JP3223842B2 - 多相出力電力変換回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、少なくとも多相電
圧形インバータを備えた電力変換器と、コンデンサと、
交流電動機等の交流負荷回路と、交流電源や直流電源等
の電源がループ状に接続され、前記インバータをＰＷＭ
制御することにより、前記電力変換器が交流負荷回路と
の間の交流電力の授受と、前記電源との間の零相電力の
授受とを行うようにした多相出力電力変換回路に関する
ものである。
圧形インバータを備えた電力変換器と、コンデンサと、
交流電動機等の交流負荷回路と、交流電源や直流電源等
の電源がループ状に接続され、前記インバータをＰＷＭ
制御することにより、前記電力変換器が交流負荷回路と
の間の交流電力の授受と、前記電源との間の零相電力の
授受とを行うようにした多相出力電力変換回路に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】図１９
は従来の単相−多相電力変換回路を概念的に示したもの
であり、１００は単相交流電源、２００はコンバータ及
びインバータからなる単相−多相電力変換器、３００は
交流負荷回路としての誘導電動機である。この従来技術
では、単相交流電源１００との間の電力の授受を電力変
換器２００内のコンバータが行い、コンバータは交流電
源１００の線間電圧と線間を流れる電流によって電力を
制御している。更に、誘導電動機３００は電力変換器２
００内の交流出力電力変換器であるインバータに接続さ
れており、インバータの線間電圧と線間を流れる電流に
よって電力を制御している。なお、電力変換器２００内
のコンバータ−インバータ間の直流中間回路には、大容
量のエネルギー蓄積要素（平滑コンデンサや直流リアク
トル）を接続することにより、コンバータ側及びインバ
ータ側をそれぞれ独立して制御できるように構成されて
いる。
は従来の単相−多相電力変換回路を概念的に示したもの
であり、１００は単相交流電源、２００はコンバータ及
びインバータからなる単相−多相電力変換器、３００は
交流負荷回路としての誘導電動機である。この従来技術
では、単相交流電源１００との間の電力の授受を電力変
換器２００内のコンバータが行い、コンバータは交流電
源１００の線間電圧と線間を流れる電流によって電力を
制御している。更に、誘導電動機３００は電力変換器２
００内の交流出力電力変換器であるインバータに接続さ
れており、インバータの線間電圧と線間を流れる電流に
よって電力を制御している。なお、電力変換器２００内
のコンバータ−インバータ間の直流中間回路には、大容
量のエネルギー蓄積要素（平滑コンデンサや直流リアク
トル）を接続することにより、コンバータ側及びインバ
ータ側をそれぞれ独立して制御できるように構成されて
いる。
【０００３】上記電力変換器２００において、電源電流
波形を制御するためにはコンバータ内に半導体スイッチ
ング素子を備えることが必要である。また、単相交流電
源１００及びコンバータに代えて直流電源を用いる場
合、電源電圧とインバータの直流電圧とが一致しない場
合には電源電圧を昇圧または降圧する必要があり、その
場合にも半導体スイッチング素子が必要になる。更に、
上記いずれの場合にも、電力変換器２００の入力側にス
イッチングによる電流リプル吸収用のリアクトルが必要
になるため、これが装置の小型化や低コスト化の妨げと
なっている。
波形を制御するためにはコンバータ内に半導体スイッチ
ング素子を備えることが必要である。また、単相交流電
源１００及びコンバータに代えて直流電源を用いる場
合、電源電圧とインバータの直流電圧とが一致しない場
合には電源電圧を昇圧または降圧する必要があり、その
場合にも半導体スイッチング素子が必要になる。更に、
上記いずれの場合にも、電力変換器２００の入力側にス
イッチングによる電流リプル吸収用のリアクトルが必要
になるため、これが装置の小型化や低コスト化の妨げと
なっている。
【０００４】次に、図２０は、図１９の従来技術の具体
例を示す回路図である。図２０において、１０１は単相
交流電源、１０２はリアクトル、２０１は入力電流を高
力率の正弦波にするための正弦波コンバータ、２０２は
直流中間回路の平滑コンデンサ、２０３は誘導電動機３
０１を可変速駆動するための三相電圧形インバータであ
る。なお、図２０では誘導電動機３０１を等価回路にて
示してある。ここで、コンバータ２０１では、交流電源
電圧をリアクトル１０２を通し半導体スイッチによって
短絡することにより、入力電流の波形を形成する。この
結果、交流電力を直流電力に変換すると共に入力電流波
形を正弦波状に制御している。
例を示す回路図である。図２０において、１０１は単相
交流電源、１０２はリアクトル、２０１は入力電流を高
力率の正弦波にするための正弦波コンバータ、２０２は
直流中間回路の平滑コンデンサ、２０３は誘導電動機３
０１を可変速駆動するための三相電圧形インバータであ
る。なお、図２０では誘導電動機３０１を等価回路にて
示してある。ここで、コンバータ２０１では、交流電源
電圧をリアクトル１０２を通し半導体スイッチによって
短絡することにより、入力電流の波形を形成する。この
結果、交流電力を直流電力に変換すると共に入力電流波
形を正弦波状に制御している。
【０００５】一方、インバータ２０３は、ＩＧＢＴ等の
自己消弧形半導体スイッチング素子と逆並列ダイオード
とからなる３組の上下アームを有する三相電圧形ＰＷＭ
インバータ等から構成されている。三相電圧形ＰＷＭイ
ンバータの動作は公知であるため説明を省略するが、６
個のアームの導通状態を制御することにより三相の各線
間電圧を制御するための６通りのスイッチングパターン
と、上アームまたは下アームをすべて導通させて三相の
各線間電圧がすべて零になるいわゆる零電圧ベクトルと
呼ばれる２通りのスイッチングパターンとを選択できる
ようになっている。図１９でも説明したごとく、平滑コ
ンデンサ２０２の容量を十分に大きくとることにより、
コンバータ２０１及びインバータ２０３のスイッチング
をそれぞれ独立して自由に行うことが可能である。
自己消弧形半導体スイッチング素子と逆並列ダイオード
とからなる３組の上下アームを有する三相電圧形ＰＷＭ
インバータ等から構成されている。三相電圧形ＰＷＭイ
ンバータの動作は公知であるため説明を省略するが、６
個のアームの導通状態を制御することにより三相の各線
間電圧を制御するための６通りのスイッチングパターン
と、上アームまたは下アームをすべて導通させて三相の
各線間電圧がすべて零になるいわゆる零電圧ベクトルと
呼ばれる２通りのスイッチングパターンとを選択できる
ようになっている。図１９でも説明したごとく、平滑コ
ンデンサ２０２の容量を十分に大きくとることにより、
コンバータ２０１及びインバータ２０３のスイッチング
をそれぞれ独立して自由に行うことが可能である。
【０００６】図２０の構成では、コンバータ２０１とイ
ンバータ２０３とからなる単相−三相電力変換器が自己
消弧形半導体スイッチング素子を１０個備えており、こ
れらの駆動回路や駆動電源、制御回路等を含めると回路
構成が複雑かつ高価なものとなる。また、コンバータ２
０１の入力側のリアクトル１０２も小型化の妨げとなっ
ている。
ンバータ２０３とからなる単相−三相電力変換器が自己
消弧形半導体スイッチング素子を１０個備えており、こ
れらの駆動回路や駆動電源、制御回路等を含めると回路
構成が複雑かつ高価なものとなる。また、コンバータ２
０１の入力側のリアクトル１０２も小型化の妨げとなっ
ている。
【０００７】次いで、図２１は、直流−多相電力変換回
路の従来技術を示している。図において、１０３は直流
電源、２０４はインバータ２０３に印加する電圧を制御
するための一つの上下アームからなるコンバータ（２象
限チョッパ）である。この従来技術では、直流電源電圧
をリアクトル１０２を通し半導体スイッチによって短絡
することにより、リアクトル１０２にエネルギーを蓄
え、半導体スイッチをオフすることによりリアクトル１
０２のエネルギーを直流電源１０３から供給されるエネ
ルギーと共に平滑コンデンサ２０２に供給している。こ
の結果、平滑コンデンサ２０２の電圧は電源電圧よりも
高い直流電圧となる。この従来技術でも、平滑コンデン
サ２０２の容量を十分に大きくすることで、コンバータ
２０４及びインバータ２０３のスイッチングをそれぞれ
独立して自由に行うことができる。
路の従来技術を示している。図において、１０３は直流
電源、２０４はインバータ２０３に印加する電圧を制御
するための一つの上下アームからなるコンバータ（２象
限チョッパ）である。この従来技術では、直流電源電圧
をリアクトル１０２を通し半導体スイッチによって短絡
することにより、リアクトル１０２にエネルギーを蓄
え、半導体スイッチをオフすることによりリアクトル１
