント切替信号に基づき１セグメントの音声信号受信を行うと指示されたときは、音声信号セグメントを含む第１中間周波信号はスイッチ回路５によって３セグメント分に対する通過帯域幅を有するＳＡＷバンドパスフィルタ（以下、バンドパスフィルタとも記す）６に供給して帯域制限し、バンドパスフィルタ６により帯域制限された信号は中間周波増幅器７にて増幅のうえ、さらに３セグメント分に対する通過帯域幅を有するＳＡＷバンドパスフィルタ（以下、バンドパスフィルタとも記す）８によって帯域制限する。
【０００５】
ＳＡＷバンドパスフィルタ８からの出力信号は、ＡＧＣのための増幅器９に供給して増幅のうえ、ＰＬＬ周波数シンセサイザからなる局部発振器１０からの発振出力を受けるミキサ１１によって周波数混合して第２中間周波数、例えば４．０６３ＭＨｚの第２中間周波数に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換器１３に供給してＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換出力は復調器１４に供給して復調する。
【０００６】
ここで、１セグメントの音声信号受信のときにおいて、３セグメント分に対する帯域幅のバンドパスフィルタ６および８によって帯域制限を行っているため、隣接位置にアナログテレビジョン信号が存在するときのみ第１中間周波数をシフト、いわゆるＩＦシフトさせて、隣接位置に存在するアナログテレビジョン信号を通過帯域外にシフトさせて、除去している。
【０００７】
一方、第１中間周波信号は検波回路１５に供給して検波し、検波出力をＡＧＣ電圧として増幅器２の利得を制御し、Ａ／Ｄ変換器１３に入力される第２中間周波信号は検波回路１６に供給して検波し、検波出力をＡＧＣ電圧として増幅器９の利得を制御する。
【０００８】
セグメント切替信号によって１３セグメントの受信、すなわち全セグメントの受信を行うと指示されたときは、スイッチ回路５によって第１中間周波信号は１３セグメント分に対する通過帯域幅を有するＳＡＷバンドパスフィルタ１７に供給して帯域制限し、バンドパスフィルタ１７により帯域制限された信号は中間周波増幅器１８にて増幅のうえ、さらに１３セグメント分に対する通過帯域幅を有するＳＡＷバンドパスフィルタ１９によって帯域制限のうえ、増幅器９に供給して増幅し、第２中間周波信号に変換する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上記したデジタル地上波放送受信機によって１セグメントの音声信号受信を行うときは、３セグメント分に対する通過帯域幅を有するバンドパスフィルタによって音声信号を含む３セグメント分に帯域制限されている。すなわち、３セグメント分受信可能にされている。このため、ＩＦシフトによって隣接位置にあるアナログテレビジョン信号のみがバンドパスフィルタによって遮断されるのみであって、マルチパスやフェージングの影響による隣接ＩＳＤＢ−Ｔ信号の影響を受けるという問題点がある。
【００１０】
さらに、上記したデジタル地上波放送受信機において、マルチパスやフェージングがない環境下においても、１セグメントの音声信号受信時において、３セグメントの信号を合成した信号がＡ／Ｄ変換され、次いで復調されるためＡ／Ｄ変換器の変換精度による影響を受けるという問題点もある。
【００１１】
本発明は、簡単な構成によって１セグメントの音声信号受信時において１セグメントの音声信号を取り出すことができるデジタル地上波放送受信機を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１にかかるデジタル地上波放送受信機は、音声信号セグメントを含む第１中間周波信号を３セグメント分の通過帯域幅を有するバンドパスフィルタを通し、該バンドパスフィルタを通過した音声信号セグメントを含む第１中間周波数信号を第２中間周波信号に変換するダブルスーパーヘテロダイン方式のデジタル地上波放送受信機において、第２中間周波信号を入力とし第２中間周波信号中の音声信号セグメントを通過させるハイパスフィルタを備え、音声信号セグメントがバンドパスフィルタの通過帯域中の下限側に位置するとき第１中間周波数よりも高い局部発振周波数によって第１中間周波信号を第２中間周波信号に変換することを特徴とする。
【００１３】
本発明の請求項２にかかるデジタル地上波放送受信機は、音声信号セグメントを含む第１中間周波信号を３セグメント分の通過帯域幅を有するバンドパスフィルタを通し、該バンドパスフィルタを通過した音声信号セグメントを含む第１中間周波数信号を第２中間周波信号に変換するダブルスーパーヘテロダイン方式のデジタル地上波放送受信機において、第２中間周波信号を入力とし第２中間周波信号中の音声信号セグメントを通過させるハイパスフィルタを備え、音声信号セグメントがバンドパスフィルタの通過帯域中の上限側に位置するとき第１中間周波数よりも低い局部発振周波数によって第１中間周波信号を第２中間周波信号に変換することを特徴とする。
【００１４】
本発明の請求項１および２にかかるデジタル地上波放送受信機によれば、第１中間周波信号中において音声信号セグメントがバンドパスフィルタの通過帯域中の下限側に位置するときは、第１中間周波数よりも高い局部発振周波数によって、また、第１中間周波信号中において音声信号セグメントがバンドパスフィルタの通過帯域中の上限側に位置するときは、第１中間周波数よりも低い局部発振周波数によって、第１中間周波信号が第２中間周波信号に変換される。
【００１５】
