JP3206218B2 - 電圧形インバータの瞬時値制御方式 - Google Patents
電圧形インバータの瞬時値制御方式Info
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- JP3206218B2 JP3206218B2 JP13092693A JP13092693A JP3206218B2 JP 3206218 B2 JP3206218 B2 JP 3206218B2 JP 13092693 A JP13092693 A JP 13092693A JP 13092693 A JP13092693 A JP 13092693A JP 3206218 B2 JP3206218 B2 JP 3206218B2
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- Japan
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- inverter
- hysteresis width
- switching frequency
- current
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング周波数が
正弦波指令電圧の位相に依存することなく一定となるよ
うにした電圧形インバータの瞬時値制御方式に関する。
正弦波指令電圧の位相に依存することなく一定となるよ
うにした電圧形インバータの瞬時値制御方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４にモータ駆動用インバータの回路構
成を示す。インバータ１でモータＩＭを円滑に駆動する
ためには負荷電流を正弦波にすることが望ましい。この
ため図４に示すような一定ヒステリシス幅瞬時値制御方
式が多用されている。
成を示す。インバータ１でモータＩＭを円滑に駆動する
ためには負荷電流を正弦波にすることが望ましい。この
ため図４に示すような一定ヒステリシス幅瞬時値制御方
式が多用されている。
【０００３】この方式は正弦波指令電流ｉ＊（＝Ｉｓｉ
ｎθ）と電流検出器ＣＴで検出した負荷電流ｉとの差を
一定ヒステリシス幅Δｉのコンパレータ９で比較し、│
ｉ−ｉ＊│＞Δｉとなった時点でインバータの上下アー
ムの半導体スイッチＳ１とＳ２等のＯＮ，ＯＦＦを反転
させ、ｄｉ／ｄｔの極性を反転させるものである。この
制御はＵ，Ｖ，Ｗ相夫々について独立に行う。この動作
例を図５に示す。
ｎθ）と電流検出器ＣＴで検出した負荷電流ｉとの差を
一定ヒステリシス幅Δｉのコンパレータ９で比較し、│
ｉ−ｉ＊│＞Δｉとなった時点でインバータの上下アー
ムの半導体スイッチＳ１とＳ２等のＯＮ，ＯＦＦを反転
させ、ｄｉ／ｄｔの極性を反転させるものである。この
制御はＵ，Ｖ，Ｗ相夫々について独立に行う。この動作
例を図５に示す。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来制御方式は、
コンパレータ９のヒステリシス幅Δｉが一定のため指令
電流ｉ＊＝Ｉｓｉｎθにおいてθ≒０°近傍では半導体
スイッチＳ１，Ｓ２のスイッチング周波数が低くなり、
θ＝９０°近傍では高くなる（図５）。即ち、従来の瞬
時値制御方式では指令電流の位相によりスイッチング周
波数が異なる。
コンパレータ９のヒステリシス幅Δｉが一定のため指令
電流ｉ＊＝Ｉｓｉｎθにおいてθ≒０°近傍では半導体
スイッチＳ１，Ｓ２のスイッチング周波数が低くなり、
θ＝９０°近傍では高くなる（図５）。即ち、従来の瞬
時値制御方式では指令電流の位相によりスイッチング周
波数が異なる。
【０００５】モータ駆動用インバータは、そのスイッチ
ング周波数が或る値（≒２０ＫＨｚ）を超えると騒音が
可聴領域を超え、人間には聞こえなくなる。しかしθ＝
０°近傍ではスイッチング周波数が低いので、この周波
数成分が原因で騒音が発生する。
ング周波数が或る値（≒２０ＫＨｚ）を超えると騒音が
