JP3676168B2 - 電源供給制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、並列接続された複数の半導体スイッチング素子を通して大電流負荷への電力の供給を制御する電源供給制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来この種の電源供給制御装置はＦＥＴなどの半導体スイッチング素子（半導体スイッチ）を介して負荷に電力を供給する構成のため、大電流負荷へ電力を供給するにはスイッチング素子の容量を大きくしなければならなかった。しかし、容量の大きなスイッチング素子は高価で、装置のコストが高くなってしまう。
【０００３】
このため、図５に示すような比較的小容量の安価なスイッチング素子を並列接続して使用することが一般的に行われている。図５に示した電源供給制御装置は、５個の並列に接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ１と、これらＦＥＴ１を駆動するドライバ２と、ドライバ２に所定の電圧を供給するチャージポンプ３と、過電流保護用のヒューズ４を有している。
【０００４】
ドライバ２はこれら５個のＦＥＴを同時にスイッチング制御することにより、電源ＶＢの電力を負荷５に供給する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記の図５に示した従来の電源供給制御装置では、負荷５のショートや電力を負荷５に伝送するワイヤーハーネスのショートなどに起因する過電流に対し、ヒューズ４を用いた保護対策が採られてきたが、ヒューズ４ではレアショート（間欠ショート）に対しては無力であり、ワイヤーハーネスや負荷５を保護することができなかった。
【０００６】
本発明は、上述の如き従来の課題を解決するためになされたもので、その目的は、装置のコストを高くすること無く且つ小型化を損なうこと無く、通常のショートは勿論、レアショートに対しても負荷や電源線の保護動作を行うことができる大電流負荷対応の電源供給制御装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明の特徴は、並列接続された複数の過熱遮断機能を有する第１の半導体スイッチング素子群と、これら複数の第１の半導体スイッチング素子群を共通に駆動して電源から負荷に電力を供給する駆動回路と、これら半導体スイッチング素子に並列に接続される電流振動型遮断機能付きスイッチング回路と、を具備し、且つ、前記電流振動型遮断機能付きスイッチング回路は、入力される制御信号に応じてスイッチング制御されることにより前記電源から前記負荷に電流を供給する第２の半導体スイッチング素子と、前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第１の基準電圧を発生する第１の基準電圧発生手段と、前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第１の基準電圧との差を検出する第１の検出手段と、前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生手段と、前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第２の基準電圧との差を検出する第２の検出手段と、前記第１の検出手段により検出された端子間電圧と前記第１の基準電圧との差に応じて前記第１の半導体スイッチング素子群を前記駆動回路によりオン／オフ制御する第１の制御手段と、前記第２の検出手段の検出結果に応じて前記第２の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する第２の制御手段とを有することにある。
【０００８】
請求項２の発明の特徴は、並列接続された複数の第１の半導体スイッチング素子群と、これら複数の第１の半導体スイッチング素子群を共通に駆動して電源から負荷に電力を供給する駆動回路と、これら半導体スイッチング素子に並列に接続される電流振動型遮断機能付きスイッチング回路と、を具備し、且つ、前記電流振動型遮断機能付きスイッチング回路は、入力される制御信号に応じてスイッチング制御されることにより前記電源から前記負荷に電流を供給する第２の半導体スイッチング素子と、前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第１の基準電圧を発生する第１の基準電圧発生手段と、前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第１の基準電圧との差を検出する第１の検出手段と、前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生手段と、前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第２の基準電圧との差を検出する第２の検出手段と、前記第１の検出手段により検出された端子間電圧と前記第１の基準電圧との差に応じて前記第１の半導体スイッチング素子群を前記駆動回路によりオフ制御する第１の制御手段と、前記第２の検出手段の検出結果に応じて前記第２の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する第２の制御手段とを有することにある。
【０００９】
請求項３の発明の前記第１の半導体スイッチング素子群は過熱遮断機能を有する温度センサー内蔵ＦＥＴ群である。
【００１０】
請求項４の発明の前記第２の半導体スイッチング素子は過熱遮断機能付きスイッチング回路を有する温度センサー内蔵ＦＥＴである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の電源供給制御装置の第１の実施の形態を示した回路図である。電源供給制御装置は、５個の並列接続された通常のサーマルＭＯＳＦＥＴ１１と、これらＦＥＴ１１を駆動するドライバ１２と、このドライバ１２に所定の電圧を供給するチャージポンプ１３と、前記サーマルＭＯＳＦＥＴ１１に電流制限用抵抗Ｒを介して並列接続された電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６を有している。
【００１２】
尚、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１をドライブするドライバ１６２及び温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を流れる過電流を検出する第１の過電流検出回路１６３を有し、特願平１０−３７３８７７号（特開２００１−３６３９３号）で示された電源供給制御装置と同様の性能を備え、シャント抵抗無しで且つマイクロコンピュータを必要することなく、下流側の短絡等による過電流を検出することができるものである。
【００１３】
ここで、本例の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は、上記の回路の他に、第２の過電流検出回路１６４を備えている。この第２の過電流検出回路１６４は、第１の過電流検出回路１６３が負荷１５側の過電流を検出した後、それよりも若干大きい過電流を検出し、検出信号をドライバ１６２にフィードバックする。また、本例の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は上記した追加部分も含めて１チップ化が可能で、ここでは１チップ化されているものとする。
【００１４】
図２は、図１に示した電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の内部構成を示した回路図であり、図３は、図２に示した温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の内部構成を示した回路図である。
【００１５】
