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JP3408447B2 - モータ・コントローラのためのリニア電流検知回路 - Google Patents

モータ・コントローラのためのリニア電流検知回路

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Publication number
JP3408447B2
JP3408447B2 JP06499199A JP6499199A JP3408447B2 JP 3408447 B2 JP3408447 B2 JP 3408447B2 JP 06499199 A JP06499199 A JP 06499199A JP 6499199 A JP6499199 A JP 6499199A JP 3408447 B2 JP3408447 B2 JP 3408447B2
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signal
potential
circuit
pulse width
input signal
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JP06499199A
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JPH11289771A (ja
Inventor
タカハシ トシオ
シー． タム デイヴィッド
シー． ケイ クリストファー
ダブアシ アジット
ペリー ジョン
チャムソウ アリスタイド
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Infineon Technologies Americas Corp
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International Rectifier Corp USA
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Publication date
Application filed by International Rectifier Corp USA filed Critical International Rectifier Corp USA
Publication of JPH11289771A publication Critical patent/JPH11289771A/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
    • H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only

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  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、コモンモード変位
によってオフセットされる注目信号を回復するための回
路に関し、そして特に、本発明は、モータドライブコン
トローラ回路で、アナログ電流検知信号を、測定と処理
のために、高い方のリファレンス電位から低い方のリフ
ァレンス電位に変換するための回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】多くの応用において、注目アナログ信号
が信号それ自身の間に本来的にコモンモード電位によっ
てオフセットされ、そして回路は、いずれかの方法でそ
の信号を調整し、測定し、あるいは処理する。その場
合、例えば、モータコントローラ回路においては、モー
タへの電流が回路の高い側（ｈｉｇｈ ｓｉｄｅ）上に
配置された抵抗によって検知される。
【０００３】最初に図１を参照すると、典型的な三相モ
ータのコントローラ回路２が示されており、ＩＲ２１３
０ＩＣ（本出願の譲受人であるインターナショナル・レ
クティファイアー（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒｅ
ｃｔｉｆｉｅｒ）による）のようなモータコントローラ
ＩＣ４は、６個のパワーＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴ
６、８、１２、１４、１６、１８のスイッチングを適切
にコントロールするゲート信号を生成する。６個のパワ
ーＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴ６、８、１２、１４、
１６、１８は、三相モータ２６への３相の各相入力２
０，２２，２４をドライブする各半ブリッジ回路に配置
されている。
【０００４】図１に示されるように、モータに供給され
た電流はリターンパス内の低い側（ｌｏｗ ｓｉｄｅ）
の抵抗２８によって測定される。
【０００５】しかしながら、図１に示されるような低い
側のバス上に配置された電流検知抵抗は、上の側（ｕｐ
ｐｅｒ ｓｉｄｅ）のＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴを
通してだけ流れる電流の欠陥、例えば、コンバータの出
力端での接地事故、またはＡＣ出力端末からモータフレ
ームまでの不注意な外部接続のショート等のような欠陥
を検出する。これらのタイプの欠陥を検出するか、ある
いは閉ループあるいは開ループモータ制御のためにモー
タへの電流の流れを測定するために、電流検知抵抗が、
図２に３０で示されるように高い側のバス上に、または
図２に３２で示されるように、電力スイッチングノード
とモータの間のパス内に配置される。
【０００６】図２に示されるいずれかの位置での抵抗に
よる検知電流がもたらす重要な問題は、しかしながら、
電流検知抵抗での電圧レベルが高電位であるということ
である。しかしながら、この信号を調整し、そして処理
する回路は、スタティックなノード、すなわち、一般に
比較的低い電位において動作する、ＩＲ２１３０のよう
な、ＭＯＳゲート・ドライバＩＣを共有する信号グラン
ド（ｇｒｏｕｎｄ）をしばしば参照する。これは比較的
大きい「コモンモード変位（ｄｉｓｐｌａｃｅｍｅｎ
ｔ）」、すなわち、高い側の電圧と低い側の測定回路の
間の比較的大きい電圧の相違をもたらす。コモンモード
変位は取り去られるか、あるいは、その信号に対する最
小のひずみでただ注目の信号だけを回復するように、リ
ジェクトされなくてはならない。
【０００７】望まないコモンモードの影響の完全な、あ
るいは部分的な電気的分離を利用する種々の技術は、よ
く知られている、例えば、測定回路に対する、光分離
（ｏｐｔ−ｉｓｏｌａｔｉｏｎ）あるいは信号の電磁結
合である。情報のこの移動を達成するためのプロトコル
は、アナログあるいはデジタルであるが、しかしなが
ら、当然、そのような方法は、必要とされる信号にコス
ト、複雑さ、サイズと種々のタイプのひずみを含む欠点
を包含する。信号ソースと目的のリファレンスの間の電
気的分離は可能ではないか、あるいは望ましくなく、次
の考察が典型的に適用される。
【０００８】注目の信号を回復する理想的なケースは信
号が大きいか、あるいは、大きくすることができる場合
に存在し、コモンモード変位と比較して、このような置
換がスタティックなままでいるか、あるいは比較的ノイ
ズあるいは他の外乱がないときに存在する。このような
場合、コモンモード変位の直接アナログ削除（ｓｕｂｔ
ｒａｃｔｉｏｎ）、あるいは差動増幅段の使用のよう
な、いくつかの確立された技術が使用される。典型的
に、このような方法は高価でない演算増幅回路を使って
実現される。
【０００９】ある場合には、しかしながら、注目の信号
は、信号リファレンスポイントと測定リファレンスポイ
ントの間のコモンモード変位と比較したときは小さい。
このような場合、信号は多くのソースからのひずみを受
ける。１つのそのようなソースの例として、もし差動増
幅器がコモンモード電位を取り除くために使われるな
ら、ひずみが増幅器のコモンモードリジェクションのパ
フォーマンスにおける限定から生じる。ある程度、この
ようなひずみは、ソースでの信号の増幅と、測定リファ
レンスポイントでの次のスケーリングによって生じる
が、ひずみの減少は、まだこの方法では完全にするには
不十分である。
【００１０】他のケースで、コモンモード変位は、時間
変化または種々のソースに起因するノイズの原因とな
る。例えば、電力スイッチングの分野で、システムでの
速いトランジェントによるノイズはしばしばコモンモー
ド電位に含ませ、および典型的に接続することが難し
い。電源回路で、コモンモード変位は、しばしば時間変
動であり、周波数とスルーレートの両方が高い。これら
の場合、注目信号は、コモンモード電位から完全に分離
することが難しいことが分かる。再び、回復された信号
のひずみは多くのソースから生ずるかもしれない。例え
ば、もし差動増幅器が使われるなら、固有のバンド幅の
限定が、コモンモード信号の完全なリジェクションを妨
