JP3693166B2 - 配電線搬送方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 29
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 23
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 12
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 5
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 3
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 3
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 238000007792 addition Methods 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 1
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば配電自動化等のために利用される配電線搬送において、搬送信号が周期的に減衰する現象（周期減衰）に起因した伝送エラーを回避するようにした配電線搬送方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、配電系統に接続される負荷機器の遠隔監視や制御、計測、配電管理、自動検針等を目的として、配電自動化が進められており、情報信号の伝送方式として、監視、制御、計測等の情報信号（変調信号）により搬送波を変調してなる搬送信号（被変調信号）を配電線に重畳させる配電線搬送方法が良く知られている。
【０００３】
ここで、図７は配電系統の概略構成図であり、ＦＤは例えば１００Ｖの商用電源電圧が供給される配電線、ＬＤは配電線ＦＤに接続された各種の負荷を示している。
負荷ＬＤには直流電圧を使用している機器が多く、その場合には、図８に示すように、交流電圧を整流回路ＲＥＣ及びコンデンサＣにより整流、平滑し、直流電圧に変換して負荷機器に供給するのが一般的である。このため、コンデンサＣは、整流回路ＲＥＣからの充電動作と負荷機器に対する放電動作とを繰り返すことになる。
【０００４】
図９は、図８における交流入力電圧▲１▼、整流回路ＲＥＣの出力電圧（全波整流電圧）▲２▼、コンデンサＣの電圧▲３▼及びその充電電流を概略的に示した波形図である。
【０００５】
コンデンサＣの電圧▲３▼に示すように、整流回路ＲＥＣの出力電圧▲２▼がコンデンサＣの電圧よりも高い期間、すなわち整流回路ＲＥＣの出力電圧▲２▼のピーク付近でコンデンサＣに充電電流が流れるので、その間はコンデンサＣの電圧が上昇し、その後、次のピーク付近が到来するまでは放電によって電圧が下降する。つまり、コンデンサＣの電圧は、ある範囲で上昇、下降を繰り返す。
見方を変えると、交流入力電圧の半周期ごとにそのピーク値付近でコンデンサＣが低インピーダンスになってオン状態となり、その期間に充電電流が流れることになる。
【０００６】
いま、図１０に示すように電源電圧（図９における交流入力電圧▲１▼）に搬送信号が重畳されている場合、前述のように電源電圧の正負のピーク値付近で負荷ＬＤ側のコンデンサＣがオン状態となるため、搬送信号もコンデンサＣに吸収される結果、搬送信号が減衰してしまう現象が知られている。この現象を「周期減衰」という。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このため、配電線搬送された信号を受信して復調した場合に元の情報信号が正確に再現されず、エラーを生じるおそれがあった。
従来から、ディジタル変調方式として周波数変調方式（ＦＳＫ：Frequency Shift Keying）や位相変調方式（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）が知られており、これらを用いた配電線搬送では、上述した搬送信号の周期減衰部分をデータとして取り扱わないといった対策が採られている。
【０００８】
一方、遅延波対策を考慮したディジタル変復調方式として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が知られている。
このＯＦＤＭは、周波数間隔を（１／有効シンボルの時間間隔）として各キャリア間を直交させ、符号間干渉がないようにした多数の搬送波を使用して各搬送波に低ビットレートの信号を割り当て、全体として所望のビットレートが得られるようにしたマルチキャリア伝送方式の一種であり、