図２において、本実施形態の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は、電源電圧ＶＢを負荷１５に供給する経路に、半導体スイッチとしての温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレインＤ−ソースＳを直列接続した構成である。ここで、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１にはＤＭＯＳ構造のＮＭＯＳ型を使用しているがＰＭＯＳ型でも実現可能である。
【００１６】
また同図において、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を駆動制御する部分については、リファレンスＦＥＴＱＢ１，ＱＢ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５，Ｒ８，Ｒ１０，ＲＧ，Ｒｒ，ＲＶ、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１、コンパレータＣＭＰ１，ＣＭＰ２、ドライバー１６２およびスイッチＳＷ１を備えた構成である。なお、参照符号として抵抗には“Ｒ”とそれに続く数字および文字を使用しているが、以下の説明では参照符号として使用すると共に、それぞれ該抵抗の抵抗値をも表すものとする。また、図２中の点線で囲った部分１６はアナログ集積化されるチップ部分を示す。
【００１７】
負荷１５は例えばヘッドライトやパワーウィンドウの駆動モータ等々であり、ユーザ等がスイッチＳＷ１をオンさせることにより機能する。ドライバー１６２には、コレクタ側が電位ＶＰに接続されたソーストランジスタＱ５と、エミッタ側が接地電位（ＧＮＤ）に接続されたシンクトランジスタＱ６とを直列接続して備え、スイッチＳＷ１のオン／オフ切換えによる切換え信号に基づき、ソーストランジスタＱ５およびシンクトランジスタＱ６をオン／オフ制御して、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を駆動制御する信号を出力する。
【００１８】
半導体スイッチとしての温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１は、より詳しくは図３に示すような構成を備えている。図３において、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡは、内蔵抵抗ＲＧ、温度センサ１２１、ラッチ回路１２２及び過熱遮断用ＦＥＴＱＳを備えている。なお、ＺＤ１はゲートＧ−ソースＳ間を１２［Ｖ］に保ってゲートＧに過電圧が印加されようとした場合にこれをバイパスさせるツェナーダイオードである。
【００１９】
つまり、本実施形態で使用する温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１は、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１が規定以上の温度まで上昇したことが温度センサ１２１によって検出された場合には、その旨の検出情報がラッチ回路１２２に保持され、ゲート遮断回路としての過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオン動作となることによって、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を強制的にオフ制御する過熱遮断機能を備えている。
【００２０】
温度センサ１２１は４個のダイオードが縦続接続されてなり、実装上、温度センサ１２１は温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の近傍に配置形成されている。温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の温度が上昇するにつれて温度センサ１２１の各ダイオードの抵抗値が減少するので、ＦＥＴＱ５１のゲート電位が“Ｌ”レベルとされる電位まで下がると、ＦＥＴＱ５１がオン状態からオフ状態に遷移する。これにより、ＦＥＴＱ５４のゲート電位が温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのゲート制御端子（Ｇ）の電位にプルアップされ、ＦＥＴＱ５４がオフ状態からオン状態に遷移して、ラッチ回路１２２に“１”がラッチされることとなる。このとき、ラッチ回路１２２の出力が“Ｈ”レベルとなって過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオフ状態からオン状態に遷移するので、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡの真のゲート（ＴＧ）と温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのソース（ＳＡ）が同電位になって、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態からオフ状態に遷移して、過熱遮断されることとなる。
【００２１】
また、本実施形態の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６では、負荷１５または温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のソース（ＳＡ）と負荷１５間において発生する短絡故障による過電流、或いは不完全短絡故障による異常電流に対する保護機能をも備えている。以下、図２を参照して、この保護機能を実現する構成について説明する。
【００２２】
先ず、特許請求の範囲にいう基準電圧発生手段は、リファレンスＦＥＴ（第２半導体スイッチ）ＱＢ１および抵抗（第２負荷）Ｒｒ１で構成されている。リファレンスＦＥＴＱＢ１のドレインおよびゲートはそれぞれ温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレイン（Ｄ）および真のゲート（ＴＧ）に接続され、リファレンスＦＥＴＱＢ１のソース（ＳＢ）は抵抗Ｒｒ１の一方の端子に接続され、抵抗Ｒｒ１の他の端子は接地電位（ＧＮＤ）に接続されている。このように、リファレンスＦＥＴＱＢ１および温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレイン（Ｄ）およびゲート（ＴＧ）を共通化することにより同一チップ（１６）への集積化を容易にすることができる。
【００２３】
また、リファレンスＦＥＴＱＢ１および温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡは同一プロセスで同一チップ（１６）上に形成されたものを使用している。本実施形態における電流検出手法は、コンパレータＣＭＰ１による温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレイン−ソース間電圧ＶDSA と基準電圧との差の検出によって行われることから、同一チップ上にリファレンスＦＥＴＱＢおよび温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を形成することにより、電流検出における同相的誤差要因、即ち電源電圧、温度ドリフトやロット間のバラツキの影響を除去（削減）することもできる。さらに、抵抗Ｒｒ１をチップ１６の外部に設置しているので、基準電圧へのチップ１６の温度変化の影響を受け難くすることができ、高精度の電流検出を実現することが可能となる。
【００２４】
また、リファレンスＦＥＴＱＢの電流容量が温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の電流容量よりも小さくなるように、それぞれのＦＥＴを構成する並列接続のトランジスタ数の比を（リファレンスＦＥＴＱＢのトランジスタ数：１個）＜（温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のトランジスタ数：１０００個）となるように構成している。
【００２５】
