JP3416715B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流入力をスイッ
チングして２次側にエネルギーを伝達するスイッチング
電源回路に関する。 【０００２】 【従来の技術】図７を参照して従来のこのソフトスター
ト回路を備えたスイッチング電源について説明する。交
流電源１は電源スイッチ２を介してブリッジ整流回路３
に接続されている。ブリッジ整流回路３の出力には並列
に第１の平滑コンデンサ４が接続されている。第１の平
滑コンデンサ４には、起動抵抗１８と第２の平滑コンデ
ンサ１９との直列回路と、コンバータトランス２０の１
次側巻線とスイッチング素子５のソースドレインとがそ
れぞれ並列に接続されている。起動抵抗１８と第２の平
滑コンデンサ１９との接続部は制御回路１３の電源入力
部に接続され、この制御回路の制御信号出力はゲート抵
抗６を介してスイッチング素子５のゲートに接続されて
いる。コンバータトランス２０の２次側巻線の両端間に
は出力側整流平滑回路２１、２２が並列に接続されてい
る。この出力側整流平滑回路の両出力端間に負荷回路２
３および２次側出力電圧を検出し、１次側制御回路にこ
の情報を伝達するアイソレーションアンプ２４が接続さ
れている。 【０００３】制御回路１３は誤差増幅器７、三角波発信
器８、第１のＰＷＭコンパレータ９、第２のＰＷＭコン
パレータ１０、ＡＮＤ回路ｌｌおよびドライバ回路１２
により構成されている。誤差増幅器７の正入力側に基準
電圧源１４を、負入力側にアイソレーションアンプ２４
の出力を接続し、第ｌのＰＷＭコンパレータ９の負入力
に誤差増幅器７の出力を、正入力側に三角波発信器８
を、第２のＰＷＭコンパレータ１０の正入力側に三角波
発信器８を、負入力側に一方を制御回路のＧＮＤに接続
した第３のコンデンサ１７と抵抗１５の並列回路のもう
一方の端子を、一方を制御回路の電源に接続した抵抗１
６のもう一方の端子を接続し、これら２つのコンパレー
タ９，１０それぞれの出力をＡＮＤ回路１１に入力し、
ドライバ回路１２の入力にＡＮＤ回路１１の出力を接続
している。 【０００４】上記の構成のスイッチング電源において
は、電源スイッチ２が投入されると交流電源１入力はブ
リッジ整流回路３に与えられここでブリッジ整流された
あと第１の平滑コンデンサ４で平滑される。起動抵抗１
８および第２の平滑コンデンサ１９との接続点電圧は第
１の平滑コンデンサ４の端子電圧と共に上昇し、起動開
始電圧で制御回路１３は動作を開始する。 【０００５】図７の回路の動作を、図８のタイムチャー
トを用いて説明する。第１の平滑コンデンサ４の電圧が
上昇し、起動抵抗１８と第２の平滑コンデンサ１９の接
続点電圧が制御回路１３の起動開始電圧に達し、三角波
発信器８が動作し始めても第２のＰＷＭコンパレータ１
０の負入力側電庄は、第２の平滑コンデンサ１９の端子
電圧をＶｃ、第３のコンデンサ１７の容量をＣ、抵抗１
５，１６それぞれの抵抗値をＲ1，Ｒ2、時間をｔとする
と、Ｖｃ（ｌ−ｅ-t/C(R1+R2)）で上昇するため、第３
のコンデンサ１７に電荷のチャージが終了するまでオン
期間は徐々に上昇する。この結果２次側出力電圧が低く
てもオン期間に制限がかかるため、スイッチング素子５
のピーク電流も徐々に上昇するソフトスタート動作を行
うことができるというものである。なお、図８のタイム
チャートからみて図７の回路の動作は明らかであるから
その詳しい説明は省略する。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】しかし、このような方
式はデューティを変化させて出力電圧を安定化するフォ
ワードコンバータや他励フライバックコンバータなどで
は有効な方法であるものの、デューティが一定でオン時
間の長さにより出力電圧を制御する自励フライバックコ
ンバータ等には用いることができない。したがって、上
述の方式ではコンバータの方式や制御回路の応答とは無
関係にスイッチング素子に流れる電流を制限し、スイッ
チングトランスの飽和によるスイッチング素子の破壊を