したがって、前者のときには、第１中間周波数よりも高い局部発振周波数により第１中間周波信号が第２中間周波数へ変換されるために、第２中間周波数への変換によりバンドパスフィルタを通過した第１中間周波信号と第２中間周波信号との間で周波数の大小関係は反転し、音声信号セグメントはハイパスフィルタの通過帯域の下限側に位置することになり、後者のときには、第１中間周波数よりも低い局部発振周波数により第１中間周波信号が第２中間周波数へ変換されるために、第２中間周波数への変換によりバンドパスフィルタを通過した第１中間周波信号と第２中間周波信号との間で周波数の大小関係は反転せず、音声信号セグメントはハイパスフィルタの通過帯域の下限側に位置することになって、バンドパスフィルタの通過帯域が３セグメント分あってもハイパスフィルタによって、音声信号セグメントが抽出されることになる。
【００１６】
本発明の請求項１および２にかかるデジタル地上波放送受信機によれば、ハイパスフィルタは第中間周波数より周波数が低い第２中間周波数段に設けられているため、ハイパスフィルタを容易に構成することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明にかかるデジタル地上波放送受信機を実施の一形態によって説明する。
【００１８】
図１は本発明の実施の一形態にかかるデジタル地上波放送受信機を示すブロック図である。図１において図５に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付して示してある。
【００１９】
本発明の実施の一形態にかかるデジタル地上波放送受信機は、図１に示すように、ミキサ１１から出力される第２中間周波信号は受信希望セグメントである音声信号セグメントを通過させるハイパスフィルタ１２を通してＡ／Ｄ変換器１３に供給する。
【００２０】
さらに詳細には、アンテナ端子１から出力されるＲＦ信号は、ＡＧＣのための増幅器２に供給して増幅し、増幅器２からの増幅出力信号は選局のためのトラッキングフィルタ３、ＰＬＬ周波数シンセサイザおよびミキサからなる周波数変換段に４によって第１中間周波数、例えば５７ＭＨｚ帯の信号に周波数変換し、周波数変換された第１中間周波信号はスイッチ回路５に供給し、スイッチ回路５に供給されるセグメント切替信号によって受信セグメントの切替を行う。
【００２１】
セグメント切替信号に基づき１セグメントの音声信号受信を行うと指示されたときは、第１中間周波信号はスイッチ回路５によって３セグメント分に対する通過帯域幅を有するＳＡＷバンドパスフィルタ６に供給して帯域制限し、バンドパスフィルタ６により帯域制限された信号は中間周波増幅器７にて増幅のうえ、さらに３セグメント分に対する通過帯域幅を有するＳＡＷバンドパスフィルタ８によって帯域制限する。
【００２２】
ＳＡＷバンドパスフィルタ８からの出力信号は、ＡＧＣのための増幅器９に供給して増幅のうえ、ＰＬＬ周波数シンセサイザからなる局部発振器１０の発振出力を受けるミキサ１１によって周波数混合して、１３セグメント全部を受信する場合における第２中間周波数４．０６３ＭＨｚの例えば１／４の周波数である１．０１３７５ＭＨｚの第２中間周波数に周波数変換し、この第２中間周波信号は受信希望セグメントである音声信号の１セグメントをハイパスフィルタ１２を介して取り出し、Ａ／Ｄ変換器１３に供給してＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換出力は復調器１４に供給して復調する。
【００２３】
一方、第１中間周波信号は検波回路１５に供給して検波し、検波出力をＡＧＣ電圧として増幅器２の利得を制御し、ハイパスフィルタ１２の出力は検波回路１６に供給して検波し、検波出力をＡＧＣ電圧として増幅器９の利得を制御する。
【００２４】
セグメント切替信号によって１３セグメントの受信、すなわち全セグメントの受信を行うと指示されたときは、スイッチ回路５によって第１中間周波信号は１３セグメント分に対する通過帯域幅を有するＳＡＷバンドパスフィルタ１７に供給して帯域制限し、バンドパスフィルタ１７により帯域制限された信号は中間周波増幅器１８にて増幅のうえ、さらに１３セグメント分に対する通過帯域幅を有するＳＡＷバンドパスフィルタ１９によって帯域制限のうえ、増幅器９に供給して増幅し、４．０６３ＭＨｚの第２中間周波数に変換する。
【００２５】
ここで例えば、送信側で７セグメント同時出力しているものとして、本発明の実施の一形態にかかるデジタル地上波放送受信機の作用について説明する。
【００２６】
上記のように構成した本発明の実施の一形態にかかるデジタル地上波放送受信機において、受信信号はトラッキングフィルタ３を介して周波数変換段４に供給されて第１中間周波数に周波数変換される。スイッチ回路５には１セグメントの受信指示がなされているものとする。
【００２７】
そこで、バンドパスフィルタ６に入力される直前の受信信号の周波数スペクトラムは、図２（ａ）に示す如くであり、受信希望セグメントである１セグメントの音声信号の上側（周波数増加方向）２セグメントがバンドパスフィルタ６、８の通過帯域内に入るように周波数変換段４にて周波数変換される。図２、後記の図４および図５において、７セグメント中における受信希望セグメントである音声信号セグメントに斜線を付して示してある。
【００２８】
すなわち、図２（ａ）に示すように、受信希望セグメント直前の上側１セグメントの中心周波数が第１中間周波数５７ＭＨｚとなって、受信希望セグメントと受信希望セグメントの上側２セグメントまでがバンドパスフィルタ６、８の通過帯域内に入るように周波数変換される。
【００２９】
図２（ａ）において、実線ａはバンドパスフィルタ６に入力される受信信号の周波数スペクトルを示し、破線ｂはバンドパスフィルタ６、８の周波数特性を示し、実線ｃはアナログテレビジョン信号（音声）の周波数、実線ｂはアナログテレビジョン信号（映像）の周波数をそれぞれ示している。
【００３０】
したがって、バンドパスフィルタ６、８を通過した音声信号セグメントを含む第１中間周波信号の周波数スペクトルは図２（ｂ）に示す如くになる。
【００３１】