１）有効シンボル（変調信号の一度の変化によって送ることができるデータ）長を長くできる、
２）ガードインターバル（信号の一部を繰り返し伝送する期間）を設けることで遅延波の影響（ゴースト）を低減できる、
３）周波数利用効率が高い、
等の利点がある。
【０００９】
最近では、配電線搬送においてもディジタル変復調方式にＯＦＤＭを適用することが行われているが、前述した周期減衰の対策が十分に採られていない現状である。
【００１０】
そこで本発明は、配電線搬送にＯＦＤＭを適用した場合において、周期減衰による影響を低減させることができる配電線搬送方法を提供しようとするものである。
また、ＯＦＤＭでは、受信側での搬送波周波数やサンプリング周波数、シンボル位置等の同期精度が復調結果に大きく影響することに鑑み、本発明では、受信側での同期検出精度を向上させた配電線搬送方法を提供しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、伝送するべき情報信号を配電線に重畳して搬送する配電線搬送方法であって、前記情報信号のディジタル変復調方式としてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重方式）を用いる配電線搬送方法において、前記情報信号が格納された有効シンボルを有するＯＦＤＭ信号の、ガードインターバルに相当する期間に信号を乗せず、この期間を配電線の電源電圧の正負のピーク付近に設けるものである。
【００１２】
請求項２に記載した発明は、請求項１記載の配電線搬送方法において、
ＯＦＤＭ信号を復調する際に、受信信号を複数のブロックに分割し、各ブロックの受信信号について基準信号との演算により求めた各ブロックごとの相関値が、各ブロックごとのしきい値に対して所定の条件を満たす場合に送受信信号間の同期を検出するものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は本発明の原理を示す図である。
図１において、配電線搬送されるＯＦＤＭ信号（伝送シンボル）は、伝送するべき情報信号を多数の搬送波により変調した有効シンボルを時系列的に多数有しており、これらの有効シンボルの間には、ガードインターバルが設けられている。
【００１４】
周知のように、ガードインターバルは遅延波の影響を低減するために設けられた期間であり、通常は、有効シンボル期間の信号波形の一部を繰り返して付加している。このＯＦＤＭ信号を受信側で復調する際、フーリエ変換を行う期間を有効シンボル期間と等しくすると、信号の遅延時間がガードインターバルより短ければ、隣接する有効シンボルの遅延波がフーリエ変換期間に侵入せず、遅延波の影響が低減されることになる。
【００１５】
本発明では、上述したガードインターバルに信号を乗せず、ガードインターバルの期間を配電線電源電圧の正負のピーク付近に同期させるようにした。
これにより、ＯＦＤＭ信号の各有効シンボルは、図１０に示した周囲減衰を生じる電源電圧の正負のピーク付近に位置しなくなるため、情報信号の減衰を回避することができるようになり、伝送特性を向上させることができる。
【００１６】
ここで、ＯＦＤＭ信号を送受信するディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）の機能ブロックを図２に基づいて説明する。
図２において、変調ブロック１０は送信データを以下のように処理し、送信信号としてＤ／Ａ変換器ＤＡＣに送出する。
【００１７】
すなわち、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Allay：現場で書換可能な大規模集積回路）から送られた送信データは、伝送途中で生じる伝送データの誤りを訂正するための畳み込み符号を用いて、シフトレジスタ、加算器等により符号化される。
更に、次段において、１シンボル前の信号の位相を基準にした位相差を用いて次の信号を符号化する差動符号化が行われる。差動符号化の方式としては、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）等が用いられる。
【００１８】
次に、誤り訂正符号の誤り系列を周波数軸方向に沿ってランダムに変更してインターリーブ処理を行い、信号の劣化を分散させる。
インターリーブ処理された信号は逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により演算処理され、時間領域から周波数領域に変換する直交処理が行われる。