可聴領域を超え、人間には聞こえなくなる。しかしθ＝
０°近傍ではスイッチング周波数が低いので、この周波
数成分が原因で騒音が発生する。
【０００６】ヒステリシス幅Δｉを小さくすれば、θ＝
０°近傍のスイッチング周波数を可聴領域以上とするこ
とができるが、インバータの平均スイッチング周波数も
高くなり、スイッチングロスが大きくなり、インバータ
の効率が低下する。
０°近傍のスイッチング周波数を可聴領域以上とするこ
とができるが、インバータの平均スイッチング周波数も
高くなり、スイッチングロスが大きくなり、インバータ
の効率が低下する。
【０００７】本発明は、従来のこのような問題点に鑑み
てなされたものであり、その目的とするところは、イン
バータの効率を低下させることなくインバータのスイッ
チング周波数を可聴領域以上とすることが可能な電圧形
インバータの瞬時値制御方式を提供することにある。
てなされたものであり、その目的とするところは、イン
バータの効率を低下させることなくインバータのスイッ
チング周波数を可聴領域以上とすることが可能な電圧形
インバータの瞬時値制御方式を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明における電圧形インバータの瞬時値制御方式
は、 正弦波指令電流と出力検出電流との差を検出し、
この差電流の絶対値をヒステリシス幅と比較し、前記絶
対値がヒステリシス幅より大きくなった時、インバータ
上下アームの半導体スイッチのＯＮ，ＯＦＦを反転させ
る電圧形インバータにおいて、前記ヒステリシス幅を、
前記正弦波の指令電流の位相によって変化する可変ヒス
テリシス幅とすると共に、その可変ヒステリシス幅を前
記半導体スイッチのスイッチング周波数が指令電流の位
相に依存せずほぼ一定となりかつスイッチング周波数が
可聴領域以上となるように設定したものである。
に、本発明における電圧形インバータの瞬時値制御方式
は、 正弦波指令電流と出力検出電流との差を検出し、
この差電流の絶対値をヒステリシス幅と比較し、前記絶
対値がヒステリシス幅より大きくなった時、インバータ
上下アームの半導体スイッチのＯＮ，ＯＦＦを反転させ
る電圧形インバータにおいて、前記ヒステリシス幅を、
前記正弦波の指令電流の位相によって変化する可変ヒス
テリシス幅とすると共に、その可変ヒステリシス幅を前
記半導体スイッチのスイッチング周波数が指令電流の位
相に依存せずほぼ一定となりかつスイッチング周波数が
可聴領域以上となるように設定したものである。
【０００９】
【作用】ヒステリシス幅が一定の場合、インバータのス
イッチング周波数は正弦波指令電流の位相９０°及び２
７０°付近で高くなり、０°及び１８０°付近で低くな
るが、ヒステリシス幅を正弦波指令電流の位相によって
変化する可変ヒステリシス幅としたので、スイッチング
周波数を指令電流の位相に関係なく一定にすることがで
きる。
イッチング周波数は正弦波指令電流の位相９０°及び２
７０°付近で高くなり、０°及び１８０°付近で低くな
るが、ヒステリシス幅を正弦波指令電流の位相によって
変化する可変ヒステリシス幅としたので、スイッチング
周波数を指令電流の位相に関係なく一定にすることがで
きる。
【００１０】上記ヒステリシス幅一定の場合全位相にお
いてスイッチング周波数を可聴領域以上とすることは困
難であるが、スイッチング周波数が位相に関係なく一定
となるので、平均スイッチング周波数を上げずに可聴領
域以上とすることが可能である。
いてスイッチング周波数を可聴領域以上とすることは困
難であるが、スイッチング周波数が位相に関係なく一定
となるので、平均スイッチング周波数を上げずに可聴領
域以上とすることが可能である。
【００１１】
【実施例】本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図１はモータ駆動用インバータとそのインバータの１相
分の制御回路を示す。同図において、１は半導体スイッ
チＳ１〜Ｓ６からなるインバータ、ＩＭはインバータ１