バンドパスフィルタ８を通過した第１中間周波信号は増幅器９によって増幅され、増幅器９からの増幅出力はアッパーヘテロダインによって、すなわち第１中間周波数よりも高い発振周波数のＰＬＬ周波数シンセサイザによって、第２中間周波数、４．０６３／４（＝１．０１３７５）ＭＨｚに周波数変換される。
【００３２】
この結果、アッパーヘテロダインのために図２（ｂ）と図２（ｃ）との間で周波数の大小関係は反転、すなわちバンドパスフィルタを通過した第１中間周波信号の上限周波数は第２中間周波数の下限側に移動し、バンドパスフィルタを通過した第１中間周波信号の下限周波数は第２中間周波数の上限に移動する周波数の大小関係の反転が生じて、第２中間周波信号の周波数スペクトルは図２（ｃ）に実線で示す如くになる。ここでハイパスフィルタ１２の周波数特性は図２（ｃ）の破線で示す如くであって、受信希望セグメントに対応する第２中間周波信号部分はハイパスフィルタ１２の通過帯域中の下限部分に入って、ハイパスフィルタ１２を通過した信号は図２（ｄ）に示す如くであって、受信希望セグメントである音声信号セグメントが取り出される。
【００３３】
ハイパスフィルタ１２によって取り出された第２中間周波信号はＡ／Ｄ変換器１３にてＡ／Ｄ変換され、復調器１４により復調される。
【００３４】
上記において、音声信号セグメントと音声信号セグメントより周波数が高い６セグメントからなる７セグメントが送信側で同時に出力されている場合を例示したが、音声信号セグメントを含み音声信号セグメントより周波数が低い６セグメントからなる７セグメントが送信側で同時出力されている場合について説明する。
【００３５】
この場合には、バンドパスフィルタ６に入力される直前の受信信号の周波数スペクトラムは、図２（ａ）に対応して図３（ａ）に示す如くであり、受信希望セグメントである音声信号セグメントと音声信号セグメントの下側（周波数減少方向）２セグメントがバンドパスフィルタ６、８の通過帯域内に入るように周波数変換段４にて周波数変換される。
【００３６】
すなわち、図３（ａ）に示すように、音声信号セグメント直後の下側１セグメントの中心周波数が第１中間周波数５７ＭＨｚとなって、受信希望セグメントである音声信号セグメントと該音声信号セグメントの下側２セグメントまでがバンドパスフィルタ６、８の通過帯域内に入るように周波数変換される。
【００３７】
図３（ａ）において、実線ａはバンドパスフィルタ６に入力される受信信号の周波数スペクトルを示し、破線ｂはバンドパスフィルタ６、８の周波数特性を示し、実線ｃはアナログテレビジョン信号（音声）の周波数、実線ｂはアナログテレビジョン信号（映像）の周波数をそれぞれ示している。
【００３８】
したがって、バンドパスフィルタ６、８を通過した第１中間周波信号の周波数スペクトルは図２（ｂ）に対応して図３（ｂ）に示す如くになる。
【００３９】
バンドパスフィルタ８を通過した第１中間周波信号は増幅器９によって増幅され、増幅器９からの増幅出力はロワーヘテロダインによって、すなわち第１中間周波数よりも低い発振周波数のＰＬＬ周波数シンセサイザによって、第２中間周波数、４．０６３／４（＝１．０１３７５）ＭＨｚに周波数変換される。
【００４０】
この結果、ロワーヘテロダインのために図３（ｂ）と図３（ｃ）との周波数の大小関係は反転せず、すなわちバンドパスフィルタを通過した第１中間周波信号の上限周波数は第２中間周波数の上限側にあり、バンドパスフィルタを通過した第１中間周波信号の下限周波数は第２中間周波数の下限側にあって周波数の大小関係の反転が生ぜず、第２中間周波信号の周波数スペクトルは図２（ｃ）に対して図３（ｃ）に実線で示す如くになる。ここでハイパスフィルタ１２の周波数特性は図３（ｃ）の破線で示す如くであって、受信希望セグメントである音声信号セグメントに対応する第２中間周波信号部分はハイパスフィルタ１２の通過帯域中の下限部分に入って、ハイパスフィルタ１２を通過した信号は、図２（ｄ）に対応して図３（ｄ）に示す如くであって、受信希望セグメントである音声信号セグメントが取り出される。
【００４１】
ハイパスフィルタ１２によって取り出された第２中間周波信号はＡ／Ｄ変換器１３にてＡ／Ｄ変換され、復調器１４により復調される。
【００４２】
次に、受信希望セグメントである音声信号１セグメントを含み該音声信号１セグメントより周波数が高い３セグメントと音声信号１セグメントより周波数が低い３セグメントからなる７セグメントが送信側で同時に出力されている場合について説明する。
【００４３】
この場合には、図２（ａ）に対応してバンドパスフィルタ６に入力される前の受信信号は図４（ａ）に示す如くである。図４（ａ）において実線ａは受信希望セグメントと受信希望セグメントの上側（周波数増加方向）２セグメントがバンドパスフィルタ６、８の通過帯域内に入るように周波数変換段４にて周波数変換される。
【００４４】
すなわち、図４（ａ）に示すように、受信希望セグメント直前の上側１セグメントの中心周波数が第１中間周波数５７ＭＨｚとなって、受信希望セグメントである音声信号セグメントと該音声信号セグメントの上側２セグメントまでがバンドパスフィルタ６、８の通過帯域内に入るように周波数変換される。
【００４５】
図４（ａ）において、実線ａはバンドパスフィルタ６に入力される受信信号の周波数スペクトルを示し、破線ｂはバンドパスフィルタ６、８の周波数特性を示し、実線ｃはアナログテレビジョン信号（音声）の周波数、実線ｂはアナログテレビジョン信号（映像）の周波数をそれぞれ示している。
【００４６】
したがって、バンドパスフィルタ６、８を通過した第１中間周波信号の周波数スペクトルは図２（ｂ）に対応して図４（ｂ）に示す如くになる。
【００４７】
バンドパスフィルタ８を通過した第１中間周波信号は増幅器９によって増幅され、増幅器９からの増幅出力はアッパーヘテロダインによって、すなわち第１中間周波数よりも高い発振周波数のＰＬＬ周波数シンセサイザによって第２中間周波数、４．０６３／４（＝１．０１３７５）ＭＨｚに周波数変換される。