０２のエネルギーを直流電源１０３から供給されるエネ
ルギーと共に平滑コンデンサ２０２に供給している。こ
の結果、平滑コンデンサ２０２の電圧は電源電圧よりも
高い直流電圧となる。この従来技術でも、平滑コンデン
サ２０２の容量を十分に大きくすることで、コンバータ
２０４及びインバータ２０３のスイッチングをそれぞれ
独立して自由に行うことができる。
【０００８】図２２は、更に別の従来技術としての単相
−多相電力変換回路である。図において、１０４はダイ
オードブリッジからなる単相全波整流回路、２０５は上
アームがダイオードのみからなるコンバータである。こ
の従来技術において、交流電源電圧は全波整流回路１０
４によって全波整流され、その直流電圧をリアクトル１
０２を通し半導体スイッチによって短絡することによ
り、入力電流の波形を形成する。この結果、交流から直
流を得ると共に入力電流波形を正弦波状に制御すること
ができる。
−多相電力変換回路である。図において、１０４はダイ
オードブリッジからなる単相全波整流回路、２０５は上
アームがダイオードのみからなるコンバータである。こ
の従来技術において、交流電源電圧は全波整流回路１０
４によって全波整流され、その直流電圧をリアクトル１
０２を通し半導体スイッチによって短絡することによ
り、入力電流の波形を形成する。この結果、交流から直
流を得ると共に入力電流波形を正弦波状に制御すること
ができる。
【０００９】図２１の直流−多相電力変換回路、図２２
の単相−多相電力変換回路のいずれの例でも、自己消弧
形半導体スイッチング素子が多数必要であると共に、コ
ンバータ２０４，２０５の入力側にリアクトル１０２が
必要であるため、前記同様に回路構成の複雑化、高価格
化、大型化等が問題となっている。
の単相−多相電力変換回路のいずれの例でも、自己消弧
形半導体スイッチング素子が多数必要であると共に、コ
ンバータ２０４，２０５の入力側にリアクトル１０２が
必要であるため、前記同様に回路構成の複雑化、高価格
化、大型化等が問題となっている。
【００１０】そこで、本発明は、単相−多相電力変換器
や直流−多相変換器内の半導体スイッチング素子を少な
くし、また、入力側のリアクトルを除去することで回路
構成の簡略化、装置の小型化、低コスト化を可能にした
多相出力電力変換回路を提供しようとするものである。
や直流−多相変換器内の半導体スイッチング素子を少な
くし、また、入力側のリアクトルを除去することで回路
構成の簡略化、装置の小型化、低コスト化を可能にした
多相出力電力変換回路を提供しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、単相交流電圧を電力変換器
内の電圧形インバータにより多相交流電圧に変換して多
相交流電動機を駆動する多相出力電力変換回路におい
て、環流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッ
チング素子を２個直列に接続して上下アームからなるコ
ンバータを構成し、環流ダイオードが逆並列に接続され
た半導体スイッチング素子を２個直列に接続して一相分
の上下アームを構成し、この上下アームを相数分並列に
接続して多相電圧形インバータを構成し、前記コンバー
タの上アームのダイオードのカソードが前記インバータ
の各相上アームのダイオードのカソードに接続され、か
つ、前記コンバータの下アームのダイオードのアノード
が前記インバータの各相下アームのダイオードのアノー
ドに接続されるように前記コンバータと前記インバータ
とを並列に接続すると共に、これらの並列回路にコンデ
ンサを並列に接続し、前記インバータの各相交流出力端
子を多相交流電動機の星形結線された固定子巻線の各一
端に接続し、前記固定子巻線の他端側の中性点を単相交
流電源の一端に接続し、前記単相交流電源の他端を前記
コンバータの中点に接続して、前記単相交流電源の電圧
及び電流が前記インバータの交流出力側から前記電動機
を介して見たときに零相分となるように構成し、前記イ
ンバータの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御によっ
てオン、オフすることにより、前記インバータが前記電
動機との間で電力を授受し、かつ、前記インバータによ
る零電圧ベクトルの出力時に、前記インバータ及びコン
バータが、前記単相交流電源との間で零相電力を授受す
るものである。
め、請求項１記載の発明は、単相交流電圧を電力変換器
内の電圧形インバータにより多相交流電圧に変換して多
相交流電動機を駆動する多相出力電力変換回路におい
て、環流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッ
チング素子を２個直列に接続して上下アームからなるコ
ンバータを構成し、環流ダイオードが逆並列に接続され
た半導体スイッチング素子を２個直列に接続して一相分
の上下アームを構成し、この上下アームを相数分並列に
接続して多相電圧形インバータを構成し、前記コンバー
タの上アームのダイオードのカソードが前記インバータ
の各相上アームのダイオードのカソードに接続され、か
つ、前記コンバータの下アームのダイオードのアノード
が前記インバータの各相下アームのダイオードのアノー
ドに接続されるように前記コンバータと前記インバータ
とを並列に接続すると共に、これらの並列回路にコンデ
ンサを並列に接続し、前記インバータの各相交流出力端
子を多相交流電動機の星形結線された固定子巻線の各一
端に接続し、前記固定子巻線の他端側の中性点を単相交
流電源の一端に接続し、前記単相交流電源の他端を前記
コンバータの中点に接続して、前記単相交流電源の電圧
及び電流が前記インバータの交流出力側から前記電動機
を介して見たときに零相分となるように構成し、前記イ
ンバータの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御によっ
てオン、オフすることにより、前記インバータが前記電
動機との間で電力を授受し、かつ、前記インバータによ
る零電圧ベクトルの出力時に、前記インバータ及びコン
バータが、前記単相交流電源との間で零相電力を授受す
るものである。
【００１２】 ここで、図１は本発明の概念図である。
図において、１５０は単相交流電源、直流電源、または
インダクタンス、キャパシタンスのように負荷に供給す
る電気エネルギーを蓄積可能な受動素子からなる零相電
源装置、２５０はコンバータやチョッパ、インバータ等
のように、半導体スイッチング素子の動作によって電力
変換を行い、三相交流電力を出力する電力変換器、３５
０は電力変換器２５０との間で交流電力を授受する交流
電動機、トランス、またはインダクタンスを介した交流
電源等の交流負荷回路である。なお、電力変換器２５
０、交流負荷回路３５０及び零相電源装置１５０は、零
相電源装置１５０の電圧及び電流が、電力変換器２５０
の交流出力側から交流負荷回路３５０を介して見たとき
に零相分となるようにループ状に接続されている。この
意味で、電源装置を零相電源装置１５０と呼ぶことにす
る。
図において、１５０は単相交流電源、直流電源、または
インダクタンス、キャパシタンスのように負荷に供給す
る電気エネルギーを蓄積可能な受動素子からなる零相電
源装置、２５０はコンバータやチョッパ、インバータ等
のように、半導体スイッチング素子の動作によって電力
変換を行い、三相交流電力を出力する電力変換器、３５
０は電力変換器２５０との間で交流電力を授受する交流
電動機、トランス、またはインダクタンスを介した交流
電源等の交流負荷回路である。なお、電力変換器２５
０、交流負荷回路３５０及び零相電源装置１５０は、零
相電源装置１５０の電圧及び電流が、電力変換器２５０
の交流出力側から交流負荷回路３５０を介して見たとき
に零相分となるようにループ状に接続されている。この
意味で、電源装置を零相電源装置１５０と呼ぶことにす
る。
【００１３】上記構成において、電力変換器２５０と交
流負荷回路３５０との間の交流電力の授受は、電力変換
器２５０内のインバータの線間電圧及び線間を流れる電
流による電力の制御によって従来と同様に行われる。一
方、電力変換器２５０と電源装置１５０との間では、電
力変換器２５０が、例えばインバータの零電圧ベクトル
を用いて零相電源装置１５０の零相電圧、零相電流を制
御することにより行う。すなわち、電力変換器２５０
は、交流負荷回路３５０との間の電力の授受、零相電源
装置１５０との間の零相電力の授受を時間分割で行い、
零相電源装置１５０との間で零相電力を授受している時
には、電力変換器２５０内のインバータが、零相電源装
置１５０との間の電力変換動作を行うコンバータの作用
の一部または全部を実行する。その結果、電力変換器２
５０内の半導体スイッチング素子やダイオードからなる
アーム数を減少させることができる。また、電力変換器
２５０において必要とされる入力側のリアクトルとし
