JP3572292B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源回路に係り、特に過電流検出機能および出力短絡検出機能を有したスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
また、本発明は、スイッチング素子やスイッチング素子から給電される誘導性負荷回路などの過電流または短絡電流による劣化・破壊に対する保護を行うことができるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００３】
【従来の技術】
近年半導体集積回路の低電圧・大電流化に伴い、異常動作時の部品等の劣化・破壊に対する保護への要求が高まりつつある。
【０００４】
以下に図２を参照して従来のスイッチング電源回路について説明する。
【０００５】
従来のスイッチング電源回路は、図２に示すように、出力端子Ｖｏｕｔの電圧を検出する誤差増幅器１８、誤差増幅器１８の出力によりオン／オフが制御されるスイッチング素子１９、定電流源２０、定電流源２０により充電される静電容量２１と、静電容量２１の充電電圧を検出するコンパレータ２２、コンパレータ２２の出力信号を入力とするラッチ回路２３、ラッチ回路２３にリセットをかける起動回路２６、制御信号発生回路２４、ＡＮＤ回路２５、ＭＯＳトランジスタＭ２、さらに誘導性負荷回路を構成するチョークコイル２９、ショットキーダイオード３０、出力電圧検出用の抵抗３１，３２、出力平滑用の静電容量３３から構成されている。また２７は直流電源端子、２８は直流電源である。
【０００６】
以上のように構成されたスイッチング電源回路について、以下その動作を説明する。
【０００７】
通常動作時、出力端子Ｖｏｕｔの電圧に応じて制御信号発生回路２４で発生するＰＷＭ信号により、スイッチング素子Ｍ２はオン／オフ動作を行い、オン時には直流電源２８よりチョークコイル２９、静電容量３３および出力負荷に電力、つまりエネルギーを供給する。この時チョークコイル２９にはエネルギーが蓄積される。ＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｍ２がオフになると、チョークコイル２９に逆起電力が発生して、ショットキーダイオード３０を通じて回生電流が流れる。この時のチョークコイル２９で生じる電圧を静電容量で平滑することにより直流電圧が得られ、出力端子Ｖｏｕｔに向けて出力される。
【０００８】
通常、制御信号発生回路２４は、三角波発生器（図示せず）および誤差比較器（図示せず）を含んでおり、その誤差比較器で常時出力電圧（出力端子Ｖｏｕｔの電圧）をモニターして三角波発生器の出力信号との比較を行って、出力電圧に応じてパルス幅が変化するパルス信号（ＰＷＭ信号）を発生させている。しかし、この点は発明の本質でないため、説明を省略する。
【０００９】
異常時に誘導性負荷回路が過負荷になったり、もしくは出力端子Ｖｏｕｔが短絡されたりすると、出力電圧検出用の誤差増幅器１８は出力端子Ｖｏｕｔの電位が低下したことを検出してハイレベルを出力し、これによってスイッチング素子１９をオフにさせる。これと同時に、静電容量２１は定電流源２０により充電が開始される。この動作は出力端子Ｖｏｕｔの電圧が所定の電圧より低下し、誤差増幅器１８が反転信号を発生している期間保持し続ける。同期間中は、静電容量２１への充電を行い続け、定電流源２０の電流値および静電容量２１の容量値で決まる所定の時間が経過して、静電容量２１の充電電圧がコンパレータ２２の基準電圧を超えると、コンパレータ２２はラッチ回路２３をセットし、ＭＯＳトランジスタからなるスイッチング素子Ｍ２をオフさせ、スイッチング素子Ｍ２や誘導性負荷回路等の部品を破壊もしくは劣化から保護する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の構成では、出力の負荷状態が過負荷または短絡の状態になり、出力端子Ｖｏｕｔの電圧が低下すると、スイッチング素子Ｍ２を所定時間オフする保護機能が働く。しかし、過負荷もしくは短絡時に電流制限がかからないため、タイマ動作開始からラッチ回路２３のセットまでの間、スイッチング素子Ｍ２および誘導性負荷回路（２９，３０，３１，３２，３３）に制限のかからない過大電流が流れ続け、スイッチング素子Ｍ２または誘導性負荷回路を劣化させる、もしくは破壊に至らせる危険性があった。
【００１１】
したがって、本発明の目的は、スイッチング素子や誘導性負荷回路を構成する部品の保護をより確実なものにできるスイッチング電源回路を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明のスイッチング電源回路は、直流電源と、前記直流電源から電力が供給される誘導性負荷回路と、前記直流電源から前記誘導性負荷回路に供給される電力を断続させる第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子を周期的に導通させる制御信号を発生する制御信号発生回路と、前記第１のスイッチング素子に流れる負荷電流が所定の電流値を超えたときに過負荷検出信号を発生する過負荷検出回路と、前記過負荷検出信号によってセットされ前記制御信号の立ち上がりに応答してリセットされる第１のラッチ回路と、前記第１のラッチ回路の出力に応じて充電動作と放電動作とを繰り返しながら静電容量を徐々に充電していく計時動作を行って、所定の計時時間が経過したときにタイムアップ信号を発生するタイマ回路と、前記タイマ回路のタイムアップ信号に応答してセットされる第２のラッチ回路と、前記制御信号と前記第１および第２のラッチ回路の出力信号とを入力として、通常は前記制御信号に応じて前記スイッチング素子を導通させ、前記第１および第２のラッチ回路の少なくとも一方がセットされたときに前記スイッチング素子を前記制御信号にかかわらず遮断させる出力ドライブ回路とを備えている。
【００１３】
この構成によれば、第１のスイッチング素子に流れる負荷電流が所定の電流値をこえたときに過負荷検出信号が発生され、第１のラッチ回路およびタイマ回路が充電動作と放電動作を繰り返し行う計時動作を行う。そして、所定の計時時間が経過すると、タイマ回路から出力されるタイムアップ信号に応じて、第２のラッチ回路が動作して、スイッチング素子が制御信号の有無に拘わらず遮断される。また、最大電流値を所定値以下に制限しつつ異常電流発生時には制御停止することが可能なため、スイッチング素子や誘導性負荷回路の部品の劣化・破壊に対する保護動作をより確実なものにできる。
【００１４】
本発明の請求項２記載のスイッチング電源回路は、請求項１記載のスイッチング電源回路において、過負荷検出回路が、第１のスイッチング素子のオン動作に同期して、前記第１のスイッチング素子のオン電圧と所定の第１の基準電圧とを比較することにより、前記第１のスイッチング素子に流れる負荷電流が所定の電流値を超えたことを検出するようにしている。
【００１５】
この構成によれば、スイッチング素子のオン抵抗を利用して過電流または出力短絡電流を検出するため、特別な電流検出用抵抗が不要になることから、部品数が少なくて済み、かつ電流検出用抵抗での電力損失も無いため、電源利用効率を低下させることもない。
【００１６】
本発明の請求項３記載のスイッチング電源回路は、請求項１記載のスイッチング電源回路において、タイマ回路が、静電容量と、前記第１のラッチ回路がセットされた期間中に前記静電容量に充電電流を流す充電手段と、前記第１のラッチ回路がリセットされた期間中に前記静電容量に放電電流を流す放電手段と、前記静電容量の充電電圧と所定の第２の基準電圧とを比較して前記静電容量の充電電圧が前記第２の基準電圧を越えたときにタイムアップ信号を出力するコンパレータとを備えている。
【００１７】
この構成によれば、スイッチング素子の負荷電流が過電流になったことを検出して充電を開始し、静電容量への充電動作と放電動作とを繰り返しながら計時動作するため、静電容量の充電電圧が第２の基準電圧に達するまでのタイムアップ時間が従来例と比べて長くなり、静電容量の容量値を従来構成に比べて小さくすることができる。従って、この静電容量を小さな形状で作り込むことが可能となり、静電容量を含めたタイマ回路を半導体集積回路内に集積化することも可能になる。
【００１８】
本発明の請求項４記載のスイッチング電源回路は、請求項３記載のスイッチング電源回路において、タイマ回路が、充放電動作を開始してからタイムアップ信号を発生するまでの時間が制御信号の周期の２倍以上になるように第２の基準電圧のレベルを設定されている。
【００１９】
この構成によれば、周辺回路や周辺機器からのノイズが混入し、第１のラッチ回路が誤動作することにより静電容量を充電したとしても、放電手段が機能して静電容量の充電電圧を放電するため、単発的なノイズによる誤動作でスイッチング素子の動作を停止することを回避でき、信頼性の高い過電流検出動作を行うことができる。
【００２０】
本発明の請求項５記載のスイッチング電源回路は、請求項３記載のスイッチング電源回路において、第２のラッチ回路が、タイマ回路のタイムアップ信号に応答してセットされると静電容量の端子間を短絡する短絡手段を有していると共に、制御信号の周期よりも大きな周期に設定された起動回路の出力信号で周期的にリセットされるようにしている。
【００２１】
この構成によれば、本発明のスイッチング電源回路を搭載した電子機器を取り扱う取扱者が、取り扱いミスを犯して誘導性負荷回路を短絡すると、過負荷状態を検出してスイッチング素子を遮断して保護するだけでなく、この遮断状態を周期的に解除することができるため、取扱者が短絡状態を排除すれば、保護動作を機能させるための過電流検出動作を再開する一方、スイッチング電源回路としての本来機能を発揮することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００２３】
図１は本発明の実施の形態におけるスイッチング電源回路の構成図を示すものである。
【００２４】
図１において、Ｍ１は誘導性負荷回路に電力を供給するスイッチング素子であり、例えばＭＯＳトランジスタからなる。１はスイッチング素子Ｍ１の両端電圧を検出する差動増幅器、２は差動増幅器１の出力信号を受けてセットされるラッチ回路、３はコンパレータ、４はコンパレータ３の出力を受けてセットされるラッチ回路、５，６はＡＮＤ回路、７，８は定電流源、９，１０はスイッチング素子、１１はタイマ時間設定用の静電容量、１２は直流電源端子、１３，１４はインバータ回路、１５はラッチ回路４にリセットをかける起動回路、１６は制御信号発生回路、１７はスイッチング素子（短絡手段）、２８は電力を供給する直流電源、２８はチョークコイル、３０はショットキーダイオード、３３は平滑用の静電容量、Ｖｏｕｔは平滑された直流出力電圧を出力する出力端子である。
【００２５】
チョークコイル２９、ショットキーダイオード３０および静電容量３３は、スイッチング素子Ｍ１に対しての誘導性負荷回路を構成している。この誘導性負荷回路は、直流電源２８からの電力が供給されると共に、その電力の供給はスイッチング素子Ｍ１によって断続される。スイッチング素子Ｍ１が断続動作すると、チョークコイル２９の端子間に誘起電圧が発生し、その誘起電圧を静電容量３３で平滑することによって直流出力電圧に変換し、その直流出力電圧を出力端子Ｖｏｕｔから出力する。
【００２６】
制御信号発生回路１６は、スイッチング素子Ｍ１を周期的に導通させるための制御信号、具体的にはＰＷＭ制御信号を発生する回路であり、通常動作の時にはこの制御信号が出力ドライブ回路を介してスイッチング素子Ｍ１のゲートに印加され、スイッチング素子Ｍ１のオン／オフをスイッチング制御する。
【００２７】
出力ドライブ回路としてのＡＮＤ回路６は、制御信号発生回路１６の制御信号と、第１および第２のラッチ回路２，４の出力信号を入力として、通常は制御信号に応じてスイッチング素子Ｍ１を導通させ、第１および第２のラッチ回路２，４の少なくとも一方がセットされたときにスイッチング素子Ｍ１を制御信号に拘わらず遮断させるように機能する。
【００２８】
図１に示すスイッチング素子Ｍ１は、具体的にはＮチャンネルＭＯＳトランジスタであるものとして回路結線しており、ドレインを直流電源２８に接続し、ゲートをＡＮＤ回路６の出力に接続して、ソースフォロワ型式で誘導性負荷回路を駆動する回路例で示している。そして、ＡＮＤ回路６からハイレベルが入力されるとき、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子Ｍ１）が完全導通するものとして考えており、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタの導通の度合いが低い場合には、ＡＮＤ回路６をブートストラップ（ｂｏｏｔｓｔｒａｐ）回路（図示せず）で昇圧した電源電圧で動作させ、ゲートに印加する制御信号の振幅を拡大すれば良い。また、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタを用いて実施することも可能であり、その場合にはソースを直流電源２８に接続し、ＡＮＤ回路６の出力にインバータ回路（図示せず）を介挿してＡＮＤ回路６の反転信号をゲートに印加するようにして、ソース接地型式で誘導性負荷を駆動すれば良い。
【００２９】
そして、スイッチング電源回路としての最低限の機能は、制御信号発生回路１６、スイッチング素子Ｍ１、ショットキーダイオード３０，チョークコイル２９および静電容量３３によって行われる。即ち、制御信号発生回路１６の制御信号のパルス幅に応じてスイッチング素子Ｍ１が導通すると、その導通動作によってチョークコイル２９にエネルギーが蓄積され、チョークコイル２９に誘起される誘起電圧を静電容量３３で平滑して直流出力電圧に変換する。この直流出力電圧は、パルス幅の大きさに応じて変化するため、所定のパルス幅でスイッチング素子Ｍ１をスイッチング制御すれば、所定の直流出力電圧を出力することができる。しかし、負荷電流の変動によっても直流出力電圧が変動する傾向があり、直流出力電圧を負荷変動に対して安定化したい場合には、出力端子Ｖｏｕｔの電圧とある基準電圧とを誤差比較する誤差比較器（図示せず）を設けて、その誤差比較出力を制御信号発生回路１６に帰還する帰還経路を構成し、その誤差比較器の出力に応じて制御信号のパルス幅を可変して、直流出力電圧の安定化を図れば良い。
【００３０】
過負荷検出回路は、スイッチング素子Ｍ１のオン電圧と基準電圧源Ｖ１の第１の基準電圧とを比較する差動増幅器１と、差動増幅器１の出力および制御信号発生回路１６の制御信号を入力とするＡＮＤ回路５とによって構成される。
【００３１】
ここで、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗を利用した電流検出方法について説明する。ＭＯＳトランジスタが完全導通した時、ＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間が抵抗とほぼ同等の特性を示し、ドレイン電流が大きくなると、それにほぼ比例してドレイン・ソース間電圧（オン電圧）が大きくなる。従って、ＭＯＳトランジスタのオン動作に同期してオン電圧を検出することができれば、ＭＯＳトランジスタに流れる電流を検出することが可能である。従来、スイッチング素子の動作電流を精度良く検出する場合には、スイッチング素子Ｍ１と直列に純粋な抵抗を接続し、その抵抗の端子間電圧を電流値に換算して検出する方法を採用している。このような従来の電流検出方法に比べて、この発明で利用される電流検出手段（オン抵抗）による電流検出精度は劣るが、過負荷状態や出力の短絡状態を検出するような用途には何ら支障は無い。上述の電流検出方法を活用した過負荷検出回路について以下に説明する。
【００３２】
過負荷検出回路は、差動増幅器１の出力にＡＮＤ回路５を接続して、スイッチング素子Ｍ１が導通する制御信号のハイレベルに合わせて、ＡＮＤ回路５の入力に制御信号のハイレベルが入力される時のみ、差動増幅器１から出力される出力信号を有効にしている。これにより、スイッチング素子Ｍ１のオン動作に同期して、スイッチング素子Ｍ１のオン電圧と基準電圧源Ｖ１の第１の基準電圧とを差動増幅器１で比較しており、スイッチング素子Ｍ１に流れる負荷電流が所定の電流値を越えた時にハイレベル（過電流検出信号）を発生する。この過負荷検出回路によると、特別な電流検出用抵抗は不要になることから、部品点数は少なくて済み、かつ電流検出用抵抗での電力損失も無いため、電源利用効率を低下させることもない。
【００３３】
第１のラッチ回路２は、ＡＮＤ回路５の出力信号（過電流検出信号）によって動作状態がセットされ、制御信号発生回路１６の制御信号によって動作状態がリセットされ、自身のＱ出力信号によってタイマ回路の回路動作を制御している。
【００３４】
タイマ回路は、定電流源７，８と、タイマ時間設定用の静電容量１１と、スイッチング素子９，１０と、インバータ回路１３およびコンパレータ３によって構成されている。定電流源７及びスイッチング素子９は、静電容量１１に充電電流を流す充電手段であり、トランジスタによって回路構成されている。そして、定電流源７を構成するトランジスタは、自身の定電流動作をスイッチング駆動させることが可能であり、ラッチ回路２のＱ出力に応じて遮断するようにすれば、スイッチング素子９はあえて必要ではない。また、定電流源８及びスイッチング素子１０は、静電容量１１に放電電流を流す放電手段であり、トランジスタによって回路構成されており、定電流源８を構成するトランジスタをスイッチング駆動させ、インバータ回路１３の出力に応じて遮断するようにすれば、スイッチング素子１０はあえて必要ではない。また、スイッチング素子９はラッチ回路２のＱ出力に応じて導通し、スイッチング素子１０はインバータ回路１３によって作られるラッチ回路２のＱ出力の反転信号に応じて導通するため、充電手段が機能する場合は放電手段を遮断させ、逆に放電手段が機能する場合は充電手段を遮断させるように動作する。放電電流の電流値は、充電電流の電流値の１／２以下に設定すれば良い。
【００３５】
定電流源７，８およびスイッチング素子９，１０で構成される充放電手段（充電手段および放電手段のこと）は、ラッチ回路２が過電流検出信号でセットされると、ラッチ回路２のＱ出力で動作するスイッチング素子９が導通して、静電容量１１に充電電流を流す充電動作を行う。そして、ラッチ回路２が制御信号発生回路１６の制御信号でリセットされると、インバータ回路１３の出力で動作するスイッチング素子１０が導通して、静電容量１１に放電電流を流す放電動作を行う。そして、このタイマ回路は、充電動作と放電動作とを繰り返しながら静電容量１１を徐々に充電していく計時動作を行うため、充電電圧が第２の基準電圧Ｖ２に達するまでタイムアップ時間が従来構成に比べて長くなるから、静電容量１１の容量値を小さくすることができる。従って、静電容量１１を小さな形状で作り込むことが可能になり、静電容量１１を含めたタイマ回路を半導体集積回路内に集積化することも可能となる。
【００３６】
タイマ回路の一部を構成するコンパレータ３は、静電容量１１の充電電圧と、基準電圧源Ｖ２の出力電圧（第２の基準電圧）とを比較して、静電容量１１の充電電圧が第２の基準電圧Ｖ２を越えた時にタイムアップ信号（ハイレベルの出力電圧）を出力する。そして、上述の充放電手段が充放電動作を開始してからタイムアップ信号を発生するまでの時間が、制御信号発生回路１６の制御信号の周期の２倍以上に、好ましくは３倍〜５倍の範囲になるように第２の基準電圧Ｖ２をレベル設定する。これによって、制御信号発生回路１６の制御信号に応じて導通するスイッチング素子Ｍ１が１回オンしただけでは、タイムアップ信号を発生することはなく、スイッチング素子Ｍ１が連続的に数回オンした時に初めてタイムアップ信号を発生するように動作する。
【００３７】
一般的に、色々な電子機器、電子機器内の色々な箇所に搭載されるスイッチング電源回路は、周辺回路や周辺機器からノイズが混入する危険性が高い。しかし、このような構成のタイマ回路であれば、もし仮に、第１のラッチ回路２が単発的なノイズによって誤動作し、誤って静電容量１１を充電したとしても、次の制御信号でラッチ回路２がリセットされることにより、放電手段が機能して静電容量の充電電圧を放電するため、単発的なノイズによってタイムアップ信号を出力する心配は無く、スイッチング素子の動作を停止するような誤動作を回避でき、信頼性の高い過電流検出動作を行うことができる。
【００３８】
次に、このように構成されたスイッチング電源回路の回路動作について、特に過電流検出動作に関連する説明を、以下、図３に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する
図３は、横軸を時間ｔとして図１中の各部（ａ）〜（ｅ）の動作波形を示すタイミングチャートであり、図３（ａ）は制御信号発生回路１６で発生する制御信号（ＰＷＭ信号）波形、図３（ｂ）はスイッチング素子Ｍ１の端子電圧波形、図３（ｃ）は第１のラッチ回路２のＱ出力の出力電圧波形、図３（ｄ）は出力ドライバ回路であるＡＮＤ回路６の出力電圧波形、図３（ｅ）は静電容量１１の端子電圧波形である。
【００３９】
図３において、第１の期間ｔ１の間は通常の動作状態（通常レベルの負荷電流で動作している状態）の波形を示しており、この期間中は、制御信号発生回路１６の制御信号（ａ）と同じ波形がＡＮＤ回路６の出力端子から出力され、制御信号（ａ）がハイレベルの時にスイッチング素子Ｍ１はオン状態になり、このときのスイッチング素子Ｍ１の端子電圧（ｂ）は電源電圧Ｖｃｃより少し低い電位のハイレベルになる。なお、端子電圧（ｂ）のハイレベルが右肩下がりの波形になるのは、誘導性負荷回路をスイッチングする時の逆起電力が影響しているためである。スイッチング素子Ｍ１の端子電圧（ｂ）は、差動増幅器１によって電源電圧Ｖｃｃから第１の基準電圧Ｖ１ほど下がった基準電位と比較されるが、その基準電位までは低下しないため、差動増幅器１を含む過負荷検出回路からは過電流検出信号は出力されない。従って、第１のラッチ回路２はリセット状態を維持して、ラッチ回路２のＱ出力（図３（ｃ））はローレベルを出力するので、その後続のタイマ回路も動作せず、静電容量１１への充電動作は行われない。静電容量１１の端子電圧（ｅ）はローレベルを維持する。
【００４０】
次に、図３における第２の期間ｔ２は、過負荷状態（負荷電流が過大になっている状態）の波形を示しており、この期間中は、スイッチング素子Ｍ１に流れる電流が過大になっているため、スイッチング素子Ｍ１のオン電圧が大きくなり、スイッチング素子Ｍ１の端子電圧（ｂ）のハイレベルは通常動作時に比べて低下する。右肩下がりになったスイッチング素子Ｍ１の端子電圧波形（ｂ）は早い時点で（Ｖｃｃ−Ｖ１）の基準電位まで低下することになり、端子電圧（ｂ）がその基準電位まで低下すると、差動増幅器１はハイレベルを出力し、ＡＮＤ回路５の出力（過電圧検出回路の出力部）からハイレベル（過電圧検出信号）を出力する。
【００４１】
そして、過電圧検出信号が第１のラッチ回路２のセット入力に入力されることにより、ラッチ回路２はセット状態になって、Ｑ出力（図３（ｃ））からハイレベルを出力する。このＱ出力のハイレベル期間（期間ｔｃ）には、スイッチング素子９が導通して、定電流源７から静電容量１１に充電電流を流し込む充電動作が行われる。即ち、過負荷状態になった後の１個目の制御信号（ａ）から充電動作が開始され、静電容量１１の充電電圧（ｅ）は上昇し、次に２個目の制御信号が入力される時にラッチ回路２はリセットされ、静電容量１１に放電電流を流す放電動作が行われ、静電容量１１の充電電圧（ｅ）は低下する（期間ｔｄ）。そして、２個目の制御信号が入力されている時に過電流検出回路が作動すると、ラッチ回路２が再びセットされ、また充電動作が再開され、静電容量１１の充電電圧（ｅ）は更に上昇する。以上のような動作は、制御信号（ａ）がハイレベルになる度毎に行われ、充電電圧（ｅ）はその度毎に上昇していく。
【００４２】
そして、充電電圧（ｅ）が上昇して第２の基準電圧Ｖ２のレベルに達すると、コンパレータ３が作動してタイムアップ信号を出力する。第２のラッチ回路４は、このタイムアップ信号によってセット状態となり、ＡＮＤ回路６の出力信号（ｄ）をローレベルに固定する一方、インバータ回路１４の出力で動作するスイッチング素子１７をオンして、静電容量１１に蓄積された電荷を放電し、充電電圧をゼロにする。ここまでの動作で、スイッチング素子Ｍ１に流れる負荷電流が所定の電流値を越えた検出する検出動作を完了し、以降はスイッチング素子Ｍ１のオフ状態を継続して、スイッチング素子Ｍ１が制御信号（ａ）の有無に拘わらず遮断されることになる。
【００４３】
このようにして、最大電流値を所定値以下に制限しつつ異常電流発生時には制御停止することができるため、スイッチング素子Ｍ１や誘導性負荷回路の部品（２９等）の劣化・破壊に対する保護をより確実に行うことができる。
【００４４】
但しこのままでは、第２のラッチ回路４が一旦セット状態になると、スイッチング素子Ｍ１のオフ状態が継続され、スイッチング電源回路全体に供給する電源電圧を遮断しない限り、スイッチング電源回路の本来の機能が復帰しない。この問題については、起動回路１５の出力信号で第２のラッチ回路４をリセットすることで解消される。
【００４５】
最後に、起動回路１５の旨い活用方法について説明する。
【００４６】
タイマ回路における充電動作の開始からタイムアップ信号が発生するまでの時間をタイムアップ時間とすると、第２のラッチ回路４をリセットする起動回路１５の出力信号の周期を、このタイムアップ時間に比べて十分大きな周期にすると、次のような利点がある。
【００４７】
このスイッチング電源回路を搭載した電子機器を取り扱う取扱者が、取り扱いミスを犯して誘導性負荷回路を短絡すると、過負荷状態を検出してスイッチング素子Ｍ１を遮断して保護するだけでなく、この遮断状態を周期的に解除することができるため、取扱者が短絡状態を排除すれば、保護動作を機能させるための過電流検出動作を再開する一方、スイッチング電源回路としての本来機能を発揮することができる。
【００４８】
【発明の効果】
本発明のスイッチング電源回路によれば、第１のスイッチング素子に流れる負荷電流が所定の電流値をこえたときに過負荷検出信号が発生され、このときにスイッチング素子が制御信号の有無に拘わらず遮断されることになり、最大電流値を所定値以下に制限しつつ異常電流発生時には制御停止することが可能なため、スイッチング素子や誘導性負荷回路の部品の劣化・破壊に対する保護動作をより確実なものにできる。
【００４９】
請求項２記載のスイッチング電源回路によれば、過電流または出力短絡電流を検出するのに、スイッチング素子のオン抵抗を利用するため、特別な電流検出用抵抗が不要で、部品数が少なくて済み、かつ電流検出用抵抗での電力損失も無いため、電源利用効率を低下させることもない。
【００５０】
請求項３記載のスイッチング電源回路によれば、スイッチング素子の過負荷状態を検出して、静電容量への充電動作を開始し、充電動作と放電動作とを繰り返しながら計時動作するため、静電容量の容量値が小さくてもタイムアップ時間を長くすることができ、静電容量を含めたタイマ回路を半導体集積回路内に集積化することも可能になる。
【００５１】
請求項４記載のスイッチング電源回路によれば、周辺回路や周辺機器から単発的なノイズが混入しても、そのノイズによる誤動作でスイッチング素子の動作を停止することを回避でき、信頼性の高い過電流検出動作を行うことができる。
【００５２】
請求項５記載のスイッチング電源回路によれば、本発明を搭載した電子機器を取り扱う取扱者が、取り扱いミスを犯して誘導性負荷回路を短絡すると、過負荷状態を検出してスイッチング素子を遮断して保護するだけでなく、取扱者がこの短絡状態を排除すれば、保護動作を機能させるための過電流検出動作を再開する一方、スイッチング電源回路としての本来機能を発揮することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態によるスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】従来のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図３】本発明のスイッチング電源回路による動作タイミングを示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１ 差動増幅器
２，４ ラッチ回路
３ コンパレータ
５，６ ＡＮＤ回路
７，８ 定電流源
９，１０ スイッチング素子
１１ 静電容量
１２ 直流電源端子
１３，１４ インバータ回路
１５ 起動回路
１６ 制御信号発生回路
１７ スイッチング素子（短絡手段）
２８ 直流電源
２９ チョークコイル
３０ ショットキーダイオード
３３ 静電容量
Ｍ１ スイッチング素子
Ｖ１ 基準電圧源
Ｖ２ 基準電圧源
Ｖｏｕｔ 出力端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源回路に係り、特に過電流検出機能および出力短絡検出機能を有したスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
また、本発明は、スイッチング素子やスイッチング素子から給電される誘導性負荷回路などの過電流または短絡電流による劣化・破壊に対する保護を行うことができるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００３】
【従来の技術】
近年半導体集積回路の低電圧・大電流化に伴い、異常動作時の部品等の劣化・破壊に対する保護への要求が高まりつつある。
【０００４】
以下に図２を参照して従来のスイッチング電源回路について説明する。
【０００５】
従来のスイッチング電源回路は、図２に示すように、出力端子Ｖｏｕｔの電圧を検出する誤差増幅器１８、誤差増幅器１８の出力によりオン／オフが制御されるスイッチング素子１９、定電流源２０、定電流源２０により充電される静電容量２１と、静電容量２１の充電電圧を検出するコンパレータ２２、コンパレータ２２の出力信号を入力とするラッチ回路２３、ラッチ回路２３にリセットをかける起動回路２６、制御信号発生回路２４、ＡＮＤ回路２５、ＭＯＳトランジスタＭ２、さらに誘導性負荷回路を構成するチョークコイル２９、ショットキーダイオード３０、出力電圧検出用の抵抗３１，３２、出力平滑用の静電容量３３から構成されている。また２７は直流電源端子、２８は直流電源である。
【０００６】
以上のように構成されたスイッチング電源回路について、以下その動作を説明する。
【０００７】
通常動作時、出力端子Ｖｏｕｔの電圧に応じて制御信号発生回路２４で発生するＰＷＭ信号により、スイッチング素子Ｍ２はオン／オフ動作を行い、オン時には直流電源２８よりチョークコイル２９、静電容量３３および出力負荷に電力、つまりエネルギーを供給する。この時チョークコイル２９にはエネルギーが蓄積される。ＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｍ２がオフになると、チョークコイル２９に逆起電力が発生して、ショットキーダイオード３０を通じて回生電流が流れる。この時のチョークコイル２９で生じる電圧を静電容量で平滑することにより直流電圧が得られ、出力端子Ｖｏｕｔに向けて出力される。
【０００８】
通常、制御信号発生回路２４は、三角波発生器（図示せず）および誤差比較器（図示せず）を含んでおり、その誤差比較器で常時出力電圧（出力端子Ｖｏｕｔの電圧）をモニターして三角波発生器の出力信号との比較を行って、出力電圧に応じてパルス幅が変化するパルス信号（ＰＷＭ信号）を発生させている。しかし、この点は発明の本質でないため、説明を省略する。
【０００９】
異常時に誘導性負荷回路が過負荷になったり、もしくは出力端子Ｖｏｕｔが短絡されたりすると、出力電圧検出用の誤差増幅器１８は出力端子Ｖｏｕｔの電位が低下したことを検出してハイレベルを出力し、これによってスイッチング素子１９をオフにさせる。これと同時に、静電容量２１は定電流源２０により充電が開始される。この動作は出力端子Ｖｏｕｔの電圧が所定の電圧より低下し、誤差増幅器１８が反転信号を発生している期間保持し続ける。同期間中は、静電容量２１への充電を行い続け、定電流源２０の電流値および静電容量２１の容量値で決まる所定の時間が経過して、静電容量２１の充電電圧がコンパレータ２２の基準電圧を超えると、コンパレータ２２はラッチ回路２３をセットし、ＭＯＳトランジスタからなるスイッチング素子Ｍ２をオフさせ、スイッチング素子Ｍ２や誘導性負荷回路等の部品を破壊もしくは劣化から保護する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の構成では、出力の負荷状態が過負荷または短絡の状態になり、出力端子Ｖｏｕｔの電圧が低下すると、スイッチング素子Ｍ２を所定時間オフする保護機能が働く。しかし、過負荷もしくは短絡時に電流制限がかからないため、タイマ動作開始からラッチ回路２３のセットまでの間、スイッチング素子Ｍ２および誘導性負荷回路（２９，３０，３１，３２，３３）に制限のかからない過大電流が流れ続け、スイッチング素子Ｍ２または誘導性負荷回路を劣化させる、もしくは破壊に至らせる危険性があった。
【００１１】
したがって、本発明の目的は、スイッチング素子や誘導性負荷回路を構成する部品の保護をより確実なものにできるスイッチング電源回路を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明のスイッチング電源回路は、直流電源と、前記直流電源から電力が供給される誘導性負荷回路と、前記直流電源から前記誘導性負荷回路に供給される電力を断続させる第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子を周期的に導通させる制御信号を発生する制御信号発生回路と、前記第１のスイッチング素子に流れる負荷電流が所定の電流値を超えたときに過負荷検出信号を発生する過負荷検出回路と、前記過負荷検出信号によってセットされ前記制御信号の立ち上がりに応答してリセットされる第１のラッチ回路と、前記第１のラッチ回路の出力に応じて充電動作と放電動作とを繰り返しながら静電容量を徐々に充電していく計時動作を行って、所定の計時時間が経過したときにタイムアップ信号を発生するタイマ回路と、前記タイマ回路のタイムアップ信号に応答してセットされる第２のラッチ回路と、前記制御信号と前記第１および第２のラッチ回路の出力信号とを入力として、通常は前記制御信号に応じて前記スイッチング素子を導通させ、前記第１および第２のラッチ回路の少なくとも一方がセットされたときに前記スイッチング素子を前記制御信号にかかわらず遮断させる出力ドライブ回路とを備えている。
【００１３】
この構成によれば、第１のスイッチング素子に流れる負荷電流が所定の電流値をこえたときに過負荷検出信号が発生され、第１のラッチ回路およびタイマ回路が充電動作と放電動作を繰り返し行う計時動作を行う。そして、所定の計時時間が経過すると、タイマ回路から出力されるタイムアップ信号に応じて、第２のラッチ回路が動作して、スイッチング素子が制御信号の有無に拘わらず遮断される。また、最大電流値を所定値以下に制限しつつ異常電流発生時には制御停止することが可能なため、スイッチング素子や誘導性負荷回路の部品の劣化・破壊に対する保護動作をより確実なものにできる。
【００１４】
本発明の請求項２記載のスイッチング電源回路は、請求項１記載のスイッチング電源回路において、過負荷検出回路が、第１のスイッチング素子のオン動作に同期して、前記第１のスイッチング素子のオン電圧と所定の第１の基準電圧とを比較することにより、前記第１のスイッチング素子に流れる負荷電流が所定の電流値を超えたことを検出するようにしている。
【００１５】
この構成によれば、スイッチング素子のオン抵抗を利用して過電流または出力短絡電流を検出するため、特別な電流検出用抵抗が不要になることから、部品数が少なくて済み、かつ電流検出用抵抗での電力損失も無いため、電源利用効率を低下させることもない。
【００１６】
本発明の請求項３記載のスイッチング電源回路は、請求項１記載のスイッチング電源回路において、タイマ回路が、静電容量と、前記第１のラッチ回路がセットされた期間中に前記静電容量に充電電流を流す充電手段と、前記第１のラッチ回路がリセットされた期間中に前記静電容量に放電電流を流す放電手段と、前記静電容量の充電電圧と所定の第２の基準電圧とを比較して前記静電容量の充電電圧が前記第２の基準電圧を越えたときにタイムアップ信号を出力するコンパレータとを備えている。
【００１７】
この構成によれば、スイッチング素子の負荷電流が過電流になったことを検出して充電を開始し、静電容量への充電動作と放電動作とを繰り返しながら計時動作するため、静電容量の充電電圧が第２の基準電圧に達するまでのタイムアップ時間が従来例と比べて長くなり、静電容量の容量値を従来構成に比べて小さくすることができる。従って、この静電容量を小さな形状で作り込むことが可能となり、静電容量を含めたタイマ回路を半導体集積回路内に集積化することも可能になる。
【００１８】
本発明の請求項４記載のスイッチング電源回路は、請求項３記載のスイッチング電源回路において、タイマ回路が、充放電動作を開始してからタイムアップ信号を発生するまでの時間が制御信号の周期の２倍以上になるように第２の基準電圧のレベルを設定されている。
【００１９】
この構成によれば、周辺回路や周辺機器からのノイズが混入し、第１のラッチ回路が誤動作することにより静電容量を充電したとしても、放電手段が機能して静電容量の充電電圧を放電するため、単発的なノイズによる誤動作でスイッチング素子の動作を停止することを回避でき、信頼性の高い過電流検出動作を行うことができる。
【００２０】
本発明の請求項５記載のスイッチング電源回路は、請求項３記載のスイッチング電源回路において、第２のラッチ回路が、タイマ回路のタイムアップ信号に応答してセットされると静電容量の端子間を短絡する短絡手段を有していると共に、制御信号の周期よりも大きな周期に設定された起動回路の出力信号で周期的にリセットされるようにしている。
【００２１】
この構成によれば、本発明のスイッチング電源回路を搭載した電子機器を取り扱う取扱者が、取り扱いミスを犯して誘導性負荷回路を短絡すると、過負荷状態を検出してスイッチング素子を遮断して保護するだけでなく、この遮断状態を周期的に解除することができるため、取扱者が短絡状態を排除すれば、保護動作を機能させるための過電流検出動作を再開する一方、スイッチング電源回路としての本来機能を発揮することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００２３】
図１は本発明の実施の形態におけるスイッチング電源回路の構成図を示すものである。
【００２４】
図１において、Ｍ１は誘導性負荷回路に電力を供給するスイッチング素子であり、例えばＭＯＳトランジスタからなる。１はスイッチング素子Ｍ１の両端電圧を検出する差動増幅器、２は差動増幅器１の出力信号を受けてセットされるラッチ回路、３はコンパレータ、４はコンパレータ３の出力を受けてセットされるラッチ回路、５，６はＡＮＤ回路、７，８は定電流源、９，１０はスイッチング素子、１１はタイマ時間設定用の静電容量、１２は直流電源端子、１３，１４はインバータ回路、１５はラッチ回路４にリセットをかける起動回路、１６は制御信号発生回路、１７はスイッチング素子（短絡手段）、２８は電力を供給する直流電源、２８はチョークコイル、３０はショットキーダイオード、３３は平滑用の静電容量、Ｖｏｕｔは平滑された直流出力電圧を出力する出力端子である。
【００２５】
チョークコイル２９、ショットキーダイオード３０および静電容量３３は、スイッチング素子Ｍ１に対しての誘導性負荷回路を構成している。この誘導性負荷回路は、直流電源２８からの電力が供給されると共に、その電力の供給はスイッチング素子Ｍ１によって断続される。スイッチング素子Ｍ１が断続動作すると、チョークコイル２９の端子間に誘起電圧が発生し、その誘起電圧を静電容量３３で平滑することによって直流出力電圧に変換し、その直流出力電圧を出力端子Ｖｏｕｔから出力する。
【００２６】
制御信号発生回路１６は、スイッチング素子Ｍ１を周期的に導通させるための制御信号、具体的にはＰＷＭ制御信号を発生する回路であり、通常動作の時にはこの制御信号が出力ドライブ回路を介してスイッチング素子Ｍ１のゲートに印加され、スイッチング素子Ｍ１のオン／オフをスイッチング制御する。
【００２７】
出力ドライブ回路としてのＡＮＤ回路６は、制御信号発生回路１６の制御信号と、第１および第２のラッチ回路２，４の出力信号を入力として、通常は制御信号に応じてスイッチング素子Ｍ１を導通させ、第１および第２のラッチ回路２，４の少なくとも一方がセットされたときにスイッチング素子Ｍ１を制御信号に拘わらず遮断させるように機能する。
【００２８】
図１に示すスイッチング素子Ｍ１は、具体的にはＮチャンネルＭＯＳトランジスタであるものとして回路結線しており、ドレインを直流電源２８に接続し、ゲートをＡＮＤ回路６の出力に接続して、ソースフォロワ型式で誘導性負荷回路を駆動する回路例で示している。そして、ＡＮＤ回路６からハイレベルが入力されるとき、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子Ｍ１）が完全導通するものとして考えており、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタの導通の度合いが低い場合には、ＡＮＤ回路６をブートストラップ（ｂｏｏｔｓｔｒａｐ）回路（図示せず）で昇圧した電源電圧で動作させ、ゲートに印加する制御信号の振幅を拡大すれば良い。また、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタを用いて実施することも可能であり、その場合にはソースを直流電源２８に接続し、ＡＮＤ回路６の出力にインバータ回路（図示せず）を介挿してＡＮＤ回路６の反転信号をゲートに印加するようにして、ソース接地型式で誘導性負荷を駆動すれば良い。
【００２９】
そして、スイッチング電源回路としての最低限の機能は、制御信号発生回路１６、スイッチング素子Ｍ１、ショットキーダイオード３０，チョークコイル２９および静電容量３３によって行われる。即ち、制御信号発生回路１６の制御信号のパルス幅に応じてスイッチング素子Ｍ１が導通すると、その導通動作によってチョークコイル２９にエネルギーが蓄積され、チョークコイル２９に誘起される誘起電圧を静電容量３３で平滑して直流出力電圧に変換する。この直流出力電圧は、パルス幅の大きさに応じて変化するため、所定のパルス幅でスイッチング素子Ｍ１をスイッチング制御すれば、所定の直流出力電圧を出力することができる。しかし、負荷電流の変動によっても直流出力電圧が変動する傾向があり、直流出力電圧を負荷変動に対して安定化したい場合には、出力端子Ｖｏｕｔの電圧とある基準電圧とを誤差比較する誤差比較器（図示せず）を設けて、その誤差比較出力を制御信号発生回路１６に帰還する帰還経路を構成し、その誤差比較器の出力に応じて制御信号のパルス幅を可変して、直流出力電圧の安定化を図れば良い。
【００３０】
過負荷検出回路は、スイッチング素子Ｍ１のオン電圧と基準電圧源Ｖ１の第１の基準電圧とを比較する差動増幅器１と、差動増幅器１の出力および制御信号発生回路１６の制御信号を入力とするＡＮＤ回路５とによって構成される。
【００３１】
ここで、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗を利用した電流検出方法について説明する。ＭＯＳトランジスタが完全導通した時、ＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間が抵抗とほぼ同等の特性を示し、ドレイン電流が大きくなると、それにほぼ比例してドレイン・ソース間電圧（オン電圧）が大きくなる。従って、ＭＯＳトランジスタのオン動作に同期してオン電圧を検出することができれば、ＭＯＳトランジスタに流れる電流を検出することが可能である。従来、スイッチング素子の動作電流を精度良く検出する場合には、スイッチング素子Ｍ１と直列に純粋な抵抗を接続し、その抵抗の端子間電圧を電流値に換算して検出する方法を採用している。このような従来の電流検出方法に比べて、この発明で利用される電流検出手段（オン抵抗）による電流検出精度は劣るが、過負荷状態や出力の短絡状態を検出するような用途には何ら支障は無い。上述の電流検出方法を活用した過負荷検出回路について以下に説明する。
【００３２】
過負荷検出回路は、差動増幅器１の出力にＡＮＤ回路５を接続して、スイッチング素子Ｍ１が導通する制御信号のハイレベルに合わせて、ＡＮＤ回路５の入力に制御信号のハイレベルが入力される時のみ、差動増幅器１から出力される出力信号を有効にしている。これにより、スイッチング素子Ｍ１のオン動作に同期して、スイッチング素子Ｍ１のオン電圧と基準電圧源Ｖ１の第１の基準電圧とを差動増幅器１で比較しており、スイッチング素子Ｍ１に流れる負荷電流が所定の電流値を越えた時にハイレベル（過電流検出信号）を発生する。この過負荷検出回路によると、特別な電流検出用抵抗は不要になることから、部品点数は少なくて済み、かつ電流検出用抵抗での電力損失も無いため、電源利用効率を低下させることもない。
【００３３】
第１のラッチ回路２は、ＡＮＤ回路５の出力信号（過電流検出信号）によって動作状態がセットされ、制御信号発生回路１６の制御信号によって動作状態がリセットされ、自身のＱ出力信号によってタイマ回路の回路動作を制御している。
【００３４】
タイマ回路は、定電流源７，８と、タイマ時間設定用の静電容量１１と、スイッチング素子９，１０と、インバータ回路１３およびコンパレータ３によって構成されている。定電流源７及びスイッチング素子９は、静電容量１１に充電電流を流す充電手段であり、トランジスタによって回路構成されている。そして、定電流源７を構成するトランジスタは、自身の定電流動作をスイッチング駆動させることが可能であり、ラッチ回路２のＱ出力に応じて遮断するようにすれば、スイッチング素子９はあえて必要ではない。また、定電流源８及びスイッチング素子１０は、静電容量１１に放電電流を流す放電手段であり、トランジスタによって回路構成されており、定電流源８を構成するトランジスタをスイッチング駆動させ、インバータ回路１３の出力に応じて遮断するようにすれば、スイッチング素子１０はあえて必要ではない。また、スイッチング素子９はラッチ回路２のＱ出力に応じて導通し、スイッチング素子１０はインバータ回路１３によって作られるラッチ回路２のＱ出力の反転信号に応じて導通するため、充電手段が機能する場合は放電手段を遮断させ、逆に放電手段が機能する場合は充電手段を遮断させるように動作する。放電電流の電流値は、充電電流の電流値の１／２以下に設定すれば良い。
【００３５】
定電流源７，８およびスイッチング素子９，１０で構成される充放電手段（充電手段および放電手段のこと）は、ラッチ回路２が過電流検出信号でセットされると、ラッチ回路２のＱ出力で動作するスイッチング素子９が導通して、静電容量１１に充電電流を流す充電動作を行う。そして、ラッチ回路２が制御信号発生回路１６の制御信号でリセットされると、インバータ回路１３の出力で動作するスイッチング素子１０が導通して、静電容量１１に放電電流を流す放電動作を行う。そして、このタイマ回路は、充電動作と放電動作とを繰り返しながら静電容量１１を徐々に充電していく計時動作を行うため、充電電圧が第２の基準電圧Ｖ２に達するまでタイムアップ時間が従来構成に比べて長くなるから、静電容量１１の容量値を小さくすることができる。従って、静電容量１１を小さな形状で作り込むことが可能になり、静電容量１１を含めたタイマ回路を半導体集積回路内に集積化することも可能となる。
【００３６】
タイマ回路の一部を構成するコンパレータ３は、静電容量１１の充電電圧と、基準電圧源Ｖ２の出力電圧（第２の基準電圧）とを比較して、静電容量１１の充電電圧が第２の基準電圧Ｖ２を越えた時にタイムアップ信号（ハイレベルの出力電圧）を出力する。そして、上述の充放電手段が充放電動作を開始してからタイムアップ信号を発生するまでの時間が、制御信号発生回路１６の制御信号の周期の２倍以上に、好ましくは３倍〜５倍の範囲になるように第２の基準電圧Ｖ２をレベル設定する。これによって、制御信号発生回路１６の制御信号に応じて導通するスイッチング素子Ｍ１が１回オンしただけでは、タイムアップ信号を発生することはなく、スイッチング素子Ｍ１が連続的に数回オンした時に初めてタイムアップ信号を発生するように動作する。
【００３７】
一般的に、色々な電子機器、電子機器内の色々な箇所に搭載されるスイッチング電源回路は、周辺回路や周辺機器からノイズが混入する危険性が高い。しかし、このような構成のタイマ回路であれば、もし仮に、第１のラッチ回路２が単発的なノイズによって誤動作し、誤って静電容量１１を充電したとしても、次の制御信号でラッチ回路２がリセットされることにより、放電手段が機能して静電容量の充電電圧を放電するため、単発的なノイズによってタイムアップ信号を出力する心配は無く、スイッチング素子の動作を停止するような誤動作を回避でき、信頼性の高い過電流検出動作を行うことができる。
【００３８】
次に、このように構成されたスイッチング電源回路の回路動作について、特に過電流検出動作に関連する説明を、以下、図３に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する
図３は、横軸を時間ｔとして図１中の各部（ａ）〜（ｅ）の動作波形を示すタイミングチャートであり、図３（ａ）は制御信号発生回路１６で発生する制御信号（ＰＷＭ信号）波形、図３（ｂ）はスイッチング素子Ｍ１の端子電圧波形、図３（ｃ）は第１のラッチ回路２のＱ出力の出力電圧波形、図３（ｄ）は出力ドライバ回路であるＡＮＤ回路６の出力電圧波形、図３（ｅ）は静電容量１１の端子電圧波形である。
【００３９】
図３において、第１の期間ｔ１の間は通常の動作状態（通常レベルの負荷電流で動作している状態）の波形を示しており、この期間中は、制御信号発生回路１６の制御信号（ａ）と同じ波形がＡＮＤ回路６の出力端子から出力され、制御信号（ａ）がハイレベルの時にスイッチング素子Ｍ１はオン状態になり、このときのスイッチング素子Ｍ１の端子電圧（ｂ）は電源電圧Ｖｃｃより少し低い電位のハイレベルになる。なお、端子電圧（ｂ）のハイレベルが右肩下がりの波形になるのは、誘導性負荷回路をスイッチングする時の逆起電力が影響しているためである。スイッチング素子Ｍ１の端子電圧（ｂ）は、差動増幅器１によって電源電圧Ｖｃｃから第１の基準電圧Ｖ１ほど下がった基準電位と比較されるが、その基準電位までは低下しないため、差動増幅器１を含む過負荷検出回路からは過電流検出信号は出力されない。従って、第１のラッチ回路２はリセット状態を維持して、ラッチ回路２のＱ出力（図３（ｃ））はローレベルを出力するので、その後続のタイマ回路も動作せず、静電容量１１への充電動作は行われない。静電容量１１の端子電圧（ｅ）はローレベルを維持する。
【００４０】
次に、図３における第２の期間ｔ２は、過負荷状態（負荷電流が過大になっている状態）の波形を示しており、この期間中は、スイッチング素子Ｍ１に流れる電流が過大になっているため、スイッチング素子Ｍ１のオン電圧が大きくなり、スイッチング素子Ｍ１の端子電圧（ｂ）のハイレベルは通常動作時に比べて低下する。右肩下がりになったスイッチング素子Ｍ１の端子電圧波形（ｂ）は早い時点で（Ｖｃｃ−Ｖ１）の基準電位まで低下することになり、端子電圧（ｂ）がその基準電位まで低下すると、差動増幅器１はハイレベルを出力し、ＡＮＤ回路５の出力（過電圧検出回路の出力部）からハイレベル（過電圧検出信号）を出力する。
【００４１】
そして、過電圧検出信号が第１のラッチ回路２のセット入力に入力されることにより、ラッチ回路２はセット状態になって、Ｑ出力（図３（ｃ））からハイレベルを出力する。このＱ出力のハイレベル期間（期間ｔｃ）には、スイッチング素子９が導通して、定電流源７から静電容量１１に充電電流を流し込む充電動作が行われる。即ち、過負荷状態になった後の１個目の制御信号（ａ）から充電動作が開始され、静電容量１１の充電電圧（ｅ）は上昇し、次に２個目の制御信号が入力される時にラッチ回路２はリセットされ、静電容量１１に放電電流を流す放電動作が行われ、静電容量１１の充電電圧（ｅ）は低下する（期間ｔｄ）。そして、２個目の制御信号が入力されている時に過電流検出回路が作動すると、ラッチ回路２が再びセットされ、また充電動作が再開され、静電容量１１の充電電圧（ｅ）は更に上昇する。以上のような動作は、制御信号（ａ）がハイレベルになる度毎に行われ、充電電圧（ｅ）はその度毎に上昇していく。
【００４２】
そして、充電電圧（ｅ）が上昇して第２の基準電圧Ｖ２のレベルに達すると、コンパレータ３が作動してタイムアップ信号を出力する。第２のラッチ回路４は、このタイムアップ信号によってセット状態となり、ＡＮＤ回路６の出力信号（ｄ）をローレベルに固定する一方、インバータ回路１４の出力で動作するスイッチング素子１７をオンして、静電容量１１に蓄積された電荷を放電し、充電電圧をゼロにする。ここまでの動作で、スイッチング素子Ｍ１に流れる負荷電流が所定の電流値を越えた検出する検出動作を完了し、以降はスイッチング素子Ｍ１のオフ状態を継続して、スイッチング素子Ｍ１が制御信号（ａ）の有無に拘わらず遮断されることになる。
【００４３】
このようにして、最大電流値を所定値以下に制限しつつ異常電流発生時には制御停止することができるため、スイッチング素子Ｍ１や誘導性負荷回路の部品（２９等）の劣化・破壊に対する保護をより確実に行うことができる。
【００４４】
但しこのままでは、第２のラッチ回路４が一旦セット状態になると、スイッチング素子Ｍ１のオフ状態が継続され、スイッチング電源回路全体に供給する電源電圧を遮断しない限り、スイッチング電源回路の本来の機能が復帰しない。この問題については、起動回路１５の出力信号で第２のラッチ回路４をリセットすることで解消される。
【００４５】
最後に、起動回路１５の旨い活用方法について説明する。
【００４６】
タイマ回路における充電動作の開始からタイムアップ信号が発生するまでの時間をタイムアップ時間とすると、第２のラッチ回路４をリセットする起動回路１５の出力信号の周期を、このタイムアップ時間に比べて十分大きな周期にすると、次のような利点がある。
【００４７】
このスイッチング電源回路を搭載した電子機器を取り扱う取扱者が、取り扱いミスを犯して誘導性負荷回路を短絡すると、過負荷状態を検出してスイッチング素子Ｍ１を遮断して保護するだけでなく、この遮断状態を周期的に解除することができるため、取扱者が短絡状態を排除すれば、保護動作を機能させるための過電流検出動作を再開する一方、スイッチング電源回路としての本来機能を発揮することができる。
【００４８】
【発明の効果】
本発明のスイッチング電源回路によれば、第１のスイッチング素子に流れる負荷電流が所定の電流値をこえたときに過負荷検出信号が発生され、このときにスイッチング素子が制御信号の有無に拘わらず遮断されることになり、最大電流値を所定値以下に制限しつつ異常電流発生時には制御停止することが可能なため、スイッチング素子や誘導性負荷回路の部品の劣化・破壊に対する保護動作をより確実なものにできる。
【００４９】
請求項２記載のスイッチング電源回路によれば、過電流または出力短絡電流を検出するのに、スイッチング素子のオン抵抗を利用するため、特別な電流検出用抵抗が不要で、部品数が少なくて済み、かつ電流検出用抵抗での電力損失も無いため、電源利用効率を低下させることもない。
【００５０】
請求項３記載のスイッチング電源回路によれば、スイッチング素子の過負荷状態を検出して、静電容量への充電動作を開始し、充電動作と放電動作とを繰り返しながら計時動作するため、静電容量の容量値が小さくてもタイムアップ時間を長くすることができ、静電容量を含めたタイマ回路を半導体集積回路内に集積化することも可能になる。
【００５１】
請求項４記載のスイッチング電源回路によれば、周辺回路や周辺機器から単発的なノイズが混入しても、そのノイズによる誤動作でスイッチング素子の動作を停止することを回避でき、信頼性の高い過電流検出動作を行うことができる。
【００５２】
請求項５記載のスイッチング電源回路によれば、本発明を搭載した電子機器を取り扱う取扱者が、取り扱いミスを犯して誘導性負荷回路を短絡すると、過負荷状態を検出してスイッチング素子を遮断して保護するだけでなく、取扱者がこの短絡状態を排除すれば、保護動作を機能させるための過電流検出動作を再開する一方、スイッチング電源回路としての本来機能を発揮することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態によるスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】従来のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図３】本発明のスイッチング電源回路による動作タイミングを示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１ 差動増幅器
２，４ ラッチ回路
３ コンパレータ
５，６ ＡＮＤ回路
７，８ 定電流源
９，１０ スイッチング素子
１１ 静電容量
１２ 直流電源端子
１３，１４ インバータ回路
１５ 起動回路
１６ 制御信号発生回路
１７ スイッチング素子（短絡手段）
２８ 直流電源
２９ チョークコイル
３０ ショットキーダイオード
３３ 静電容量
Ｍ１ スイッチング素子
Ｖ１ 基準電圧源
Ｖ２ 基準電圧源
Ｖｏｕｔ 出力端子
Claims (5)
- 直流電源と、
前記直流電源から電力が供給される誘導性負荷回路と、
前記直流電源から前記誘導性負荷回路に供給される電力を断続させる第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子を周期的に導通させる制御信号を発生する制御信号発生回路と、
前記第１のスイッチング素子に流れる負荷電流が所定の電流値を超えたときに過負荷検出信号を発生する過負荷検出回路と、
前記過負荷検出信号によってセットされ前記制御信号の立ち上がりに応答してリセットされる第１のラッチ回路と、
前記第１のラッチ回路の出力に応じて充電動作と放電動作とを繰り返しながら静電容量を徐々に充電していく計時動作を行って、所定の計時時間が経過したときにタイムアップ信号を発生するタイマ回路と、
前記タイマ回路のタイムアップ信号に応答してセットされる第２のラッチ回路と、
前記制御信号と前記第１および第２のラッチ回路の出力信号とを入力として、通常は前記制御信号に応じて前記スイッチング素子を導通させ、前記第１および第２のラッチ回路の少なくとも一方がセットされたときに前記スイッチング素子を前記制御信号にかかわらず遮断させる出力ドライブ回路とを備えたスイッチング電源回路。 - 過負荷検出回路は、第１のスイッチング素子のオン動作に同期して、前記第１のスイッチング素子のオン電圧と所定の第１の基準電圧とを比較することにより、前記第１のスイッチング素子に流れる負荷電流が所定の電流値を超えたことを検出するようにしている請求項１記載のスイッチング電源回路。
- タイマ回路は、静電容量と、前記第１のラッチ回路がセットされた期間中に前記静電容量に充電電流を流す充電手段と、前記第１のラッチ回路がリセットされた期間中に前記静電容量に放電電流を流す放電手段と、前記静電容量の充電電圧と所定の第２の基準電圧とを比較して前記静電容量の充電電圧が前記第２の基準電圧を越えたときにタイムアップ信号を出力するコンパレータとを備えている請求項１記載のスイッチング電源回路。
- タイマ回路は、充放電動作を開始してからタイムアップ信号を発生するまでの時間が制御信号の周期の２倍以上になるように第２の基準電圧のレベルを設定している請求項３記載のスイッチング電源回路。
- 第２のラッチ回路は、タイマ回路のタイムアップ信号に応答してセットされると、静電容量の端子間を短絡する短絡手段を有していると共に、制御信号の周期よりも大きな周期に設定された起動回路の出力信号で周期的にリセットされるようにしている請求項３記載のスイッチング電源回路。
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