【００４８】
この結果、アッパーヘテロダインのために、図４（ｂ）に示されるバンドパスフィルタ８を通過した第１中間周波信号と第２中間周波信号との間で周波数の大小関係に反転が生じて、第２中間周波信号の周波数スペクトルは図２（ｃ）に対応して図４（ｃ）に実線で示す如くになる。ここでハイパスフィルタ１２の周波数特性は図４（ｃ）の破線で示す如くであって、受信希望セグメントに対応する第２中間周波信号部分はハイパスフィルタ１２の通過帯域中の下限部分に入って、ハイパスフィルタ１２を通過した信号は、図２（ｄ）に対応して図４（ｄ）に示す如くであって、受信希望セグメントである音声信号セグメントが取り出される。
【００４９】
ハイパスフィルタ１２によって取り出された第２中間周波信号はＡ／Ｄ変換器１３にてＡ／Ｄ変換され、復調器１４により復調される。
【００５０】
なお、音声信号１セグメントを含み音声信号１セグメントより周波数が高い３セグメントと周波数が低い３セグメントからなる７セグメントが送信側で同時に出力され、かつ受信希望セグメント直後の下側１セグメントの中心周波数が第１中間周波数５７ＭＨｚとなって、受信希望セグメントと受信希望セグメントの下側２セグメントまでがバンドパスフィルタ６、８の通過帯域内に入るように周波数変換される場合についても図３および図４に示した場合からから容易に理解されよう。
【００５１】
この場合は、第１中間周波数よりも低い発振周波数のＰＬＬ周波数シンセサイザによって第２中間周波数、４．０６３／４（＝１．０１３７５）ＭＨｚに周波数変換されることは勿論である。
【００５２】
また、セグメント切替信号により１３セグメント受信が指示されているときは、第１中間周波数に変換された１３セグメントの受信信号がスイッチ回路５を介してバンドパスフィルタ１７に導かれる。バンドパスフィルタ１７および１８は第１中間周波数に変換された１３セグメントの受信信号を通過させる。したがって、１３セグメントの受信信号は音声信号の１セグメント受信のときよりも高い第２中間周波信号４（２^ｎ、ｎは２以上の自然数であって、この場合ｎ＝２の場合）×４．０６３／４ＭＨｚに変換され、ハイパスフィルタ１２を介して送出される。２^ｎに選択するのはＡ／Ｄ変換器１３においてサンプリング周波数が選択しやすいためである。
【００５３】
したがって、１３セグメントの受信信号はハイパスフィルタの通過帯域内の周波数であって、通過周波数が制限されることはない。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明にかかるデジタル地上波放送受信機によれば、ハイパスフィルタにより音声信号１セグメントの信号のみが取り出せて、３セグメントの合成波でＡ／Ｄ変換する場合よりも劣化を少なくすることができる。また、マルチパスやフェージングにより発生する隣接チャンネル妨害の影響もなくすことができる。
【００５５】
本発明にかかるデジタル地上波放送受信機によれば、ハイパスフィルタは第２中間周波信号路中に設けられていて、第１中間周波数よりも通過信号の周波数は低いためハイパスフィルタを容易に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態にかかるデジタル地上波放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかるデジタル地上波放送受信機の作用の模式説明図である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかるデジタル地上波放送受信機の作用の模式説明図である。
【図４】本発明の実施の一形態にかかるデジタル地上波放送受信機の作用の模式説明図である。
【図５】従来のデジタル地上波放送受信機の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
２および９ＡＧＣのための増幅器
３トラッキングフィルタ
５スイッチ回路
６、８、１７および１９バンドパスフィルタ
１２ハイパスフィルタ
１３Ａ／Ｄ変換器
１４復調器
１５および１６検波回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a digital terrestrial broadcast receiver, and more particularly to a digital terrestrial broadcast receiver that receives a digital terrestrial broadcast in which one segment is an audio signal segment.
[0002]
[Prior art]
A conventional digital terrestrial broadcast receiver passes a bandpass filter having a passband width of three segments so that the first intermediate frequency signal including an audio signal segment can be configured at low cost. A double superheterodyne receiver that converts a first intermediate frequency signal including an audio signal segment that has passed through a filter into a second intermediate frequency signal is used.