て、例えば交流電動機の漏れリアクタンスのように交流
負荷回路３５０が有するリアクトルを用いることができ
る。このため、専用の入力リアクトルを省略可能として
装置の小型化に寄与することができる。
流負荷回路３５０との間の交流電力の授受は、電力変換
器２５０内のインバータの線間電圧及び線間を流れる電
流による電力の制御によって従来と同様に行われる。一
方、電力変換器２５０と電源装置１５０との間では、電
力変換器２５０が、例えばインバータの零電圧ベクトル
を用いて零相電源装置１５０の零相電圧、零相電流を制
御することにより行う。すなわち、電力変換器２５０
は、交流負荷回路３５０との間の電力の授受、零相電源
装置１５０との間の零相電力の授受を時間分割で行い、
零相電源装置１５０との間で零相電力を授受している時
には、電力変換器２５０内のインバータが、零相電源装
置１５０との間の電力変換動作を行うコンバータの作用
の一部または全部を実行する。その結果、電力変換器２
５０内の半導体スイッチング素子やダイオードからなる
アーム数を減少させることができる。また、電力変換器
２５０において必要とされる入力側のリアクトルとし
て、例えば交流電動機の漏れリアクタンスのように交流
負荷回路３５０が有するリアクトルを用いることができ
る。このため、専用の入力リアクトルを省略可能として
装置の小型化に寄与することができる。
【００１４】 請求項２記載の発明は、単相交流電圧を
電力変換器内の電圧形インバータにより多相交流電圧に
変換して多相交流電動機を駆動する多相出力電力変換回
路において、ダイオードを２個直列に接続してコンバー
タを構成し、環流ダイオードが逆並列に接続された半導
体スイッチング素子を２個直列に接続して一相分の上下
アームを構成し、この上下アームを相数分並列に接続し
て多相電圧形インバータを構成し、前記コンバータの上
アームのダイオードのカソードが前記インバータの各相
上アームのダイオードのカソードに接続され、かつ、前
記コンバータの下アームのダイオードのアノードが前記
インバータの各相下アームのダイオードのアノードに接
続されるように前記コンバータと前記インバータとを並
列に接続すると共に、これらの並列回路にコンデンサを
並列に接続し、前記インバータの各相交流出力端子を多
相交流電動機の星形結線された固定子巻線の各一端に接
続し、前記固定子巻線の他端側の中性点を単相交流電源
の一端に接続し、前記単相交流電源の他端を前記コンバ
ータの中点に接続して、前記単相交流電源の電圧及び電
流が前記インバータの交流出力側から前記電動機を介し
て見たときに零相分となるように構成し、前記インバー
タの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御によってオ
ン、オフすることにより、前記インバータが前記電動機
との間で電力を授受し、かつ、前記インバータによる零
電圧ベクトルの出力時に、前記インバータ及びコンバー
タが、前記単相交流電源との間で零相電力を授受するも
のである。
電力変換器内の電圧形インバータにより多相交流電圧に
変換して多相交流電動機を駆動する多相出力電力変換回
路において、ダイオードを２個直列に接続してコンバー
タを構成し、環流ダイオードが逆並列に接続された半導
体スイッチング素子を２個直列に接続して一相分の上下
アームを構成し、この上下アームを相数分並列に接続し
て多相電圧形インバータを構成し、前記コンバータの上
アームのダイオードのカソードが前記インバータの各相
上アームのダイオードのカソードに接続され、かつ、前
記コンバータの下アームのダイオードのアノードが前記
インバータの各相下アームのダイオードのアノードに接
続されるように前記コンバータと前記インバータとを並
列に接続すると共に、これらの並列回路にコンデンサを
並列に接続し、前記インバータの各相交流出力端子を多
相交流電動機の星形結線された固定子巻線の各一端に接
続し、前記固定子巻線の他端側の中性点を単相交流電源
の一端に接続し、前記単相交流電源の他端を前記コンバ
ータの中点に接続して、前記単相交流電源の電圧及び電
流が前記インバータの交流出力側から前記電動機を介し
て見たときに零相分となるように構成し、前記インバー
タの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御によってオ
ン、オフすることにより、前記インバータが前記電動機
との間で電力を授受し、かつ、前記インバータによる零
電圧ベクトルの出力時に、前記インバータ及びコンバー
タが、前記単相交流電源との間で零相電力を授受するも
のである。
【００１５】 請求項３記載の発明は、単相交流電圧を
電力変換器内の電圧形インバータにより多相交流電圧に
変換して多相交流電動機を駆動する多相出力電力変換回
路において、コンデンサを２個直列に接続してコンバー
タを構成し、環流ダイオードが逆並列に接続された半導
体スイッチング素子を２個直列に接続して一相分の上下
アームを構成し、この上下アームを相数分並列に接続し
て多相電圧形インバータを構成し、前記コンバータと前
記インバータとを並列に接続し、前記インバータの各相
交流出力端子を多相交流電動機の星形結線された固定子
巻線の各一端に接続し、前記固定子巻線の他端側の中性
点を単相交流電源の一端に接続し、前記単相交流電源の
他端を前記コンバータの中点に接続して、前記単相交流
電源の電圧及び電流が前記インバータの交流出力側から
前記電動機を介して見たときに零相分となるように構成
し、前記インバータの半導体スイッチング素子をＰＷＭ
制御によってオン、オフすることにより、前記インバー
タが前記電動機との間で電力を授受し、かつ、前記イン
バータによる零電圧ベクトルの出力時に、前記インバー
タ及びコンバータが、前記単相交流電源との間で零相電
力を授受するものである。
電力変換器内の電圧形インバータにより多相交流電圧に
変換して多相交流電動機を駆動する多相出力電力変換回
路において、コンデンサを２個直列に接続してコンバー
タを構成し、環流ダイオードが逆並列に接続された半導
体スイッチング素子を２個直列に接続して一相分の上下
アームを構成し、この上下アームを相数分並列に接続し
て多相電圧形インバータを構成し、前記コンバータと前
記インバータとを並列に接続し、前記インバータの各相
交流出力端子を多相交流電動機の星形結線された固定子
巻線の各一端に接続し、前記固定子巻線の他端側の中性
点を単相交流電源の一端に接続し、前記単相交流電源の
他端を前記コンバータの中点に接続して、前記単相交流
電源の電圧及び電流が前記インバータの交流出力側から
前記電動機を介して見たときに零相分となるように構成
し、前記インバータの半導体スイッチング素子をＰＷＭ
制御によってオン、オフすることにより、前記インバー
タが前記電動機との間で電力を授受し、かつ、前記イン
バータによる零電圧ベクトルの出力時に、前記インバー
タ及びコンバータが、前記単相交流電源との間で零相電
力を授受するものである。
【００１６】 請求項４記載の発明は、直流電圧を電力
変換器内の電圧形インバータにより多相交流電圧に変換
して多相交流電動機を駆動する多相出力電力変換回路に
おいて、環流ダイオードが逆並列に接続された半導体ス
イッチング素子を２個直列に接続して一相分の上下アー
ムを構成し、この上下アームを相数分並列に接続して多
相電圧形インバータを構成し、前記インバータに並列に
コンデンサを接続し、前記インバータの各相交流出力端
子を多相電動機の星形結線された固定子巻線の各一端に
接続し、前記固定子巻線の他端側の中性点を直流電源の
正極に接続し、前記直流電源の負極を前記インバータの
各相下アームと前記コンデンサとの接続点に接続して、
前記直流電源の電圧及び電流が前記インバータの交流出
力側から前記電動機を介して見たときに零相分となるよ
うに構成し、前記インバータの半導体スイッチング素子
をＰＷＭ制御によってオン、オフすることにより、前記
インバータが前記電動機との間で電力を授受し、かつ、
前記インバータによる零電圧ベクトルの出力時に前記直
流電源との間で零相電力を授受するものである。
変換器内の電圧形インバータにより多相交流電圧に変換
して多相交流電動機を駆動する多相出力電力変換回路に
おいて、環流ダイオードが逆並列に接続された半導体ス
イッチング素子を２個直列に接続して一相分の上下アー
ムを構成し、この上下アームを相数分並列に接続して多
相電圧形インバータを構成し、前記インバータに並列に
コンデンサを接続し、前記インバータの各相交流出力端
子を多相電動機の星形結線された固定子巻線の各一端に
接続し、前記固定子巻線の他端側の中性点を直流電源の
正極に接続し、前記直流電源の負極を前記インバータの
各相下アームと前記コンデンサとの接続点に接続して、
前記直流電源の電圧及び電流が前記インバータの交流出
力側から前記電動機を介して見たときに零相分となるよ