さらに、抵抗Ｒｒの抵抗値は、後述のように負荷１０２の抵抗値×（温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のトランジスタ数：１０００個／リファリンスＦＥＴＱＢのトランジスタ数：１個）の値となるように設定される。この抵抗Ｒｒの設定により、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１に負荷電流（５［Ａ］）が流れたときに抵抗Ｒｒ１に５［ｍＡ］の電流が流れると、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１と同じドレイン−ソース間電圧ＶDSをリファレンスＦＥＴＱＢに発生させることができる。また、以上のような回路規定により、リファレンスＦＥＴＱＢおよび抵抗Ｒｒで構成される基準電圧発生手段の構成を極力小型化することができ、実装スペースを縮小して装置コストを低減することができる。
【００２６】
可変抵抗ＲＶはチップ外部に設置され、抵抗Ｒ２に並列に接続される。可変抵抗ＲＶは温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１がオフした後、オンさせるための正電圧をコンパレータＣＭＰ１の＋側に加えるためのものである。温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１がオンしている時のＲ１とＲ２の中点電圧は負荷が正常ならＶＢに近い電圧となっている。負荷１５がショートした場合は中点電圧は下がり、Ｒｒ端電圧より低くなるとコンパレータＣＭＰ１は反転する。レファレンスＦＥＴＱＢがオフする段階でＲｒの電圧はグランド電位に近づいていき、ある処で中点電圧が高くなるのでまた、コンパレータＣＭＰ１が反転する。
【００２７】
コンパレータＣＭＰ１は、特許請求の範囲にいう検出手段の一部を成す。コンパレータＣＭＰ１の“＋”入力端子には、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレインＤ−ソースＳＡ間電圧ＶDSA を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２および可変抵抗ＲＶの並列抵抗（Ｒ２‖ＲＶ）とで分圧した電圧が抵抗Ｒ５を介して供給されている。また、コンパレータＣＭＰ１の“−”入力端子には、リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDSB が供給されている。つまり、“−”入力端子に供給される電位より“＋”入力端子に供給される電位が大きいときに出力は有効（“Ｈ”レベル）となり、“−”入力端子に供給される電位より“＋”入力端子に供給される電位が小さいときに無効（“Ｌ”レベル）となる。なお、後述のように、コンパレータＣＭＰ１は一定のヒステリシスを持っている。
【００２８】
なお、本実施形態では、上記第２の過電流検出回路１６４として、ＦＥＴ（第３半導体スイッチ）ＱＢ２および第２のコンパレータＣＭＰ２を有する構成となっている。
【００２９】
次に本実施の形態の動作を説明する。ドライバ１２は並列接続した５個の通常の温度センサー内蔵ＦＥＴ１１のゲートにスイッチング信号を出力して、これら５個のＦＥＴ１１をスイッチング制御することにより、電源ＶＢの電力を負荷１５に供給する。この時、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１もドライバ１６２によりスイッチングされ、電源ＶＢから負荷１５側に抵抗Ｒを介して電流を流す。この電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は負荷１５側の過電流検出に用いられるため、負荷１５側に流す電流は小さくて良く、従って温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の容量も小さいもので良い。
【００３０】
上記のように負荷１５に電力が供給されている際に、負荷１５に電力を伝送するワイヤーハーネスや負荷１５に短絡が生じると、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の第１の過電流検出回路１６３が温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を流れる電流の過電流を検出し、その検出信号をドライバ１２に出力する。
【００３１】
ドライバ１２はこの検出信号を受け取ると、レアーショートの場合、５個の温度センサー内蔵ＦＥＴ１１のオンオフを繰り返す制御をするが、この場合、過電流が各温度センサー内蔵ＦＥＴ１１を流れているため、各温度センサー内蔵ＦＥＴ１１は短時間に過熱シャットダウンしてしまい、負荷１５側に流れる過電流が確実に遮断される。又、完全ショートとの場合は、５個の温度センサー内蔵ＦＥＴ１１に非常に大きな過大電流が流れるため、これらＦＥＴ１１は瞬時に過熱シャットダウンしてしまい、負荷１５側に流れる過電流が確実に遮断される。
【００３２】
ところが、この時点でも、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１は駆動しているため、前記５個のＦＥＴ１１から負荷１５への電力の供給が止まると、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は更に大きな電流を負荷１５へ流そうとする。その場合、抵抗Ｒ１の抵抗降下電圧よりも更に大きな抵抗降下電圧が抵抗Ｒ２に発生し、過電流検出回路１６４が更に大きな過電流を検出し、検出信号を電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６のドライバ１６２に出力する。
【００３３】
ドライバ１６２は前記検出信号を受け取ると、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のオンオフを繰り返す制御を行うため、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１は短時間で過熱シャットダウンし、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６も負荷１５側への電流供給を停止し、過電流保護が完了する。
【００３４】
本実施の形態によれば、並列接続された５個の温度センサー内蔵ＦＥＴ１１に並列に電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６を接続し、ショート等で過電流が負荷１５側へ流れた場合、この電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の過電流検出機能を用いて前記過電流を検出することにより、ヒューズを用いること無く確実に過電流保護を行うことができる。
【００３５】
その上、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の過電流検出機能はレアーショートに対しても有効であり、温度センサー内蔵ＦＥＴ１１の過熱シャットダウンにより、レアーショートに対するワイヤーハーネス等の保護を行うこともできる。
【００３６】
又、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６はワンチップ化でき１個用いるだけであるため、装置の配線数が多くなることがなく、装置の小型化を図ることができると共に、その電流供給容量は過電流検出機能を動作させるに足る安価な低容量タイプのものであれば良いため、装置が高くなることを抑制することができる。
【００３７】
更に、前記ショートなどの不具合が修復されれば、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は自動復帰して、装置は再び動作可能となるため、ヒューズを取り替える手間を省くことができる。
【００３８】
図４は本発明の電源供給制御装置の第２の実施の形態を示した回路図である。但し、図１に示した実施の形態と同一部分には同一符号を付し、その説明を適宜省略する。