[0003]
Specifically, as shown in FIG. 5, the RF signal output from the antenna terminal 1 is supplied to the amplifier 2 for AGC and amplified, and the amplified output signal from the amplifier 2 is the tracking filter 3 for channel selection. The frequency conversion stage comprising a PLL frequency synthesizer and a mixer converts the frequency to a first intermediate frequency, for example, a 57 MHz band signal by 4 and supplies the frequency-converted first intermediate frequency signal to the switch circuit 5. The received segment is switched by the supplied segment switching signal.
[0004]
When it is instructed to receive an audio signal of one segment based on the segment switching signal, the first intermediate frequency signal including the audio signal segment is a SAW bandpass filter (hereinafter referred to as a SAW bandpass filter) having a pass bandwidth for three segments by the switch circuit 5. (Also referred to as a band-pass filter) and band-limited, and the signal band-limited by the band-pass filter 6 is amplified by the intermediate frequency amplifier 7 and further has a pass bandwidth for three segments. Band limiting is performed by a filter (hereinafter also referred to as a band pass filter) 8.
[0005]
The output signal from the SAW band-pass filter 8 is supplied to an amplifier 9 for AGC and amplified, and then frequency-mixed by a mixer 11 that receives an oscillation output from a local oscillator 10 formed of a PLL frequency synthesizer, and then the second intermediate frequency. For example, the frequency is converted to the second intermediate frequency of 4.063 MHz, supplied to the A / D converter 13 and A / D converted, and the A / D conversion output is supplied to the demodulator 14 and demodulated.
[0006]
Here, when receiving an audio signal of one segment, the band is limited by the band-pass filters 6 and 8 having a bandwidth for three segments, so that the first intermediate only when an analog television signal exists at an adjacent position. The frequency is shifted, so-called IF shift, and the analog television signal existing at the adjacent position is shifted out of the pass band to be removed.
[0007]
On the other hand, the first intermediate frequency signal is supplied to the detection circuit 15 for detection, and the gain of the amplifier 2 is controlled using the detection output as the AGC voltage. The second intermediate frequency signal input to the A / D converter 13 is the detection circuit. 16 is supplied and detected, and the gain of the amplifier 9 is controlled using the detected output as the AGC voltage.
[0008]
When it is instructed to receive 13 segments by the segment switching signal, that is, to receive all segments, the switch circuit 5 supplies the first intermediate frequency signal to the SAW bandpass filter 17 having a pass bandwidth for 13 segments. The band-limited signal is band-limited by the band-pass filter 17, amplified by the intermediate frequency amplifier 18, and further band-limited by the SAW band-pass filter 19 having a pass bandwidth for 13 segments. Supply and amplify and convert to a second intermediate frequency signal.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
When the above-mentioned digital terrestrial broadcast receiver receives one segment of an audio signal, the band is limited to three segments including the audio signal by a bandpass filter having a pass bandwidth for three segments. That is, reception is possible for three segments. For this reason, only the analog television signal at the adjacent position is blocked by the band-pass filter due to the IF shift, and there is a problem that it is affected by the adjacent ISDB-T signal due to the influence of multipath and fading.
[0010]
Further, in the above digital terrestrial broadcasting receiver, even in an environment where there is no multipath or fading, when a one-segment audio signal is received, a signal obtained by synthesizing the three-segment signal is A / D converted and then demodulated. Therefore, there is also a problem that it is affected by the conversion accuracy of the A / D converter.
[0011]
It is an object of the present invention to provide a digital terrestrial broadcast receiver that can extract an audio signal of one segment when receiving an audio signal of one segment with a simple configuration.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
A digital terrestrial broadcast receiver according to claim 1 of the present invention passes a first intermediate frequency signal including an audio signal segment through a band-pass filter having a pass bandwidth for three segments, and the audio that has passed through the band-pass filter. In a double superheterodyne digital terrestrial broadcasting receiver for converting a first intermediate frequency signal including a signal segment into a second intermediate frequency signal, an audio signal segment in the second intermediate frequency signal is input by using the second intermediate frequency signal as an input. A high-pass filter for passing is provided, and the first intermediate frequency signal is converted into a second intermediate frequency signal by a local oscillation frequency higher than the first intermediate frequency when the audio signal segment is located on the lower limit side in the pass band of the bandpass filter. It is characterized by that.
[0013]
A digital terrestrial broadcast receiver according to claim 2 of the present invention passes a first intermediate frequency signal including an audio signal segment through a band-pass filter having a pass bandwidth for three segments, and the audio that has passed through the band-pass filter. In a double superheterodyne digital terrestrial broadcasting receiver for converting a first intermediate frequency signal including a signal segment into a second intermediate frequency signal, an audio signal segment in the second intermediate frequency signal is input by using the second intermediate frequency signal as an input. A high-pass filter for passing is provided, and the first intermediate frequency signal is converted into a second intermediate frequency signal by a local oscillation frequency lower than the first intermediate frequency when the audio signal segment is located on the upper limit side in the pass band of the band pass filter. It is characterized by that.
[0014]
According to the digital terrestrial broadcasting receiver according to the first and second aspects of the present invention, when the audio signal segment is located on the lower limit side in the pass band of the bandpass filter in the first intermediate frequency signal, the first intermediate By the local oscillation frequency higher than the frequency, and when the audio signal segment is located on the upper limit side in the pass band of the bandpass filter in the first intermediate frequency signal, by the local oscillation frequency lower than the first intermediate frequency, The first intermediate frequency signal is converted into a second intermediate frequency signal.