げ、信号の「汚染」をもたらす。
【００１１】したがって、信号リファレンスポイントと
測定リファレンスポイントの間のコモンモード変位と比
較して小さい注目信号を回復するための改善された回路
を提供することが望ましく、特に、電流がモータコント
ローラにおいて高い側の抵抗を通して流れる電流を検知
するような回路を提供することが望ましい。
【００１２】
【発明の要約】本発明は最初の（ソース）リファレンス
電位から２番目の（行先（ｄｅｓｔｉｎａｔｉｏｎ））
リファレンス電位まで電気的分離なしにスタティックな
または時間変動するアナログ情報を転送するための回路
および方法を提供する。
【００１３】さらに特に、本発明は第１の電位の入力信
号を回復する回路であり、第１の電位は、第２の電位か
らコモンモード変位によってオフセットされている。そ
して本発明は、最も基本的な形態で、（１）第１の電位
の入力信号をパルス幅変調された信号に変換する回路、
（２）パルス幅変調された信号を第１の電位から第２の
電位へレベルシフトするための回路を含む。
【００１４】パワー消費量を制限するために、第１の電
位のパルス幅変調された信号は、第１の電位から第２の
電位にレベルシフトする前に電流パルス列に変換される
ことが好ましい。レベルシフトされたパルス列信号は、
それから、パルスフィルターとＲ−Ｓラッチを用いて第
２の電位のパルス幅変調された信号に変換される。
【００１５】入力信号をパルス幅変調された信号に変換
するために、本発明は、パルス幅変調エンコーディング
技術を用いて、搬送周波数の三角形か、あるいはぎざぎ
ざの信号を発生する波形発生器を構成するＡ／Ｄコンバ
ータを使用し、さらに、入力信号が三角形か、あるいは
ぎざぎざの信号より大きいかまたは小さいかを決定する
ためのコンパレータを使用する。
【００１６】Ｒ−Ｓラッチの出力に接続したカウンタ／
ラッチ回路は入力信号を表す第２の電位のデジタル出力
信号を生成するために好ましくは使われる。代わりに、
アナログ出力信号を生成するために、第１の低域フィル
タがＲ−Ｓラッチに接続され、サンプルアンドホールド
回路が第１の低域フィルタ（サンプルアンドホールド回
路は搬送周波数に同期させられている）に接続され、第
２の低域フィルタがサンプルアンドホールド回路の出力
に接続される。
【００１７】本発明の回路は、情報を変換するモータコ
ントローラに効果的に用いられる。当該情報は、当該情
報を調整及び処理するために、高電位からより低いレベ
ルの電位に高い側の抵抗を通して電流を流すことに関連
している。
【００１８】本発明の他の特徴と利点は、図面を参照し
て、以下の説明から明らかになる。
【００１９】
【発明の実施の形態】図３を参照すると、本発明の回路
の単純化されたブロック線図が示されている。ブロック
線図の右側の「ＳＩＧＮＡＬ ＩＮ」は、図２のモータ
コントロール回路の抵抗３２に生じた電圧であり、浮い
ている高レベル信号である。
【００２０】注目アナログ信号はバッファ、増幅および
／または処理された後（ブロック４０）、アナログ／デ
ジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ４２を介してデジタル形態
（例えば、直列パルス幅変調信号）に変換される。フロ
ーティング高電位のデジタル化されたデータは、それか
ら電流パルス列に変換され、そしてレベルシフト回路４
４によって低レベルリファレンス電位にダウンシフトさ
れる。パルスコード変調データ（まだデジタル形態）
は、ブロック４６で新しいより低いリファレンス電位で
回復され、そして、ブロック４８で（必要時）再同調さ
れる。注目アナログ信号は、デジタル／アナログ（Ｄ／
Ａ）コンバータ４７でデジタル信号を復調することによ
って再構成される。最終的に、スケーリング、オフセッ
ト調整および他の必要な処理がブロック４８で行われ、
外部回路に注目信号を復活および提出する。図４に示さ
れるように、レベルシフト回路４４は１つあるいはそれ
以上のチャネルを持っている。
【００２１】図４は、本発明の望ましい実施例を示すさ
らに詳細な構成図である。図１の回路のように、注目信
号は必要時のバッファリングと増幅のために差動増幅器
５０に最初に入力される。他のオフセット調整が必要時
に行われる。コンデンサ５２は、必要に応じて内部か、
あるいは外部のタイミングコンポーネントを供給する。
【００２２】ブロック５４内の回路は、のこぎり波発生
器５６とコンパレータ５８を介してパルス幅変調エンコ
ーディングを使ってアナログからデジタル形態に信号を
変換する。本発明の望ましい実施例においては、のこぎ