直交変換された信号はローパスフィルタＬＰＦを経て所定周波数の搬送波により変調され、送信信号としてＤ／Ａ変換器ＤＡＣに送られ、その後、配電線路に重畳されて送信される。
【００１９】
一方、復調ブロック２０では、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣから出力された受信信号を復調し、ローパスフィルタＬＰＦを経て高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により周波数領域から時間領域に変換する。
その際、搬送波周波数やサンプリング周波数、シンボル位置等の同期精度を向上させるため、本実施形態では以下のような同期検出が実行される。
【００２０】
すなわち、従来では、図３に示すように予め定めたＰＮ信号（基準信号）ａ１，ａ２，……，ａｚと受信信号ｂ１，ｂ２，……，ｂｚとの積和によって伝送シンボル全体で単一の相関値ｃを算出し、この相関値ｃをしきい値ｄと比較してｃ＞ｄの時に送受信信号が同期していると判断していた。
しかし、この方法によると、受信信号に大きなスパイクノイズ等が混入した場合も誤って同期と判断してしまい、誤検出を生じやすい。
【００２１】
そこで本実施形態では、図４に示す如く受信信号ｂ１１，ｂ１２，……，ｂ１ｚ，ｂ２１，ｂ２２，……，ｂ２ｚ，ｂ４１，ｂ４２，……，ｂ４ｚ及びＰＮ信号ａ１１，ａ１２，……，ａ１ｚ，ａ２１，ａ２２，……，ａ２ｚ，ａ４１，ａ４２，……，ａ４ｚをそれぞれ複数ブロックに分割し、各ブロックごとのＰＮ信号と受信信号との積和によってブロックごとに相関値ｃ１，ｃ２，ｃ３，ｃ４，……を演算すると共に、これらの相関値と各ブロックごとのしきい値ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，……とを比較してすべてのブロックにつき、相関値＞しきい値（ｃ１＞ｄ１，ｃ２＞ｄ２，ｃ３＞ｄ３，……）という関係が成り立った時に、同期成立と判定するようにした。
なお、図４ではＰＮ信号、受信信号を何れも４つのブロックに分割してあるが、任意の複数であればよい。
【００２２】
図４のような方法を採ることにより、例えば一部のブロックにスパイクノイズが混入したような時は、当該ブロックだけ相関値＞しきい値という関係が成立したとしても、他のブロックについては上記関係が成立しなくなり、誤って同期と検出するおそれがなくなるので、同期検出精度を従来よりも向上させることができる。
【００２３】
図５は、図４の同期検出を実現するための同期検出手段の機能ブロック図であり、比較器ＣＯＭＰ１〜ＣＯＭＰ４が各ブロックごとの相関値、しきい値の大小関係を比較し、ｃ１＞ｄ１，ｃ２＞ｄ２，ｃ３＞ｄ３，ｃ４＞ｄ４が成立した時にアンド回路ＡＮＤから同期検出信号が出力される。
【００２４】
先の図２の復調ブロック２０において、ローパスフィルタＬＰＦを経た信号は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により時間領域に変換されるが、その際に上述した同期検出信号を用いることによって送信信号に対する受信信号の同期が確保される。
高速フーリエ変換後の信号にはデインターリーブ処理及び差動復号化（遅延検波）が施され、１シンボル前の受信信号を基準としてそれと今回の受信信号との位相差を用いて復号化される。
【００２５】
その後、ビタビ復号化等のアルゴリズムにより誤り訂正復号化が実行され、受信データが抽出される。この受信データは外部のＦＰＧＡに送られ、受信した情報信号に応じた各種の処理が実行される。
【００２６】
次に、図６は上述したＯＦＤＭ信号の変復調処理を行うＤＳＰを中心として示した配電線搬送用送受信装置の概略的なブロック構成図である。
図６において、９１はＦＰＧＡ等に接続される外部Ｉ／Ｆ（インターフェース）、９２は配電線側に接続される外部Ｉ／Ｆである。
【００２７】
また、３０は前述したＤＳＰ３１を中心としたＤＳＰ周辺部であり、プログラムが内蔵されたＲＯＭ３２と、アナログ−ディジタル相互間の変換を行うＤＡＣ３３，ＡＤＣ３４を備えている。
上記ＤＳＰ周辺部３０と前記外部Ｉ／Ｆ９１との間にはデータＩ／Ｆ８０が設けられており、このデータＩ／Ｆ８０において、ＯＦＤＭ信号に設けられるガードインターバルの期間を電源電圧の正負のピーク付近に同期させる。このため、前記外部Ｉ／Ｆ９２から電源同期検出器７０により電源電圧の正負のピーク付近のタイミングを検出し、その検出信号をデータＩ／Ｆ８０に取り込んでいる。
【００２８】