[0015]
Therefore, in the former case, since the first intermediate frequency signal is converted to the second intermediate frequency by the local oscillation frequency higher than the first intermediate frequency, the first signal that has passed through the bandpass filter by the conversion to the second intermediate frequency. The magnitude relationship between the intermediate frequency signal and the second intermediate frequency signal is reversed, and the audio signal segment is positioned on the lower limit side of the pass band of the high-pass filter. In the latter case, the audio signal segment is higher than the first intermediate frequency. Since the first intermediate frequency signal is converted to the second intermediate frequency by the low local oscillation frequency, the first intermediate frequency signal passing through the bandpass filter by the conversion to the second intermediate frequency is between the first intermediate frequency signal and the second intermediate frequency signal. The frequency relationship is not reversed, and the audio signal segment is positioned at the lower limit of the pass band of the high pass filter. There the high-pass filter even 3 segment content, so that the speech signal segments are extracted.
[0016]
According to the digital terrestrial broadcast receiver according to the first and second aspects of the present invention, the high-pass filter is provided in the second intermediate frequency stage having a frequency lower than the first intermediate frequency, so that the high-pass filter can be easily configured. Can do.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a digital terrestrial broadcast receiver according to the present invention will be described according to an embodiment.
[0018]
FIG. 1 is a block diagram showing a digital terrestrial broadcast receiver according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, the same components as those shown in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
[0019]
As shown in FIG. 1, the digital terrestrial broadcast receiver according to the embodiment of the present invention has a high-pass filter 12 that allows the second intermediate frequency signal output from the mixer 11 to pass through an audio signal segment that is a desired reception segment. To the A / D converter 13.
[0020]
More specifically, the RF signal output from the antenna terminal 1 is supplied to the amplifier 2 for AGC and amplified, and the amplified output signal from the amplifier 2 is a tracking filter 3 for selecting a channel, a PLL frequency synthesizer, and The frequency conversion stage composed of a mixer converts the frequency to a first intermediate frequency, for example, a signal of 57 MHz band by 4 and supplies the frequency-converted first intermediate frequency signal to the switch circuit 5 and the segment switching supplied to the switch circuit 5 The received segment is switched by the signal.
[0021]
When it is instructed to receive an audio signal of one segment based on the segment switching signal, the first intermediate frequency signal is supplied to the SAW bandpass filter 6 having a pass bandwidth for three segments by the switch circuit 5 to limit the band. The signal band-limited by the band-pass filter 6 is amplified by the intermediate frequency amplifier 7 and further band-limited by the SAW band-pass filter 8 having a pass bandwidth for three segments.
[0022]
The output signal from the SAW bandpass filter 8 is supplied to an amplifier 9 for AGC and amplified, and then frequency-mixed by a mixer 11 that receives the oscillation output of a local oscillator 10 composed of a PLL frequency synthesizer, and all 13 segments are mixed. When receiving, the frequency is converted to a second intermediate frequency of 1.01375 MHz, which is, for example, a quarter of the second intermediate frequency of 4.063 MHz, and this second intermediate frequency signal is one segment of the audio signal which is the desired reception segment. Is taken out through the high-pass filter 12 and supplied to the A / D converter 13 for A / D conversion, and the A / D conversion output is supplied to the demodulator 14 for demodulation.
[0023]
On the other hand, the first intermediate frequency signal is supplied to the detection circuit 15 for detection, the gain of the amplifier 2 is controlled using the detection output as the AGC voltage, and the output of the high-pass filter 12 is supplied to the detection circuit 16 for detection and detection output. Is used as an AGC voltage to control the gain of the amplifier 9.
[0024]
When it is instructed to receive 13 segments by the segment switching signal, that is, to receive all segments, the switch circuit 5 supplies the first intermediate frequency signal to the SAW bandpass filter 17 having a pass bandwidth for 13 segments. The band-limited signal is band-limited by the band-pass filter 17, amplified by the intermediate frequency amplifier 18, and further band-limited by the SAW band-pass filter 19 having a pass bandwidth for 13 segments. Supply and amplify and convert to a second intermediate frequency of 4.063 MHz.
[0025]
Here, for example, the operation of the digital terrestrial broadcast receiver according to the embodiment of the present invention will be described on the assumption that 7 segments are simultaneously output on the transmission side.
[0026]
In the digital terrestrial broadcasting receiver according to the embodiment of the present invention configured as described above, the received signal is supplied to the frequency conversion stage 4 via the tracking filter 3 and is frequency-converted to the first intermediate frequency. Assume that the switch circuit 5 is instructed to receive one segment.
[0027]
Therefore, the frequency spectrum of the received signal immediately before being input to the bandpass filter 6 is as shown in FIG. 2A, and the upper segment (frequency increasing direction) of two segments of the audio signal of one segment which is the desired reception segment is Frequency conversion is performed in the frequency conversion stage 4 so as to fall within the pass band of the bandpass filters 6 and 8. In FIG. 2 and FIGS. 4 and 5 to be described later, the audio signal segment, which is the desired reception segment among the seven segments, is indicated by hatching.
[0028]
That is, as shown in FIG. 2A, the center frequency of the upper one segment immediately before the desired reception segment is the first intermediate frequency 57 MHz, and the band pass filter 6 extends from the desired reception segment to the upper two segments of the desired reception segment. , 8 so as to fall within the pass band of 8.
[0029]
2A, the solid line a indicates the frequency spectrum of the received signal input to the bandpass filter 6, the broken line b indicates the frequency characteristics of the bandpass filters 6 and 8, and the solid line c indicates an analog television signal (audio). ) And solid line b indicate the frequency of the analog television signal (video).
[0030]
Therefore, the frequency spectrum of the first intermediate frequency signal including the audio signal segment that has passed through the bandpass filters 6 and 8 is as shown in FIG.