防ぐことができなかった。 【０００７】 【課題を解決するための手段】本発明においては、直流
あるいは交流平滑後の脈流を入力とし、１次巻線および
２次巻線を有するスイッチングトランスと、前記スイッ
チングトランスの１次巻線に―端を接続したスイッチン
グ素子と、前記スイッチング素子を駆動および制御する
制御回路と、前記スイッチングトランスの２次側巻線に
接続された整流回路とを備えたスイッチング電源回路に
おいて、前記制御回路からのスイッチング素子のゲート
ドライブ電流を制限することで制御回路の応答および回
路の動作状態に関係なくスイッチング素子の電流を制限
することによりスイッチングトランスの飽和によるスイ
ッチング素子の破壊を防ぎ、これによって上述の課題を
解決している。 【０００８】 【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載されたス
イッチング電源回路は、直流あるいは交流平滑後の脈流
を入力とし、１次巻線および２次巻線を有するスイッチ
ングトランスと、前記スイッチングトランスの１次巻線
に―端を接続したスイッチング素子と、前記スイッチン
グ素子を駆動および制御する制御回路と、前記スイッチ
ングトランスの２次側巻線に接続された整流回路とを備
えたスイッチング電源回路において、前記制御回路から
のスイッチング素子のドライブ電流を時間の経過と共に
増加させる構成に基づいてソフトスタートする機能を備
えたものであり、制御回路の応答および回路の動作状態
に関係なくスイッチング素子の電流を制限することによ
りスイッチング素子の過電流による破壊を防ぐものであ
る。 【０００９】 【００１０】 【００１１】 【００１２】実施の形態１ 以下に、本発明の発明の実施の形態１について図１ない
し図４を参照して説明する。図１において、１は交流電
源、２はＡＣスイッチ、３はブリッジ整流素子、４は平
滑コンデンサである。５はスイッチングトランス、６は
ＭＯＳＦＥＴで構成されたスイッチングトランジスタ、
７はゲート抵抗、８は制御回路、９は起動抵抗、１０は
制御回路８の電源平滑コンデンサ、１１は電流検出抵
抗、１２は２次側出力の整流ダイオード、１３は平滑コ
ンデンサ、１４は２次側整流・平滑出力電圧により動作
する負荷回路である。１５はトランジスタ、１６は抵
抗、１７はトランジスタ、１８は抵抗である。１９はス
イッチングトランジスタ６のゲートチャージを引き抜く
ためのダイオードである。２０はコンデンサ、２１は抵
抗である。ここで、図２より、スイッチングトランジス
タ６はゲート・ソース間電圧ＶGSがゲートチャージ量Ｑ
ｇにほぼ比例して上昇する特性を有し、また図３より、
ドレイン電流ＩＤがゲート・ソース間電圧ＶGSに比例し
て増加する特性を有している。 【００１３】上記構成を有するスイッチング電源回路に
おいては、ＡＣスイッチ２が投入されて起動抵抗９を介
する電流でコンデンサ２０に電荷が蓄積されている途中
である場合、コンデンサ２０の端子電圧をＶｃｃ、コン
デンサ２０の容量をＣ20、抵抗２１の抵抗値をＲ21とす
ると、トランジスタ１５のエミッタ電圧Ｖｅ15は時間ｔ
の経過と共に、 【００１４】 【数１】 【００１５】の式で変化していくこととなる。この場
合、トランジスタ１５は，トランジスタ１７と共にカレ
ントミラー回路を構成しているため、制御回路８からス
イッチングトランジスタ６に流れるゲートドライブ電流
ＩＧの最大値はトランジスタ１７のエミッタ電流Ｉｅ17
となり、スイッチングトランジスタ６のゲートドライブ
電流ＩＧは、トランジスタ１７のエミッタ電圧をＶ
ｅ17、同じくトランジスタ１７のベースエミッタ間電圧
をＶｂｅ17、抵抗１８、抵抗７それぞれの抵抗値を
Ｒ18，Ｒ7とすると、 ＩＧ＝（Ｖｅ17ーＶｂｅ17）／（Ｒ18＋Ｒ7） となる。これらをタイムチヤートとして表したものが図
４である。 【００１６】図４においては、トランジスタ１７のエミ
ッタ電圧Ｖｅ17と、エミッタ電流Ｉｅ17と、制御回路８
の出力と、スイッチングトランジスタ６のゲートドライ