なお、送信部４０、結合部５０及び受信部６０の構成及び動作は良く知られたものであるため詳述しないが、送信部４０はＢＰＦ（バンドパスフィルタ）４１及び送信増幅器４２により構成され、受信部６０はＢＰＦ６１及び受信増幅器６２により構成され、結合部５０は局部発振周波数が加えられる送信結合器５１、送受信切り替え部５２及び受信結合器５３により構成されている。
【００２９】
本実施形態によれば、ＯＦＤＭ信号に設けられるガードインターバルの期間を電源電圧の正負のピーク付近に同期させ、ガイドインターバルでは本来の信号の繰り返しを行わずに信号を乗せないようにした。
このため、図９、図１０に示したように、電源電圧の正負のピーク付近において周期減衰による情報信号の減衰が回避され、エラーのない高精度な伝送を行うことができる。
【００３０】
なお、本発明の原理は、周期減衰の影響以外に、電源電圧に同期したノイズ等の影響が大きい場合にも有効である。
【００３１】
【発明の効果】
以上詳述したように請求項１に記載した発明によれば、配電線搬送において伝送するべき情報信号を減衰させることなく正確かつ高精度に送受信することができる。
また、請求項２に記載した発明によれば、ＯＦＤＭにおける復調側での同期検出精度を高めることができる。
従って本発明によれば、従来よりも信頼性の高い配電線搬送方法を実現することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】本発明の実施形態において、ＯＦＤＭ変復調を行うＤＳＰの機能ブロック図である。
【図３】従来における同期検出方法の説明図である。
【図４】本発明の実施形態における同期検出方法の説明図である。
【図５】本発明の実施形態における同期検出手段の機能ブロック図である。
【図６】本発明の実施形態が適用される配電線搬送用送受信装置の概略的なブロック構成図である。
【図７】配電系統の概略構成図である。
【図８】図７における負荷の入力側の構成図である。
【図９】図８における各部の電圧波形及びコンデンサの充電電流波形を示す図である。
【図１０】周期減衰の説明図である。
【符号の説明】
１０ 変調ブロック
２０ 復調ブロック
３０ ＤＳＰ周辺部
３１ ＤＳＰ
３２ ＲＯＭ
３３ ＤＡＣ
３４ ＡＤＣ
４０ 送信部
４１，６１ ＢＰＦ
４２ 送信増幅器
５０ 結合部
５１ 送信結合器
５２ 送受信切り替え部
５３ 受信結合器
６０ 受信部
６２ 受信増幅器
７０ 電源同期検出器
８０ データＩ／Ｆ
９１，９２ 外部Ｉ／Ｆ
ＤＳＰ ディジタル・シグナル・プロセッサ
ＣＯＭＰ１〜ＣＯＭＰ４ 比較器
ＡＮＤ アンド回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば配電自動化等のために利用される配電線搬送において、搬送信号が周期的に減衰する現象（周期減衰）に起因した伝送エラーを回避するようにした配電線搬送方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、配電系統に接続される負荷機器の遠隔監視や制御、計測、配電管理、自動検針等を目的として、配電自動化が進められており、情報信号の伝送方式として、監視、制御、計測等の情報信号（変調信号）により搬送波を変調してなる搬送信号（被変調信号）を配電線に重畳させる配電線搬送方法が良く知られている。
【０００３】
ここで、図７は配電系統の概略構成図であり、ＦＤは例えば１００Ｖの商用電源電圧が供給される配電線、ＬＤは配電線ＦＤに接続された各種の負荷を示している。
負荷ＬＤには直流電圧を使用している機器が多く、その場合には、図８に示すように、交流電圧を整流回路ＲＥＣ及びコンデンサＣにより整流、平滑し、直流電圧に変換して負荷機器に供給するのが一般的である。このため、コンデンサＣは、整流回路ＲＥＣからの充電動作と負荷機器に対する放電動作とを繰り返すことになる。
【０００４】
図９は、図８における交流入力電圧▲１▼、整流回路ＲＥＣの出力電圧（全波整流電圧）▲２▼、コンデンサＣの電圧▲３▼及びその充電電流を概略的に示した波形図である。
【０００５】
コンデンサＣの電圧▲３▼に示すように、整流回路ＲＥＣの出力電圧▲２▼がコンデンサＣの電圧よりも高い期間、すなわち整流回路ＲＥＣの出力電圧▲２▼のピーク付近でコンデンサＣに充電電流が流れるので、その間はコンデンサＣの電圧が上昇し、その後、次のピーク付近が到来するまでは放電によって電圧が下降する。つまり、コンデンサＣの電圧は、ある範囲で上昇、下降を繰り返す。
見方を変えると、交流入力電圧の半周期ごとにそのピーク値付近でコンデンサＣが低インピーダンスになってオン状態となり、その期間に充電電流が流れることになる。