うに構成し、前記インバータの半導体スイッチング素子
をＰＷＭ制御によってオン、オフすることにより、前記
インバータが前記電動機との間で電力を授受し、かつ、
前記インバータによる零電圧ベクトルの出力時に前記直
流電源との間で零相電力を授受するものである。
【００１７】 また、請求項５記載の発明は、請求項４
記載の発明における直流電源に代えて、単相または多相
交流電源と整流回路との組み合わせを用いたものであ
る。
記載の発明における直流電源に代えて、単相または多相
交流電源と整流回路との組み合わせを用いたものであ
る。
【００１８】 なお、請求項１〜５に記載した何れかの
発明において、請求項６に記載するように、電動機の中
性点と電源との間にリアクトルを挿入し、このリアクト
ルの鉄芯として電動機の固定子鉄芯を用いても良い。更
に、請求項１〜５に記載した何れかの発明において、請
求項７に記載するように、インバータの三相出力側には
電動機に代えて中性点を持たない交流負荷を接続し、か
つ、前記三相出力側に星形結線されたリアクトルの中性
点を電源または整流回路の一端に接続しても良い。
発明において、請求項６に記載するように、電動機の中
性点と電源との間にリアクトルを挿入し、このリアクト
ルの鉄芯として電動機の固定子鉄芯を用いても良い。更
に、請求項１〜５に記載した何れかの発明において、請
求項７に記載するように、インバータの三相出力側には
電動機に代えて中性点を持たない交流負荷を接続し、か
つ、前記三相出力側に星形結線されたリアクトルの中性
点を電源または整流回路の一端に接続しても良い。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。まず、図２は請求項１に記載した発明の
実施形態を示す回路図である。図において、前記同様に
２０２は平滑コンデンサ、２０３はＩＧＢＴ等の自己消
弧形半導体スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６と各スイッ
チング素子に逆並列されたダイオードとからなる三相電
圧形インバータ、２０４は自己消弧形半導体スイッチン
グ素子Ｔｒ７，Ｔｒ８と各スイッチング素子に逆並列さ
れたダイオードとからなる上下１アームのコンバータ、
３０１は固定子巻線が星形接続された三相誘導電動機、
１０１は誘導電動機３０１の中性点に一端が接続され、
他端がコンバータ２０４のスイッチング素子Ｔｒ７，Ｔ
ｒ８の中点（仮想中性点）に接続された単相交流電源で
ある。
態を説明する。まず、図２は請求項１に記載した発明の
実施形態を示す回路図である。図において、前記同様に
２０２は平滑コンデンサ、２０３はＩＧＢＴ等の自己消
弧形半導体スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６と各スイッ
チング素子に逆並列されたダイオードとからなる三相電
圧形インバータ、２０４は自己消弧形半導体スイッチン
グ素子Ｔｒ７，Ｔｒ８と各スイッチング素子に逆並列さ
れたダイオードとからなる上下１アームのコンバータ、
３０１は固定子巻線が星形接続された三相誘導電動機、
１０１は誘導電動機３０１の中性点に一端が接続され、
他端がコンバータ２０４のスイッチング素子Ｔｒ７，Ｔ
ｒ８の中点（仮想中性点）に接続された単相交流電源で
ある。
【００２０】本実施形態は、三相電圧形インバータ２０
３の零電圧ベクトルに着目したものである。すなわち、
三相電圧形インバータ２０３において零電圧ベクトルを
出力するには上アームをすべて導通させる場合と下アー
ムをすべて導通させる場合との２通りのスイッチングパ
ターンがあり、本実施形態ではこの自由度を利用する。
インバータ２０３から出力される零相電圧は線間電圧に
は現れないので、電動機駆動には影響しない。従って、
正相分の等価回路は図３のようになり、電動機３０１の
駆動に関しては従来と同じインバータとして動作し、イ
ンバータ２０３の線間電圧及び線間を流れる電流による
電力の制御によって電動機３０１との間で交流電力を授
受する。
３の零電圧ベクトルに着目したものである。すなわち、
三相電圧形インバータ２０３において零電圧ベクトルを
出力するには上アームをすべて導通させる場合と下アー
ムをすべて導通させる場合との２通りのスイッチングパ
ターンがあり、本実施形態ではこの自由度を利用する。
インバータ２０３から出力される零相電圧は線間電圧に
は現れないので、電動機駆動には影響しない。従って、
正相分の等価回路は図３のようになり、電動機３０１の
駆動に関しては従来と同じインバータとして動作し、イ
ンバータ２０３の線間電圧及び線間を流れる電流による
電力の制御によって電動機３０１との間で交流電力を授
受する。
【００２１】一方、零相分について考えると図４のよう
になり、図３におけるインバータ２０３の３アームはあ
たかも零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つ
のアーム２０３’とみなすことができる。つまり、図２
０に示した従来のコンバータ２０１の１アームを図２の
インバータ２０３により零相電圧を制御することで代用
可能である。また、電動機３０１は漏れインダクタンス
の値を持つリアクトル３０２と考えることができる。そ
して、図４に示す如くコンバータとしてのアーム２０４
を別途付加することにより、これらのアーム２０３’，
２０４によって図２０のコンバータ２０１と等価な回路
構成が実現され、同様な電力変換動作をすることが分か
る。すなわち、図４のアーム２０３’，２０４からなる
コンバータがリアクトル３０２を介して単相交流電源１
０１との間で零相電力を授受する。従って、図２に示し
た回路により実質的に図２０と同様な単相−多相電力変
換回路を実現することができるので、半導体スイッチン
グ素子、ダイオード等の数の減少やコンバータの入力側
リアクトルの省略によって回路構成の簡略化、小型化、
低コスト化が可能になる。なお、交流負荷としての電動
機は、三相誘導電動機以外の多相交流電動機であっても
良い。
になり、図３におけるインバータ２０３の３アームはあ
たかも零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つ
のアーム２０３’とみなすことができる。つまり、図２
０に示した従来のコンバータ２０１の１アームを図２の
インバータ２０３により零相電圧を制御することで代用
可能である。また、電動機３０１は漏れインダクタンス
の値を持つリアクトル３０２と考えることができる。そ
して、図４に示す如くコンバータとしてのアーム２０４
を別途付加することにより、これらのアーム２０３’，
２０４によって図２０のコンバータ２０１と等価な回路
構成が実現され、同様な電力変換動作をすることが分か
る。すなわち、図４のアーム２０３’，２０４からなる
コンバータがリアクトル３０２を介して単相交流電源１
０１との間で零相電力を授受する。従って、図２に示し
た回路により実質的に図２０と同様な単相−多相電力変
換回路を実現することができるので、半導体スイッチン
グ素子、ダイオード等の数の減少やコンバータの入力側
リアクトルの省略によって回路構成の簡略化、小型化、
低コスト化が可能になる。なお、交流負荷としての電動
機は、三相誘導電動機以外の多相交流電動機であっても
良い。
【００２２】図２におけるインバータ２０３及びコンバ
ータ２０４はいずれもＰＷＭ制御されるが、そのＰＷＭ
パルスは例えば図５に示す制御回路によって作成され
る。すなわち図５において、直流電圧指令Ｖdc *と直流
電圧検出値Ｖdcとの偏差を電圧制御器４０４に入力し、
その出力に電源電圧と同相で大きさが１の正弦波ｓｉｎ
ωstを乗じて零相（入力）電流指令ｉ0 *を得る。また、
掛算器４０５によって１／３を乗じた零相電流指令ｉ0 *
を、電動機３０１を駆動するための電流指令ｉa *,ｉb *,
ｉc *に加算し、各相電流指令ｉu *,ｉv *,ｉw *を作成す
る。これらと実際の各相電流検出値ｉu,ｉv,ｉwとの偏
差を求め、電流制御器４０１〜４０３に入力してその出
力をコンパレータ４０６〜４０８により三角波と比較
し、各相電流を指令ｉu *,ｉv *,ｉw *に追従させるような
インバータ２０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に
対するＰＷＭパターンを得る。
ータ２０４はいずれもＰＷＭ制御されるが、そのＰＷＭ
パルスは例えば図５に示す制御回路によって作成され
る。すなわち図５において、直流電圧指令Ｖdc *と直流
電圧検出値Ｖdcとの偏差を電圧制御器４０４に入力し、
その出力に電源電圧と同相で大きさが１の正弦波ｓｉｎ
ωstを乗じて零相（入力）電流指令ｉ0 *を得る。また、
掛算器４０５によって１／３を乗じた零相電流指令ｉ0 *
を、電動機３０１を駆動するための電流指令ｉa *,ｉb *,