ブ電流ＩＧと、スイッチングトランジスタ６のドレイン
電流ＩＤとが示されている。図４から明らかであるよう
に、トランジスタ１７のエミッタ電圧Ｖｅ17の低下と共
に、トランジスタ１７のエミッタ電流Ｉｅ17が上昇して
いくことになるが、このとき制御回路８は一定のパルス
幅の出力を出力しているので、ゲートドライブ電流ＩＧ
は徐々に上昇していき、これに伴いドレイン電流ＩＤが
徐々に上昇していくことになる。 【００１７】このようにゲートドライブ電流ＩＧを徐々
に上昇するように制限することによって制御回路８の出
力パルスについての１パルス当たりのスイッチングトラ
ンジスタ６のゲートチャージ量を小さくしてスイッチン
グトランジスタ６自身でドレイン電流ＩＤを制限するこ
とができる。そして時間の経過と共に徐々にゲートドラ
イブ電流ＩＧを増やすことによってドレイン電流ＩＤが
増え、この結果コンバータの方式や制御回路の動作特性
に関係なくソフトスタート動作を実現できることにな
る。 【００１８】実施の形態２ 次に本発明の実施の形態２について図５および図６を参
照して説明する。ここで実施の形態１と対応する部分に
は同一の符号を付している。本実施の形態２によって実
施の形態１と異なる構成は、コンデンサ２０、抵抗２
１、抵抗１８、ダイオード１９がそれぞれ省略され、ト
ランジスタ１５のエミッタに接続されている抵抗１６と
ＧＮＤとの間にコンデンサ２２が接続され、トランジス
タ１７のエミッタとＧＮＤとの間に抵抗２３が接続され
ていることである。 【００１９】ＡＣスイッチ２が投入されてコンデンサ２
２の電荷が蓄積途中である場合、コンデンサ２２の容量
をＣ22、抵抗１６の抵抗値をＲ16とすると、トランジス
タ１５のエミッタ電圧Ｖｅ15は時間ｔの経過と共に 【００２０】 【数２】 【００２１】となる。したがってスイッチングトランジ
スタ６のゲートドライブ電流ＩＧは、抵抗１６の抵抗値
をＲ16、抵抗２３の抵抗値をＲ２３とすると、 ＩＧ＝Ｖｃｃ／Ｒ16−（Ｖｃｃ−Ｖｅ15）／Ｒ23 となる。これらをタイムチャートとして表したものが図
６である。 【００２２】図６で明らかであるように、トランジスタ
１５のエミッタ電圧Ｖｅ15は徐々に上昇し、トランジス
タ１５のエミッタ電流Ｉｅ15は徐々に低下し、制御回路
８の出力パルス幅は一定であり、ゲートドライブ電流Ｉ
Ｇは徐々に上昇し、ドレイン電流ＩＤは徐々に上昇して
いく。 【００２３】このようにゲートドライブ電流ＩＧをバイ
パスすることによって制御回路８の出力パルスにおける
１パルス当たりのスイッチングトランジスタ６のゲート
チャージ量を小さくすることでスイッチングトランジス
タ６自身でドレイン電流ＩＤを制限することができる。
そして時間の経過と共に徐々にゲートドライブ電流ＩＧ
を増やすことによってドレイン電流ＩＤが増え、この結
果コンバータの方式や制御回路の動作特性に関係なくソ
フト・スタート動作を実現できる。 【００２４】ここで、いずれの実施の形態においてもス
イッチングトランジスタ６をスイッチング素子としてい
るが、これバイポーラトランジスタの場合でも同様の効
果が得られることは勿論である。 【００２５】 【発明の効果】以上のように、本発明のスイッチング電
源回路によれば、スイッチング素子のドライブ電流を時
間の経過と共に増加させる構成を用いることで、コンバ
ータの方式や制御回路の応答とは無関係にスイッチング
素子に流れる電流を制限し、スイッチングトランスの飽
和によるスイッチング素子の破壊を防ぐことが可能とな
る。
チングして２次側にエネルギーを伝達するスイッチング
電源回路に関する。 【０００２】 【従来の技術】図７を参照して従来のこのソフトスター
ト回路を備えたスイッチング電源について説明する。交
流電源１は電源スイッチ２を介してブリッジ整流回路３
に接続されている。ブリッジ整流回路３の出力には並列
に第１の平滑コンデンサ４が接続されている。第１の平
滑コンデンサ４には、起動抵抗１８と第２の平滑コンデ
ンサ１９との直列回路と、コンバータトランス２０の１
次側巻線とスイッチング素子５のソースドレインとがそ