【００３９】
本例は、負荷１５に電力を供給する半導体スイッチング素子として、５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８を用いたことと、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６が過電流を検出した場合に、ドライバ１２による５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８に対する制御方法が異なることが前記第１の実施の形態と異なり、他の構成は図１に示した第１の実施の形態と同様である。
【００４０】
次に本実施の形態の動作について説明する。ドライバ１２が５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８を駆動して、負荷１５に電力を供給している時、負荷１５側でショート等が起きた場合、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の過電流検出回路１６３が過電流を検出し、検出信号をドライバ１２に出力する。ドライバ１２は前記検出信号を受けると、５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８を全てオフする制御を行うことにより、負荷１５側に流れる過電流を遮断する。
【００４１】
本実施の形態によれば、並列接続された５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８に電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６を並列接続し、ショート等で過電流が負荷１５側へ流れた場合、この電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の過電流検出機能を用いて前記過電流を検出することにより、ヒューズを用いること無く確実に過電流保護を行うことができる。
【００４２】
又、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は１個用いるだけであるため、装置の配線数が多くなることがなく、装置の小型化を阻むことを回避することができると共に、その電流供給容量は過電流検出機能を動作させるに足る安価な低容量タイプでものであれば良いため、装置が高くなることを抑制することができる。
【００４３】
更に、前記ショートなどの不具合が修復されれば、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は自動復帰して装置は再び動作可能となるため、ヒューズを取り替える手間を省くことができる。
【００４４】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明の電源供給制御装置によれば、並列接続された温度センサー内蔵ＦＥＴに過電流検出用の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路を並列接続することにより、装置のコストを高くすること無く且つ小型化を損なうこと無く、通常のショートは勿論、レアショートに対しても負荷や電源線の保護動作を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電源供給制御装置の第１の実施の形態を示した回路図である。
【図２】本発明の図１に示した電流振動型遮断機能付きスイッチング回路の回路図である。
【図３】本発明の図２に示した温度センサー内蔵ＦＥＴの回路図である。
【図４】本発明の電源供給制御装置の第２の実施の形態を示した回路図である。
【図５】従来の電源供給制御装置の一例を示した回路図である。
【符号の説明】
１１、１６１ 温度センサー内蔵ＦＥＴ
１２、１６２ ドライバ
１３ チャージポンプ
１５ 負荷
１６ 電流振動型遮断機能付きスイッチング回路
１８ パワーＭＯＳＦＥＴ
１６３、１６４ 過電流検出回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、並列接続された複数の半導体スイッチング素子を通して大電流負荷への電力の供給を制御する電源供給制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来この種の電源供給制御装置はＦＥＴなどの半導体スイッチング素子（半導体スイッチ）を介して負荷に電力を供給する構成のため、大電流負荷へ電力を供給するにはスイッチング素子の容量を大きくしなければならなかった。しかし、容量の大きなスイッチング素子は高価で、装置のコストが高くなってしまう。
【０００３】
このため、図５に示すような比較的小容量の安価なスイッチング素子を並列接続して使用することが一般的に行われている。図５に示した電源供給制御装置は、５個の並列に接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ１と、これらＦＥＴ１を駆動するドライバ２と、ドライバ２に所定の電圧を供給するチャージポンプ３と、過電流保護用のヒューズ４を有している。
【０００４】
ドライバ２はこれら５個のＦＥＴを同時にスイッチング制御することにより、電源ＶＢの電力を負荷５に供給する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記の図５に示した従来の電源供給制御装置では、負荷５のショートや電力を負荷５に伝送するワイヤーハーネスのショートなどに起因する過電流に対し、ヒューズ４を用いた保護対策が採られてきたが、ヒューズ４ではレアショート（間欠ショート）に対しては無力であり、ワイヤーハーネスや負荷５を保護することができなかった。
【０００６】
本発明は、上述の如き従来の課題を解決するためになされたもので、その目的は、装置のコストを高くすること無く且つ小型化を損なうこと無く、通常のショートは勿論、レアショートに対しても負荷や電源線の保護動作を行うことができる大電流負荷対応の電源供給制御装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明の特徴は、並列接続された複数の過熱遮断機能を有する第１の半導体スイッチング素子群と、これら複数の第１の半導体スイッチング素子群を共通に駆動して電源から負荷に電力を供給する駆動回路と、これら半導体スイッチング素子に並列に接続される電流振動型遮断機能付きスイッチング回路と、を具備し、且つ、前記電流振動型遮断機能付きスイッチング回路は、入力される制御信号に応じてスイッチング制御されることにより前記電源から前記負荷に電流を供給する第２の半導体スイッチング素子と、前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第１の基準電圧を発生する第１の基準電圧発生手段と、前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第１の基準電圧との差を検出する第１の検出手段と、前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生手段と、前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第２の基準電圧との差を検出する第２の検出手段と、前記第１の検出手段により検出された端子間電圧と前記第１の基準電圧との差に応じて前記第１の半導体スイッチング素子群を前記駆動回路によりオン／オフ制御する第１の制御手段と、前記第２の検出手段の検出結果に応じて前記第２の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する第２の制御手段とを有することにある。
【０００８】
