JP3093535B2 - 半導体レーザの駆動方法及び駆動装置、及びそれを用いた光通信方法及び光通信システム - Google Patents
半導体レーザの駆動方法及び駆動装置、及びそれを用いた光通信方法及び光通信システムInfo
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】半導体レーザを光通信用光源とし
て用いるときの変調、あるいは波長安定化を行なうとき
の駆動方法を提供する。
て用いるときの変調、あるいは波長安定化を行なうとき
の駆動方法を提供する。
【０００２】
【従来の技術】光通信用光源として例えば、単一縦モー
ド発振する分布帰還レーザ（ＤＦＢレーザ）が開発され
ている。
ド発振する分布帰還レーザ（ＤＦＢレーザ）が開発され
ている。
【０００３】このレーザを用いて現在実用化されている
直接光強度変調方式では、変調電流の振幅が数１０ｍＡ
程度必要で、レーザ（以下ＬＤともいう）のバイアス点
がしきい値近辺なので、緩和振動に起因する共振周波数
が小さく数Ｇｂｐｓ以上の高周波変調に向かない。ま
た、変調時の波長変動が大きく、長距離伝送時の分散、
波長多重通信時のクロストークなどが問題となってい
る。
直接光強度変調方式では、変調電流の振幅が数１０ｍＡ
程度必要で、レーザ（以下ＬＤともいう）のバイアス点
がしきい値近辺なので、緩和振動に起因する共振周波数
が小さく数Ｇｂｐｓ以上の高周波変調に向かない。ま
た、変調時の波長変動が大きく、長距離伝送時の分散、
波長多重通信時のクロストークなどが問題となってい
る。
【０００４】一方、注入電流によって直接周波数変調す
る方式は、変調電流の振幅が数ｍＡと小さく、ＬＤのバ
イアス点がしきい値以上なので、広帯域な変調が可能
で、波長変動が小さくなるために長距離伝送や波長多重
通信の通信方式として有望視されている。
る方式は、変調電流の振幅が数ｍＡと小さく、ＬＤのバ
イアス点がしきい値以上なので、広帯域な変調が可能
で、波長変動が小さくなるために長距離伝送や波長多重
通信の通信方式として有望視されている。
【０００５】この周波数変調方式を超長距離伝送や高密
度光周波数多重に適用するため、コヒーレント光通信を
行なう場合、光源のスペクトル線幅や発振波長が高度に
安定化されている必要があるが、それを電気的負帰還で
制御する方法もあり、その場合もレーザの直接周波数変
調特性が応用されている。このような安定化の技術は、
光計測においても応用されている。
度光周波数多重に適用するため、コヒーレント光通信を
行なう場合、光源のスペクトル線幅や発振波長が高度に
安定化されている必要があるが、それを電気的負帰還で
制御する方法もあり、その場合もレーザの直接周波数変
調特性が応用されている。このような安定化の技術は、
光計測においても応用されている。
【０００６】しかしながら、レーザの直接周波数変調特
性は、数ＭＨｚ 以下の低周波において劣化しているこ
とが問題となっている。例えば、図１５のような単電極
のＤＦＢ レーザを正弦波電流で変調したときの、変調
周波数と変調効率（電流１ｍＡ に対して変動する周波
数シフト量）の関係を図１６に、変調周波数と位相差
（変調電流と変調光信号との位相差）の関係を図１７に
示す。この図のように、数ＭＨｚ 以下の周波数で変調
効率は変動し、位相も変動して直流（以下ＤＣともい
う）に近づくと逆相の応答を示すことがわかる。これ
は、レーザの直接周波数変調の物理的要因として、数Ｍ
Ｈｚ にカットオフを持つ逆相の熱による屈折率変化の
効果と、共振周波数までフラットな同相のキャリア密度
による屈折率変化の効果の２つが重ね合わされているか
らである。低域では、熱の効果が支配的になってしまう
ために、このように変調特性の平坦性が失われてしま
う。
性は、数ＭＨｚ 以下の低周波において劣化しているこ
とが問題となっている。例えば、図１５のような単電極
のＤＦＢ レーザを正弦波電流で変調したときの、変調
周波数と変調効率（電流１ｍＡ に対して変動する周波
数シフト量）の関係を図１６に、変調周波数と位相差
（変調電流と変調光信号との位相差）の関係を図１７に
示す。この図のように、数ＭＨｚ 以下の周波数で変調
効率は変動し、位相も変動して直流（以下ＤＣともい
う）に近づくと逆相の応答を示すことがわかる。これ
は、レーザの直接周波数変調の物理的要因として、数Ｍ
Ｈｚ にカットオフを持つ逆相の熱による屈折率変化の
効果と、共振周波数までフラットな同相のキャリア密度
による屈折率変化の効果の２つが重ね合わされているか
らである。低域では、熱の効果が支配的になってしまう
ために、このように変調特性の平坦性が失われてしま
う。
【０００７】このような特性を示す場合、種々の問題が
生じる。まず、周波数変調としてディジタル信号を送る
ＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎ
ｇ）の場合、パルス幅が数ＭＨｚ 以下では波形変換さ
れてしまい、伝送に誤りが生じる。その例を図１８に示
す。（ａ） のようにパルス幅 １ＭＨｚ でパルスや
せが起こっており、（ｂ） のように１００ｋＨｚでは
逆相のパルスになってしまう。従って、低域に制限を受
けることになり、符号化の自由度が制限される。また、
スペクトル線幅を電気的負帰還によって狭窄化する場
合、波長のゆらぎが数ＭＨｚ 以下の周波数では位相が
回るために負帰還制御が困難になる。
生じる。まず、周波数変調としてディジタル信号を送る
ＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎ
ｇ）の場合、パルス幅が数ＭＨｚ 以下では波形変換さ
れてしまい、伝送に誤りが生じる。その例を図１８に示
す。（ａ） のようにパルス幅 １ＭＨｚ でパルスや
せが起こっており、（ｂ） のように１００ｋＨｚでは
逆相のパルスになってしまう。従って、低域に制限を受
けることになり、符号化の自由度が制限される。また、
スペクトル線幅を電気的負帰還によって狭窄化する場
合、波長のゆらぎが数ＭＨｚ 以下の周波数では位相が
回るために負帰還制御が困難になる。
【０００８】このような問題を解決するために、半導体
レーザ装置を改良する方法もいくつか考案されている。
例えば、図１９のように３電極構造にして両端の電極あ
るいは、中心電極を変調することで、熱の効果を抑える
ものがある（ＹＵＺＯ ＹＯＳＨＩＫＵＮＩ，ｅｔ ａ
ｌ．，ＩＥＥＥ Ｊ．Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ ｔｅｃｈｎ
ｏｌ．，ｖｏｌ．ＬＴ−５，ＮＯ．４，ｐ．５１６，Ａ
ｐｒｉｌ，１９８７）。しかし、この場合、各電極のバ
イアス電流の値によってふるまいが変化し、素子間にば
らつきがあるために実用化が困難である。また、図２０
のように中心部にλ／４シフト回折格子を持ち、回折格
子の深さが周辺部より深くなっている構造では、中心電
極を変調することで、キャリアの効果も逆相応答を示
し、熱の効果と同相になるため位相回りはなく、しかも
熱効果の低減もできるため低域特性の改善が図られる例
もある（小路元他、１９９２年春季応物予稿、３０ａ−
ＳＦ−８）。しかし、作製が複雑で歩留まりが悪く、コ
ストが高くなるという欠点がある。
レーザ装置を改良する方法もいくつか考案されている。
例えば、図１９のように３電極構造にして両端の電極あ
るいは、中心電極を変調することで、熱の効果を抑える
ものがある（ＹＵＺＯ ＹＯＳＨＩＫＵＮＩ，ｅｔ ａ
ｌ．，ＩＥＥＥ Ｊ．Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ ｔｅｃｈｎ
ｏｌ．，ｖｏｌ．ＬＴ−５，ＮＯ．４，ｐ．５１６，Ａ
ｐｒｉｌ，１９８７）。しかし、この場合、各電極のバ
イアス電流の値によってふるまいが変化し、素子間にば
らつきがあるために実用化が困難である。また、図２０
のように中心部にλ／４シフト回折格子を持ち、回折格
子の深さが周辺部より深くなっている構造では、中心電
極を変調することで、キャリアの効果も逆相応答を示
し、熱の効果と同相になるため位相回りはなく、しかも
熱効果の低減もできるため低域特性の改善が図られる例
もある（小路元他、１９９２年春季応物予稿、３０ａ−
ＳＦ−８）。しかし、作製が複雑で歩留まりが悪く、コ
ストが高くなるという欠点がある。
【０００９】そこで、変調効率及び位相差の低域特性
を、簡単な素子構造で改善するために本出願の発明者等
は次のような半導体レーザの駆動方法を提案している。
これについて簡単に説明する。
を、簡単な素子構造で改善するために本出願の発明者等
は次のような半導体レーザの駆動方法を提案している。
これについて簡単に説明する。
【００１０】まず、図１ のように２電極構造のＤＦＢ
レーザとする。このときの片電極の変調特性は図２のよ
うになる。この場合、図１５のレーザと比較すると低域