ｉc *に加算し、各相電流指令ｉu *,ｉv *,ｉw *を作成す
る。これらと実際の各相電流検出値ｉu,ｉv,ｉwとの偏
差を求め、電流制御器４０１〜４０３に入力してその出
力をコンパレータ４０６〜４０８により三角波と比較
し、各相電流を指令ｉu *,ｉv *,ｉw *に追従させるような
インバータ２０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に
対するＰＷＭパターンを得る。
【００２３】このとき、コンバータ２０４については、
インバータ２０３に対する各相の電圧指令（電流制御器
４０１〜４０３の出力）の和から零相電圧を求め、これ
をコンパレータ４０９により三角波と比較してスイッチ
ング素子Ｔｒ７，Ｔｒ８に対するＰＷＭパターンを求め
る。すなわち、この実施形態では、インバータ２０３及
びコンバータ２０４をＰＷＭパルスにより時間分割で制
御することにより、図３の三相電圧形インバータと図４
のフルブリッジ形単相コンバータとを重ね合わせた動作
を行わせるもので、前者は正相電流による線間電圧、線
間を流れる電流の制御、後者は零相電流による単相交流
電源１０１の入力電流の制御となる。
インバータ２０３に対する各相の電圧指令（電流制御器
４０１〜４０３の出力）の和から零相電圧を求め、これ
をコンパレータ４０９により三角波と比較してスイッチ
ング素子Ｔｒ７，Ｔｒ８に対するＰＷＭパターンを求め
る。すなわち、この実施形態では、インバータ２０３及
びコンバータ２０４をＰＷＭパルスにより時間分割で制
御することにより、図３の三相電圧形インバータと図４
のフルブリッジ形単相コンバータとを重ね合わせた動作
を行わせるもので、前者は正相電流による線間電圧、線
間を流れる電流の制御、後者は零相電流による単相交流
電源１０１の入力電流の制御となる。
【００２４】図６は制御回路の他の例を示すものであ
る。図５の例では電動機３０１の電流指令ｉa *,ｉb *,ｉ
c *からＰＷＭパルスを求めたが、図６のように電動機３
０１に印加する電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *からＰＷＭパル
スを求めることも可能である。この場合、零相電流指令
ｉ0 *と各相電流から求めた零相電流ｉ0との偏差を電流
制御器４１０に入力して零相電圧指令ｖ0 *を求め、これ
を電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *に加算した結果をコンパレー
タ４０６〜４０８により三角波と比較して、インバータ
２０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷ
Ｍパターンを得る。また、コンバータ２０４について
は、零相電圧指令ｖ0 *をコンパレータ４０９により三角
波と比較してスイッチング素子Ｔｒ７，Ｔｒ８に対する
ＰＷＭパターンを求める。
る。図５の例では電動機３０１の電流指令ｉa *,ｉb *,ｉ
c *からＰＷＭパルスを求めたが、図６のように電動機３
０１に印加する電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *からＰＷＭパル
スを求めることも可能である。この場合、零相電流指令
ｉ0 *と各相電流から求めた零相電流ｉ0との偏差を電流
制御器４１０に入力して零相電圧指令ｖ0 *を求め、これ
を電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *に加算した結果をコンパレー
タ４０６〜４０８により三角波と比較して、インバータ
２０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷ
Ｍパターンを得る。また、コンバータ２０４について
は、零相電圧指令ｖ0 *をコンパレータ４０９により三角
波と比較してスイッチング素子Ｔｒ７，Ｔｒ８に対する
ＰＷＭパターンを求める。
【００２５】 次に、図７は請求項２に記載した発明の
実施形態を示す回路図である。この実施形態では、コン
バータ２０５が２個のダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路
により構成され、その中点が単相交流電源１０１の一端
に接続されている。他の構成については図２と同様であ
る。この実施形態によれば、コンバータ２０５の構成を
図２よりも簡略化することができる反面、電動機３０１
から単相交流電源１０１への電力の回生は不可能とな
る。本実施形態の動作も図２の実施形態とほぼ同様であ
り、図３の三相電圧形インバータと、その上下１アーム
分及び図７のコンバータ２０５からなる混合ブリッジ形
単相コンバータとを重ね合わせた動作を行い、前者は正
相電流による線間電圧、線間を流れる電流の制御、後者
は零相電流による単相交流電源１０１の入力電流の制御
となる。
実施形態を示す回路図である。この実施形態では、コン
バータ２０５が２個のダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路
により構成され、その中点が単相交流電源１０１の一端
に接続されている。他の構成については図２と同様であ
る。この実施形態によれば、コンバータ２０５の構成を
図２よりも簡略化することができる反面、電動機３０１
から単相交流電源１０１への電力の回生は不可能とな
る。本実施形態の動作も図２の実施形態とほぼ同様であ
り、図３の三相電圧形インバータと、その上下１アーム
分及び図７のコンバータ２０５からなる混合ブリッジ形
単相コンバータとを重ね合わせた動作を行い、前者は正
相電流による線間電圧、線間を流れる電流の制御、後者
は零相電流による単相交流電源１０１の入力電流の制御
となる。
【００２６】 図８は、請求項３に記載した発明の実施
形態を示す回路図である。この実施形態では、コンバー
タ２０６が受動素子としての２個のコンデンサＣ１，Ｃ
２の直列回路により構成され、その中点が単相交流電源
１０１の一端に接続されている。この実施形態によれ
ば、コンバータ２０６の構成が図７よりも更に簡略化さ
れる。また、電動機３０１から単相交流電源１０１への
電力の回生も可能になるが、最大出力電圧は平滑コンデ
ンサ２０２の直流電圧の１／２と交流電源電圧の最大値
との差になる。本実施形態の動作は、図３の三相電圧形
インバータと、その上下１アーム分によるハーフブリッ
ジ形単相コンバータとを重ね合わせたものとなる。
形態を示す回路図である。この実施形態では、コンバー
タ２０６が受動素子としての２個のコンデンサＣ１，Ｃ
２の直列回路により構成され、その中点が単相交流電源
１０１の一端に接続されている。この実施形態によれ
ば、コンバータ２０６の構成が図７よりも更に簡略化さ
れる。また、電動機３０１から単相交流電源１０１への
電力の回生も可能になるが、最大出力電圧は平滑コンデ
ンサ２０２の直流電圧の１／２と交流電源電圧の最大値
との差になる。本実施形態の動作は、図３の三相電圧形
インバータと、その上下１アーム分によるハーフブリッ
ジ形単相コンバータとを重ね合わせたものとなる。
【００２７】 ここで、図示しないが、図２、図７、図
８の各実施形態において、請求項６に記載するように、
電動機３０１の中性点と単相交流電源１０１との間にリ
アクトルを接続し、その鉄芯として電動機３０１の固定
子鉄芯を用いることもできる。
８の各実施形態において、請求項６に記載するように、
電動機３０１の中性点と単相交流電源１０１との間にリ
アクトルを接続し、その鉄芯として電動機３０１の固定
子鉄芯を用いることもできる。
【００２８】 図９は、請求項７に記載した発明の実施
形態を示す回路図である。この実施形態は、図２の実施
形態を基本として、電動機３０１の中性点の代わりに、
三相電圧形インバータ２０３の各相出力端子に星形結線
されたリアクトル３０４を接続し、その中性点を単相交
流電源１０１の一端に接続したものである。この実施形
態によれば、中性点を持たない交流負荷３０３にも適用
することができ、交流負荷３０３に零相電流を流すこと
なく図２の実施形態と同様にインバータの構成の一部を
コンバータに共用できる効果が得られる。なお、全体的
な動作やインバータ２０３、コンバータ２０４の制御方
法は図２の実施形態と同様である。この実施形態は、図
７、図８の各実施形態において電動機３０１を除去した
構成にも適用可能である。
形態を示す回路図である。この実施形態は、図２の実施
形態を基本として、電動機３０１の中性点の代わりに、
三相電圧形インバータ２０３の各相出力端子に星形結線
されたリアクトル３０４を接続し、その中性点を単相交
流電源１０１の一端に接続したものである。この実施形
態によれば、中性点を持たない交流負荷３０３にも適用
することができ、交流負荷３０３に零相電流を流すこと
なく図２の実施形態と同様にインバータの構成の一部を
コンバータに共用できる効果が得られる。なお、全体的
な動作やインバータ２０３、コンバータ２０４の制御方
法は図２の実施形態と同様である。この実施形態は、図
７、図８の各実施形態において電動機３０１を除去した
構成にも適用可能である。
【００２９】 次に、図１０は請求項４に記載した発明
の実施形態を示している。なお、以下において、これま
での各実施形態の構成要素と同一のものには同一符号を
付してある。図１０において、誘導電動機３０１の中性
点は直流電源１０３の正極に接続され、その負極は三相
電圧形インバータ２０３の下アームと平滑コンデンサ２
０２との接続点に接続されている。この接続構成によ
り、直流電源電圧はインバータ２０３の交流出力端子か
ら見ると零相電圧となる。
の実施形態を示している。なお、以下において、これま
での各実施形態の構成要素と同一のものには同一符号を
付してある。図１０において、誘導電動機３０１の中性
点は直流電源１０３の正極に接続され、その負極は三相
電圧形インバータ２０３の下アームと平滑コンデンサ２
０２との接続点に接続されている。この接続構成によ
り、直流電源電圧はインバータ２０３の交流出力端子か
ら見ると零相電圧となる。
【００３０】この実施形態の正相分等価回路は先に説明
した図３と同一であり、電動機駆動に関しては従来と同
じ三相電圧形インバータとして動作する。また、零相分
等価回路は図１１のようになる。すなわち、三相電圧形
インバータ２０３の３アームはあたかも零電圧ベクトル
の比でスイッチング動作する１つのアーム２０３’とみ
なされ、図２１に示したコンバータ（２象限チョッパ）
２０４として作用するので、図１０のインバータ２０３
により零相電圧を制御することでコンバータ２０４を代
用することができる。更に、電動機３０１は漏れインダ
クタンスの値を持つリアクトル３０２と考えることがで
きる。よって、図１０の回路は、図１１の回路の動作に
よって直流電源１０３とコンデンサ２０２との間で零相
電力を授受することになる。つまり、図１０に示す回路
により図２１と同様な直流−多相電力変換回路を実現可
能であり、半導体スイッチング素子及びダイオードの数
の減少、２象限チョッパの入力側リアクトルの省略によ
って回路構成の簡略化、小型化、低コスト化を達成する
ことができる。この実施形態でも、交流負荷としての電
動機は三相誘導電動機以外の多相交流電動機であっても
良い。
した図３と同一であり、電動機駆動に関しては従来と同
じ三相電圧形インバータとして動作する。また、零相分
等価回路は図１１のようになる。すなわち、三相電圧形
インバータ２０３の３アームはあたかも零電圧ベクトル
の比でスイッチング動作する１つのアーム２０３’とみ
なされ、図２１に示したコンバータ（２象限チョッパ）
２０４として作用するので、図１０のインバータ２０３
により零相電圧を制御することでコンバータ２０４を代
用することができる。更に、電動機３０１は漏れインダ
クタンスの値を持つリアクトル３０２と考えることがで
きる。よって、図１０の回路は、図１１の回路の動作に
よって直流電源１０３とコンデンサ２０２との間で零相
電力を授受することになる。つまり、図１０に示す回路
により図２１と同様な直流−多相電力変換回路を実現可
能であり、半導体スイッチング素子及びダイオードの数
の減少、２象限チョッパの入力側リアクトルの省略によ
って回路構成の簡略化、小型化、低コスト化を達成する
ことができる。この実施形態でも、交流負荷としての電
動機は三相誘導電動機以外の多相交流電動機であっても
良い。
【００３１】図１２は、図１０の実施形態のインバータ
２０３に対するＰＷＭパルスを得るための制御回路図で
ある。図１２において、直流電圧指令Ｖdc *と直流電圧
検出値Ｖdcとの偏差を電圧制御器４０４に入力し、その
出力から零相（入力）電流指令ｉ0 *を得る。他の構成
は、図５におけるコンバータ２０４に対するＰＷＭパル
スを得るための部分を除いて図５と同様であり、最終的
にインバータ２０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６
に対するＰＷＭパルスが出力される。この制御回路によ
り、図１０の実施形態では図３の三相電圧形インバータ
と図１１の２象限チョッパとを重ね合わせた動作を行
い、前者は正相電流による線間電圧、線間を流れる電流
の制御、後者は零相電流による直流電圧の制御となる。
図１３は制御回路の他の例であり、図６と同様に電動機
３０１に印加する電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *からＰＷＭパ
ルスを求めるものである。
２０３に対するＰＷＭパルスを得るための制御回路図で
ある。図１２において、直流電圧指令Ｖdc *と直流電圧
検出値Ｖdcとの偏差を電圧制御器４０４に入力し、その
出力から零相（入力）電流指令ｉ0 *を得る。他の構成
は、図５におけるコンバータ２０４に対するＰＷＭパル
スを得るための部分を除いて図５と同様であり、最終的
にインバータ２０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６
に対するＰＷＭパルスが出力される。この制御回路によ
り、図１０の実施形態では図３の三相電圧形インバータ
と図１１の２象限チョッパとを重ね合わせた動作を行
い、前者は正相電流による線間電圧、線間を流れる電流
の制御、後者は零相電流による直流電圧の制御となる。
図１３は制御回路の他の例であり、図６と同様に電動機
３０１に印加する電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *からＰＷＭパ
ルスを求めるものである。
【００３２】 次いで、図１４は請求項４に記載した発
明の他の実施形態を示している。この実施形態は、電動
機３０１の中性点を直流電源１０３の負極に接続し、そ
の正極を三相電圧形インバータ２０３の上アームと平滑
コンデンサ２０２との接続点に接続したものである。こ
の実施形態の動作も図１０と同様であり、三相電圧形イ
ンバータと２象限チョッパとを重ね合わせた動作にな
る。
明の他の実施形態を示している。この実施形態は、電動
機３０１の中性点を直流電源１０３の負極に接続し、そ
の正極を三相電圧形インバータ２０３の上アームと平滑
コンデンサ２０２との接続点に接続したものである。こ
の実施形態の動作も図１０と同様であり、三相電圧形イ
ンバータと２象限チョッパとを重ね合わせた動作にな
る。
【００３３】 図１５は、請求項５に記載した発明の実
施形態を示している。この実施形態は、図１０の実施形
態における直流電源１０３に代えて、単相交流電源１０
１とダイオードブリッジによる単相全波整流回路１０５
との組み合わせを用いたものである。この電源構成は、
図１４の実施形態にも適用することができる。図１５の
実施形態に対する制御回路は図１６のようになる。すな
わち、入力電流を正弦波状にするために、電圧制御器４
０４の出力に電源電圧と同相で大きさが１の正弦波ｓｉ
ｎωＳｔの絶対値｜ｓｉｎωＳｔ｜を乗じて零相（入
力）電流指令ｉ０ ＊を得る。その他は図１２と同一であ
る。この結果、入力電流を正弦波に保ちつつ直流電圧を
所定の値に制御することが可能になる。図１５の実施形
態は、三相電圧形インバータと単相一石正弦波コンバー
タとを重ね合わせた動作となる。
施形態を示している。この実施形態は、図１０の実施形
態における直流電源１０３に代えて、単相交流電源１０
１とダイオードブリッジによる単相全波整流回路１０５
との組み合わせを用いたものである。この電源構成は、
図１４の実施形態にも適用することができる。図１５の
実施形態に対する制御回路は図１６のようになる。すな
わち、入力電流を正弦波状にするために、電圧制御器４
０４の出力に電源電圧と同相で大きさが１の正弦波ｓｉ
ｎωＳｔの絶対値｜ｓｉｎωＳｔ｜を乗じて零相（入
力）電流指令ｉ０ ＊を得る。その他は図１２と同一であ
る。この結果、入力電流を正弦波に保ちつつ直流電圧を
所定の値に制御することが可能になる。図１５の実施形
態は、三相電圧形インバータと単相一石正弦波コンバー
タとを重ね合わせた動作となる。
【００３４】図１７は、請求項５に記載した発明の他の
実施形態を示している。この実施形態は、図１０の実施
形態における直流電源１０３に代えて、三相交流電源１
０７とダイオードブリッジによる三相全波整流回路１０
６との組み合わせを用いたものである。この電源構成
も、図１４の実施形態に適用可能である。この場合、入
力電流を高力率とするために前述の図１３のような制御
回路を用いる。すなわち、零相電流ｉ０をある一定値に
制御することによって、三相交流電源１０７の電流波形
は電気角で１２０°導通の方形波となる。従って、単相
交流電源の場合に比べて力率が改善され、また、入力電
流の最大値も小さくなる等の利点がある。
実施形態を示している。この実施形態は、図１０の実施
形態における直流電源１０３に代えて、三相交流電源１
０７とダイオードブリッジによる三相全波整流回路１０
６との組み合わせを用いたものである。この電源構成
も、図１４の実施形態に適用可能である。この場合、入
力電流を高力率とするために前述の図１３のような制御
回路を用いる。すなわち、零相電流ｉ０をある一定値に
制御することによって、三相交流電源１０７の電流波形
は電気角で１２０°導通の方形波となる。従って、単相
交流電源の場合に比べて力率が改善され、また、入力電
流の最大値も小さくなる等の利点がある。
【００３５】なお、図示しないが、図１０、図１４、図
１５、図１７の各実施形態において、請求項６に記載す
るように、電動機３０１の中性点と直流電源（交流電源
と整流回路との組み合わせを含む）との間にリアクトル
を接続し、その鉄芯に電動機の固定子鉄芯を用いること
もできる。
１５、図１７の各実施形態において、請求項６に記載す
るように、電動機３０１の中性点と直流電源（交流電源
と整流回路との組み合わせを含む）との間にリアクトル
を接続し、その鉄芯に電動機の固定子鉄芯を用いること
もできる。
【００３６】図１８は、請求項７に記載した発明の実施
形態を示す回路図である。この実施形態は、図１０の実
施形態を基本として、電動機３０１の中性点に代えて、
三相電圧形インバータ２０３の各相出力端子に星形結線
されたリアクトル３０４を接続し、その中性点を直流電
源１０３の正極に接続したものである。この実施形態
は、中性点を持たない交流負荷３０３にも適用でき、交
流負荷３０３に零相電流を流すことなくインバータ２０
３の構成の一部を２象限チョッパに共用することができ
る。なお、この実施形態も、図１４、図１５、図１７の
各実施形態において電動機３０１を除去した構成に適用
可能である。
形態を示す回路図である。この実施形態は、図１０の実
施形態を基本として、電動機３０１の中性点に代えて、
三相電圧形インバータ２０３の各相出力端子に星形結線
されたリアクトル３０４を接続し、その中性点を直流電
源１０３の正極に接続したものである。この実施形態
は、中性点を持たない交流負荷３０３にも適用でき、交
流負荷３０３に零相電流を流すことなくインバータ２０
３の構成の一部を２象限チョッパに共用することができ
る。なお、この実施形態も、図１４、図１５、図１７の
各実施形態において電動機３０１を除去した構成に適用
可能である。
【００３７】
【発明の効果】以上のように請求項１〜５記載の発明に
よれば、従来のコンバータの１アームをインバータによ
り代用することができるから、単相−多相電力変換器や
直流−多相変換器内の半導体スイッチング素子、逆並列
ダイオード等の数を少なくし、しかも電力変換器の入力
側のリアクトルを省略可能として回路構成の簡略化、装
置の小型化、低コスト化を図ることができる。これによ
り、従来よりも小型かつ安価で高入力力率の電動機等の
駆動装置を実現することができる。
よれば、従来のコンバータの１アームをインバータによ
り代用することができるから、単相−多相電力変換器や
直流−多相変換器内の半導体スイッチング素子、逆並列
ダイオード等の数を少なくし、しかも電力変換器の入力
側のリアクトルを省略可能として回路構成の簡略化、装
置の小型化、低コスト化を図ることができる。これによ
り、従来よりも小型かつ安価で高入力力率の電動機等の
駆動装置を実現することができる。
【００３８】また、請求項６，７記載の発明によれば、
電動機の固定子鉄芯の有効利用並びに中性点を持たない
交流負荷への適用が可能になる。
電動機の固定子鉄芯の有効利用並びに中性点を持たない
交流負荷への適用が可能になる。
【図１】 本発明の構成を示す概念図である。
【図２】 請求項１に記載した発明の実施形態を示す回
路図である。
路図である。
【図３】 図２の実施形態の正相分等価回路である。
【図４】 図２の実施形態の零相分等価回路である。
【図５】 図２の実施形態の制御回路図である。
【図６】 図２の実施形態の制御回路図である。
【図７】 請求項２に記載した発明の実施形態を示す回
路図である。
路図である。
【図８】 請求項３に記載した発明の実施形態を示す回
路図である。
路図である。
【図９】 請求項７に記載した発明の実施形態を示す回
路図である。
路図である。
【図１０】 請求項４に記載した発明の実施形態を示す
回路図である。
回路図である。
【図１１】 図１０の実施形態の零相分等価回路であ
る。
る。
【図１２】 図１０の実施形態の制御回路図である。
【図１３】 図１０の実施形態の制御回路図である。
【図１４】 請求項４に記載した発明の他の実施形態を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図１５】 請求項５に記載した発明の実施形態を示す
回路図である。
回路図である。
【図１６】 図１５の実施形態の制御回路図である。
【図１７】 請求項５に記載した発明の他の実施形態を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図１８】 請求項７に記載した発明の実施形態を示す
回路図である。
回路図である。
【図１９】 従来技術を概念的に示した図である。
【図２０】 従来技術を示す回路図である。
【図２１】 従来技術を示す回路図である。
【図２２】 従来技術を示す回路図である。
１５０ 零相電源装置 ２５０ 電力変換器 ３５０ 交流負荷回路 １０１ 単相交流電源 １０３ 直流電源 １０５，１０６ 全波整流回路 １０７ 三相交流電源 ２０２ 平滑コンデンサ ２０３ 三相電圧形インバータ ２０３’ アーム ２０４〜２０６ コンバータ ３０１ 三相誘導電動機 ３０２，３０４ リアクトル ３０３ 交流負荷 ４０１〜４０３，４１０ 電流制御器 ４０４ 電圧制御器 ４０５ 掛算器 ４０６〜４０９ コンパレータ Ｔｒ１〜Ｔｒ８ 自己消弧形半導体スイッチング素子 Ｄ１，Ｄ２ ダイオード Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭55−68898（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−107621（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−233709（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−337087（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/5387
Claims (7)
- 【請求項１】 単相交流電圧を電力変換器内の電圧形イ
ンバータにより多相交流電圧に変換して多相交流電動機
を駆動する多相出力電力変換回路において、 環流ダイオ
ードが逆並列に接続された半導体スイッチング素子を２
個直列に接続して上下アームからなるコンバータを構成
し、 環流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチン
グ素子を２個直列に接続して一相分の上下アームを構成
し、この上下アームを相数分並列に接続して多相電圧形
インバータを構成し、 前記コンバータの上アームのダイオードのカソードが前
記インバータの各相上アームのダイオードのカソードに
接続され、かつ、前記コンバータの下アームのダイオー
ドのアノードが前記インバータの各相下アームのダイオ
ードのアノードに接続されるように前記コンバータと前
記インバータとを並列に接続すると共に、これらの並列
回路にコンデンサを並列に接続し、 前記インバータの各相交流出力端子を多相交流電動機の
星形結線された固定子巻線の各一端に接続し、 前記固定子巻線の他端側の中性点を単相交流電源の一端
に接続し、前記単相交流電源の他端を前記コンバータの
中点に接続して、前記単相交流電源の電圧及び電流が前
記インバータの交流出力側から前記電動機を介して見た
ときに零相分となるように構成し、 前記インバータの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御
によってオン、オフすることにより、前記インバータが
前記電動機との間で電力を授受し、かつ、前記インバー
タによる零電圧ベクトルの出力時に、前記インバータ及
びコンバータが、前記単相交流電源 との間で零相電力を
授受することを特徴とする多相出力電力変換回路。 - 【請求項２】 単相交流電圧を電力変換器内の電圧形イ
ンバータにより多相交流電圧に変換して多相交流電動機
を駆動する多相出力電力変換回路において、ダイオード
を２個直列に接続してコンバータを構成し、 環流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチン
グ素子を２個直列に接続して一相分の上下アームを構成