によって駆動されるモータ、ＣＴはＵ相出力（負荷）電
流検出器。
図１はモータ駆動用インバータとそのインバータの１相
分の制御回路を示す。同図において、１は半導体スイッ
チＳ１〜Ｓ６からなるインバータ、ＩＭはインバータ１
によって駆動されるモータ、ＣＴはＵ相出力（負荷）電
流検出器。
【００１２】２〜７はＵ相の上，下半導体スイッチＳ
１，Ｓ２を制御するＵ相制御回路で、２は電流検出器Ｃ
Ｔからの検出電流ｉと指令電流ｉ＊（＝Ｉｓｉｎθ）と
の差を求める電流差検出器、３は電流差検出器２の出力
ｉ−ｉ＊の絶対値を求める絶対値変換部。
１，Ｓ２を制御するＵ相制御回路で、２は電流検出器Ｃ
Ｔからの検出電流ｉと指令電流ｉ＊（＝Ｉｓｉｎθ）と
の差を求める電流差検出器、３は電流差検出器２の出力
ｉ−ｉ＊の絶対値を求める絶対値変換部。
【００１３】４は指令電流ｉ＊＝Ｉｓｉｎθが入力し、
その振幅Ｉと位相θによってヒステリシス幅Δｉが、図
２（ｃ）に示すようにθ＝０°，１８０°近傍では狭く
θ＝９０°，２７０°近傍では広くなり、インバータの
半導体スイッチのスイッチング周波数を図２（ｂ）に示
すように指令電流ｉ＊の位相θに依存せず一定となしう
る可変ヒステリシス幅Δｉ′を演算により求める可変ヒ
ステリシス幅演算部。
その振幅Ｉと位相θによってヒステリシス幅Δｉが、図
２（ｃ）に示すようにθ＝０°，１８０°近傍では狭く
θ＝９０°，２７０°近傍では広くなり、インバータの
半導体スイッチのスイッチング周波数を図２（ｂ）に示
すように指令電流ｉ＊の位相θに依存せず一定となしう
る可変ヒステリシス幅Δｉ′を演算により求める可変ヒ
ステリシス幅演算部。
【００１４】５は絶対値変換部３の出力・ｉ−ｉ＊・と
演算部４の出力Δｉ′とを比較（図３（ａ））するコン
パレータ、６はコンパレータ５からのパルス（図３
（ｂ））がＣＬＫ端子に入力するフリップフロップ、７
はフリップフロップのＳ１オン信号出力とＳ２オン信号
出力（図３（ｃ））にデットタイムを付与して半導体ス
イッチＳ１ゲート信号及びＳ２ゲート信号を出力するデ
ットタイム生成部である。半導体スイッチＳ３，Ｓ４及
びＳ５，Ｓ６も同様に制御する。
演算部４の出力Δｉ′とを比較（図３（ａ））するコン
パレータ、６はコンパレータ５からのパルス（図３
（ｂ））がＣＬＫ端子に入力するフリップフロップ、７
はフリップフロップのＳ１オン信号出力とＳ２オン信号
出力（図３（ｃ））にデットタイムを付与して半導体ス
イッチＳ１ゲート信号及びＳ２ゲート信号を出力するデ
ットタイム生成部である。半導体スイッチＳ３，Ｓ４及
びＳ５，Ｓ６も同様に制御する。
【００１５】以上のように構成されているので、可変ヒ
ステリシス演算部４は指令電流ｉ＊からスイッチング周
波数が一定となるような可変ヒステリシス幅Δｉ′を出
力する。しかして絶対値変換部３からの出力が・ｉ−ｉ
＊・＞Δｉ′となるとコンパレータ５からフリップフロ
ップ６のＣＬＫ端子に出力されてフリップフロップの出
力を反転させる。このため半導体スイッチＳ１，Ｓ２の
ゲート信号のオン、オフが反転し、再び・ｉ−ｉ＊・＜
Δｉとなる。
ステリシス演算部４は指令電流ｉ＊からスイッチング周
波数が一定となるような可変ヒステリシス幅Δｉ′を出
力する。しかして絶対値変換部３からの出力が・ｉ−ｉ
＊・＞Δｉ′となるとコンパレータ５からフリップフロ
ップ６のＣＬＫ端子に出力されてフリップフロップの出
力を反転させる。このため半導体スイッチＳ１，Ｓ２の
ゲート信号のオン、オフが反転し、再び・ｉ−ｉ＊・＜
Δｉとなる。
【００１６】従って殆どの領域において│ｉ−ｉ＊│≦
Δｉが保たれ、出力電流ｉは図２（ａ）に示すように制
御される。よって半導体スイッチＳ１，Ｓ２のＯＮ期間
は図２（ｂ）のように均一となるので、平均スイッチン
グ周波数を殆ど変えることなく可聴周波数以上とするこ
とが可能となる。
Δｉが保たれ、出力電流ｉは図２（ａ）に示すように制
御される。よって半導体スイッチＳ１，Ｓ２のＯＮ期間
は図２（ｂ）のように均一となるので、平均スイッチン