れぞれ並列に接続されている。起動抵抗１８と第２の平
滑コンデンサ１９との接続部は制御回路１３の電源入力
部に接続され、この制御回路の制御信号出力はゲート抵
抗６を介してスイッチング素子５のゲートに接続されて
いる。コンバータトランス２０の２次側巻線の両端間に
は出力側整流平滑回路２１、２２が並列に接続されてい
る。この出力側整流平滑回路の両出力端間に負荷回路２
３および２次側出力電圧を検出し、１次側制御回路にこ
の情報を伝達するアイソレーションアンプ２４が接続さ
れている。 【０００３】制御回路１３は誤差増幅器７、三角波発信
器８、第１のＰＷＭコンパレータ９、第２のＰＷＭコン
パレータ１０、ＡＮＤ回路ｌｌおよびドライバ回路１２
により構成されている。誤差増幅器７の正入力側に基準
電圧源１４を、負入力側にアイソレーションアンプ２４
の出力を接続し、第ｌのＰＷＭコンパレータ９の負入力
に誤差増幅器７の出力を、正入力側に三角波発信器８
を、第２のＰＷＭコンパレータ１０の正入力側に三角波
発信器８を、負入力側に一方を制御回路のＧＮＤに接続
した第３のコンデンサ１７と抵抗１５の並列回路のもう
一方の端子を、一方を制御回路の電源に接続した抵抗１
６のもう一方の端子を接続し、これら２つのコンパレー
タ９，１０それぞれの出力をＡＮＤ回路１１に入力し、
ドライバ回路１２の入力にＡＮＤ回路１１の出力を接続
している。 【０００４】上記の構成のスイッチング電源において
は、電源スイッチ２が投入されると交流電源１入力はブ
リッジ整流回路３に与えられここでブリッジ整流された
あと第１の平滑コンデンサ４で平滑される。起動抵抗１
８および第２の平滑コンデンサ１９との接続点電圧は第
１の平滑コンデンサ４の端子電圧と共に上昇し、起動開
始電圧で制御回路１３は動作を開始する。 【０００５】図７の回路の動作を、図８のタイムチャー
トを用いて説明する。第１の平滑コンデンサ４の電圧が
上昇し、起動抵抗１８と第２の平滑コンデンサ１９の接
続点電圧が制御回路１３の起動開始電圧に達し、三角波
発信器８が動作し始めても第２のＰＷＭコンパレータ１
０の負入力側電庄は、第２の平滑コンデンサ１９の端子
電圧をＶｃ、第３のコンデンサ１７の容量をＣ、抵抗１
５，１６それぞれの抵抗値をＲ1，Ｒ2、時間をｔとする
と、Ｖｃ（ｌ−ｅ-t/C(R1+R2)）で上昇するため、第３
のコンデンサ１７に電荷のチャージが終了するまでオン
期間は徐々に上昇する。この結果２次側出力電圧が低く
てもオン期間に制限がかかるため、スイッチング素子５
のピーク電流も徐々に上昇するソフトスタート動作を行
うことができるというものである。なお、図８のタイム
チャートからみて図７の回路の動作は明らかであるから
その詳しい説明は省略する。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】しかし、このような方
式はデューティを変化させて出力電圧を安定化するフォ
ワードコンバータや他励フライバックコンバータなどで
は有効な方法であるものの、デューティが一定でオン時
間の長さにより出力電圧を制御する自励フライバックコ
ンバータ等には用いることができない。したがって、上
述の方式ではコンバータの方式や制御回路の応答とは無
関係にスイッチング素子に流れる電流を制限し、スイッ
チングトランスの飽和によるスイッチング素子の破壊を
防ぐことができなかった。 【０００７】 【課題を解決するための手段】本発明においては、直流
あるいは交流平滑後の脈流を入力とし、１次巻線および
２次巻線を有するスイッチングトランスと、前記スイッ
チングトランスの１次巻線に―端を接続したスイッチン
グ素子と、前記スイッチング素子を駆動および制御する
制御回路と、前記スイッチングトランスの２次側巻線に
接続された整流回路とを備えたスイッチング電源回路に
おいて、前記制御回路からのスイッチング素子のゲート
ドライブ電流を制限することで制御回路の応答および回
路の動作状態に関係なくスイッチング素子の電流を制限
することによりスイッチングトランスの飽和によるスイ