の熱効果は小さくなるが、やはり数ＭＨｚ 程度までし
か平坦な領域がないことがわかる。そこで、低域（数
ＭＨｚ以下）の周波数で上記の変調信号と同期した逆相
信号をもう片方の電極に加える。すると、図３のように
数ｋＨｚまで低域特性を伸ばすことができる。
レーザとする。このときの片電極の変調特性は図２のよ
うになる。この場合、図１５のレーザと比較すると低域
の熱効果は小さくなるが、やはり数ＭＨｚ 程度までし
か平坦な領域がないことがわかる。そこで、低域（数
ＭＨｚ以下）の周波数で上記の変調信号と同期した逆相
信号をもう片方の電極に加える。すると、図３のように
数ｋＨｚまで低域特性を伸ばすことができる。
【００１１】このような逆相信号を発生させる手段は色
々考えられるが、ＤＣ〜数ＭＨｚという低周波でのみ考
えればよいので簡単に実現できる。たとえば、図２１の
ように信号をパワーデバイダによって２つに分割し、ひ
とつは広帯域な反転アンプを通し、もうひとつはカット
オフ数ＭＨｚ 程度の非反転アンプを通してそれぞれの
電極にバイアスＴ を通してＤＣ電流と重畳すればよ
い。この図でレーザは２つのダイオードの並列として表
現してある。
々考えられるが、ＤＣ〜数ＭＨｚという低周波でのみ考
えればよいので簡単に実現できる。たとえば、図２１の
ように信号をパワーデバイダによって２つに分割し、ひ
とつは広帯域な反転アンプを通し、もうひとつはカット
オフ数ＭＨｚ 程度の非反転アンプを通してそれぞれの
電極にバイアスＴ を通してＤＣ電流と重畳すればよ
い。この図でレーザは２つのダイオードの並列として表
現してある。
【００１２】
【発明が解決しようとしている課題】上記のように２電
極ＤＦＢ レーザで両方の電極を互いに逆相で変調する
方式は有効ではあるが、互いに逆相な電流の振幅の比を
最適化する必要がある。
極ＤＦＢ レーザで両方の電極を互いに逆相で変調する
方式は有効ではあるが、互いに逆相な電流の振幅の比を
最適化する必要がある。
【００１３】最適な振幅の比は素子の材料、構造、実装
形態によって異なり、一つ一つの素子を実装後に最適電
流比を決定する必要がある。また、周囲の温度、レーザ
のＤＣバイアス電流値等によっても最適電流比が変化す
る可能性があり、その変化量が許容変化量を超えるとき
はその都度再調整が必要となってしまう。
形態によって異なり、一つ一つの素子を実装後に最適電
流比を決定する必要がある。また、周囲の温度、レーザ
のＤＣバイアス電流値等によっても最適電流比が変化す
る可能性があり、その変化量が許容変化量を超えるとき
はその都度再調整が必要となってしまう。
【００１４】
【課題を解決するための手段】そこで、逆相電流の最適
電流振幅比を自動制御するため、本出願では、電流注入
用の電極として少なくとも第１の電極と第２の電極を持
つ半導体レーザを、変調電流を直接注入することによっ
て周波数変調する駆動方法であって、変調電流の周波数
帯域が高周波の時は第１の電極に変調電流を注入し、低
周波の時は第１の電極に高周波の時と同様に変調電流を
注入すると同時に、第２の電極に該変調電流とは逆相の
変調電流を注入し、第１の電極と第２の電極に注入する
互いに逆相の変調電流の振幅の比を該半導体レーザの光
出力によってフィードバック制御することを特徴とする
半導体レーザの駆動方法を提案する。
電流振幅比を自動制御するため、本出願では、電流注入
用の電極として少なくとも第１の電極と第２の電極を持
つ半導体レーザを、変調電流を直接注入することによっ
て周波数変調する駆動方法であって、変調電流の周波数
帯域が高周波の時は第１の電極に変調電流を注入し、低
周波の時は第１の電極に高周波の時と同様に変調電流を
注入すると同時に、第２の電極に該変調電流とは逆相の
変調電流を注入し、第１の電極と第２の電極に注入する
互いに逆相の変調電流の振幅の比を該半導体レーザの光
出力によってフィードバック制御することを特徴とする
半導体レーザの駆動方法を提案する。
【００１５】更に具体的には、本出願では熱の効果が支
配的な低周波信号を電極に注入する電流に重畳して注入
し、ウォブリング法によりフィードバック制御をかける
方法を提案する。すなわち、熱の効果が支配的な低周波
信号、例えば１００Ｈｚ 程度の正弦波電流で２つの電
極を互いに同じ振幅の逆相で変調し、レーザの出力信号
の一部を取り出し、バンドパスフィルタによって１００
Ｈｚ の成分のみ取り出し、レーザを変調している１０
０Ｈｚ の正弦波信号との積をとる。そして、そのＤＣ
成分をローパスフィルタによって取出すと２つの電極領
域における熱効果による変調度の強弱によって正、０
、負のＤＣ出力が得られる。この信号をもとにフィー
ドバック制御をかけ２つの電極のうち一方の変調振幅を
増幅器（減衰器）によって調整する。
配的な低周波信号を電極に注入する電流に重畳して注入
し、ウォブリング法によりフィードバック制御をかける
方法を提案する。すなわち、熱の効果が支配的な低周波
信号、例えば１００Ｈｚ 程度の正弦波電流で２つの電
極を互いに同じ振幅の逆相で変調し、レーザの出力信号
の一部を取り出し、バンドパスフィルタによって１００
Ｈｚ の成分のみ取り出し、レーザを変調している１０
０Ｈｚ の正弦波信号との積をとる。そして、そのＤＣ
成分をローパスフィルタによって取出すと２つの電極領
域における熱効果による変調度の強弱によって正、０
、負のＤＣ出力が得られる。この信号をもとにフィー
ドバック制御をかけ２つの電極のうち一方の変調振幅を
増幅器（減衰器）によって調整する。
【００１６】
【実施例】図１は本発明による駆動方法を実現するため
の２電極ＤＦＢ レーザの斜視図、図４は本発明による
第１の実施例の駆動方法を説明する図である。
の２電極ＤＦＢ レーザの斜視図、図４は本発明による
第１の実施例の駆動方法を説明する図である。
【００１７】図１で、１０１ はｎ−ＧａＡｓ基板、１
０２ はｎ−ＡｌＧａＡｓ（ｘ＝０．４５） クラッド
層、１０３ はｉ−ＧａＡｓ ６ｎｍ 井戸層／ｉ−
ＡｌＧａＡｓ（ｘ＝０．２２） １０ｎｍ が５ 層交
互に積まれた多重量子井戸活性層、１０４ は ｐ−Ａ
ｌＧａＡｓ（ｘ＝０．１５） 光ガイド層、１０５はｐ
−ＡｌＧａＡｓ（ｘ＝０．４５）クラッド層、１０６
はｐ−ＡｌＧａＡｓ（ｘ＝０．０７） コンタクト層、
１０７ はｐ−ＡｌＧａＡｓ（ｘ＝０．４） 埋め込み
層、１０８ はｎ−ＡｌＧａＡｓ（ｘ＝０．４） 埋め
込み層、１０９ はｐ電極、１１０ はｎ電極である。
光ガイド層上にはピッチ２４５ｎｍ、深さ １００ｎｍ
の回折格子が形成され、片方の出射端面には無反射コー
ティング１１１ を施してある。ｐ電極１０９ および
コンタクト層１０６ は図のように素子中央付近で２つ
に分けられている。
０２ はｎ−ＡｌＧａＡｓ（ｘ＝０．４５） クラッド
層、１０３ はｉ−ＧａＡｓ ６ｎｍ 井戸層／ｉ−
ＡｌＧａＡｓ（ｘ＝０．２２） １０ｎｍ が５ 層交
互に積まれた多重量子井戸活性層、１０４ は ｐ−Ａ
ｌＧａＡｓ（ｘ＝０．１５） 光ガイド層、１０５はｐ
−ＡｌＧａＡｓ（ｘ＝０．４５）クラッド層、１０６
はｐ−ＡｌＧａＡｓ（ｘ＝０．０７） コンタクト層、
１０７ はｐ−ＡｌＧａＡｓ（ｘ＝０．４） 埋め込み
層、１０８ はｎ−ＡｌＧａＡｓ（ｘ＝０．４） 埋め
込み層、１０９ はｐ電極、１１０ はｎ電極である。
光ガイド層上にはピッチ２４５ｎｍ、深さ １００ｎｍ
の回折格子が形成され、片方の出射端面には無反射コー
ティング１１１ を施してある。ｐ電極１０９ および
コンタクト層１０６ は図のように素子中央付近で２つ
に分けられている。
【００１８】無反射コーティング側の電極に流すバイア
ス電流をＩ 1 、反対側に流すバイアス電流をＩ 2 と
し、しきい値Ｉ 1 ＋Ｉ 2 ＝３０ｍＡ（Ｉ 1 ，Ｉ 2
＞１０ｍＡ）でＤＦＢ モードで発振した。発振して
いる状態でＩ 1 にのみ変調電流である高周波電流ΔＩ
1 をＡＣ結合の手段であるバイアスＴ にて重畳して
周波数変調した場合、その変調特性は図２のようになっ
た。数ＭＨｚ 〜数ＧＨｚ の変調周波数にわたって
０．６ＧＨｚ／ｍＡ 程度の平坦な変調効率を示すが、
数ＭＨｚ 以下の周波数では、変調効率が大きくなるこ
とがわかる。これは、課題の項目で述べたように低域で
熱の効果が大きく支配的になるためである。位相特性
は、従来例と同じ図１７のようであった。
ス電流をＩ 1 、反対側に流すバイアス電流をＩ 2 と
し、しきい値Ｉ 1 ＋Ｉ 2 ＝３０ｍＡ（Ｉ 1 ，Ｉ 2
＞１０ｍＡ）でＤＦＢ モードで発振した。発振して
いる状態でＩ 1 にのみ変調電流である高周波電流ΔＩ
1 をＡＣ結合の手段であるバイアスＴ にて重畳して
周波数変調した場合、その変調特性は図２のようになっ
た。数ＭＨｚ 〜数ＧＨｚ の変調周波数にわたって
０．６ＧＨｚ／ｍＡ 程度の平坦な変調効率を示すが、
数ＭＨｚ 以下の周波数では、変調効率が大きくなるこ
とがわかる。これは、課題の項目で述べたように低域で