請求項２の発明の特徴は、並列接続された複数の第１の半導体スイッチング素子群と、これら複数の第１の半導体スイッチング素子群を共通に駆動して電源から負荷に電力を供給する駆動回路と、これら半導体スイッチング素子に並列に接続される電流振動型遮断機能付きスイッチング回路と、を具備し、且つ、前記電流振動型遮断機能付きスイッチング回路は、入力される制御信号に応じてスイッチング制御されることにより前記電源から前記負荷に電流を供給する第２の半導体スイッチング素子と、前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第１の基準電圧を発生する第１の基準電圧発生手段と、前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第１の基準電圧との差を検出する第１の検出手段と、前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生手段と、前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第２の基準電圧との差を検出する第２の検出手段と、前記第１の検出手段により検出された端子間電圧と前記第１の基準電圧との差に応じて前記第１の半導体スイッチング素子群を前記駆動回路によりオフ制御する第１の制御手段と、前記第２の検出手段の検出結果に応じて前記第２の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する第２の制御手段とを有することにある。
【０００９】
請求項３の発明の前記第１の半導体スイッチング素子群は過熱遮断機能を有する温度センサー内蔵ＦＥＴ群である。
【００１０】
請求項４の発明の前記第２の半導体スイッチング素子は過熱遮断機能付きスイッチング回路を有する温度センサー内蔵ＦＥＴである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の電源供給制御装置の第１の実施の形態を示した回路図である。電源供給制御装置は、５個の並列接続された通常のサーマルＭＯＳＦＥＴ１１と、これらＦＥＴ１１を駆動するドライバ１２と、このドライバ１２に所定の電圧を供給するチャージポンプ１３と、前記サーマルＭＯＳＦＥＴ１１に電流制限用抵抗Ｒを介して並列接続された電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６を有している。
【００１２】
尚、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１をドライブするドライバ１６２及び温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を流れる過電流を検出する第１の過電流検出回路１６３を有し、特願平１０−３７３８７７号（特開２００１−３６３９３号）で示された電源供給制御装置と同様の性能を備え、シャント抵抗無しで且つマイクロコンピュータを必要することなく、下流側の短絡等による過電流を検出することができるものである。
【００１３】
ここで、本例の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は、上記の回路の他に、第２の過電流検出回路１６４を備えている。この第２の過電流検出回路１６４は、第１の過電流検出回路１６３が負荷１５側の過電流を検出した後、それよりも若干大きい過電流を検出し、検出信号をドライバ１６２にフィードバックする。また、本例の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は上記した追加部分も含めて１チップ化が可能で、ここでは１チップ化されているものとする。
【００１４】
図２は、図１に示した電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の内部構成を示した回路図であり、図３は、図２に示した温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の内部構成を示した回路図である。
【００１５】
図２において、本実施形態の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は、電源電圧ＶＢを負荷１５に供給する経路に、半導体スイッチとしての温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレインＤ−ソースＳを直列接続した構成である。ここで、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１にはＤＭＯＳ構造のＮＭＯＳ型を使用しているがＰＭＯＳ型でも実現可能である。
【００１６】
また同図において、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を駆動制御する部分については、リファレンスＦＥＴＱＢ１，ＱＢ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５，Ｒ８，Ｒ１０，ＲＧ，Ｒｒ，ＲＶ、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１、コンパレータＣＭＰ１，ＣＭＰ２、ドライバー１６２およびスイッチＳＷ１を備えた構成である。なお、参照符号として抵抗には“Ｒ”とそれに続く数字および文字を使用しているが、以下の説明では参照符号として使用すると共に、それぞれ該抵抗の抵抗値をも表すものとする。また、図２中の点線で囲った部分１６はアナログ集積化されるチップ部分を示す。
【００１７】
負荷１５は例えばヘッドライトやパワーウィンドウの駆動モータ等々であり、ユーザ等がスイッチＳＷ１をオンさせることにより機能する。ドライバー１６２には、コレクタ側が電位ＶＰに接続されたソーストランジスタＱ５と、エミッタ側が接地電位（ＧＮＤ）に接続されたシンクトランジスタＱ６とを直列接続して備え、スイッチＳＷ１のオン／オフ切換えによる切換え信号に基づき、ソーストランジスタＱ５およびシンクトランジスタＱ６をオン／オフ制御して、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を駆動制御する信号を出力する。
【００１８】
半導体スイッチとしての温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１は、より詳しくは図３に示すような構成を備えている。図３において、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡは、内蔵抵抗ＲＧ、温度センサ１２１、ラッチ回路１２２及び過熱遮断用ＦＥＴＱＳを備えている。なお、ＺＤ１はゲートＧ−ソースＳ間を１２［Ｖ］に保ってゲートＧに過電圧が印加されようとした場合にこれをバイパスさせるツェナーダイオードである。
【００１９】
つまり、本実施形態で使用する温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１は、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１が規定以上の温度まで上昇したことが温度センサ１２１によって検出された場合には、その旨の検出情報がラッチ回路１２２に保持され、ゲート遮断回路としての過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオン動作となることによって、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を強制的にオフ制御する過熱遮断機能を備えている。
【００２０】
温度センサ１２１は４個のダイオードが縦続接続されてなり、実装上、温度センサ１２１は温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の近傍に配置形成されている。温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の温度が上昇するにつれて温度センサ１２１の各ダイオードの抵抗値が減少するので、ＦＥＴＱ５１のゲート電位が“Ｌ”レベルとされる電位まで下がると、ＦＥＴＱ５１がオン状態からオフ状態に遷移する。これにより、ＦＥＴＱ５４のゲート電位が温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのゲート制御端子（Ｇ）の電位にプルアップされ、ＦＥＴＱ５４がオフ状態からオン状態に遷移して、ラッチ回路１２２に“１”がラッチされることとなる。このとき、ラッチ回路１２２の出力が“Ｈ”レベルとなって過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオフ状態からオン状態に遷移するので、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡの真のゲート（ＴＧ）と温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのソース（ＳＡ）が同電位になって、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態からオフ状態に遷移して、過熱遮断されることとなる。
【００２１】
また、本実施形態の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６では、負荷１５または温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のソース（ＳＡ）と負荷１５間において発生する短絡故障による過電流、或いは不完全短絡故障による異常電流に対する保護機能をも備えている。以下、図２を参照して、この保護機能を実現する構成について説明する。
【００２２】
先ず、特許請求の範囲にいう基準電圧発生手段は、リファレンスＦＥＴ（第２半導体スイッチ）ＱＢ１および抵抗（第２負荷）Ｒｒ１で構成されている。リファレンスＦＥＴＱＢ１のドレインおよびゲートはそれぞれ温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレイン（Ｄ）および真のゲート（ＴＧ）に接続され、リファレンスＦＥＴＱＢ１のソース（ＳＢ）は抵抗Ｒｒ１の一方の端子に接続され、抵抗Ｒｒ１の他の端子は接地電位（ＧＮＤ）に接続されている。このように、リファレンスＦＥＴＱＢ１および温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレイン（Ｄ）およびゲート（ＴＧ）を共通化することにより同一チップ（１６）への集積化を容易にすることができる。
【００２３】
また、リファレンスＦＥＴＱＢ１および温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡは同一プロセスで同一チップ（１６）上に形成されたものを使用している。本実施形態における電流検出手法は、コンパレータＣＭＰ１による温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレイン−ソース間電圧ＶDSA と基準電圧との差の検出によって行われることから、同一チップ上にリファレンスＦＥＴＱＢおよび温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を形成することにより、電流検出における同相的誤差要因、即ち電源電圧、温度ドリフトやロット間のバラツキの影響を除去（削減）することもできる。さらに、抵抗Ｒｒ１をチップ１６の外部に設置しているので、基準電圧へのチップ１６の温度変化の影響を受け難くすることができ、高精度の電流検出を実現することが可能となる。
【００２４】
また、リファレンスＦＥＴＱＢの電流容量が温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の電流容量よりも小さくなるように、それぞれのＦＥＴを構成する並列接続のトランジスタ数の比を（リファレンスＦＥＴＱＢのトランジスタ数：１個）＜（温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のトランジスタ数：１０００個）となるように構成している。
【００２５】
さらに、抵抗Ｒｒの抵抗値は、後述のように負荷１０２の抵抗値×（温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のトランジスタ数：１０００個／リファリンスＦＥＴＱＢのトランジスタ数：１個）の値となるように設定される。この抵抗Ｒｒの設定により、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１に負荷電流（５［Ａ］）が流れたときに抵抗Ｒｒ１に５［ｍＡ］の電流が流れると、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１と同じドレイン−ソース間電圧ＶDSをリファレンスＦＥＴＱＢに発生させることができる。また、以上のような回路規定により、リファレンスＦＥＴＱＢおよび抵抗Ｒｒで構成される基準電圧発生手段の構成を極力小型化することができ、実装スペースを縮小して装置コストを低減することができる。
【００２６】
可変抵抗ＲＶはチップ外部に設置され、抵抗Ｒ２に並列に接続される。可変抵抗ＲＶは温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１がオフした後、オンさせるための正電圧をコンパレータＣＭＰ１の＋側に加えるためのものである。温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１がオンしている時のＲ１とＲ２の中点電圧は負荷が正常ならＶＢに近い電圧となっている。負荷１５がショートした場合は中点電圧は下がり、Ｒｒ端電圧より低くなるとコンパレータＣＭＰ１は反転する。レファレンスＦＥＴＱＢがオフする段階でＲｒの電圧はグランド電位に近づいていき、ある処で中点電圧が高くなるのでまた、コンパレータＣＭＰ１が反転する。
【００２７】
コンパレータＣＭＰ１は、特許請求の範囲にいう検出手段の一部を成す。コンパレータＣＭＰ１の“＋”入力端子には、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレインＤ−ソースＳＡ間電圧ＶDSA を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２および可変抵抗ＲＶの並列抵抗（Ｒ２‖ＲＶ）とで分圧した電圧が抵抗Ｒ５を介して供給されている。また、コンパレータＣＭＰ１の“−”入力端子には、リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDSB が供給されている。つまり、“−”入力端子に供給される電位より“＋”入力端子に供給される電位が大きいときに出力は有効（“Ｈ”レベル）となり、“−”入力端子に供給される電位より“＋”入力端子に供給される電位が小さいときに無効（“Ｌ”レベル）となる。なお、後述のように、コンパレータＣＭＰ１は一定のヒステリシスを持っている。
【００２８】
なお、本実施形態では、上記第２の過電流検出回路１６４として、ＦＥＴ（第３半導体スイッチ）ＱＢ２および第２のコンパレータＣＭＰ２を有する構成となっている。
【００２９】
次に本実施の形態の動作を説明する。ドライバ１２は並列接続した５個の通常の温度センサー内蔵ＦＥＴ１１のゲートにスイッチング信号を出力して、これら５個のＦＥＴ１１をスイッチング制御することにより、電源ＶＢの電力を負荷１５に供給する。この時、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１もドライバ１６２によりスイッチングされ、電源ＶＢから負荷１５側に抵抗Ｒを介して電流を流す。この電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は負荷１５側の過電流検出に用いられるため、負荷１５側に流す電流は小さくて良く、従って温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の容量も小さいもので良い。
【００３０】
上記のように負荷１５に電力が供給されている際に、負荷１５に電力を伝送するワイヤーハーネスや負荷１５に短絡が生じると、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の第１の過電流検出回路１６３が温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を流れる電流の過電流を検出し、その検出信号をドライバ１２に出力する。
【００３１】
ドライバ１２はこの検出信号を受け取ると、レアーショートの場合、５個の温度センサー内蔵ＦＥＴ１１のオンオフを繰り返す制御をするが、この場合、過電流が各温度センサー内蔵ＦＥＴ１１を流れているため、各温度センサー内蔵ＦＥＴ１１は短時間に過熱シャットダウンしてしまい、負荷１５側に流れる過電流が確実に遮断される。又、完全ショートとの場合は、５個の温度センサー内蔵ＦＥＴ１１に非常に大きな過大電流が流れるため、これらＦＥＴ１１は瞬時に過熱シャットダウンしてしまい、負荷１５側に流れる過電流が確実に遮断される。
【００３２】
ところが、この時点でも、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１は駆動しているため、前記５個のＦＥＴ１１から負荷１５への電力の供給が止まると、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は更に大きな電流を負荷１５へ流そうとする。その場合、抵抗Ｒ１の抵抗降下電圧よりも更に大きな抵抗降下電圧が抵抗Ｒ２に発生し、過電流検出回路１６４が更に大きな過電流を検出し、検出信号を電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６のドライバ１６２に出力する。
【００３３】
ドライバ１６２は前記検出信号を受け取ると、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のオンオフを繰り返す制御を行うため、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１は短時間で過熱シャットダウンし、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６も負荷１５側への電流供給を停止し、過電流保護が完了する。
【００３４】
本実施の形態によれば、並列接続された５個の温度センサー内蔵ＦＥＴ１１に並列に電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６を接続し、ショート等で過電流が負荷１５側へ流れた場合、この電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の過電流検出機能を用いて前記過電流を検出することにより、ヒューズを用いること無く確実に過電流保護を行うことができる。
【００３５】
その上、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の過電流検出機能はレアーショートに対しても有効であり、温度センサー内蔵ＦＥＴ１１の過熱シャットダウンにより、レアーショートに対するワイヤーハーネス等の保護を行うこともできる。
【００３６】
又、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６はワンチップ化でき１個用いるだけであるため、装置の配線数が多くなることがなく、装置の小型化を図ることができると共に、その電流供給容量は過電流検出機能を動作させるに足る安価な低容量タイプのものであれば良いため、装置が高くなることを抑制することができる。
【００３７】
更に、前記ショートなどの不具合が修復されれば、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は自動復帰して、装置は再び動作可能となるため、ヒューズを取り替える手間を省くことができる。
【００３８】
図４は本発明の電源供給制御装置の第２の実施の形態を示した回路図である。但し、図１に示した実施の形態と同一部分には同一符号を付し、その説明を適宜省略する。
【００３９】
本例は、負荷１５に電力を供給する半導体スイッチング素子として、５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８を用いたことと、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６が過電流を検出した場合に、ドライバ１２による５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８に対する制御方法が異なることが前記第１の実施の形態と異なり、他の構成は図１に示した第１の実施の形態と同様である。
【００４０】
次に本実施の形態の動作について説明する。ドライバ１２が５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８を駆動して、負荷１５に電力を供給している時、負荷１５側でショート等が起きた場合、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の過電流検出回路１６３が過電流を検出し、検出信号をドライバ１２に出力する。ドライバ１２は前記検出信号を受けると、５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８を全てオフする制御を行うことにより、負荷１５側に流れる過電流を遮断する。
【００４１】
本実施の形態によれば、並列接続された５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８に電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６を並列接続し、ショート等で過電流が負荷１５側へ流れた場合、この電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の過電流検出機能を用いて前記過電流を検出することにより、ヒューズを用いること無く確実に過電流保護を行うことができる。
【００４２】
又、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は１個用いるだけであるため、装置の配線数が多くなることがなく、装置の小型化を阻むことを回避することができると共に、その電流供給容量は過電流検出機能を動作させるに足る安価な低容量タイプでものであれば良いため、装置が高くなることを抑制することができる。
【００４３】
更に、前記ショートなどの不具合が修復されれば、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は自動復帰して装置は再び動作可能となるため、ヒューズを取り替える手間を省くことができる。
【００４４】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明の電源供給制御装置によれば、並列接続された温度センサー内蔵ＦＥＴに過電流検出用の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路を並列接続することにより、装置のコストを高くすること無く且つ小型化を損なうこと無く、通常のショートは勿論、レアショートに対しても負荷や電源線の保護動作を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電源供給制御装置の第１の実施の形態を示した回路図である。
【図２】本発明の図１に示した電流振動型遮断機能付きスイッチング回路の回路図である。
【図３】本発明の図２に示した温度センサー内蔵ＦＥＴの回路図である。
【図４】本発明の電源供給制御装置の第２の実施の形態を示した回路図である。
【図５】従来の電源供給制御装置の一例を示した回路図である。
【符号の説明】
１１、１６１ 温度センサー内蔵ＦＥＴ
１２、１６２ ドライバ
１３ チャージポンプ
１５ 負荷
１６ 電流振動型遮断機能付きスイッチング回路