り波発生器５６は、高周波数（例えば、４０ｋＨｚ）波
形（のこぎり波発生器は、もし望まれるなら、三角波発
生器で置き換えられる）を出力する。ブロック５４の出
力は、パルス幅変調された波形であり、そのパルス幅は
電圧ＶＩＮを表す。
【００２３】コンパレータ５８からのＰＷＭ出力は、分
離され、そして２つのパルス発生器５３ａと５３ｂに供
給される。パルス発生器の１つは、立上りエッジがトリ
ガーされ、そして他のパルス発生器は立下りエッジがト
リガされる。いずれかの発生器を選択することによっ
て、入力／出力のフェーズ（ｐｈａｓｅ）を決定する。
【００２４】図４に示されるように、パルス発生器５３
ｂは、パルス幅変調エンコーディング回路５４のリセッ
トトランジスター５７に対するドライバとして機能し、
図示されるようにトランジスタ５７がＮチャネルタイプ
のトランジスターであるなら、インバータ５５が必要と
なる。
【００２５】パルス発生器５３ａと５３ｂでパルスに変
換された後に、デジタルＰＷＭ情報はより低いリファレ
ンス電位にトランスポートされる。これは、応答するレ
ベルシフトＦＥＴと制御回路５９および６０を使うこと
によって達成される。ＰＷＭデータの同期的なトランス
ミッションのための１つのレベルシフト回路は、電力消
費を許容しさらにコストを削減するために、コモンモー
ド電位が十分に低いアプリケーションにおいて適切であ
る。他方、２つのレベルシフト回路が使われるとき、電
力消費が減らされ、ただ短い時間伝導フェーズ（ｐｈａ
ｓｅｓ）が必要なＰＷＭエッジ出力を運ぶために必要と
される。
【００２６】デジタルＰＷＭデータの次の回復がブロッ
ク６２のより低いリファレンス電位において行われる。
図４に示される本発明の望ましい実施例では、信号回復
回路はＤＶ／ＤＴパルスフィルター６６とＲ−Ｓラッチ
回路６８を含む。
【００２７】ブロック６２からの出力信号は、低域フィ
ルタ７２によってブロック７０で復調され、ＰＷＭキャ
リアを取り去り、そしてオリジナルのアナログ信号情報
を回復する。信号の複雑な再構成は必要ではなく、デー
タ同期化のためのクロックの回復は必要ではない。ただ
ＤＣオフセットの単純な回復だけが典型的に望ましい。
【００２８】ブロック７４において、スケーリング、オ
フセット調整およぴ他の処理、バッファリングその他
が、信号に適用され、望ましい方法で、外部の回路に注
目信号を復元し、提供する。
【００２９】信号帯域幅比に対するＰＷＭ搬送周波数が
適切であるとき、搬送波周波数変動からの信号のひずみ
は最小で、一般に重要でない。そのため、のこぎり波あ
るいは三角波発生器の直線性が維持されるなら、発生器
の周波数許容範囲は緩和され、コスト低減を導き、そし
て出力の信号ひずみに顕著に反することなく発生器のオ
ンチップインテグレーションを許容する。
【００３０】本発明の望ましい実施例では、図５と図６
のブロック線図に示されるように、上述された機能的な
構造ブロックのすべては、モータ駆動用途のためのリニ
ア電流検知ＩＣを供給するように、１つのモノリシック
のチップ上に統合される。図６に示されるＩＣの出力フ
ォーマットは、４０ｋＨｚのディスクリートＰＷＭであ
り、そしてそれはＡ／Ｄインタフェースの必要性を排除
する。本発明の回路のためのタイミング図が図７に示さ
れる。図６に示される８ピンのリニア電流検知回路のピ
ン出力は次の通りである。
【００３１】 ＶＣＣ：低サイドおよび論理供給電圧 ＣＯＭ：低サイド論理グランド ＶＩＮ＋：プラス検知入力 ＶＩＮ−：マイナス検知入力 ＶＢ：高サイド供給 ＶＳ：高サイドリターン ＰＯ：デジタル（Ｄｉｇｉｔａｌ）ＰＷＭ出力 ＮＣ：接続なし 本発明の回路のデジタルＰＷＭ出力信号は、図８で示さ
れる単純なカウンタとラッチ回路によってマイクロプロ
セッサに直接インタフェースすることができる。さらに
特に、デジタルＰＷＭ出力信号は、ゲート８０に供給さ
れ、次にデジタルカウンタ８２に供給される。デジタル
カウンタ８２は、ＰＷＭ出力信号の立ち上りエッジの発
生をカウントアップし、そしてＰＷＭ出力信号の立下り
エッジの発生をカウントダウンする。カウンタ８２のデ
ジタル出力は、ラッチ８４に供給され、そしてそれは適
切な間隔において順番にカウンタ８２の出力を取り込
み、記憶し、そして検知電流の振幅を表すデジタル出力
（マイクロプロセッサへ適用する）を供給する。
【００３２】温度ドリフトによる変動は、図８にそれぞ
れ参照番号８１と８３によって識別された追加のカウン
タとラッチ回路によって効果的に除去することができ
る。
【００３３】追加的な回路が温度ドリフト変動を正常に