熱の効果が大きく支配的になるためである。位相特性
は、従来例と同じ図１７のようであった。
【００１９】そこで、図４のような方法でＩ２に補償電
流ΔＩ 2 を重畳して流した。変調電源４０９ からの
信号を１ ：１ のパワーデバイダ４０８ によって２
つに分け、１つは利得１０、カットオフ周波数１０ＧＨ
ｚ の反転広帯域ビデオアンプ４０６ を通し、低域カ
ットオフ周波数１ｋＨｚのバイアスＴ４０２によってＤ
Ｃ 電源４０５の直流電流と重畳させてレーザ４０１の
電流として駆動する。パワーデバイダのもうひとつの出
力は、利得ｇ、カットオフ周波数１０ＭＨｚの非反転オ
ペアンプ４０７ を通し、同様にバイアスＴ４０４によ
ってＤＣ電源４０５ の直流電流と重畳させてレーザ４
０１ の電流として駆動する。この場合、変調電源は出
力可変のもので、変調度は電源で調整する。アンプ４０
７の利得ｇは可変であり、 低域での熱効果を抑えるた
めに最適化を行う。その方法を以下で説明する。
流ΔＩ 2 を重畳して流した。変調電源４０９ からの
信号を１ ：１ のパワーデバイダ４０８ によって２
つに分け、１つは利得１０、カットオフ周波数１０ＧＨ
ｚ の反転広帯域ビデオアンプ４０６ を通し、低域カ
ットオフ周波数１ｋＨｚのバイアスＴ４０２によってＤ
Ｃ 電源４０５の直流電流と重畳させてレーザ４０１の
電流として駆動する。パワーデバイダのもうひとつの出
力は、利得ｇ、カットオフ周波数１０ＭＨｚの非反転オ
ペアンプ４０７ を通し、同様にバイアスＴ４０４によ
ってＤＣ電源４０５ の直流電流と重畳させてレーザ４
０１ の電流として駆動する。この場合、変調電源は出
力可変のもので、変調度は電源で調整する。アンプ４０
７の利得ｇは可変であり、 低域での熱効果を抑えるた
めに最適化を行う。その方法を以下で説明する。
【００２０】正弦波発振器４１０ で５ｋＨｚの信号を
出力させ、一方を変調電源４０９に入力し、変調信号に
重畳する。もう一方は、レーザの光出力の一部をビーム
スプリッタ４１４ で取り出して ファブリペロエタ
ロンなどの周波数弁別器４１５ を透過させ光検出器４
１３で電気信号に変換し、バンドパスフィルタ４１２
により５ｋＨｚ近傍の信号成分のみ取り出したものと、
平衡変調器４１１によってミキシングさせる。そのミキ
シング出力のＤＣ成分をローパスフィルタ４１６ によ
って取出、その信号によってアンプ４０７ の利得ｇ
を自動制御させる。その原理を図５によって説明する。
出力させ、一方を変調電源４０９に入力し、変調信号に
重畳する。もう一方は、レーザの光出力の一部をビーム
スプリッタ４１４ で取り出して ファブリペロエタ
ロンなどの周波数弁別器４１５ を透過させ光検出器４
１３で電気信号に変換し、バンドパスフィルタ４１２
により５ｋＨｚ近傍の信号成分のみ取り出したものと、
平衡変調器４１１によってミキシングさせる。そのミキ
シング出力のＤＣ成分をローパスフィルタ４１６ によ
って取出、その信号によってアンプ４０７ の利得ｇ
を自動制御させる。その原理を図５によって説明する。
【００２１】レーザを５ｋＨｚで変調するとほぼ熱効果
のみで周波数変調されるが、レーザの２つの電極の熱効
果の大きさの違いによって３つの場合がありうる。
（ａ）のようにΔＩ 2 による熱効果で起きた周波数変
動Δｆ 2 がΔＩ 1 による熱効果で起きた周波数変動
Δｆ 1 より小さい場合、出力される光の周波数変動は
Δｆ 1 と同相すなわちΔＩ 1 と逆相となる。一方、
（ｃ） のようにその逆の場合は、ΔＩ 1 と同相とな
る。また、（ｂ） のようにほぼ等しい場合は、打ち消
し合って周波数変動はない。この周波数変部を周波数弁
別器の正のスロープで検出し、この出力と正弦波信号と
のミキシングを取ると、（ａ） のようにΔＩ 1 と逆
相すなわち正弦波信号と同相の信号（△Ｉ 1 は反転ア
ンプ４０６を通しているので）の場合は、正のＤＣ出力
を得る。逆に、（ｃ） のように正弦波信号と逆相の場
合は負のＤＣ出力を得、（ｂ） のように周波数変動の
ない場合はミキシング出力は０である。（ｂ） の場合
のように出力０の場合が２つの電極領域における熱効果
が打ち消し合って最適になる点であり、その点からどち
ら側にずれているかを検出しているため、アンプ４０７
の自動利得制御が可能となる。従って、ΔＩ 1 とΔ
Ｉ 2 の振幅比を常に最適に自動制御できる。
のみで周波数変調されるが、レーザの２つの電極の熱効
果の大きさの違いによって３つの場合がありうる。
（ａ）のようにΔＩ 2 による熱効果で起きた周波数変
動Δｆ 2 がΔＩ 1 による熱効果で起きた周波数変動
Δｆ 1 より小さい場合、出力される光の周波数変動は
Δｆ 1 と同相すなわちΔＩ 1 と逆相となる。一方、
（ｃ） のようにその逆の場合は、ΔＩ 1 と同相とな
る。また、（ｂ） のようにほぼ等しい場合は、打ち消
し合って周波数変動はない。この周波数変部を周波数弁
別器の正のスロープで検出し、この出力と正弦波信号と
のミキシングを取ると、（ａ） のようにΔＩ 1 と逆
相すなわち正弦波信号と同相の信号（△Ｉ 1 は反転ア
ンプ４０６を通しているので）の場合は、正のＤＣ出力
を得る。逆に、（ｃ） のように正弦波信号と逆相の場
合は負のＤＣ出力を得、（ｂ） のように周波数変動の
ない場合はミキシング出力は０である。（ｂ） の場合
のように出力０の場合が２つの電極領域における熱効果
が打ち消し合って最適になる点であり、その点からどち
ら側にずれているかを検出しているため、アンプ４０７
の自動利得制御が可能となる。従って、ΔＩ 1 とΔ
Ｉ 2 の振幅比を常に最適に自動制御できる。
【００２２】このような駆動方法で周波数変調したとこ
ろ図３のように低域特性が大幅に改善でき、数ｋＨｚ
まで平坦な特性が得られた。このとき位相特性も数ｋＨ
ｚ〜１ＧＨｚで同相応答を示した。これにより、簡単な
構造のＤＦＢ レーザにおいて、パルス幅数ｋＨｚ 〜
数ＧＨｚ までの矩形波信号による周波数変調すなわち
ＦＳＫ 伝送が可能となった。伝送する場合は、受信側
で、制御の為に使用した５ｋＨｚの正弦波成分を除去す
るようにする。
ろ図３のように低域特性が大幅に改善でき、数ｋＨｚ
まで平坦な特性が得られた。このとき位相特性も数ｋＨ
ｚ〜１ＧＨｚで同相応答を示した。これにより、簡単な
構造のＤＦＢ レーザにおいて、パルス幅数ｋＨｚ 〜
数ＧＨｚ までの矩形波信号による周波数変調すなわち
ＦＳＫ 伝送が可能となった。伝送する場合は、受信側
で、制御の為に使用した５ｋＨｚの正弦波成分を除去す
るようにする。
【００２３】また本実施例では広帯域ビデオアンプを反
転型に、オペアンプを非反転型にした。これは一般に広
帯域アンプは反転型の方が良い特性が得られるからであ
り、要求される仕様によっては逆になっていても問題で
はない。
転型に、オペアンプを非反転型にした。これは一般に広
帯域アンプは反転型の方が良い特性が得られるからであ
り、要求される仕様によっては逆になっていても問題で
はない。
【００２４】また本実施例では、正弦波の周波数を５ｋ
Ｈｚとしたが、これは、熱効果のみで周波数変調される
程度に低い周波数で、かつバイアスＴ を通過するとき
カットされない程度に高い周波数として選んだ周波数で
ある。
Ｈｚとしたが、これは、熱効果のみで周波数変調される
程度に低い周波数で、かつバイアスＴ を通過するとき
カットされない程度に高い周波数として選んだ周波数で
ある。
【００２５】（実施例２）図６は本発明による第２の実
施例の駆動方法を説明する図である。使用する素子は、
実施例１とほぼ同じ２電極のＤＦＢ レーザである。
施例の駆動方法を説明する図である。使用する素子は、
実施例１とほぼ同じ２電極のＤＦＢ レーザである。
【００２６】本実施例では、低域カットオフを持つバイ
アスＴ を使用せず、同時に駆動系全体を小型にするた
めに、変調可能な結合手段である電圧電流変換器として
レーザドライバＩＣを用いたものである。電圧電流変換
器は電圧信号により電流を駆動できるものである。この
ドライバＩＣの中身は図６の６０３ 、６０４ のよう
に直流電流源Ｉｂと変調電流源Ｉｐが並列に集積化され
ており、 ＥＣＬレベルの変調信号を入力することでＤ
Ｃオフセット電流を持つ変調電流を駆動できるものであ
る。その変調度及びバイアス電流量はＩＣ側で制御でき
る。
アスＴ を使用せず、同時に駆動系全体を小型にするた
めに、変調可能な結合手段である電圧電流変換器として
レーザドライバＩＣを用いたものである。電圧電流変換
器は電圧信号により電流を駆動できるものである。この
ドライバＩＣの中身は図６の６０３ 、６０４ のよう
に直流電流源Ｉｂと変調電流源Ｉｐが並列に集積化され
ており、 ＥＣＬレベルの変調信号を入力することでＤ
Ｃオフセット電流を持つ変調電流を駆動できるものであ
る。その変調度及びバイアス電流量はＩＣ側で制御でき
る。
【００２７】次に、具体的な駆動方法を説明する。ＥＣ
Ｌ 出力をもつ変調電源６０５ の出力をドライバＩＣ
６０３、６０４ に入力する。変調電源を２つに分岐
するときは２つのドライバＩＣの直前で行なえばパワー
デバイダは不要になる。ドライバＩＣ ６０３は変調入
力に対し同相出力、ドライバＩＣ ６０４は逆相出力を
取り出す。これは、同相出力、逆相出力の２つを持つド
ライバＩＣ１つで駆動してもよい。逆相出力の方はカッ
トオフ１０ＭＨｚ のローパスフィルタ６０２を通して
レーザ６０１ の電流Ｉ２＋ΔＩ２ として駆動する。
同相出力の方はそのままレーザ６０１ の電流Ｉ １
＋ΔＩ 1 として駆動する。ΔＩ２とΔＩ１の電流比に
ついては、実施例１と同様の方法で最適化する。すなわ
ち、１００Ｈｚ の正弦波信号を重畳し、実施例１と同
様の方法で得たミキシング出力でドライバＩＣの変調電
流振幅Ｉｐを自動制御する。正弦波信号の周波数はＮＲ
Ｚ信号の連続度を上げるには低いほうが良く、ここでは
実施例１のようにバイアスＴ の低域カットオフの制限
がないので１００Ｈｚ とした。ここで、ドライバＩＣ
は図６のように、レーザをグランドにつって電流を引き
込む形にした方が高速性を出すことができるので望まし
い。そこで、この実施例では、図１と導電型を逆にして
ｐ 基板を用い、電極分離する側をｎ 電極にした素子
を用いた。
Ｌ 出力をもつ変調電源６０５ の出力をドライバＩＣ
６０３、６０４ に入力する。変調電源を２つに分岐
するときは２つのドライバＩＣの直前で行なえばパワー
デバイダは不要になる。ドライバＩＣ ６０３は変調入
力に対し同相出力、ドライバＩＣ ６０４は逆相出力を
取り出す。これは、同相出力、逆相出力の２つを持つド
ライバＩＣ１つで駆動してもよい。逆相出力の方はカッ
トオフ１０ＭＨｚ のローパスフィルタ６０２を通して
レーザ６０１ の電流Ｉ２＋ΔＩ２ として駆動する。
同相出力の方はそのままレーザ６０１ の電流Ｉ １
＋ΔＩ 1 として駆動する。ΔＩ２とΔＩ１の電流比に
ついては、実施例１と同様の方法で最適化する。すなわ
ち、１００Ｈｚ の正弦波信号を重畳し、実施例１と同
様の方法で得たミキシング出力でドライバＩＣの変調電
流振幅Ｉｐを自動制御する。正弦波信号の周波数はＮＲ
Ｚ信号の連続度を上げるには低いほうが良く、ここでは
実施例１のようにバイアスＴ の低域カットオフの制限
がないので１００Ｈｚ とした。ここで、ドライバＩＣ
は図６のように、レーザをグランドにつって電流を引き
込む形にした方が高速性を出すことができるので望まし
い。そこで、この実施例では、図１と導電型を逆にして
ｐ 基板を用い、電極分離する側をｎ 電極にした素子
を用いた。
【００２８】このような駆動系を組めば、系全体を非常
に小型にでき、１つの箱にモジュール化できる。また、
実施例１ではバイアスＴ の帯域で低域が制限される
が、本実施例では低域の制限がない。そのため、低域特
性をさらに改善することができ、１００Ｈｚ 〜数ＧＨ
ｚ にわたって変調特性を平坦にすることができた。こ
れにより、ＦＳＫ 伝送する場合に、 ３Ｇｂｐｓで連
続度が２ 20 −１ 以上のＮＲＺ（Ｎｏ Ｒｅｔｕｒ
ｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）信号で符号化することができ、
非常に高密度な伝送が可能となる。
に小型にでき、１つの箱にモジュール化できる。また、
実施例１ではバイアスＴ の帯域で低域が制限される
が、本実施例では低域の制限がない。そのため、低域特
性をさらに改善することができ、１００Ｈｚ 〜数ＧＨ
ｚ にわたって変調特性を平坦にすることができた。こ
れにより、ＦＳＫ 伝送する場合に、 ３Ｇｂｐｓで連
続度が２ 20 −１ 以上のＮＲＺ（Ｎｏ Ｒｅｔｕｒ
ｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）信号で符号化することができ、
非常に高密度な伝送が可能となる。
【００２９】（実施例３）本発明による第３の実施例
は、レーザの低域特性を改善する実施例１の駆動方法
を、発振スペクトルの電気的フィードバックによる狭窄
化に適用したものであり、波長のゆらぎの周期が一定の
値よりも長い場合には一般的なフィードバックによる狭
窄化では熱効果による位相のずれが生じるため対応でき
ないが、本実施例により対応できるようになる。その駆
動系を図７に示す。
は、レーザの低域特性を改善する実施例１の駆動方法
を、発振スペクトルの電気的フィードバックによる狭窄
化に適用したものであり、波長のゆらぎの周期が一定の
値よりも長い場合には一般的なフィードバックによる狭
窄化では熱効果による位相のずれが生じるため対応でき
ないが、本実施例により対応できるようになる。その駆
動系を図７に示す。
【００３０】半導体ＤＦＢ レーザ７０１ からでた光
を周波数弁別器７１０ を通して、光の周波数のゆらぎ
を光強度のゆらぎに変換し、これを光検出器７０９ で
電気信号に変換する。ここでは、周波数弁別器として、
フリースペクトルレンジ５ＧＨｚ、フィネス５０のファ
ブリペロエタロンを用い、光検出器としてＧａＡｓのｐ
ｉｎ ホトダイオードを用いた。その電気信号を５ｋＨ
ｚのバンドエリミネートフィルタ（トラップ回路）７１
２ を通し、実施例１と同様の方法でレーザ７０１ の
注入電流に重畳させて、フィードバック制御を行なう。
その帰還率は、アンプＡ１ ７０６及びアンプＡ２ ７
０７の利得と、光検出器に入射する光パワーで調整でき
る。ここでは、アンプＡ１の利得を１００ 、アンプＡ
２の利得を可変とし、光パワーは１０μＷ〜１００ μ
Ｗの間で最適調整した。また、フィードバック系の実距
離が高域の帯域を制限するため、１０ｃｍ程度に小型化
し、フィードバックの時間遅れから共振してしまう周波
数を３ＧＨｚに遠ざけた。
を周波数弁別器７１０ を通して、光の周波数のゆらぎ
を光強度のゆらぎに変換し、これを光検出器７０９ で
電気信号に変換する。ここでは、周波数弁別器として、
フリースペクトルレンジ５ＧＨｚ、フィネス５０のファ
ブリペロエタロンを用い、光検出器としてＧａＡｓのｐ
ｉｎ ホトダイオードを用いた。その電気信号を５ｋＨ
ｚのバンドエリミネートフィルタ（トラップ回路）７１
２ を通し、実施例１と同様の方法でレーザ７０１ の
注入電流に重畳させて、フィードバック制御を行なう。
その帰還率は、アンプＡ１ ７０６及びアンプＡ２ ７
０７の利得と、光検出器に入射する光パワーで調整でき
る。ここでは、アンプＡ１の利得を１００ 、アンプＡ
２の利得を可変とし、光パワーは１０μＷ〜１００ μ
Ｗの間で最適調整した。また、フィードバック系の実距
離が高域の帯域を制限するため、１０ｃｍ程度に小型化
し、フィードバックの時間遅れから共振してしまう周波
数を３ＧＨｚに遠ざけた。
【００３１】この制御系において実施例１などと同様に
一方のアンプのゲインを自動制御によって最適化する。
２つのアンプ ７０６、 ７０７の両方に正弦波発振器
７１１ によって５ｋＨｚの信号を入力し、光検出器７
０９ の出力を５ｋＨｚのバンドパスフィルタ７１３
を通して、平衡変調器７１４ によって正弦波とのミキ
シングを取り、この信号によってアンプ７０７ のゲイ
ンを自動制御して熱効果をキャンセルさせる。前記バン
ドエリミネートフィルタ７１２ はこの正弦波信号によ
る発振波長の変動を光検出器でとらえた信号がそのまま
入力されてしまって発振を起こすのを防ぐ為に、その周
波数の成分を取り除く為のものである。
一方のアンプのゲインを自動制御によって最適化する。
２つのアンプ ７０６、 ７０７の両方に正弦波発振器
７１１ によって５ｋＨｚの信号を入力し、光検出器７
０９ の出力を５ｋＨｚのバンドパスフィルタ７１３
を通して、平衡変調器７１４ によって正弦波とのミキ
シングを取り、この信号によってアンプ７０７ のゲイ
ンを自動制御して熱効果をキャンセルさせる。前記バン
ドエリミネートフィルタ７１２ はこの正弦波信号によ
る発振波長の変動を光検出器でとらえた信号がそのまま
入力されてしまって発振を起こすのを防ぐ為に、その周
波数の成分を取り除く為のものである。
【００３２】この結果、フィードバック制御しない状態
で１５ＭＨｚ 程度あったスペクトル線幅が、２００ｋ
Ｈｚ程度まで約１／１００ に狭窄化でき、コヒーレン
ト光通信の光源として使用可能なレベルとなった。
で１５ＭＨｚ 程度あったスペクトル線幅が、２００ｋ
Ｈｚ程度まで約１／１００ に狭窄化でき、コヒーレン
ト光通信の光源として使用可能なレベルとなった。
【００３３】この状態で、更に変調電流を重畳すること
により実施例１あるいは実施例２の駆動系および駆動方
法でＦＳＫ 伝送が可能である。
により実施例１あるいは実施例２の駆動系および駆動方
法でＦＳＫ 伝送が可能である。
【００３４】この駆動方法で駆動する光源を用いて光伝
送系を組んだ例を図８に示す。光源８０１ から出た光
をシングルモード光フアイバ８０２ に結合させて伝送
する。受信側では、光源 ８０１と同じ波長で発振する
局部発振器としてのレーザ８０３ とのビートをとり、
光検出器 ８０４で検出して遅延検波法などで検波す
る。レーザ８０３ の発振波長はビート信号を光検出器
８０５ で検出した信号をもとにＰＬＬ （Ｐｈａｓｅ
Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ ）法により発振波長が安定化さ
れる。
送系を組んだ例を図８に示す。光源８０１ から出た光
をシングルモード光フアイバ８０２ に結合させて伝送
する。受信側では、光源 ８０１と同じ波長で発振する
局部発振器としてのレーザ８０３ とのビートをとり、
光検出器 ８０４で検出して遅延検波法などで検波す
る。レーザ８０３ の発振波長はビート信号を光検出器
８０５ で検出した信号をもとにＰＬＬ （Ｐｈａｓｅ
Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ ）法により発振波長が安定化さ
れる。
【００３５】（実施例４）本発明による第４の実施例
は、波長多重伝送を行なうため、レーザの波長可変特性
を利用するものである。実施例１の２電極ＤＦＢ レー
ザでは、それぞれの電極に流す電流値を制御すること
で、発振波長を変えることができる。その波長可変特性
を図９に示す。それぞれの電極に流すバイアス電流を等
しく、すなわちＩ 1 ＝Ｉ 2 の関係を保って電流Ｉ
1 を２０ｍＡから６０ｍＡまで変化させると発振波長
が８３５ｎｍ から８３６ｎｍまで約１ｎｍ 波長を連
続的に変化できる。本実施例ではそのことを利用して、
バイアス電流を制御して中心となる発振波長を決定した
うえで、実施例１もしくは２で示したような変調をかけ
たり、実施例３で示したような発振スペクトルの狭窄化
を行ったりすることができることを示すものである。
は、波長多重伝送を行なうため、レーザの波長可変特性
を利用するものである。実施例１の２電極ＤＦＢ レー
ザでは、それぞれの電極に流す電流値を制御すること
で、発振波長を変えることができる。その波長可変特性
を図９に示す。それぞれの電極に流すバイアス電流を等
しく、すなわちＩ 1 ＝Ｉ 2 の関係を保って電流Ｉ
1 を２０ｍＡから６０ｍＡまで変化させると発振波長
が８３５ｎｍ から８３６ｎｍまで約１ｎｍ 波長を連
続的に変化できる。本実施例ではそのことを利用して、
バイアス電流を制御して中心となる発振波長を決定した
うえで、実施例１もしくは２で示したような変調をかけ
たり、実施例３で示したような発振スペクトルの狭窄化
を行ったりすることができることを示すものである。
【００３６】次に、図１０に沿って本実施例による駆動
方法を用いて波長多重通信を行なう方法を説明する。１
００１は本発明によってＦＳＫ 方式で変調されている
光通信用光源である。この光源では、上に述べたように
１ｎｍ の範囲で波長を変えられる。本実施例ではＦＳ
Ｋ の周波数偏移量を５ＧＨｚとした。本実施例におけ
る素子では、変調電流振幅を８．３ｍＡ とすることに
よって５ＧＨｚの周波数偏移量が得られた。そこで、波
長多重する場合に １０ＧＨｚ（〜０．０２ｎｍ）程度
の間隔で並べても隣のチャンネルにクロストークを与え
ることはない。従って、この光源装置を用いた場合、１
／０．０２＝５０チャンネル程度の波長多重が可能で
ある。この光源から出射された光をシングルモードファ
イバ１００２に結合させ伝送する。光ファイバを伝送し
た信号光は受信装置において、光フィルタ１００３によ
り所望の波長の光を選択分波し、光検出器１００４によ
り信号検波する。ここでは、光フィルタとして実施例１
などのＤＦＢ レーザと同じ構造のものを、しきい値以
下に電流をバイアスして使用している。２電極の電流比
率を変えることで、透過利得を２０ｄＢ一定で透過波長
を１ｎｍ 変えることができる。このフィルタの１０ｄ
Ｂダウンの透過幅は約１０ＧＨｚ （〜 ０．０２ｎｍ
）であり、上記のように０．０２ｎｍの間隔で波長多
重するのに十分な特性を持っている。
方法を用いて波長多重通信を行なう方法を説明する。１
００１は本発明によってＦＳＫ 方式で変調されている
光通信用光源である。この光源では、上に述べたように
１ｎｍ の範囲で波長を変えられる。本実施例ではＦＳ
Ｋ の周波数偏移量を５ＧＨｚとした。本実施例におけ
る素子では、変調電流振幅を８．３ｍＡ とすることに
よって５ＧＨｚの周波数偏移量が得られた。そこで、波
長多重する場合に １０ＧＨｚ（〜０．０２ｎｍ）程度
の間隔で並べても隣のチャンネルにクロストークを与え
ることはない。従って、この光源装置を用いた場合、１
／０．０２＝５０チャンネル程度の波長多重が可能で
ある。この光源から出射された光をシングルモードファ
イバ１００２に結合させ伝送する。光ファイバを伝送し
た信号光は受信装置において、光フィルタ１００３によ
り所望の波長の光を選択分波し、光検出器１００４によ
り信号検波する。ここでは、光フィルタとして実施例１
などのＤＦＢ レーザと同じ構造のものを、しきい値以
下に電流をバイアスして使用している。２電極の電流比
率を変えることで、透過利得を２０ｄＢ一定で透過波長
を１ｎｍ 変えることができる。このフィルタの１０ｄ
Ｂダウンの透過幅は約１０ＧＨｚ （〜 ０．０２ｎｍ
）であり、上記のように０．０２ｎｍの間隔で波長多
重するのに十分な特性を持っている。
【００３７】ＦＳＫ 信号の検波にはこのフィルタの透
過特性を利用する。図１１のように、フィルタの透過ピ
ーク波長を波長多重信号の中の所望のチャンネル、例え
ばＣＨ２ の光のマーク周波数（ＦＳＫ 信号の”１
”に当たる）に合わせてやると、スペース周波数（Ｆ
ＳＫ 信号の”０”に当たる）は上記で述べた周波数偏
移量５ＧＨｚだけ離れているため、フィルタ透過後に１
０ｄＢの消光比で”１”、”０”の検波をすることがで
きる。
過特性を利用する。図１１のように、フィルタの透過ピ
ーク波長を波長多重信号の中の所望のチャンネル、例え
ばＣＨ２ の光のマーク周波数（ＦＳＫ 信号の”１
”に当たる）に合わせてやると、スペース周波数（Ｆ
ＳＫ 信号の”０”に当たる）は上記で述べた周波数偏
移量５ＧＨｚだけ離れているため、フィルタ透過後に１
０ｄＢの消光比で”１”、”０”の検波をすることがで
きる。
【００３８】光フィルタとしてその他のもの、例えば、
従来例で挙げたマッハツエンダ型、ファイバファブリペ
ロ型などを用いてもよい。また、ここでは光源と受信装
置を１つずつしか記載していないが、当然、光カップラ
などでいくつかの光源あるいは受信装置をつなげて伝送
してもよい。
従来例で挙げたマッハツエンダ型、ファイバファブリペ
ロ型などを用いてもよい。また、ここでは光源と受信装
置を１つずつしか記載していないが、当然、光カップラ
などでいくつかの光源あるいは受信装置をつなげて伝送
してもよい。
【００３９】また、波長多重信号の受信の方法は本実施
例以外に、実施例３で述べたようなコヒーレント方式で
もよい。
例以外に、実施例３で述べたようなコヒーレント方式で
もよい。
【００４０】以上は、ＧａＡｓ系のレーザについて述べ
てきたが、ＩｎＰ 系など他の材料でも同様に実現でき
る。
てきたが、ＩｎＰ 系など他の材料でも同様に実現でき
る。
【００４１】（実施例５）図１２に、本発明による光通
信用光源の駆動方法及びそれを用いた光通方式を波長多
重光ＬＡＮシステムに応用する場合の各端末に接続され
る光一電気変換部（ノード）の構成例を、図１３にその
ノードを用いた光ＬＡＮシステムの構成例を示す。
信用光源の駆動方法及びそれを用いた光通方式を波長多
重光ＬＡＮシステムに応用する場合の各端末に接続され
る光一電気変換部（ノード）の構成例を、図１３にその
ノードを用いた光ＬＡＮシステムの構成例を示す。
【００４２】外部に接続された光ファイバ１２０１を媒
体として光信号がノードに取り込まれ、分岐部１２０２
によりその一部が実施例４に示したような波長可変光フ
ィルタを備えた受信装置１２０３に入射する。この受信
装置により実施例４の方法で所望の波長の光信号だけ取
り出して信号検波を行う。受信方法としては、実施例３
で述べたようなコヒーレント方式でもよい。その場合、
光フィルタではなく、局部発振レーザを備えることにな
る。
体として光信号がノードに取り込まれ、分岐部１２０２
によりその一部が実施例４に示したような波長可変光フ
ィルタを備えた受信装置１２０３に入射する。この受信
装置により実施例４の方法で所望の波長の光信号だけ取
り出して信号検波を行う。受信方法としては、実施例３
で述べたようなコヒーレント方式でもよい。その場合、
光フィルタではなく、局部発振レーザを備えることにな
る。
【００４３】一方、ノードから光信号を送信する場合に
は、波長可変ＤＦＢレーザ１２０４を実施例１〜２のい
ずれかの方法で駆動し、ＦＳＫ方式による変調を行って
アイソレータ１２０５を通して分岐部１２０６を介して
光伝送路に入射せしめる。
は、波長可変ＤＦＢレーザ１２０４を実施例１〜２のい
ずれかの方法で駆動し、ＦＳＫ方式による変調を行って
アイソレータ１２０５を通して分岐部１２０６を介して
光伝送路に入射せしめる。
【００４４】また、波長可変ＤＦＢレーザ及び波長可変
フィルタを２つ以上の複数を設けて、波長可変範囲を広
げることもできる。
フィルタを２つ以上の複数を設けて、波長可変範囲を広
げることもできる。
【００４５】光ＬＡＮシステムのネットワークとして、
図１３に示すものはバス型であり、ＡおよびＢの方向に
ノードを接続しネットワーク化された多数の端末及びセ
ンタを設置することができる。ただし、多数のノーザを
接続するためには、光の減補償するために光増幅器を伝
送路上に直列に配すことが必要となる。また、各端末に
ノードを２つ接続し伝送路を２本にすることでＤＱＤＢ
方式による双方向の伝送が可能となる。
図１３に示すものはバス型であり、ＡおよびＢの方向に
ノードを接続しネットワーク化された多数の端末及びセ
ンタを設置することができる。ただし、多数のノーザを
接続するためには、光の減補償するために光増幅器を伝
送路上に直列に配すことが必要となる。また、各端末に
ノードを２つ接続し伝送路を２本にすることでＤＱＤＢ
方式による双方向の伝送が可能となる。
【００４６】このような光ネットワークシステムにおい
て、本発明のよる装置の駆動方法を用いれば、実施例４
で述べたように多重度５０の高密度波長多重光伝送ネッ
トワークを構築できる。
て、本発明のよる装置の駆動方法を用いれば、実施例４
で述べたように多重度５０の高密度波長多重光伝送ネッ
トワークを構築できる。
【００４７】また、ネットワークの方式として、図１３
のＡとＢをつなげたループ型や、スター型あるいはそれ
らを複合した形態のものでも良い。
のＡとＢをつなげたループ型や、スター型あるいはそれ
らを複合した形態のものでも良い。
【００４８】（実施例６）本発明による装置及び光通信
方式により、図１４のようなトポロジーを持つ波長多重
光ＣＡＴＶの構築ができる。ＣＡＴＶセンタにおいて波
長可変レーザを本発明による実施例１あるいは２つの駆
動方法で変調し、実施例４の駆動方法で波長多重光源と
する。受け手となる加入者側において実施例４のような
波長可変フィルタを備えた受信装置を用いる。従来は、
ＤＦＢレーザの動的波長変動の影響により、ＤＦＢフィ
ルタをこのようなシステムに用いることが困難であった
が、本発明により可変となった。
方式により、図１４のようなトポロジーを持つ波長多重
光ＣＡＴＶの構築ができる。ＣＡＴＶセンタにおいて波
長可変レーザを本発明による実施例１あるいは２つの駆
動方法で変調し、実施例４の駆動方法で波長多重光源と
する。受け手となる加入者側において実施例４のような
波長可変フィルタを備えた受信装置を用いる。従来は、
ＤＦＢレーザの動的波長変動の影響により、ＤＦＢフィ
ルタをこのようなシステムに用いることが困難であった
が、本発明により可変となった。
【００４９】さらに、加入者に外部変調器を持たせ、加
入者からの信号をその変調器からの反射光で受け取り
（簡易型双方向光ＣＡＴＶの一形態、例えば石川、古田
“光ＣＡＴＶ加入者系における双方向伝送用ＬＮ外部変
調器”ＯＣＳ９１−８２、Ｐ．５１）、図１４のような
スター型ネットワークを構築することで、双方向光ＣＡ
ＴＶが可変となり、サービスの高機能化が図れる。
入者からの信号をその変調器からの反射光で受け取り
（簡易型双方向光ＣＡＴＶの一形態、例えば石川、古田
“光ＣＡＴＶ加入者系における双方向伝送用ＬＮ外部変
調器”ＯＣＳ９１−８２、Ｐ．５１）、図１４のような
スター型ネットワークを構築することで、双方向光ＣＡ
ＴＶが可変となり、サービスの高機能化が図れる。
【００５０】
【発明の効果】本発明により、半導体レーザの周波数変
調をする際の低域側の変調帯域を、実装形態や使用環境
の変化に関わらず安定に大幅に伸ばすことができ、高密
度伝送が可能となる。また、発振スペクトル線幅を電気
的フィードバック法により狭窄化する時の帯域が広がる
ため、従来より狭いスペクトル線幅が簡単に得られ、コ
ヒーレント光通信に適した光源を提供できる。
調をする際の低域側の変調帯域を、実装形態や使用環境
の変化に関わらず安定に大幅に伸ばすことができ、高密
度伝送が可能となる。また、発振スペクトル線幅を電気
的フィードバック法により狭窄化する時の帯域が広がる
ため、従来より狭いスペクトル線幅が簡単に得られ、コ
ヒーレント光通信に適した光源を提供できる。
【図１】本発明による駆動方法を適用する分布帰還型半
導体レーザの斜視図の一部を断面で表わした図
導体レーザの斜視図の一部を断面で表わした図
【図２】２電極のうち片方の電極のみを周波数変調した
ときの変調特性を示す図
ときの変調特性を示す図
【図３】本発明による駆動方法で周波数変調したときの
変調特性を示す図
変調特性を示す図
【図４】本発明による第１の実施例の駆動方法を説明す
るブロック図
るブロック図
【図５】本発明による駆動方法の原理を説明する図
【図６】本発明による第２の実施例の駆動方法を説明す
るブロック図
るブロック図
【図７】本発明による第３の実施例であるスペクトル線
幅狭窄化の駆動方法を説明するブロック図
幅狭窄化の駆動方法を説明するブロック図
【図８】第３の実施例の駆動方法を用いてコヒーレント
光通信を行なう伝送系を示す図
光通信を行なう伝送系を示す図
【図９】分布帰還型半導体レーザの波長可変特性を示す
図
図
【図１０】第４の実施例である波長多重伝送を行なうと
きの伝送系を示す図
きの伝送系を示す図
【図１１】波長多重信号の受信方法を説明する図
【図１２】第５の実施例である光ノードの構成例を示す
図
図
【図１３】光ＬＡＮ ネットワークを説明する図
【図１４】光ＣＡＴＶシステムを説明する図
【図１５】単電極の分布帰還型レーザを示す図
【図１６】従来の周波数変調特性を示す図
【図１７】従来の位相特性を示す図
【図１８】従来のＦＳＫ 応答特性を説明する図
【図１９】３電極分布帰還型レーザの従来例を示す図
【図２０】不均一深さ回折格子を持つ分布帰還型レーザ
の従来例を示す図
の従来例を示す図
【図２１】２電極ＤＦＢ レーザでＦＳＫ 変調すると
きの従来の駆動方法を示す図
きの従来の駆動方法を示す図
１０１ 、１０４１、１０５１ 基板 １０２ 、１０５ クラッド層 １０３ 、１０４２、１０５４ 活性層 １０４ 、 １０４３ 、１０５３ 光ガイド層 １０６ コンタクト層 １０７ 、１０８ 埋め込み層 １０９ 、１１０ 、 １０４５ 、１０５５ 電極 ４０１ 、６０１ 、７０１ 、１６０１ ２電極半導
体レーザ ４０２ 、４０４ 、７０２ 、７０４ 、１６０２、
１６０４ バイアスＴ ４０３ 、４０５ 、７０３ 、７０５ 、１６０３、
１６０５ 直流電流源 ４０６ 、４０７ 、 ７０６、 ７０７、１６０６、
１６０７ アンプ ４０８ 、７０８ 、１６０８ パワーデバイダ ４０９ 、１６０９ 変調電源 ６０２ 、４０６ 、６１１ 、７１５ ローパスフィ
ルタ ４１２ 、６０８ 、７１３ バンドパスフィルタ ７１２ バンドエリミネイトフィルタ ４１０ 、６０６ 、７１１ 正弦波発振器 ４１１ 、６０７ 、７１４ 平衡変調器 ６０３ 、６０４ レーザドライバＩＣ ６０５ 変調電源 ４１３ 、６０９ 、７０９ 、８０４ 、８０５ 、
１００４ 光検出器 ４１５ 、６１０ 、７１０ 周波数弁別器 ８０１ 、１００１、１２０４ 光通信光源 ８０２ 、１００２、１２０１ 光ファイバ ８０３ 局部発振レーザ ８０６ ＰＬＬ 用制御回路 １００３ 波長可変光フィルタ ４１４ 、１２０２、１２０６ 光分岐器 １２０５ 光アイソレータ １２０３ 受信装置 １０４４、１０５２ 回折格子 １０５６ λ／４ シフト部
体レーザ ４０２ 、４０４ 、７０２ 、７０４ 、１６０２、
１６０４ バイアスＴ ４０３ 、４０５ 、７０３ 、７０５ 、１６０３、
１６０５ 直流電流源 ４０６ 、４０７ 、 ７０６、 ７０７、１６０６、
１６０７ アンプ ４０８ 、７０８ 、１６０８ パワーデバイダ ４０９ 、１６０９ 変調電源 ６０２ 、４０６ 、６１１ 、７１５ ローパスフィ
ルタ ４１２ 、６０８ 、７１３ バンドパスフィルタ ７１２ バンドエリミネイトフィルタ ４１０ 、６０６ 、７１１ 正弦波発振器 ４１１ 、６０７ 、７１４ 平衡変調器 ６０３ 、６０４ レーザドライバＩＣ ６０５ 変調電源 ４１３ 、６０９ 、７０９ 、８０４ 、８０５ 、