ッチング素子の破壊を防ぎ、これによって上述の課題を
解決している。 【０００８】 【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載されたス
イッチング電源回路は、直流あるいは交流平滑後の脈流
を入力とし、１次巻線および２次巻線を有するスイッチ
ングトランスと、前記スイッチングトランスの１次巻線
に―端を接続したスイッチング素子と、前記スイッチン
グ素子を駆動および制御する制御回路と、前記スイッチ
ングトランスの２次側巻線に接続された整流回路とを備
えたスイッチング電源回路において、前記制御回路から
のスイッチング素子のドライブ電流を時間の経過と共に
増加させる構成に基づいてソフトスタートする機能を備
えたものであり、制御回路の応答および回路の動作状態
に関係なくスイッチング素子の電流を制限することによ
りスイッチング素子の過電流による破壊を防ぐものであ
る。 【０００９】 【００１０】 【００１１】 【００１２】実施の形態１ 以下に、本発明の発明の実施の形態１について図１ない
し図４を参照して説明する。図１において、１は交流電
源、２はＡＣスイッチ、３はブリッジ整流素子、４は平
滑コンデンサである。５はスイッチングトランス、６は
ＭＯＳＦＥＴで構成されたスイッチングトランジスタ、
７はゲート抵抗、８は制御回路、９は起動抵抗、１０は
制御回路８の電源平滑コンデンサ、１１は電流検出抵
抗、１２は２次側出力の整流ダイオード、１３は平滑コ
ンデンサ、１４は２次側整流・平滑出力電圧により動作
する負荷回路である。１５はトランジスタ、１６は抵
抗、１７はトランジスタ、１８は抵抗である。１９はス
イッチングトランジスタ６のゲートチャージを引き抜く
ためのダイオードである。２０はコンデンサ、２１は抵
抗である。ここで、図２より、スイッチングトランジス
タ６はゲート・ソース間電圧ＶGSがゲートチャージ量Ｑ
ｇにほぼ比例して上昇する特性を有し、また図３より、
ドレイン電流ＩＤがゲート・ソース間電圧ＶGSに比例し
て増加する特性を有している。 【００１３】上記構成を有するスイッチング電源回路に
おいては、ＡＣスイッチ２が投入されて起動抵抗９を介
する電流でコンデンサ２０に電荷が蓄積されている途中
である場合、コンデンサ２０の端子電圧をＶｃｃ、コン
デンサ２０の容量をＣ20、抵抗２１の抵抗値をＲ21とす
ると、トランジスタ１５のエミッタ電圧Ｖｅ15は時間ｔ
の経過と共に、 【００１４】 【数１】 【００１５】の式で変化していくこととなる。この場
合、トランジスタ１５は，トランジスタ１７と共にカレ
ントミラー回路を構成しているため、制御回路８からス
イッチングトランジスタ６に流れるゲートドライブ電流
ＩＧの最大値はトランジスタ１７のエミッタ電流Ｉｅ17
となり、スイッチングトランジスタ６のゲートドライブ
電流ＩＧは、トランジスタ１７のエミッタ電圧をＶ
ｅ17、同じくトランジスタ１７のベースエミッタ間電圧
をＶｂｅ17、抵抗１８、抵抗７それぞれの抵抗値を
Ｒ18，Ｒ7とすると、 ＩＧ＝（Ｖｅ17ーＶｂｅ17）／（Ｒ18＋Ｒ7） となる。これらをタイムチヤートとして表したものが図
４である。 【００１６】図４においては、トランジスタ１７のエミ
ッタ電圧Ｖｅ17と、エミッタ電流Ｉｅ17と、制御回路８
の出力と、スイッチングトランジスタ６のゲートドライ
ブ電流ＩＧと、スイッチングトランジスタ６のドレイン
電流ＩＤとが示されている。図４から明らかであるよう
に、トランジスタ１７のエミッタ電圧Ｖｅ17の低下と共
に、トランジスタ１７のエミッタ電流Ｉｅ17が上昇して
いくことになるが、このとき制御回路８は一定のパルス
幅の出力を出力しているので、ゲートドライブ電流ＩＧ
は徐々に上昇していき、これに伴いドレイン電流ＩＤが
徐々に上昇していくことになる。 【００１７】このようにゲートドライブ電流ＩＧを徐々
に上昇するように制限することによって制御回路８の出
力パルスについての１パルス当たりのスイッチングトラ
ンジスタ６のゲートチャージ量を小さくしてスイッチン