【０００６】
いま、図１０に示すように電源電圧（図９における交流入力電圧▲１▼）に搬送信号が重畳されている場合、前述のように電源電圧の正負のピーク値付近で負荷ＬＤ側のコンデンサＣがオン状態となるため、搬送信号もコンデンサＣに吸収される結果、搬送信号が減衰してしまう現象が知られている。この現象を「周期減衰」という。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このため、配電線搬送された信号を受信して復調した場合に元の情報信号が正確に再現されず、エラーを生じるおそれがあった。
従来から、ディジタル変調方式として周波数変調方式（ＦＳＫ：Frequency Shift Keying）や位相変調方式（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）が知られており、これらを用いた配電線搬送では、上述した搬送信号の周期減衰部分をデータとして取り扱わないといった対策が採られている。
【０００８】
一方、遅延波対策を考慮したディジタル変復調方式として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が知られている。
このＯＦＤＭは、周波数間隔を（１／有効シンボルの時間間隔）として各キャリア間を直交させ、符号間干渉がないようにした多数の搬送波を使用して各搬送波に低ビットレートの信号を割り当て、全体として所望のビットレートが得られるようにしたマルチキャリア伝送方式の一種であり、
１）有効シンボル（変調信号の一度の変化によって送ることができるデータ）長を長くできる、
２）ガードインターバル（信号の一部を繰り返し伝送する期間）を設けることで遅延波の影響（ゴースト）を低減できる、
３）周波数利用効率が高い、
等の利点がある。
【０００９】
最近では、配電線搬送においてもディジタル変復調方式にＯＦＤＭを適用することが行われているが、前述した周期減衰の対策が十分に採られていない現状である。
【００１０】
そこで本発明は、配電線搬送にＯＦＤＭを適用した場合において、周期減衰による影響を低減させることができる配電線搬送方法を提供しようとするものである。
また、ＯＦＤＭでは、受信側での搬送波周波数やサンプリング周波数、シンボル位置等の同期精度が復調結果に大きく影響することに鑑み、本発明では、受信側での同期検出精度を向上させた配電線搬送方法を提供しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、伝送するべき情報信号を配電線に重畳して搬送する配電線搬送方法であって、前記情報信号のディジタル変復調方式としてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重方式）を用いる配電線搬送方法において、前記情報信号が格納された有効シンボルを有するＯＦＤＭ信号の、ガードインターバルに相当する期間に信号を乗せず、この期間を配電線の電源電圧の正負のピーク付近に設けるものである。
【００１２】
請求項２に記載した発明は、請求項１記載の配電線搬送方法において、
ＯＦＤＭ信号を復調する際に、受信信号を複数のブロックに分割し、各ブロックの受信信号について基準信号との演算により求めた各ブロックごとの相関値が、各ブロックごとのしきい値に対して所定の条件を満たす場合に送受信信号間の同期を検出するものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は本発明の原理を示す図である。
図１において、配電線搬送されるＯＦＤＭ信号（伝送シンボル）は、伝送するべき情報信号を多数の搬送波により変調した有効シンボルを時系列的に多数有しており、これらの有効シンボルの間には、ガードインターバルが設けられている。
【００１４】
周知のように、ガードインターバルは遅延波の影響を低減するために設けられた期間であり、通常は、有効シンボル期間の信号波形の一部を繰り返して付加している。このＯＦＤＭ信号を受信側で復調する際、フーリエ変換を行う期間を有効シンボル期間と等しくすると、信号の遅延時間がガードインターバルより短ければ、隣接する有効シンボルの遅延波がフーリエ変換期間に侵入せず、遅延波の影響が低減されることになる。
【００１５】
本発明では、上述したガードインターバルに信号を乗せず、ガードインターバルの期間を配電線電源電圧の正負のピーク付近に同期させるようにした。
これにより、ＯＦＤＭ信号の各有効シンボルは、図１０に示した周囲減衰を生じる電源電圧の正負のピーク付近に位置しなくなるため、情報信号の減衰を回避することができるようになり、伝送特性を向上させることができる。
【００１６】
ここで、ＯＦＤＭ信号を送受信するディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）の機能ブロックを図２に基づいて説明する。
図２において、変調ブロック１０は送信データを以下のように処理し、送信信号としてＤ／Ａ変換器ＤＡＣに送出する。
【００１７】
すなわち、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Allay：現場で書換可能な大規模集積回路）から送られた送信データは、伝送途中で生じる伝送データの誤りを訂正するための畳み込み符号を用いて、シフトレジスタ、加算器等により符号化される。
更に、次段において、１シンボル前の信号の位相を基準にした位相差を用いて次の信号を符号化する差動符号化が行われる。差動符号化の方式としては、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）等が用いられる。
【００１８】
次に、誤り訂正符号の誤り系列を周波数軸方向に沿ってランダムに変更してインターリーブ処理を行い、信号の劣化を分散させる。
インターリーブ処理された信号は逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により演算処理され、時間領域から周波数領域に変換する直交処理が行われる。
直交変換された信号はローパスフィルタＬＰＦを経て所定周波数の搬送波により変調され、送信信号としてＤ／Ａ変換器ＤＡＣに送られ、その後、配電線路に重畳されて送信される。
【００１９】
一方、復調ブロック２０では、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣから出力された受信信号を復調し、ローパスフィルタＬＰＦを経て高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により周波数領域から時間領域に変換する。
その際、搬送波周波数やサンプリング周波数、シンボル位置等の同期精度を向上させるため、本実施形態では以下のような同期検出が実行される。
【００２０】
すなわち、従来では、図３に示すように予め定めたＰＮ信号（基準信号）ａ１，ａ２，……，ａｚと受信信号ｂ１，ｂ２，……，ｂｚとの積和によって伝送シンボル全体で単一の相関値ｃを算出し、この相関値ｃをしきい値ｄと比較してｃ＞ｄの時に送受信信号が同期していると判断していた。
しかし、この方法によると、受信信号に大きなスパイクノイズ等が混入した場合も誤って同期と判断してしまい、誤検出を生じやすい。
【００２１】
そこで本実施形態では、図４に示す如く受信信号ｂ１１，ｂ１２，……，ｂ１ｚ，ｂ２１，ｂ２２，……，ｂ２ｚ，ｂ４１，ｂ４２，……，ｂ４ｚ及びＰＮ信号ａ１１，ａ１２，……，ａ１ｚ，ａ２１，ａ２２，……，ａ２ｚ，ａ４１，ａ４２，……，ａ４ｚをそれぞれ複数ブロックに分割し、各ブロックごとのＰＮ信号と受信信号との積和によってブロックごとに相関値ｃ１，ｃ２，ｃ３，ｃ４，……を演算すると共に、これらの相関値と各ブロックごとのしきい値ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，……とを比較してすべてのブロックにつき、相関値＞しきい値（ｃ１＞ｄ１，ｃ２＞ｄ２，ｃ３＞ｄ３，……）という関係が成り立った時に、同期成立と判定するようにした。
なお、図４ではＰＮ信号、受信信号を何れも４つのブロックに分割してあるが、任意の複数であればよい。
【００２２】
図４のような方法を採ることにより、例えば一部のブロックにスパイクノイズが混入したような時は、当該ブロックだけ相関値＞しきい値という関係が成立したとしても、他のブロックについては上記関係が成立しなくなり、誤って同期と検出するおそれがなくなるので、同期検出精度を従来よりも向上させることができる。
【００２３】
図５は、図４の同期検出を実現するための同期検出手段の機能ブロック図であり、比較器ＣＯＭＰ１〜ＣＯＭＰ４が各ブロックごとの相関値、しきい値の大小関係を比較し、ｃ１＞ｄ１，ｃ２＞ｄ２，ｃ３＞ｄ３，ｃ４＞ｄ４が成立した時にアンド回路ＡＮＤから同期検出信号が出力される。
【００２４】
先の図２の復調ブロック２０において、ローパスフィルタＬＰＦを経た信号は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により時間領域に変換されるが、その際に上述した同期検出信号を用いることによって送信信号に対する受信信号の同期が確保される。