[0031]
The first intermediate frequency signal that has passed through the band pass filter 8 is amplified by the amplifier 9, and the amplified output from the amplifier 9 is output by the second hetero frequency by the upper heterodyne, that is, by the PLL frequency synthesizer having an oscillation frequency higher than the first intermediate frequency. The frequency is converted to 4.063 / 4 (= 1.01375) MHz.
[0032]
As a result, the frequency relationship between FIG. 2B and FIG. 2C is inverted due to upper heterodyne, that is, the upper limit frequency of the first intermediate frequency signal that has passed through the bandpass filter is the second intermediate frequency. The lower limit frequency of the first intermediate frequency signal that has passed through the band pass filter is inverted to the magnitude relationship of the frequency that moves to the upper limit of the second intermediate frequency, and the frequency spectrum of the second intermediate frequency signal is As shown by the solid line in FIG. Here, the frequency characteristic of the high pass filter 12 is as shown by the broken line in FIG. 2C, and the second intermediate frequency signal portion corresponding to the desired reception segment enters the lower limit portion in the pass band of the high pass filter 12, The signal that has passed through the high-pass filter 12 is as shown in FIG. 2D, and an audio signal segment that is a desired reception segment is extracted.
[0033]
The second intermediate frequency signal extracted by the high pass filter 12 is A / D converted by the A / D converter 13 and demodulated by the demodulator 14.
[0034]
In the above, the case where 7 segments consisting of an audio signal segment and 6 segments having a frequency higher than that of the audio signal segment are simultaneously output on the transmission side is illustrated. However, from 6 segments including the audio signal segment and having a lower frequency than the audio signal segment A case where 7 segments are simultaneously output on the transmission side will be described.
[0035]
In this case, the frequency spectrum of the reception signal immediately before being input to the bandpass filter 6 is as shown in FIG. 3A corresponding to FIG. 2A, and the audio signal segment which is the desired reception segment. The frequency conversion stage 4 performs frequency conversion so that the two lower segments (frequency decreasing direction) of the audio signal segment fall within the passbands of the bandpass filters 6 and 8.
[0036]
That is, as shown in FIG. 3A, the center frequency of the lower one segment immediately after the audio signal segment becomes the first intermediate frequency 57 MHz, and the audio signal segment that is the desired reception segment and the lower side of the audio signal segment Frequency conversion is performed so that up to two segments fall within the passband of the bandpass filters 6 and 8.
[0037]
3A, the solid line a indicates the frequency spectrum of the received signal input to the bandpass filter 6, the broken line b indicates the frequency characteristics of the bandpass filters 6 and 8, and the solid line c indicates an analog television signal (audio). ) And solid line b indicate the frequency of the analog television signal (video).
[0038]
Accordingly, the frequency spectrum of the first intermediate frequency signal that has passed through the bandpass filters 6 and 8 is as shown in FIG. 3B corresponding to FIG.
[0039]
The first intermediate frequency signal that has passed through the bandpass filter 8 is amplified by the amplifier 9, and the amplified output from the amplifier 9 is output by the lower heterodyne, that is, by the PLL frequency synthesizer having an oscillation frequency lower than the first intermediate frequency. The frequency is converted to 4.063 / 4 (= 1.01375) MHz.
[0040]
As a result, because of the lower heterodyne, the magnitude relationship between the frequencies in FIGS. 3B and 3C is not reversed, that is, the upper limit frequency of the first intermediate frequency signal that has passed through the bandpass filter is the second intermediate frequency. The lower limit frequency of the first intermediate frequency signal that has passed through the bandpass filter is on the lower limit side of the second intermediate frequency, and the inversion of the magnitude relationship of the frequencies does not occur, and the frequency spectrum of the second intermediate frequency signal is As shown in FIG. 3C by a solid line with respect to FIG. Here, the frequency characteristic of the high-pass filter 12 is as shown by the broken line in FIG. 3C, and the second intermediate frequency signal portion corresponding to the audio signal segment that is the desired reception segment is the lower limit in the pass band of the high-pass filter 12. The signal that enters the portion and passes through the high-pass filter 12 is as shown in FIG. 3D corresponding to FIG. 2D, and an audio signal segment that is a desired reception segment is extracted.
[0041]
The second intermediate frequency signal extracted by the high pass filter 12 is A / D converted by the A / D converter 13 and demodulated by the demodulator 14.
[0042]
Next, when 7 segments consisting of 3 segments with a higher frequency than the audio signal 1 segment and 3 segments with a lower frequency than the audio signal 1 segment are simultaneously output on the transmission side, including the audio signal 1 segment that is the desired reception segment Will be described.
[0043]
In this case, the received signal before being input to the bandpass filter 6 corresponding to FIG. 2A is as shown in FIG. In FIG. 4A, a solid line a is frequency-converted by the frequency conversion stage 4 so that the desired reception segment and two segments above the desired reception segment (in the frequency increasing direction) fall within the passbands of the bandpass filters 6 and 8. .
[0044]
That is, as shown in FIG. 4A, the center frequency of the upper one segment immediately before the desired reception segment becomes the first intermediate frequency 57 MHz, and the audio signal segment that is the desired reception segment and the upper two segments of the audio signal segment. The frequency conversion is performed so that the frequency is within the pass band of the bandpass filters 6 and 8.
[0045]
4A, the solid line a indicates the frequency spectrum of the received signal input to the bandpass filter 6, the broken line b indicates the frequency characteristics of the bandpass filters 6 and 8, and the solid line c indicates an analog television signal (audio). ) And solid line b indicate the frequency of the analog television signal (video).