１８ パワーＭＯＳＦＥＴ
１６３、１６４ 過電流検出回路
Claims (4)
- 並列接続された複数の過熱遮断機能を有する第１の半導体スイッチング素子群と、
これら複数の第１の半導体スイッチング素子群を共通に駆動して電源から負荷に電力を供給する駆動回路と、
これら半導体スイッチング素子に並列に接続される電流振動型遮断機能付きスイッチング回路と、
を具備し、
且つ、前記電流振動型遮断機能付きスイッチング回路は、入力される制御信号に応じてスイッチング制御されることにより前記電源から前記負荷に電流を供給する第２の半導体スイッチング素子と、
前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第１の基準電圧を発生する第１の基準電圧発生手段と、
前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第１の基準電圧との差を検出する第１の検出手段と、
前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生手段と、
前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第２の基準電圧との差を検出する第２の検出手段と、
前記第１の検出手段により検出された端子間電圧と前記第１の基準電圧との差に応じて前記第１の半導体スイッチング素子群を前記駆動回路によりオン／オフ制御する第１の制御手段と、
前記第２の検出手段の検出結果に応じて前記第２の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する第２の制御手段とを有することを特徴とする電源供給制御装置。 - 並列接続された複数の第１の半導体スイッチング素子群と、 これら複数の第１の半導体スイッチング素子群を共通に駆動して電源から負荷に電力を供給する駆動回路と、
これら半導体スイッチング素子に並列に接続される電流振動型遮断機能付きスイッチング回路と、
を具備し、
且つ、前記電流振動型遮断機能付きスイッチング回路は、入力される制御信号に応じてスイッチング制御されることにより前記電源から前記負荷に電流を供給する第２の半導体スイッチング素子と、
前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第１の基準電圧を発生する第１の基準電圧発生手段と、
前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第１の基準電圧との差を検出する第１の検出手段と、
前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生手段と、
前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第２の基準電圧との差を検出する第２の検出手段と、
前記第１の検出手段により検出された端子間電圧と前記第１の基準電圧との差に応じて前記第１の半導体スイッチング素子群を前記駆動回路によりオフ制御する第１の制御手段と、
前記第２の検出手段の検出結果に応じて前記第２の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する第２の制御手段とを有することを特徴とする電源供給制御装置。 - 前記第１の半導体スイッチング素子群は過熱遮断機能を有する温度センサー内蔵ＦＥＴ群であることを特徴とする請求項１記載の電源供給制御装置。
- 前記第２の半導体スイッチング素子は過熱遮断機能付きスイッチング回路を有する温度センサー内蔵ＦＥＴであることを特徴とする請求項１又は２記載の電源供給制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000030162A JP3676168B2 (ja) | 1999-02-14 | 2000-02-08 | 電源供給制御装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7426399 | 1999-02-14 | ||
| JP11-74263 | 1999-02-14 | ||
| JP2000030162A JP3676168B2 (ja) | 1999-02-14 | 2000-02-08 | 電源供給制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000299925A JP2000299925A (ja) | 2000-10-24 |
| JP3676168B2 true JP3676168B2 (ja) | 2005-07-27 |
Family
ID=26415397
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000030162A Expired - Fee Related JP3676168B2 (ja) | 1999-02-14 | 2000-02-08 | 電源供給制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3676168B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100799496B1 (ko) * | 2002-03-25 | 2008-01-31 | 주식회사 만도 | 차량용 센서의 보호장치 |
| JP2007028792A (ja) * | 2005-07-15 | 2007-02-01 | Yamatake Corp | コンバータ |
| JP5076949B2 (ja) * | 2008-02-14 | 2012-11-21 | 株式会社デンソー | 負荷駆動装置 |
| US10141923B2 (en) | 2016-08-25 | 2018-11-27 | Toyota Motor Engineering & Manufacturing North America, Inc. | System and method for eliminating gate voltage oscillation in paralleled power semiconductor switches |
| US10498131B2 (en) * | 2016-12-30 | 2019-12-03 | Infineon Technologies Ag | Electronic switch and protection circuit |
-
2000
- 2000-02-08 JP JP2000030162A patent/JP3676168B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000299925A (ja) | 2000-10-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050124 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050201 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050401 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050427 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080513 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090513 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100513 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110513 Year of fee payment: 6 |
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