高速フーリエ変換後の信号にはデインターリーブ処理及び差動復号化（遅延検波）が施され、１シンボル前の受信信号を基準としてそれと今回の受信信号との位相差を用いて復号化される。
【００２５】
その後、ビタビ復号化等のアルゴリズムにより誤り訂正復号化が実行され、受信データが抽出される。この受信データは外部のＦＰＧＡに送られ、受信した情報信号に応じた各種の処理が実行される。
【００２６】
次に、図６は上述したＯＦＤＭ信号の変復調処理を行うＤＳＰを中心として示した配電線搬送用送受信装置の概略的なブロック構成図である。
図６において、９１はＦＰＧＡ等に接続される外部Ｉ／Ｆ（インターフェース）、９２は配電線側に接続される外部Ｉ／Ｆである。
【００２７】
また、３０は前述したＤＳＰ３１を中心としたＤＳＰ周辺部であり、プログラムが内蔵されたＲＯＭ３２と、アナログ−ディジタル相互間の変換を行うＤＡＣ３３，ＡＤＣ３４を備えている。
上記ＤＳＰ周辺部３０と前記外部Ｉ／Ｆ９１との間にはデータＩ／Ｆ８０が設けられており、このデータＩ／Ｆ８０において、ＯＦＤＭ信号に設けられるガードインターバルの期間を電源電圧の正負のピーク付近に同期させる。このため、前記外部Ｉ／Ｆ９２から電源同期検出器７０により電源電圧の正負のピーク付近のタイミングを検出し、その検出信号をデータＩ／Ｆ８０に取り込んでいる。
【００２８】
なお、送信部４０、結合部５０及び受信部６０の構成及び動作は良く知られたものであるため詳述しないが、送信部４０はＢＰＦ（バンドパスフィルタ）４１及び送信増幅器４２により構成され、受信部６０はＢＰＦ６１及び受信増幅器６２により構成され、結合部５０は局部発振周波数が加えられる送信結合器５１、送受信切り替え部５２及び受信結合器５３により構成されている。
【００２９】
本実施形態によれば、ＯＦＤＭ信号に設けられるガードインターバルの期間を電源電圧の正負のピーク付近に同期させ、ガイドインターバルでは本来の信号の繰り返しを行わずに信号を乗せないようにした。
このため、図９、図１０に示したように、電源電圧の正負のピーク付近において周期減衰による情報信号の減衰が回避され、エラーのない高精度な伝送を行うことができる。
【００３０】
なお、本発明の原理は、周期減衰の影響以外に、電源電圧に同期したノイズ等の影響が大きい場合にも有効である。
【００３１】
【発明の効果】
以上詳述したように請求項１に記載した発明によれば、配電線搬送において伝送するべき情報信号を減衰させることなく正確かつ高精度に送受信することができる。
また、請求項２に記載した発明によれば、ＯＦＤＭにおける復調側での同期検出精度を高めることができる。
従って本発明によれば、従来よりも信頼性の高い配電線搬送方法を実現することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】本発明の実施形態において、ＯＦＤＭ変復調を行うＤＳＰの機能ブロック図である。
【図３】従来における同期検出方法の説明図である。
【図４】本発明の実施形態における同期検出方法の説明図である。
【図５】本発明の実施形態における同期検出手段の機能ブロック図である。
【図６】本発明の実施形態が適用される配電線搬送用送受信装置の概略的なブロック構成図である。
【図７】配電系統の概略構成図である。
【図８】図７における負荷の入力側の構成図である。
【図９】図８における各部の電圧波形及びコンデンサの充電電流波形を示す図である。
【図１０】周期減衰の説明図である。
【符号の説明】
１０ 変調ブロック
２０ 復調ブロック
３０ ＤＳＰ周辺部
３１ ＤＳＰ
３２ ＲＯＭ
３３ ＤＡＣ
３４ ＡＤＣ
４０ 送信部
４１，６１ ＢＰＦ
４２ 送信増幅器
５０ 結合部
５１ 送信結合器
５２ 送受信切り替え部
５３ 受信結合器
６０ 受信部
６２ 受信増幅器
７０ 電源同期検出器
８０ データＩ／Ｆ
９１，９２ 外部Ｉ／Ｆ
ＤＳＰ ディジタル・シグナル・プロセッサ
ＣＯＭＰ１〜ＣＯＭＰ４ 比較器
ＡＮＤ アンド回路
Claims (2)
- 伝送するべき情報信号を配電線に重畳して搬送する配電線搬送方法であって、前記情報信号のディジタル変復調方式としてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重方式）を用いる配電線搬送方法において、
前記情報信号が格納された有効シンボルを有するＯＦＤＭ信号の、ガードインターバルに相当する期間に信号を乗せず、この期間を配電線の電源電圧の正負のピーク付近に設けることを特徴とする配電線搬送方法。 - 請求項１記載の配電線搬送方法において、