グトランジスタ６自身でドレイン電流ＩＤを制限するこ
とができる。そして時間の経過と共に徐々にゲートドラ
イブ電流ＩＧを増やすことによってドレイン電流ＩＤが
増え、この結果コンバータの方式や制御回路の動作特性
に関係なくソフトスタート動作を実現できることにな
る。 【００１８】実施の形態２ 次に本発明の実施の形態２について図５および図６を参
照して説明する。ここで実施の形態１と対応する部分に
は同一の符号を付している。本実施の形態２によって実
施の形態１と異なる構成は、コンデンサ２０、抵抗２
１、抵抗１８、ダイオード１９がそれぞれ省略され、ト
ランジスタ１５のエミッタに接続されている抵抗１６と
ＧＮＤとの間にコンデンサ２２が接続され、トランジス
タ１７のエミッタとＧＮＤとの間に抵抗２３が接続され
ていることである。 【００１９】ＡＣスイッチ２が投入されてコンデンサ２
２の電荷が蓄積途中である場合、コンデンサ２２の容量
をＣ22、抵抗１６の抵抗値をＲ16とすると、トランジス
タ１５のエミッタ電圧Ｖｅ15は時間ｔの経過と共に 【００２０】 【数２】 【００２１】となる。したがってスイッチングトランジ
スタ６のゲートドライブ電流ＩＧは、抵抗１６の抵抗値
をＲ16、抵抗２３の抵抗値をＲ２３とすると、 ＩＧ＝Ｖｃｃ／Ｒ16−（Ｖｃｃ−Ｖｅ15）／Ｒ23 となる。これらをタイムチャートとして表したものが図
６である。 【００２２】図６で明らかであるように、トランジスタ
１５のエミッタ電圧Ｖｅ15は徐々に上昇し、トランジス
タ１５のエミッタ電流Ｉｅ15は徐々に低下し、制御回路
８の出力パルス幅は一定であり、ゲートドライブ電流Ｉ
Ｇは徐々に上昇し、ドレイン電流ＩＤは徐々に上昇して
いく。 【００２３】このようにゲートドライブ電流ＩＧをバイ
パスすることによって制御回路８の出力パルスにおける
１パルス当たりのスイッチングトランジスタ６のゲート
チャージ量を小さくすることでスイッチングトランジス
タ６自身でドレイン電流ＩＤを制限することができる。
そして時間の経過と共に徐々にゲートドライブ電流ＩＧ
を増やすことによってドレイン電流ＩＤが増え、この結
果コンバータの方式や制御回路の動作特性に関係なくソ
フト・スタート動作を実現できる。 【００２４】ここで、いずれの実施の形態においてもス
イッチングトランジスタ６をスイッチング素子としてい
るが、これバイポーラトランジスタの場合でも同様の効
果が得られることは勿論である。 【００２５】 【発明の効果】以上のように、本発明のスイッチング電
源回路によれば、スイッチング素子のドライブ電流を時
間の経過と共に増加させる構成を用いることで、コンバ
ータの方式や制御回路の応答とは無関係にスイッチング
素子に流れる電流を制限し、スイッチングトランスの飽
和によるスイッチング素子の破壊を防ぐことが可能とな
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるスイッチング電
源回路の回路図 【図２】スイッチングトランジスタのゲート・ソース間
電圧―ゲートチャージ量特性図 【図３】ドレイン電流―ゲート。ソース間電圧特性図 【図４】図１の回路の起動時タイムチャート 【図５】本発明の実施の形態２におけるスイッチング電
源回路の回路図 【図６】図５の回路の起動時タイムチャート 【図７】従来のスイッチング電源回路の回路図 【図８】図７の回路の起動時タイムチャート 【符号の説明】 １ 交流電源 ２ ＡＣスイッチ ３ ブリッジ整流素子 ４ 平滑コンデンサ ５ スイッチングトランス ６ スイッチングトランジスタ ７ ゲート抵抗 ８ 制御回路 ９ 起動抵抗 １０ 平滑コンデンサ １１ 電流検出抵抗 １２ 整流ダイオード １３ 平滑コンデンサ １４ 負荷回路 １５ トランジスタ １６ 抵抗 １７ トランジスタ １８ 抵抗 １９ ダイオード ２０ コンデンサ ２１ 抵抗 Ｖｃｃ 制御回路の電源電圧
源回路の回路図 【図２】スイッチングトランジスタのゲート・ソース間
電圧―ゲートチャージ量特性図 【図３】ドレイン電流―ゲート。ソース間電圧特性図 【図４】図１の回路の起動時タイムチャート 【図５】本発明の実施の形態２におけるスイッチング電