[0046]
Accordingly, the frequency spectrum of the first intermediate frequency signal that has passed through the bandpass filters 6 and 8 is as shown in FIG. 4B corresponding to FIG.
[0047]
The first intermediate frequency signal that has passed through the bandpass filter 8 is amplified by the amplifier 9, and the amplified output from the amplifier 9 is amplified by the upper heterodyne, that is, by the PLL frequency synthesizer having an oscillation frequency higher than the first intermediate frequency, The frequency is converted to 4.063 / 4 (= 1.01375) MHz.
[0048]
As a result, due to upper heterodyne, an inversion occurs in the magnitude relationship between the first intermediate frequency signal and the second intermediate frequency signal that have passed through the bandpass filter 8 shown in FIG. The frequency spectrum of the two intermediate frequency signals is as shown by a solid line in FIG. 4C corresponding to FIG. Here, the frequency characteristic of the high pass filter 12 is as shown by the broken line in FIG. 4C, and the second intermediate frequency signal portion corresponding to the desired reception segment enters the lower limit portion in the pass band of the high pass filter 12, The signal that has passed through the high-pass filter 12 is as shown in FIG. 4D corresponding to FIG. 2D, and an audio signal segment that is a desired reception segment is extracted.
[0049]
The second intermediate frequency signal extracted by the high pass filter 12 is A / D converted by the A / D converter 13 and demodulated by the demodulator 14.
[0050]
In addition, 7 segments consisting of 3 segments including the audio signal 1 segment and having a higher frequency than the audio signal 1 segment and 3 segments having a lower frequency are simultaneously output on the transmission side, and the center frequency of the lower 1 segment immediately after the desired reception segment is The case where the first intermediate frequency is 57 MHz and the frequency conversion is performed so that the reception desired segment and the lower two segments of the reception desired segment are within the passbands of the bandpass filters 6 and 8 is also shown in FIGS. It will be easily understood from the case shown.
[0051]
In this case, it goes without saying that the frequency is converted to the second intermediate frequency, 4.063 / 4 (= 1.01375) MHz by a PLL frequency synthesizer having an oscillation frequency lower than the first intermediate frequency.
[0052]
When 13 segment reception is instructed by the segment switching signal, the 13 segment received signal converted to the first intermediate frequency is guided to the band pass filter 17 via the switch circuit 5. Band-pass filters 17 and 18 pass the 13-segment received signal converted to the first intermediate frequency. Therefore, the 13-segment reception signal is higher than the second-segment intermediate frequency signal 4 (2 ⁿ , where n is a natural number greater than or equal to 2 in this case, where n = 2) compared to the reception of one segment of the audio signal × 4. It is converted to 063/4 MHz and transmitted through the high-pass filter 12. The reason why 2 ⁿ is selected is that the sampling frequency is easily selected in the A / D converter 13.
[0053]
Therefore, the 13-segment received signal has a frequency within the pass band of the high-pass filter, and the pass frequency is not limited.
[0054]
【The invention's effect】
As described above, according to the digital terrestrial broadcast receiver according to the present invention, only the signal of one segment of the audio signal can be extracted by the high-pass filter, and the deterioration is less than that in the case of A / D conversion with the composite wave of three segments. can do. Further, the influence of adjacent channel interference caused by multipath and fading can be eliminated.
[0055]
According to the digital terrestrial broadcast receiver according to the present invention, the high pass filter is provided in the second intermediate frequency signal path, and the pass signal has a lower frequency than the first intermediate frequency, so that the high pass filter can be easily configured. be able to.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a digital terrestrial broadcast receiver according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a schematic explanatory diagram of the operation of the digital terrestrial broadcast receiver according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a schematic explanatory diagram of the operation of the digital terrestrial broadcast receiver according to the embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a schematic explanatory diagram of the operation of the digital terrestrial broadcast receiver according to the embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a conventional digital terrestrial broadcast receiver.
[Explanation of symbols]
Amplifiers for 2 and 9 AGC 3 Tracking filter 5 Switch circuits 6, 8, 17 and 19 Band-pass filter 12 High-pass filter 13 A / D converter 14 Demodulators 15 and 16 Detector circuit

Claims

The first intermediate frequency signal including the audio signal segment is passed through a band-pass filter having a pass bandwidth corresponding to three segments, and the first intermediate frequency signal including the audio signal segment that has passed through the band-pass filter is converted into the second intermediate frequency signal. The double superheterodyne digital terrestrial broadcasting receiver for conversion includes a high-pass filter that inputs the second intermediate frequency signal and passes the audio signal segment in the second intermediate frequency signal, and the audio signal segment passes through the bandpass filter. A digital terrestrial broadcasting receiver characterized by converting a first intermediate frequency signal into a second intermediate frequency signal at a local oscillation frequency higher than the first intermediate frequency when positioned at the lower limit side in the band.

The first intermediate frequency signal including the audio signal segment is passed through a band-pass filter having a pass bandwidth corresponding to three segments, and the first intermediate frequency signal including the audio signal segment that has passed through the band-pass filter is converted into the second intermediate frequency signal. The double superheterodyne digital terrestrial broadcasting receiver for conversion includes a high-pass filter that inputs the second intermediate frequency signal and passes the audio signal segment in the second intermediate frequency signal, and the audio signal segment passes through the bandpass filter. A digital terrestrial broadcast receiver characterized by converting a first intermediate frequency signal into a second intermediate frequency signal at a local oscillation frequency lower than the first intermediate frequency when positioned on the upper limit side in the band.