ＯＦＤＭ信号を復調する際に、受信信号を複数のブロックに分割し、各ブロックの受信信号について基準信号との演算により求めた各ブロックごとの相関値が、各ブロックごとのしきい値に対して所定の条件を満たす場合に送受信信号間の同期を検出することを特徴とする配電線搬送方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001381030A JP3693166B2 (ja) | 2001-12-14 | 2001-12-14 | 配電線搬送方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001381030A JP3693166B2 (ja) | 2001-12-14 | 2001-12-14 | 配電線搬送方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003188777A JP2003188777A (ja) | 2003-07-04 |
| JP3693166B2 true JP3693166B2 (ja) | 2005-09-07 |
Family
ID=27591842
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001381030A Expired - Fee Related JP3693166B2 (ja) | 2001-12-14 | 2001-12-14 | 配電線搬送方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3693166B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102215049A (zh) * | 2011-05-27 | 2011-10-12 | 杭州箭源电子有限公司 | 一种发送数据的方法及装置 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE60312839T2 (de) * | 2003-07-16 | 2007-12-13 | Sony Deutschland Gmbh | Erkennung von Rundfunksignalen für die Definition von brauchbaren Frequenzbändern für die Powerlinekommunikation |
| JP4860792B2 (ja) * | 2006-03-29 | 2012-01-25 | 三菱電機株式会社 | 配電監視制御システム |
| JP4781310B2 (ja) * | 2007-05-15 | 2011-09-28 | 三菱電機株式会社 | 電力線搬送通信方式 |
-
2001
- 2001-12-14 JP JP2001381030A patent/JP3693166B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102215049A (zh) * | 2011-05-27 | 2011-10-12 | 杭州箭源电子有限公司 | 一种发送数据的方法及装置 |
| CN102215049B (zh) * | 2011-05-27 | 2014-01-29 | 杭州箭源电子有限公司 | 一种发送数据的方法及装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2003188777A (ja) | 2003-07-04 |
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| Date | Code | Title | Description |
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| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050216 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
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| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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