１００４ 光検出器 ４１５ 、６１０ 、７１０ 周波数弁別器 ８０１ 、１００１、１２０４ 光通信光源 ８０２ 、１００２、１２０１ 光ファイバ ８０３ 局部発振レーザ ８０６ ＰＬＬ 用制御回路 １００３ 波長可変光フィルタ ４１４ 、１２０２、１２０６ 光分岐器 １２０５ 光アイソレータ １２０３ 受信装置 １０４４、１０５２ 回折格子 １０５６ λ／４ シフト部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/28 (56)参考文献 特開 平４−137778（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−295289（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−290789（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−174791（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−248125（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−204779（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−201986（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−267760（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−73687（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−234484（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−290789（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−95153（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−268479（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−268478（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H01S 5/00 - 5/50 H04B 10/00
Claims (24)
- 【請求項１】 電流注入用の電極として少なくとも第１
の電極と第２の電極を持つ半導体レーザを、変調電流を
直接注入することによって周波数変調する駆動方法であ
って、変調電流の周波数帯域が高周波の時は第１の電極
に変調電流を注入し、低周波の時は第１の電極に高周波
の時と同様に変調電流を注入すると同時に、第２の電極
に該変調電流とは逆相の変調電流を注入し、第１の電極
と第２の電極に注入する互いに逆相の変調電流の振幅の
比を該半導体レーザの光出力によってフィードバック制
御することを特徴とする半導体レーザの駆動方法。 - 【請求項２】 逆相の変調電流を注入する低周波の周波
数帯域が、１０ＭＨｚ 程度以下であることを特徴とす
る請求項１記載の半導体レーザの駆動方法。 - 【請求項３】 請求項１及び２記載のフィードバック制
御は、第１の電極に注入する変調信号と、変調された光
周波数変調信号との間の位相差が、広帯域にわたって一
定になるように制御するフィードバック制御であること
を特徴とする半導体レーザの駆動方法。 - 【請求項４】 フィードバック制御する方法が、前記互
いに逆相の変調電流の両方に、該変調周波数より周波数
の低い正弦波信号を重畳し、該正弦波信号による半導体
レーザの光周波数のゆらぎを光強度のゆらぎに変換して
検出し、該検出した信号と前記正弦波信号との積を取
り、該積を取った信号から前記正弦波信号より低い周波
数成分を取り出し、該取り出した信号により前記互いに
逆相な変調電流のうち少なくとも１つの変調振幅を制御
する方法であることを特徴とする請求項１乃至３の半導
体レーザ駆動方法。 - 【請求項５】 電流注入用の電極として少なくとも第１
の電極と第２の電極を持つ半導体レーザを、変調電流を
直接注入することによって周波数変調する半導体レーザ
の駆動装置であって、変調信号と、少なくとも該変調信
号の周波数より低い周波数の正弦波信号が重畳された同
一の２つの信号の一方を利得のカットオフが数ＧＨｚ
以上の第１の増幅器を通した後、直流成分をカットして
バイアス電流に重畳し、第１の電極に注入する手段と、
残りの一方を利得のカットオフ周波数が第１の増幅器よ
りも低い第２の増幅器を通した後、直流成分をカットし
てバイアス電流に重畳し、第２の電極に注入する手段
と、半導体レーザの光出力の一部を取り出す手段と、該
光出力の光周波数のゆらぎを光強度のゆらぎに変換する
光周波数弁別器と、該光周波数弁別器を通した光出力を
検出する光検出器と、該光検出器で得られた電気信号の
うち前記正弦波信号の周波数近傍成分のみ取り出す帯域
通過フィルタと、該帯域通過フィルタを通過した電気信
号と前記正弦波信号との積を取る手段と、該積を取った
電気信号のうち前記正弦波より低い周波数成分を取り出
す低域通過フィルタと、該低域通過フィルタ出力をもと
に前記第１の増幅器と第２の増幅器の利得の比を調整す
る手段とを有し、前記第１の増幅器と第２の増幅器の一
方が反転増幅器であり、残りの一方が非反転増幅器であ
ることを特徴とする半導体レーザの駆動装置。 - 【請求項６】 第２の増幅器のカットオフ周波数が、１
０ＭＨｚ 程度であることを特徴とする請求項５記載の
半導体レーザの駆動装置。 - 【請求項７】 電流注入用の電極として少なくとも第１
の電極と第２の電極を持つ半導体レーザを、変調電流を
直接注入することによって周波数変調する半導体レーザ
の駆動装置であって、変調信号と、少なくとも該変調信
号の周波数より低い周波数の正弦波信号が重畳された同
一の２つの信号の一方をバイアス電流とともに第１の電
極に注入する逆相出力の電圧電流変換器と、残りの一方
をバイアス電流とともに第２の電極に注入する同相出力
の電圧電流変換器と、該２つの電圧電流変換器いずれか
一方と該半導体レーザの間に設けられた低域通過フィル
タと、半導体レーザの光出力の一部を取り出す手段と、
該光出力の光周波数のゆらぎを光強度のゆらぎに変換す
る光周波数弁別器と、該光周波数弁別器を通した光出力
を検出する光検出器と、該光検出器で得られた電気信号
のうち前記正弦波信号の周波数近傍成分のみ取り出す帯
域通過フィルタと、該帯域通過フィルタを通過した電気
信号と前記正弦波信号との積を取る手段と、該積を取っ
た電気信号のうち前記正弦波より低い周波数成分を取り
出す低域通過フィルタと、該低域通過フィルタ出力をも
とに前記逆相出力の電圧電流変換器と同相出力の電圧電
流変換器の利得の比を調整する手段とを有することを特
徴とする半導体レーザの駆動装置。 - 【請求項８】 ２つの電圧電流変換器いずれか一方と半
導体レーザの間に設けられた低域通過フィルタのカット
オフ周波数が、１０ＭＨｚ 程度であることを特徴とす
る請求項７記載の半導体レーザ駆動装置。 - 【請求項９】 電流注入用の電極として少なくとも第１
の電極と第２の電極を持つ半導体レーザの発振スペクト
ル線幅を狭窄化して駆動する方法であって、該レーザの
出力光の発振波長の揺らぎを検出して得られた電気信号
を、該電気信号の周波数帯域が高周波のときは第１の電
極に該電気信号による負帰還電流を注入し、低周波の時
は第１の電極に高周波の時と同様に該電気信号による負
帰還電流を注入すると同時に、第２の電極に該電気信号
による負帰還電流とは逆相の電流を注入し、第１の電極
と第２の電極に注入する互いに逆相の電流の比を該半導
体レーザの光出力によってフィードバック制御すること
を特徴とする半導体レーザの駆動方法。 - 【請求項１０】 逆相の電流を注入する低周波の周波数
帯域が、１０ＭＨｚ程度以下であることを特徴とする請
求項９記載の半導体レーザの駆動方法。 - 【請求項１１】 請求項８及び９記載のフィードバック
制御は、第１の電極に注入する電流と、前記２つの電流
注入による光周波数の変動との間の位相差が、広帯域に
わたって一定になるように制御するフィードバック制御
であることを特徴とする半導体レーザの駆動方法。 - 【請求項１２】 フィードバック制御する方法が、前記
互いに逆相の電流の両方に、該電流周波数より周波数の
低い正弦波信号を重畳し、該正弦波信号による半導体レ
ーザの光周波数のゆらぎを光強度のゆらぎに変換して検
出し、該検出した信号と前記正弦波信号との積を取り、
該積を取った信号から前記正弦波信号より低い周波数成
分を取り出し、該取り出した信号により前記互いに逆相
な電流の比を制御する方法であることを特徴とする請求
項９乃至１１記載の半導体レーザ駆動方法。 - 【請求項１３】 電流注入用の電極として少なくとも第
１の電極と第２の電極を持つ半導体レーザの発振スペク
トル線幅を狭窄化して駆動する装置であって、位相のそ
ろった２つの正弦波信号の一方を、利得のカットオフが
数ＧＨｚ 以上の第１の増幅器を通した後、直流成分を
カットしてバイアス電流に重畳し、第１の電極に注入す
る手段と、残りの一方を利得のカットオフ周波数が第１
の増幅器より低い第２の増幅器を通した後、直流成分を
カットしてバイアス電流に重畳し、第２の電極に注入す
る手段と、前記半導体レーザの出力光の一部を取り出す
手段と、該レーザの発振波長の揺らぎを検出する周波数
弁別器と、該周波数弁別器を通過した光を検出する光検
出器と、該光検出器で得た信号から前記正弦波の周波数
成分を取り除いた信号を前記２つの正弦波信号にそれぞ
れ重畳して第１の増幅器と第２の増幅器に入力する手段
と、前記光検出器で得られた電気信号のうち前記正弦波
信号の周波数近傍成分のみ取り出す帯域通過フィルタ
と、該帯域通過フィルタを通過した電気信号と前記正弦
波信号との積を取る手段と、該積を取った電気信号のう
ち前記正弦波信号より低い周波数成分を取り出す低域通
過フィルタと、該低域通過フィルタ出力をもとに前記第
１の増幅器と第２の増幅器の利得の比を調整する手段と
を有し、前記第１の増幅器と第２の増幅器の一方が反転
増幅器であり、残りの一方が非反転増幅器であることを
特徴とする半導体レーザの駆動装置。 - 【請求項１４】 第２の増幅器のカットオフ周波数が、
１０ＭＨｚ 程度であることを特徴とする請求項１３記
載の半導体レーザの駆動装置。 - 【請求項１５】 電流注入用の電極として少なくとも第
１の電極と第２の電極を持つ半導体レーザの発振スペク
トル線幅を狭窄化して駆動する装置であって、位相のそ
ろった２つの正弦波信号の一方を、バイアス電流ととも
に第１の電極に注入する逆相出力の電圧電流変換器と、
残りの一方をバイアス電流とともに第２の電極に注入す
る同相出力の電圧電流変換器と、前記半導体レーザの出
力光の一部を取り出す手段と、該レーザの発振波長の揺
らぎを検出する周波数弁別器と、該周波数弁別器を通過
した光を検出する光検出器と、該光検出器で得た信号か
ら前記正弦波の周波数成分を取り除いた信号を前記２つ
の正弦波信号にそれぞれ重畳して第１の増幅器と第２の
増幅器に入力する手段と、前記２つの電圧電流変換器い
ずれか一方と該半導体レーザの間に設けられた低域通過
フィルタと、前記光検出器で得られた電気信号のうち前
記正弦波信号の周波数近傍成分のみ取り出す帯域通過フ
ィルタと、該帯域通過フィルタを通過した電気信号と前
記正弦波信号との積を取る手段と、該積を取った電気信
号のうち前記正弦波信号より低い周波数成分を取り出す
低域通過フィルタと、該低域通過フィルタ出力をもとに
前記逆相出力の電圧電流変換器と同相出力の電圧電流変
換器の利得の比を変える手段とを有することを特徴とす
る半導体レーザの駆動装置。 - 【請求項１６】 ２つの電圧電流変換器いずれか一方と
半導体レーザの間に設けられた低域通過フィルタのカッ
トオフ周波数が、１０ＭＨｚ 程度であることを特徴と
する請求項１５記載の半導体レーザ駆動装置。 - 【請求項１７】 請求項９乃至１１記載の駆動方法によ
って半導体レーザを駆動する際、半導体レーザに注入す
る２つの電流に、請求項１乃至４記載の半導体レーザ駆
動方法における第１の電極と第２の電極に注入する電流
をそれぞれ重畳して周波数変調することを特徴とする半
導体レーザの駆動方法。 - 【請求項１８】 周波数変調が、ディジタル信号で変調
するＦＳＫ（Ｆｒｅｃｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙ
ｉｎｇ）であることを特徴とする請求項１７記載の半導
体レーザの駆動方法。 - 【請求項１９】 請求項１８記載の駆動方法で変調した
送信光を光ファイバで伝送し、受信側では局部発振レー
ザを用いてビート検出してコヒーレント通信を行う光通
信方法。 - 【請求項２０】 周波数変調が、ディジタル信号で変調
するＦＳＫであることを特徴とする請求項１乃至３記載
の半導体レーザの駆動方法。 - 【請求項２１】 請求項１８もしくは２０記載の駆動方
法で変調した送信光を光ファイバで伝送して、受信側で
波長フィルタを通して直接検波する光通信方法。 - 【請求項２２】 送信光源を複数接続し一本の光ファイ
バに複数の波長の光をそれぞれ変調して伝送させ、受信
側で所望の波長の光にのせた信号のみを取り出すような
波長分割多重伝送をする光通信方法において、それぞれ
の波長ごとの光通信の方法が請求項１９または２１記載
の方法であることを特徴とする光通信方法。 - 【請求項２３】 一本の光ファイバに複数のノードを接
続し、複数の波長の光をそれぞれ変調して波長分割多重
伝送する光通信システムにおいて、おのおののノードは
送信部と受信部からなる光−電気変換装置を有し、請求
項２２記載の光通信方法により通信を行うことを特徴と
する光通信システム。 - 【請求項２４】 放送センタを有し、該放送センタと光
加入者を光ファイバで結び、放送センタは請求項１乃至
３もしくは１７記載の半導体レーザの駆動方法により半
導体レーザを駆動して信号を送信し、光加入者は局部発
振レーザを用いてビート検出して受信するか、もしくは
波長フィルタを通して直接検波して受信することによっ
て光ＣＡＴＶを構築する光通信システム。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05251833A JP3093535B2 (ja) | 1993-10-07 | 1993-10-07 | 半導体レーザの駆動方法及び駆動装置、及びそれを用いた光通信方法及び光通信システム |
| CA002132043A CA2132043C (en) | 1993-09-17 | 1994-09-14 | Method and apparatus for frequency modulating a semiconductor laser, and an optical communication system using the same |
| EP94114538A EP0644635B1 (en) | 1993-09-17 | 1994-09-15 | Method and apparatus for frequency modulating a semiconductor laser, and an optical communication system using the same |
| DE69408759T DE69408759T2 (de) | 1993-09-17 | 1994-09-15 | Verfahren und Gerät zur Frequenzmodulation eines Halbleiterlasers und darauf beruhendes optisches Kommunikationssystem |
| US08/678,946 US6055251A (en) | 1993-09-17 | 1996-07-12 | Method and apparatus for frequency modulating a semiconductor laser, and an optical communication system using the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05251833A JP3093535B2 (ja) | 1993-10-07 | 1993-10-07 | 半導体レーザの駆動方法及び駆動装置、及びそれを用いた光通信方法及び光通信システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07106677A JPH07106677A (ja) | 1995-04-21 |
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Family
ID=17228609
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05251833A Expired - Fee Related JP3093535B2 (ja) | 1993-09-17 | 1993-10-07 | 半導体レーザの駆動方法及び駆動装置、及びそれを用いた光通信方法及び光通信システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3093535B2 (ja) |
-
1993
- 1993-10-07 JP JP05251833A patent/JP3093535B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07106677A (ja) | 1995-04-21 |
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