除去する理由は、次の通りである。すなわち、ＰＷＭパ
ルス幅（ラッチ８４に格納される）を温度変動と変更す
るのと同様に、ＰＷＭ期間（図９の波形図で"ＴＣ"とし
て示される）を変更するからである。そのために、ラッ
チ８３の値によってラッチ８４の値を割るようにマイク
ロプロセッサをプログラムすることによって、そしてラ
ッチ８４の値の代わりに結果の商を使用することによっ
て、温度ドリフトによる変化を除去することができる。
【００３４】図１０は、アナログ出力（図８のデジタル
出力に対比するものとして）を生成するために、本発明
の電流検知回路のＰＷＭ出力を処理する回路を示す。こ
の回路において、ＰＷＭ出力信号は低域フィルタ８８に
送られ、そして次にサンプルアンドホールド回路９０に
送られる。サンプルアンドホールド回路９０は、のこぎ
り波あるいは三角波ジェネレーター５６の４０ｋＨｚ出
力で同期的にオーバーサンプルされる。さらに具体的に
は、図１０に示されるように、４０ｋＨｚののこぎり波
あるいは三角波形出力は、ピークパルス発生器９２に供
給される。ピークパルス発生器９２は、正の、そして反
対のピークの波形のパルスを生成する。その結果、パル
スは、レベルシフト回路９４によって低リファレンス電
位にレベルシフトされ、サンプルアンドホールド回路９
０にクロック入力として供給され、図１１のタイミング
線図に示されるように、ＰＷＭ信号の中央においてオー
バーサンプルされる。サンプルアンドホールド回路９０
の出力は、低域フィルタ９６に供給され、注目信号を表
すスムースなアナログ出力信号を得る。
【００３５】本発明を特定の実施例との関係で説明した
が、多くの他の変形と変更と他の使用が当業者には容易
となるであろう。ここでの特定の開示によって、本発明
は限定されない。
【図面の簡単な説明】
【図１】リターンパス内に電流検知抵抗を設けた従来の
三相モータコントローラを示す図である。
【図２】高い側のバスあるいはスイッチの間に設けた電
流検知抵抗を持つ従来のモータコントローラ回路の一部
を示す図である。
【図３】本発明の回路の一般化されたブロック線図であ
る。
【図４】本発明の望ましい実施例のさらに詳細なブロッ
ク線図である。
【図５】本発明の単純化されたブロック線図である。
【図６】モノリシックＩＣとして示された本発明のピン
出力を示し、さらに、モータコントローラの電流検知の
ためのＩＣの典型的な接続を示す図である。
【図７】本発明の電流検知回路のタイミング図である。
【図８】ＰＷＭ出力信号を本発明のマイクロプロセッサ
に直接接続するためのデジタル出力に変換する、望まし
い電気回路のブロック線図である。
【図９】図８の回路のためのタイミング図である。
【図１０】本発明のＰＷＭ出力信号をアナログ出力信号
に変換する、望ましい電気回路の構成図である。
【図１１】図１０の回路のためのタイミング図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 トシオ タカハシ アメリカ合衆国 90275 カリフォルニ ア州 ランチョ パロズ バーデス フ リーポート ロード 27145 (72)発明者 デイヴィッド シー． タム アメリカ合衆国 90278 カリフォルニ ア州 リドンド ビーチ ステインヒー ト アベニュ 1733 (72)発明者 クリストファー シー． ケイ アメリカ合衆国 90278 カリフォルニ ア州 リドンド ビーチ バンダービル レーン 2622 アパートメント シー (72)発明者 アジット ダブアシ アメリカ合衆国 90245 カリフォルニ ア州 エル セグンド ウエスト イン ペリアル アベニュ 770 ナンバー４ エス (72)発明者 ジョン ペリー アメリカ合衆国 90245 カリフォルニ ア州 エルモザ ビーチ ヘロンド ス トリート 145 プレイア パシフィカ アパートメンツ アパートメント ナ ンバー178 (72)発明者 アリスタイド チャムソウ アメリカ合衆国 90066 カリフォルニ ア州 ロス エンジェルス アベニュ エー 11924 ナンバー７ (56)参考文献 特開 平１−307058（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−75468（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−116696（ＪＰ，Ａ)

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力信号を第１の電位から当該第１の電
    位より低い第２の電位に変える回路であって、 前記第１の電位の入力信号をパルス幅変調信号に変換す
    る回路と、 前記第１の電位のパルス幅変調信号を電流パルス列に変
    換する回路と 前記電流パルス列を前記第１の電位から前記第２の電位
    にレベルシフトする回路と、 前記レベルシフトされたパルス列信号を前記第２の電位
    のパルス幅変調信号に変換する回路と、 前記第２の電位のパルス幅変調信号を処理する回路とを
    含むことを特徴とする回路。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の回路において、 前記第１の電位の入力信号をパルス幅変調信号に変換す
    る回路は、パルス幅変調エンコーディングを使用するＡ
    ／Ｄコンバータであって、搬送周波数の三角波またはの
    こぎり波信号を発生する波形発生器と、前記入力信号が
    前記三角波またはのこぎり波信号より大きいかまたは小
    さいかを決定するコンパレータとを含むＡ／Ｄコンバー
    タを含み、 前記レベルシフトされたパルス列信号を前記第２の電位
    のパルス幅変調信号に変換する回路は、パルスフィルタ
    ーとＲ−Ｓラッチを含むことを特徴とする回路。
  3. 【請求項３】 請求項２に記載の回路において、前記Ｒ
    −Ｓラッチの出力に接続され、前記入力信号を表す前記
    第２の電位のデジタル信号を発生するカウンタ／ラッチ
    回路をさらに含むことを特徴とする回路 。
  4. 【請求項４】 請求項２に記載の回路において、 前記Ｒ−Ｓラッチに接続された第１の低域フィルタと、
    前記第１の低域フィルタに接続され前記搬送周波数に同
    期したサンプルアンドホールド回路と、前記サンプルア
    ンドホールド回路の出力に接続され、前記入力信号を表
    す前記第２の電位のアナログ信号を発生する第２の低域
    フィルタとをさらに含むことを特徴とする回路。
  5. 【請求項５】 請求項１に記載の回路において、 前記入力信号は、モータ・コントローラ回路内の電流検
    知抵抗に生じた電圧を含むことを特徴とする回路。
  6. 【請求項６】 入力信号を第１の電位から当該第１の電
    位より低い第２の電位に変える方法であって、 前記第１の電位の入力信号をパルス幅変調信号に変換
    し、 前記第１の電位のパルス幅変調信号を電流パルス列に変
    換し、 前記電流パルス列を前記第１の電位から前記第２の電位
    にレベルシフトし、 前記レベルシフトされたパルス列信号を前記第２の電位
    のパルス幅変調信号に変換し、 前記第２の電位のパルス幅変調信号を処理する、各ステ
    ップを含むことを特徴とする方法。
  7. 【請求項７】 請求項６に記載の方法において、 前記第１の電位の入力信号をパルス幅変調信号に変換す
    るステップは、パルス幅変調エンコーディングを使用す
    るＡ／Ｄ変換であって、搬送周波数の三角波またはのこ
    ぎり波信号を発生し、分離した時間間隔で、前記入力信
    号が前記三角波またはのこぎり波信号より大きいかまた
    は小さいかを決定するＡ／Ｄ変換によって実行され、 前記レベルシフトされたパルス列信号を前記第２の電位
    のパルス幅変調信号に変換するステップは、パルスフィ
    ルターとＲ−Ｓラッチを使用することによって実行され
    ることを特徴とする方法。
  8. 【請求項８】 請求項７に記載の方法において、 前記Ｒ−Ｓラッチの出力に接続されたカウンタ／ラッチ
    回路を使用して、前記入力信号を表す前記第２の電位の
    デジタル信号を発生するステップをさらに含むことを特
    徴とする方法。
  9. 【請求項９】請求項７に記載の方法において、 第１の低域フィルタで前記Ｒ−Ｓラッチの出力信号をフ
    ィルタリングし、前記搬送周波数に同期したサンプルア
    ンドホールド回路で前記第１の低域フィルタの出力を処
    理し、前記第２の低域フィルタで前記サンプルアンドホ
    ールド回路の出力をフィルタリングすることによって、
    前記入力信号を表す前記第２の電位のアナログ信号を発
    生するステップをさらに含むことを特徴とする方法。
  10. 【請求項１０】請求項６に記載の方法において、 前記入力信号は、モータ・コントローラ回路内の電流検
    知抵抗に生じた電圧を含むことを特徴とする方法。
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