源回路の回路図 【図６】図５の回路の起動時タイムチャート 【図７】従来のスイッチング電源回路の回路図 【図８】図７の回路の起動時タイムチャート 【符号の説明】 １ 交流電源 ２ ＡＣスイッチ ３ ブリッジ整流素子 ４ 平滑コンデンサ ５ スイッチングトランス ６ スイッチングトランジスタ ７ ゲート抵抗 ８ 制御回路 ９ 起動抵抗 １０ 平滑コンデンサ １１ 電流検出抵抗 １２ 整流ダイオード １３ 平滑コンデンサ １４ 負荷回路 １５ トランジスタ １６ 抵抗 １７ トランジスタ １８ 抵抗 １９ ダイオード ２０ コンデンサ ２１ 抵抗 Ｖｃｃ 制御回路の電源電圧
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 直流あるいは交流平滑後の脈流を入力と
し、１次巻線および２次巻線を有するスイッチングトラ
ンスと、前記スイッチングトランスの１次巻線に―端を
接続したスイッチング素子と、前記スイッチング素子を
駆動および制御する制御回路と、前記スイッチングトラ
ンスの２次側巻線に接続された整流回路とを備えたスイ
ッチング電源回路において、前記制御回路からのスイッ
チング素子のゲートドライブ電流を時間の経過と共に増
加させる構成に基づいてソフトスタートする機能を備え
たことを特徴とするスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05622497A JP3416715B2 (ja) | 1997-03-11 | 1997-03-11 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05622497A JP3416715B2 (ja) | 1997-03-11 | 1997-03-11 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10257760A JPH10257760A (ja) | 1998-09-25 |
| JP3416715B2 true JP3416715B2 (ja) | 2003-06-16 |
Family
ID=13021145
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05622497A Expired - Fee Related JP3416715B2 (ja) | 1997-03-11 | 1997-03-11 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3416715B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100704119B1 (ko) * | 2005-12-14 | 2007-04-06 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 전류 제어 스위칭 모드 전력 공급기 |
| JP4923846B2 (ja) * | 2006-08-17 | 2012-04-25 | 富士ゼロックス株式会社 | 電源装置 |
| CN104426345A (zh) * | 2013-08-22 | 2015-03-18 | 海洋王（东莞）照明科技有限公司 | 一种Buck降压型变换器的外部软起动电路 |
-
1997
- 1997-03-11 JP JP05622497A patent/JP3416715B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10257760A (ja) | 1998-09-25 |
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| JPH034155Y2 (ja) |
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