し、この上下アームを相数分並列に接続して多 相電圧形
インバータを構成し、 前記コンバータの上アームのダイオードのカソードが前
記インバータの各相上アームのダイオードのカソードに
接続され、かつ、前記コンバータの下アームのダイオー
ドのアノードが前記インバータの各相下アームのダイオ
ードのアノードに接続されるように前記コンバータと前
記インバータとを並列に接続すると共に、これらの並列
回路にコンデンサを並列に接続し、 前記インバータの各相交流出力端子を多相交流電動機の
星形結線された固定子巻線の各一端に接続し、 前記固定子巻線の他端側の中性点を単相交流電源の一端
に接続し、前記単相交流電源の他端を前記コンバータの
中点に接続して、前記単相交流電源の電圧及び電流が前
記インバータの交流出力側から前記電動機を介して見た
ときに零相分となるように構成し、 前記インバータの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御
によってオン、オフすることにより、前記インバータが
前記電動機との間で電力を授受し、かつ、前記インバー
タによる零電圧ベクトルの出力時に、前記インバータ及
びコンバータが、前記単相交流電源 との間で零相電力を
授受することを特徴とする多相出力電力変換回路。 - 【請求項３】 単相交流電圧を電力変換器内の電圧形イ
ンバータにより多相交流電圧に変換して多相交流電動機
を駆動する多相出力電力変換回路において、コンデンサ
を２個直列に接続してコンバータを構成し、 環流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチン
グ素子を２個直列に接続して一相分の上下アームを構成
し、この上下アームを相数分並列に接続して多相電圧形
インバータを構成し、 前記コンバータと前記インバータとを並列に接続し、 前記インバータの各相交流出力端子を多相交流電動機の
星形結線された固定子巻線の各一端に接続し、 前記固定子巻線の他端側の中性点を単相交流電源の一端
に接続し、前記単相交流電源の他端を前記コンバータの
中点に接続して、前記単相交流電源の電圧及び電流が前
記インバータの交流出力側から前記電動機を介して見た
ときに零相分と なるように構成し、 前記インバータの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御
によってオン、オフすることにより、前記インバータが
前記電動機との間で電力を授受し、かつ、前記インバー
タによる零電圧ベクトルの出力時に、前記インバータ及
びコンバータが、前記単相交流電源 との間で零相電力を
授受することを特徴とする多相出力電力変換回路。 - 【請求項４】 直流電圧を電力変換器内の電圧形インバ
ータにより多相交流電圧に変換して多相交流電動機を駆
動する多相出力電力変換回路において、 環流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチン
グ素子を２個直列に接続して一相分の上下アームを構成
し、この上下アームを相数分並列に接続して多相電圧形
インバータを構成し、 前記インバータに並列にコンデンサを接続し、 前記インバータの各相交流出力端子を多相電動機の星形
結線された固定子巻線の各一端に接続し、 前記固定子巻線の他端側の中性点を直流電源の正極に接
続し、前記直流電源の負極を前記インバータの各相下ア
ームと前記コンデンサとの接続点に接続して、前記直流
電源の電圧及び電流が前記インバータの交流出力側から
前記電動機を介して見たときに零相分となるように構成
し、 前記インバータの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御
によってオン、オフすることにより、前記インバータが
前記電動機との間で電力を授受し、かつ、前記インバー
タによる零電圧ベクトルの出力時に前記直流電源 との間
で零相電力を授受することを特徴とする多相出力電力変
換回路。 - 【請求項５】 交流電源を整流して得た直流電圧を電力
変換器内の電圧形インバータにより多相交流電圧に変換
して多相交流電動機を駆動する多相出力電力変換回路に
おいて、 環流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチン
グ素子を２個直列に接続して一相分の上下アームを構成
し、この上下アームを相数分並列に接続して多相電圧形
インバータを構成し、 前記インバータに並列にコンデンサを接続し、 前記インバータの各相交流出力端子を多相交流電動機の
星形結線された固定子巻線の各一端に接続し、 前記固定子巻線の他端側の中性点を、交流電源に接続さ
れた整流回路の出力端子の一端に接続し、前記整流回路
の他端を前記インバータの各相下アームと前記コンデン
サとの接続点に接続して、前記交流電源の電圧及び電流
が前記インバータの交流出力側から前記電動機を介して
見たときに零相分となるように構成し、 前記インバータの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御
によってオン、オフすることにより、前記インバータが
前記電動機との間で電力を授受し、かつ、前記インバー
タによる零電圧ベクトルの出力時に前記交流電源 との間
で零相電力を授受することを特徴とする多相出力電力変
換回路。 - 【請求項６】 請求項１，２，３，４または５記載の多
相出力電力変換回路において、 電動機の中性点と電源との間にリアクトルを挿入し、こ
のリアクトルの鉄芯として電動機の固定子鉄芯を用いる
ことを特徴とする多相出力電力変換回路。 - 【請求項７】 請求項１，２，３，４または５記載の多
相出力電力変換回路において、 インバータの多相出力側には電動機に代えて中性点を持
たない交流負荷を接続し、かつ、前記多相出力側に星形
結線されたリアクトルの中性点を電源または整流回路の
一端に接続した ことを特徴とする多相出力電力変換回
路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14502397A JP3223842B2 (ja) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | 多相出力電力変換回路 |
| DE19823917A DE19823917A1 (de) | 1997-06-03 | 1998-05-28 | Stromrichtervorrichtung |
| KR1019980020190A KR100533201B1 (ko) | 1997-06-03 | 1998-06-01 | 전력변환장치 |
| US09/089,724 US6137704A (en) | 1997-06-03 | 1998-06-03 | Power conversion apparatus utilizing zero-phase power supply device that provides zero-phase sequence components |
| CN98117254A CN1088282C (zh) | 1997-06-03 | 1998-06-03 | 电力变换装置 |
| US09/665,490 US6320775B1 (en) | 1997-06-03 | 2000-09-20 | Power conversion apparatus utilizing zero-phase power supply device that provides zero-phase sequence components |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14502397A JP3223842B2 (ja) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | 多相出力電力変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10337047A JPH10337047A (ja) | 1998-12-18 |
| JP3223842B2 true JP3223842B2 (ja) | 2001-10-29 |
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ID=15375649
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|---|---|---|---|
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|---|---|
| JP (1) | JP3223842B2 (ja) |
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