グ周波数を殆ど変えることなく可聴周波数以上とするこ
とが可能となる。
【００１７】
【発明の効果】本発明は、上述のとおり構成されている
ので、次に記載する効果を奏する。
ので、次に記載する効果を奏する。
【００１８】（１）インバータの半導体スイッチのスイ
ッチング周波数を略一定にすることができる。
ッチング周波数を略一定にすることができる。
【００１９】（２）インバータの平均スイッチング周波
数を上げることなく指令電流の全位相におけるスイッチ
ング周波数を可聴領域以上に設定することができる。
数を上げることなく指令電流の全位相におけるスイッチ
ング周波数を可聴領域以上に設定することができる。
【００２０】（３）このためインバータの損失を増加さ
せることなくインバータから発生する騒音を抑制でき
る。
せることなくインバータから発生する騒音を抑制でき
る。
【００２１】（４）スイッチング周波数が略一定となる
ので、デッドタイムの時間幅設定が容易となる。
ので、デッドタイムの時間幅設定が容易となる。
【図１】本発明の実施例にかかるインバータの制御回路
図。
図。
【図２】実施例の制御方式を説明する波形図。
【図３】実施例の制御回路動作原理図。
【図４】従来例にかかるインバータの制御回路図。
【図５】従来例の制御方式を説明する波形図。
１…インバータ ２…差検出器 ３…絶対値変換部 ４…可変ヒステリシス幅演算部 ５…コンパレータ ６…フリップフロップ ７…デッドタイム生成部 ９…ヒステリシスコンパレータ ＩＭ…モータ Ｓ１〜Ｓ６…半導体スイッチ
Claims (1)
- 【請求項１】 正弦波指令電流と出力検出電流との差を
検出し、この差電流の絶対値をヒステリシス幅と比較
し、前記絶対値がヒステリシス幅より大きくなった時、
インバータ上下アームの半導体スイッチのＯＮ，ＯＦＦ
を反転させる電圧形インバータにおいて、 前記ヒステリシス幅を、前記正弦波の指令電流の位相に
よって変化する可変ヒステリシス幅とすると共に、その
可変ヒステリシス幅を前記半導体スイッチのスイッチン
グ周波数が指令電流の位相に依存せずほぼ一定となりか
つスイッチング周波数が可聴領域以上となるように設定
したことを特徴とする電圧形インバータの瞬時値制御方
式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13092693A JP3206218B2 (ja) | 1993-06-02 | 1993-06-02 | 電圧形インバータの瞬時値制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13092693A JP3206218B2 (ja) | 1993-06-02 | 1993-06-02 | 電圧形インバータの瞬時値制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06351254A JPH06351254A (ja) | 1994-12-22 |
| JP3206218B2 true JP3206218B2 (ja) | 2001-09-10 |
Family
ID=15045964
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13092693A Expired - Fee Related JP3206218B2 (ja) | 1993-06-02 | 1993-06-02 | 電圧形インバータの瞬時値制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3206218B2 (ja) |
-
1993
- 1993-06-02 JP JP13092693A patent/JP3206218B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06351254A (ja) | 1994-12-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |