JP2834124B2 - 多重伝送方法およびその信号発生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、多重伝送方法に係り、特にディジタル符号
化した音声などを映像信号と多重化して伝送するに有効
な伝送方法およびその信号発生装置に関する。 〔従来の技術〕 ディジタル符号化されたPCM音声と映像信号を多重す
る方法については、昭和58年６月発行財団法人電波技術
協会編の衛星放送受信技術調査会報告第１部「衛星放送
受信機」などで報告されているが、現行NTSCの映像信号
に5.7272M Hzの副搬送波を用いてPCM音声を多重してい
るため、現行の地上テレビジョン放送の帯域を満足せ
ず、地上テレビジョン放送に用いることは困難である。 一方、現行地上テレビジョン放送への多重伝送の可能
性については昭和58年１月に日本放送出版協会より発行
されている日本放送協会編の放送技術双書２「放送方
式」の205頁から208頁に記載されているが、高品質音声
２チャネルを伝送するための約１メガビット／秒の伝送
容量を確保できる方式については記載されていなかっ
た。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上記従来技術では、現行地上テレビジョン放送に高品
質の音声信号を多重伝送する方法が無かった。 本発明の目的は、振幅変調された信号に他の信号を多
重伝送する場合の伝送方法およびその信号発生装置を提
供することにあり、特に現行テレビジョン放送に高品質
なディジタル符号化した音声信号などの信号を映像信号
への妨害を少く多重伝送する信号伝送方法およびその信
号を生成するのに有効な、発生装置を提供することにあ
る。 〔問題点を解決するための手段〕 上記の目的を達成するため、本発明では、 1.映像信号とは別の、ディジタル符号化した多重信号
を、その低減成分を抑圧するようスペクトル抑圧処理を
行い、さらに押圧処理された多重信号を、映像信号の水
平走査期間単位で繰り返し、かつ隣接した水平走査期間
の同一タイミングで逆相関係に反転する相関処理を行っ
た多重信号で、上記映像搬送波と直交位相の関係にした
直交搬送波を振幅変調し、上記残留側波帯振幅変調波と
合成して伝送する多重伝送方法とし、またその信号発生
装置として 2.映像信号を伝送する搬送波の発生回路から直交位相の
搬送波を得る位相器と、映像搬送波近傍のスペクトルを
低減させるスペクトル帯域抑圧回路と、上記映像信号と
は別の、ディジタル符号化した多重信号を、映像信号の
水平走査期間単位で繰り返し、かつ隣接した水平走査期
間の同一タイミングで逆相関係に反転する相関処理を行
う処理回路と、この出力で上記位相器の出力を振幅変調
する変調回路と、この変調回路の出力と上記残留側波帯
振幅変調波とを合成する合成回路とを設けることとし
た。 〔作 用〕 残留側波帯振幅変調する映像信号搬送波において両側
波帯を有し、一般的な振幅変調されている帯域（DSB）
内に限定して、搬送波を映像信号と音声信号とを直交関
係を持たせて変調することは、再生した映像信号への音
声信号の影響を少なくさせる。ここで音声信号の変調度
を映像信号より低くすることにより、包絡線検波で再生
された映像信号へも音声信号の影響を少なくさせる作用
がある。また音声信号は同期検波して再生されるため、
直交して変調された映像信号を復調せず、映像信号から
音声への妨害の影響は低減される。 さらに受信機の振幅変調の検波方式が搬送波再生型検
波（擬似同期検波ともいう）の場合、搬送波再生回路を
構成する搬送波周波数選択回路の搬送波周波数選択帯域
内に直交多重信号などの妨害があるため再生搬送波が位
相ジッタを持ち、その結果検波出力の位相変動を引き起
こし画像の色相変化など画像妨害を与える。スペクトル
帯域抑圧回路は直交多重信号の搬送波周波数近傍のスペ
クトル成分を抑圧するので搬送波周波数選択回路の搬送
波周波数選択帯域から妨害信号を減少させ、直交多重信
号によって引き起こされた位相変動にともなう色相変化
を低減させる。 PLL同期検波方式の振幅変調検波の場合も同様で、PLL
の周波数応答特性の帯域内の直交多重による妨害を減少
させることとなり、直交多重信号によって引き起こされ
た位相変動にともなう色相変化を低減させる。 また、多重信号を、映像信号の水平走査期間単位で繰
り返し、隣接した水平走査期間において同一多重信号を
逆相関係で伝送することは、直交成分に信号を多重する
ことで生じる映像信号搬送波の位相変動によって引き起
こされる包絡線検波方式のテレビジョン受信機の画面上
の色相変化を低減させる。 なお、現行FM音声信号とは、周波数，変調方式ともに
異なっているので、互いに影響せず両立性がある。 〔実施例〕 以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。第１
図は本発明の一実施例におけるテレビジョン信号伝送装
置のブロック図である。多重伝送する信号としてディジ
タル符号化した音声信号を例に説明する。 101は音声信号入力端子、102はFM変調器、103は音声
信号搬送波発生器、104は映像信号入力端子、105はマト
リックス回路、106は輝度信号処理回路、107は色差信号
処理回路、108は加算回路、109は映像変調器、110は映
像信号搬送波発生器、111はディジタル符号化して伝送
すべき音声信号の入力端子、112はアナログ・ディジタ
ル変換器（以下ADCと略す）、113はディジタル信号処理
回路、114は３値変換回路、115は処理回路、116は低域
通過フィルタ、117は移送器、118はディシタル符号化し
た音声信号用の変調器、119はイコライザ、120は加算
器、121は残留側波帯振幅変調用の送信VSBフィルタ、12
2は加算器、123はアンテナである。 音声信号入力端子101からの音声信号で音声信号搬送
波発生器103からの音声用搬送波をFM変調器102において
FM変調する。映像入力端子104に入力されたRGBの三原色
信号をマトリックス105で輝度信号と色差信号とに分け
おのおの輝度信号処理回路106と色差信号処理回路107で
処理した後、加算器108で加算する。加算後の信号で映
像信号搬送波発生器110からの搬送波を映像変調器109を
用いて変調し、送信VSBフィルタ121でテレビジョン放送
帯域に帯域制限して加算器122で音声変調波を加算して
アンテナ123より送信する。 以上については、従来の地上伝送のテレビジョン放送
と同一である。以上の信号に高品質な音声を伝送するた
めに以下を追加する。 多重すべき音声信号を入力端子111に加え、音声信号
をADC112でディジタル信号に変換し、ディジタル信号処
理回路113で伝送中に生じる誤りを検出訂正するための
符号を追加したり、後述のようなインタリーブ処理をほ
どこす。処理後のディジタル符号は３値変換回路114で
＋1,0の２値ディジタル信号から＋1,0,−１の３値ディ
ジタル信号に変換し、さらに、処理回路115では１水平
走査期間単位でデータを複数回くり返し、隣接した水平
走査期間ではデータを反転して逆相で伝送できるような
処理を行う。詳細な説明は後で行う。その後、処理回路
115の出力の伝送レートに適した低域通過フィルタ116を
介して不要な高域成分を削除する。このディジタル符号
化した音声で、移送器117を介して90度移相された映像
信号搬送波を、ディジタル符号化した音声信号用の変調
器118で変調し、映像受信IFのナイキストフィルタと逆
特性を有したイコライザ119で周波数特性を補正し、加
算器120で映像信号で変調された搬送波と加算する。そ
の結果、映像用の搬送波は、映像信号とディジタル符号
化した音声信号と直交関係で変調されることとなる。 本実施例によれば、隣接した水平走査期間で逆相の同
一信号の多重信号を伝送するので、映像信号への妨害を
低減できる効果がある。 変調されるスペクトルを第２図に示し、映像搬送波の
映像信号とディジタル符号化した音声信号との変調状態
のベクトル図を第３図に示す。 第２図の201は映像信号のVSBフィルタ後のスペクト
ル、202はFM変調された音声信号のスペクトル、203はデ
ィジタル符号化した音声信号のスペクトルを示す。204
については後で説明する。ここで、映像信号スペクトル
201とディジタル符号化した音声信号のスペクトル203と
は直交で多重するため第２図では２段に分けて示し、ま
たディジタル符号化した音声信号のスペクトルでは、イ
コライザ119の影響を考慮していない。 第２図において、映像搬送波に対して−0.75M Hz以下
のスペクトラムについては残留側波帯振幅変調とするVS
Bフィルタによって減衰されている。4.2M Hzまでは映像
信号により変調された周波数スペクトラムが、4.5M Hz
近傍には音声搬送波がFM変調されたスペクトラムが存在
している。映像搬送波に対して±0.75M Hzについては両
側波帯が送信されるため、一般の振幅変調（DSB）と考
えて良い。その両側波帯を有している搬送波に直交して
±0.75M Hz以内の信号をディジタル符号の１と０に相当
させて振幅Ａと−Ａとで変調すると、搬送波のベクトル
は映像搬送波振幅を１とした場合 cosω c t ± Asinω c t （１） となる。ここでωｃは搬送波の角周波数である。 このようすを第３図に示す。 （１）式を展開すると である。 ここで受信された映像信号へのディジタル符号化した
音声信号からの妨害を考える。映像信号検波回路がcos
ω c tで同期検波しているものについてはＡの値にかか
わらずcosω c tの係数のみ（すなわち映像信号のみ）
が再生され妨害とはならない。また映像信号検波回路が
包絡線検波をしているものについてはＡの値を１より下
げることで妨害を軽減できる。例えばＡを0.1とする
と、 となり、１に比べて 0.005の信号（約−40dB）が影響するが、映像信号のSN
比は40dB以上あれば実用上問題ないと考える。 一方、映像信号からディジタル符号化した音声への妨
害は、同期検波回路で搬送波に直交した成分のみを復調
することで排除できる。信号レベル対雑音の比（以下SN
比と呼ぶ）について考えると、映像信号のSN比が40dBが
実用レベルとすると、帯域幅がディジタル符号化した音
声信号の伝送帯域幅1M Hzに比べ約４倍であるため、デ
ィジタル符号化した音声信号のSN比は46dBとなるが、変
調レベルＡを0.1とすると伝送SN比は26dB程度となる。
また、ディジタル信号のSN比とビットエラーレートとの
関係を一般的な二値信号で考えてもSN比が17.4dBの場合
10^-4である。映像信号のSN比が40dBの場合にはディジタ
ル符号化した音声信号の伝送SN比は26dBであり、ディジ
タル信号の伝送として実用上充分な値である。 次にディジタル符号化した音声信号のスペクトル203
及び３値変換回路114について考える。ディジタル符号
化した音声信号のスペクトル203は第２図に示すように
搬送波周波数付近のスペクトルを抑圧したものとする。
これは、変調器118で変調する前のベースバンドディジ
タル信号の低域成分を抑圧することで実現でき、３値変
換回路114は２値のディジタル信号を３値に変換するこ
とで、伝送容量を減らすことなく低域成分を抑圧するこ
とができる効果がある。 第４図は上で述べた機能を有する３値変換回路114の
一例である。401は２値ディジタルデータ入力、402,40
3,404はインバータ、405,406はAND回路、407はインバー
タ、408は加算器、409は３値ディジタルデータ出力、41
0はクロック入力端子、411,412はＤ−フリップフロップ
である。第４図の動作を第５図のタイミングチャートを
用いて説明する。第５図において、（ａ）は２値ディジ
タルデータ波形，（ｂ）はクロック信号，（ｃ）はＤ−
フリップフロップ411出力，（ｄ）はＤ−フリップフロ
ップ412出力，（ｅ）はAND回路405出力，（ｆ）はAND回
路406出力、（ｇ）はインバータ407出力，（ｈ）は３値
ディジタルデータ波形（加算器408出力）である。
（ａ）図に示す２値ディジタルデータはＤ−プリップフ
ロップ411によりまず１データ長Ｔの半分であるT/2だけ
遅延し（第５図（ｃ）参照）、次にＤ−フリップフロッ
プ412によりさらに１データ長の半分であるT/2だけ遅延
し、その結果Ｄ−フリップフロップ412の出力は２値デ
ィジタルデータ入力401の２値ディジタルデータよりも
１データ長であるＴだけ遅延した信号となる（第５図
（ｄ）参照）。AND回路405で２値ディジタルデータ
（ａ）とＤ−フリップフロップ412出力（ｄ）の反転と
のアンドをとり２値ディジタルデータ（ａ）の立ち上が
りエッジを（ｅ）図のように検出する。同様にAND回路4
06で２値ディジタルデータの反転とＤ−フリップフロッ
プ412出力（ｄ）のアンドをとり２値ディジタルデータ
（ａ）の立ち下がりエッジ（ｆ）図のように検出し、こ
れをインバータ407で反転して（ｇ）図の波形を得る。
加算器408で（ｅ）図の波形と（ｇ）図の波形を加算す
ると（ｈ）図に示す３値ディジタルデータとなる。
（ａ）図と（ｈ）図を見比べると、３値ディジタルデー
タは２値ディジタルデータの立ち上がりエッジでHigh
（＋１）、立ち下がりエッジでLow（−１）のパルスを
パルス幅１データ長Ｔで発生し、その他ではHighとLow
の中間電位（０）となっていることがわかる。このよう
に２値ディジタルデータを３値ディジタルデータに変換
することによりベースバンドディジタル信号の低減成分
を抑圧することができ、これから不要高周波成分をLPF1
16で除去して、ディジタル符号化した音声信号用の変調
器118で変調することにより搬送波周波数付近のスペク
トルを抑圧したディジタル符号化した音声信号のスペク
トル203が得られる。第４図の３値変換回路によれば、
伝送帯域一定で考えた場合に伝送容量を減少させること
なく低域成分を抑圧することができ、出力される３値デ
ィジタルデータの基本波成分が比較的低い周波数となる
ためベースバンド帯域が狭くなり、その結果、変調後の
伝送帯域幅も狭くなる効果がある。また、第１図，第４
図の回路構成により映像搬送波近傍の周波数成分を低減
することができる効果がある。 次に第４図の回路構成で搬送波近傍の周波数成分を低
減した場合の効果について説明する。 第２図204は、搬送波再生型検波の場合は搬送波再生
回路を構成する搬送波周波数選択回路の搬送波周波数選
択帯域を、あるいはPLL同期検波の場合は、搬送波再生
回路を構成するPLLの周波数応答帯域を表す。帯域204内
に搬送波周波数成分以外の信号が含まれている場合、そ
れらは搬送波再生の妨害となり、映像検波特性を劣化さ
せる原因となる。ディジタル符号化した音声信号のスペ
クトル203はこの妨害成分となるため、応答帯域204の帯
域内のスペクトル成分がより多く抑圧されることが望ま
しい。 なお、現行テレビジョン放送の映像色副搬送波に与え
る妨害については、後で詳しく考察する。このように、
ディジタル符号化した音声信号のスペクトル203の搬送
波周波数近傍のスペクトルを抑圧した帯域内に搬送波周
波数選択帯域またはPLL周波数応答帯域を選ぶことによ
り直交多重したディジタル符号化した音声信号からの妨
害が軽減できる効果がある。 ここで、第１図の処理回路115の一実施例を第６図に
示す。また第７図に第６図の動作説明および本発明の伝
送データ列の例を示す。601は入力端子、602は時間軸圧
縮回路、603はタイミング発生回路、604はインバータ、
605は遅延回路、606は切替スイッチ、607は出力端子、7
01は入力端子601のデータ列、702は時間軸圧縮回路602
の出力データ列、703はインバータ604と遅延回路605を
経た遅延回路605の出力データ列、704は本発明の伝送デ
ータ列の一実施例、705はタイミング波形である。 ここで入力端子601に入力される信号は３値信号であ
り、第６図に示すブロック図は３値信号を処理できる素
子で構成された３値のディジタル回路（今後、これをト
ライステート・ディジタル回路と呼ぶ）を表している。
例えば、３値信号を＋1,0,−１で表すとインバータ604
の動作は＋１を−１に、−１を＋１に、０を０に変換す
るものとする。また、第７図，第８図に示すデータ列も
３値信号である。 入力端子601に加えられたデータ列701をタイミング発
生回路603のタイミングによって時間軸圧縮回路602でデ
ータを時間軸圧縮してデータ列702に示す間欠データと
する。この間欠データをインバータ604および遅延回路6
05で、データを反転し、遅延時間τだけ、すなわち第７
図の例では５データ分遅延させるとデータ列703に示す
ようになる。このデータ列703とデータ列702とを切替ス
イッチ606で加えるとデータ列704に示すようになる。こ
のデータ列704はデータ列702のデータの無い期間に反転
させた同一データを遅延させて入れたこととなる。第８
図に本発明の伝送パターン例を示す。遅延時間τを映像
の水平走査期間と同一とし、タイミング波形705をテレ
ビジョン受像機の水平同期信号と同期しているものとし
テレビジョン画面に合せてデータの伝送タイミングを模
擬的に書いたものである。第８図において横が水平走査
方向を縦に垂直走査方向を示す。第１の水平走査期間で
a₁からa₅までの時系列データが、第２の水平走査期間で
▲▼から▲▼までのデータとなり第１および第
２の水平走査期間でたがいに逆相の同一データとなる。 また、ここで現行テレビジョン放送の映像色副搬送波
について考える。第９図に映像搬送波上の色副搬送波の
ベクトル図を示す。（ａ）は映像搬送波の直交成分に多
重の無い場合、（ｂ）は直交成分への多重がある場合を
示す。ω_Ｓは色副搬送波での位相回転を示し、ω_Ｓとω
_Ｓ′は隣接水平走査期間による色副搬送波の位相がπず
れていることを示している。ｌ〜ｓは色副搬送波のベク
トルの変化過程を示し、ｌ〜ｓとｌ′〜ｓ′は色副搬送
波の位相がπずれていることを示している。さらにＡと
−Ａは直交成分への多重信号を示し、ある時点で隣接水
平走査期間でＡと−Ａとなる場合を示す。現行テレビジ
ョン放送において色副搬送波の周波数と水平走査周波数
の関係から、色副搬送波は隣接水平走査期間ではl,m,n,
o…,sとｌ′,m′,n′,o′…,s′とで示すように位相が
πずれている。第９図（ｂ）に示すように直交成分への
多重を行うと、第３図でも示したように映像搬送波の位
相変動を引き起し、テレビジョン映像信号検波方式が包
絡線検波の場合、Ａの多重の場合ｓとｌの間に色副搬送
波の最大振幅が表われ直交成分の無い場合の最大振幅位
相ｌとの間位相差φを生じる。色副搬送波の位相変動は
再生映像画面の色相変化として表われる。この位相変動
は映像信号検波方式が同期検波方式では図中のcosω c
t方向成分のみを検波するのでＡの多重があっても色副
搬送波の最大振幅位相はｌであり、位相変動は生じな
い。包絡線検波の場合多重信号の符号に応じてπ/2と−
π/2（第９図ではＡと−Ａで示す）に直交成分が多重さ
れると色副搬送波の最大振幅の位相方向（位相の進みと
遅れ）が決まり、Ａおよび−Ａの絶対値により位相変動
量が決まる。隣接する水平走査期間で多重信号の位相を
Ａと−Ａにすると第９図の（ｂ）に示すようにω_Ｓとω
_Ｓ′の位相変動方向が逆方向となり位相変動量が同一と
なるので、同一信号で隣接する水平走査期間での画面の
色相変化が逆となり人間の視覚の色度感度の周波数特性
（目の積分効果）などにより、色相変化を感じ難くでき
る。すなわち、第８図におけるa₁〜a₅と▲▼〜▲
▼,b₁〜b₅と▲▼〜▲▼などのように同一デ
ータの逆相を入れた水平走査期間との間は多重信号がＡ
と−Ａのように逆相となっているので、色相変化の感じ
難い。ただし▲▼〜▲▼,b₁〜b₅のように同一
データの逆相となっていない水平走査期間は色相変化を
感じ易い。 さらに、テレビジョン受像機において水平走査期間の
相関（いわゆるライン相関）の「くし形フィルタ」を輝
度信号と色信号との分離に採用した受像機では色副搬送
波の位相変動が回路的に相殺できる。第10図（ａ）に一
般的な輝度信号色信号分離の色信号取り出しのくし形フ
ィルタの構成図を示し、（ｂ）に動作説明用の波形図を
示す。101は入力端子、102は遅延回路、103は減算器、1
04は出力端子、105〜108は色副搬送波の波形である。10
5は多重のない場合、106は第９図（ｂ）の右側、107は
第９図（ｂ）の左側、108は107の反転である。多重のな
い場合の色副搬送波は第９図（ａ）に対応させて時間ｌ
が振幅最大波形105で示した。ここでＡの多重信号が加
わるとｓとｌとの間に最大振幅が表われ、波形106にな
る。また次の隣接水平走査期間で−Ａの多重信号が加わ
りω_Ｓ′の色副搬送波はｐ′とｑ′との間に最大振幅位
相が表われ、波形107となる。遅延回路102を経て一水平
走査期間遅延した波形106と波形107が減算器103に加え
られる。波形107の反転を波形108で示すが、波形106か
ら波形107を減算することは波形106に波形108を加算す
ることとなり、さらに振幅を1/2すると波形105となる。
この波形105が出力端子104から得られる。このくし形フ
ィルタにより得られた色副搬送波は、たとえ映像信号検
波方式が包絡線検波で多重信号が加わったとしても位相
変動を受けないことを示す。なお、この場合も、第８図
に示すa₁〜a₅と▲▼〜▲▼のように隣接水平走
査期間で上と下のデータが逆相となっている水平走査期
間の処理した場合のみ位相変動を受けないので、１水平
走査期間ごどに位相変動を受けない水平走査期間が現わ
れる。 以上示したように第１図に加えて第６〜８図に示す本
発明の一実施例によれば、１水平走査期間ごとに逆相の
多重信号を多重するので多重信号による映像の色相変化
におよぼす妨害を低減できる効果がある。 なお、第６図において入力データを連続データとした
ので時間軸圧縮回路602を用いたが、入力データが間欠
的な不連続データの場合には不要な場合もある。 次に、第１図の処理回路115の他の実施例を第11図に
示す。また、第12図は本発明の伝送データ列例など動作
説明用の図であり、第13図は本発明の伝送データの模擬
パターン例である。1101は入力端子、1102はインバー
タ、1103は遅延回路、1104はタイミング発生回路、1105
は切替スイッチ、1106は出力端子、1201,1206はタイミ
ング発生回路1104内でのタイミング波形、1202は入力デ
ータ列、1203は遅延回路1103の出力データ列、1204はタ
イミング発生回路1104出力タイミング波形、1205は本発
明の伝送データ列の一実施例である。 ここで、入力端子1101に入力される信号は３値信号で
あり、第11図に示すブロック図は第６図と同様にトライ
ステート・ディジタル回路である。第12図，第13図に示
すデータ例も３値信号である。 入力端子1101に加えられたデータ列1202をインバータ
1102を介し、遅延回路1103で時間τ遅延させることでデ
ータ列1203を得る。なお、タイミング波形1201は時間τ
ごとに反転する。タイミング波形1204はデータ列内のデ
ータの期間に反転し、図中で上側の時に切替スイッチ11
05を（イ）側に接し下側の時に（ロ）側に接する。この
タイミング波形1204で制御された切替スイッチ1105によ
り、データ列1205が出力端子1106に得られる。 タイミング波形1206を水平同期信号として、テレビジ
ョン画面に合せて、データ列1205を模擬的に示した図が
第13図である。横に水平走査方向を縦に垂直走査方向を
示す。第13図に丸印の枠で示したように、隣接した水平
走査期間において、１データごとに上下が反転データと
なっている。この隣接した水平走査期間でデータを反転
させることは、映像搬送波の直交成分への多重信号が逆
相関係となることを示し、多重信号による映像の色相変
化への妨害を低減できる効果は第９図，第10図での説明
と同様である。 以上、第１図に加えて第11〜13図に示した実施例によ
れば、隣接する水平走査期間での多重信号が逆相である
ので、映像の色相変化におよぼす妨害を低減できる効果
がある。また、すべての水平走査期間において、１デー
タごとに隣接走査期間と逆相関係を持ち色相変化の相殺
が第13図の丸枠が示すように網目状となるので色相変化
におよぼす妨害が細かくなり、視覚の色度の感度周波数
の低さにより第６〜８図の場合よりさらに映像の色相変
化におよぼす妨害を低減できる効果がある。 上記実施例では、伝送データ列として１水平走査期間
に７データの例で奇数データの場合を示したが、偶数デ
ータの場合６データを例にとり第14〜16図に示す。第14
図は第２図の処理回路115のさらに他の実施例を示す。
第15図は伝送データ列例など動作説明用の図であり、第
16図は本発明の伝送データの模擬パターン例である。11
04はタイミング発生回路、1401はタイミング入力端子、
1402はタイミング発生器、1501,1504,1507はタイミング
発生回路1104内でのタイミング波形、1502は入力端子11
01の入力データ列、1503は遅延回路1103の出力データ
列、1505はタイミング発生回路1104出力のタイミング波
形、1506は本発明の伝送データ列の一実施例、1403はイ
クスクルーシブオア（以下EORと略す）である。その他
第11図と同一符号は同一機能を示す。 ここで第15図，第16図に示すデータ列は３値信号であ
る。 第11図との差はタイミング発生回路1104内にイクスク
ルーシブオア1403を設け、タイミング波形1501と1504に
よりタイミング発生回路1104の出力にタイミング波形15
05を得て、切替スイッチ1105を制御することにある。EO
R1403は、水平走査期間ごとに切替スイッチ1105の制御
タイミングを反転させるもので、伝送データ列1506が得
られ、第16図に模擬的に示す伝送データのテレビジョン
画面上でのパターンとなる。 上記実施例でも、第11〜13図と同様に、多重信号によ
る映像の色相変化におよぼす妨害を低減できる効果があ
る。 上記、実施例で伝送した信号を受信する本発明の受信
機の一実施例を第17図に示す。 1701はアンテナ、1702は高周波増幅回路、1703は周波
数変換回路、1704は受信機用の再生IFフィルタ、1705は
中間周波増幅回路、1706は映像信号検波回路、1707は映
像信号増幅回路、1708は色差信号復調回路、1709は原色
信号復調回路、1710はブラウン管、1711は音声中間周波
増幅回路、1712は音声FM検波回路、1713は音声信号出力
端子、1714は帯域通過フィルタ、1715は同期検波回路、
1716は搬送波再生回路、1717は遅延回路、1718は減算
器、1719は３値識別回路、1720は符号識別回路、1721は
クロック再生回路、1722はスイッチ、1723は時間軸伸長
回路、1724はタイミング再生回路、1725は２値変換回
路、1726はディジタル信号処理回路、1727はディジタル
・アナログ変換回路（以下DACと略す）、1728はディジ
タル符号化して伝送された音声信号の復調出力端子であ
る。 アンテナ1701より入力したテレビジョン信号を高周波
増幅回路1702で増幅し、周波数変換回路1703で復調用の
中間周波に周波数変換し、受信機用の再生IFフィルタ17
04を介し、中間周波増幅回路1705で増幅する。選局は周
波数変換回路1703の局部発振周波数を変えることで行な
われる。中間周波増幅回路1705で増幅された信号から映
像信号帯域については映像信号検波回路1706で検波し、
映像信号増幅回路1707の出力の輝度信号と色差信号復調
回路1708の出力の色差信号とから原色信号復調回路1709
で、R,G,Bの三原色を得、ブラウン管1710に映し出す。 一方、音声信号帯域については、音声中間周波増幅回
路1711で増幅し、音声FM検波回路1712で検波復調して音
声信号出力端子1713に音声信号を得る。以上は従来のテ
レビジョン受信機と同一である。 以上に加えてディジタル符号化した音声信号を復調す
るために、周波数変換回路1703の出力を、帯域通過フィ
ルタ1714により多重伝送されたディジタル符号化した音
声信号帯域を選択して増幅し、同期検波回路1715におい
て、搬送波再生回路1716で再生された搬送波に同期した
信号を用いて搬送波の振幅変調成分に直交した成分で変
調された信号を検波復調する。 その復調波形と、遅延器1717を経て１水平期間遅延し
た復調波形とを減算器1718で減算する。減算すること
で、伝送されたデータは２倍となり白色雑音は に増すだけである。さらに映像ゴーストなど水平期間ご
とに相関の多い映像からの妨害は相殺して除去できる。
減算器1718で得られた信号を３値識別回路1719で＋1,0,
−１の３つの状態に識別する。この３値ディジタル信号
を、符号識別回路1720とクロック再生回路1721を用いて
誤り率の少ない点（いわゆるアイパターンの最大開口
部）でディジタル符号にする。ディジタル符号化された
信号のうち必要なデータのみスイッチ1722とタイミング
再生回路1724で選択して取り出し、時間軸伸長回路1723
で元のデータ伝送レートに戻す。その後、３値ディジタ
ル信号を２値変換回路1725で＋1,0の２値ディジタル信
号に変換し、ディジタル信号処理回路1726で伝送途中で
生じた誤りを誤り検出訂正符号を用いて検出訂正する。
誤り検出訂正された後のディジタル信号をDAC1727でア
ナログ信号に変換して音声信号に戻してディジタル符号
化した音声信号の復調出力1728を得る。 なお、映像信号からの妨害除去は次のような過程で行
なわれる。ある水平走査期間のあるタイミングでＸなる
データを送るとすると、１水平期間遅延して次の水平走
査期間のあるタイミングと同一タイミングで同一データ
Ｘの反転したのデータを送られる。受信機の遅延器17
17と減算器1718により、１水平走査期間前に受けたＸと
次の水平走査期間で受けたが同一タイミングで減算さ
れるので、 Ｘ−（）＝2X となり、２倍の信号が得られる。この伝送途中に映像信
号からＧの妨害を受けるとすると、映像信号が水平走査
期間ごとに相関が多い画像（縦じまなどの画像）では、
ＸのタイミングでものタイミングでもＧの妨害を受け
ることとなる。減算器1718により、 （Ｘ＋Ｇ）−（＋Ｇ）＝2X となり、映像からの妨害が相殺される。ただし、映像信
号の水平走査期間ごとの相関が少ない場合、相殺効果が
少なくなる。 以上説明した受信例によれば、搬送波再生回路1716の
搬送波周波数選択帯域またはPLLの応答周波数帯域は直
交多重信号のスペクトルが抑圧されている帯域内なので
安定に直交多重信号を受信でき、さらに映像からの妨害
を低減できる効果がある。 次に第１図の３値変換回路114、処理回路115を通常の
２値ディジタル素子（TTL,CMOS等）で構成する場合の実
施例を第18図，第19図，第20図，第21図に示す。 第18図は第４図の３値変換回路の実施例とトライステ
ート・ディジタル回路で作られた第６図の実施例と同一
機能を示すものである。1801は２値ディジタルデータ入
力、1802はエッジ検出回路であり1802Aは立ち上りエッ
ジ検出回路、1802Bは立ち下りエッジ検出回路、1803は
時間軸圧縮回路、1804は遅延回路、1805は切換スイッ
チ、1806はインバータ、1807は加算回路、1808はタイミ
ング発生回路である。1803から1804のA,Bはそれぞれ立
ち上りエッジ検出回路1802A、立ち下りエッジ検出回路1
802Bの出力を処理することを示し、機能は同一である。
切替スイッチ1805は立ち上りエッジ、立ち下りエッジ両
信号を扱うため、A,Bは機能が同一であるという意味し
か持たない。 第18図の動作を第５図，第７図のタイミングチャート
を用いて説明する。第５図（ａ）の２値ディジタルデー
タ波形が２値ディジタルデータ入力1801より入力される
と立ち上りエッジ検出回路1802A、立ち下りエッジ検出
回路1802Bにより、それぞれ第５図（ｅ），（ｆ）のよ
うにエッジが検出される。 なお、これからわかるように、第４図の３値変換回路
の実施例のAND回路405出力、AND回路406出力がそれぞれ
立ち上りエッジ、立ち下りエッジを出力する。エッジ検
出回路1802A,B出力を１データ長Ｔごとに区切るとそれ
ぞれデータ列第７図701のように考えることができる。
今、説明のために立ち上りエッジ検出回路1802Aの出力
を処理する系のデータ列の番号に添字Ａ、立ち下りエッ
ジ検出回路1802Bの出力を処理する系のデータ列の番号
に添字Ｂをつける。データ列701A,Bをそれぞれタイミン
グ発生回路1808のタイミングによって時間軸圧縮回路18
03A,Bでデータを時間軸圧縮してデータ列702に示すタイ
ミングでデータ列702A,Bを得る。切替スイッチ1805A,B
がそれぞれ（イ）の方に閉じているとすれば切替スイッ
チ1805Bの出力に立ち上りエッジ側の信号702Aが、切替
スチッチ1805Aの出力に立ち下りエッジ側の信号702Bが
選択される。切替スイッチ1805A出力はインバータ1806
で反転され、加算回路1807で切替スイッチ1805B出力と
加算され、３値信号を加算回路1807出力に得る。この動
作を第５図のタイムチャートを用いて説明する。第５図
（ｅ）は立ち上りエッジ回路1802A出力を時間軸圧縮回
路1803Aで圧縮した波形、（ｆ）は立ち下りエッジ回路1
802B出力を時間軸圧縮回路1803Bで圧縮した波形、
（ｇ）は（ｆ）の反転信号、（ｈ）は（ｅ）と（ｇ）の
波形を加算して得られる３値信号、（ｉ）は（ｅ）の反
転信号、（ｊ）は（ｆ）と（ｉ）の波形を加算して得ら
れる３値信号である。ただし、ここでＴは圧縮後の１デ
ータ長を示す。切替スイッチ1805が（イ）の方に閉じて
いる場合、切替スイッチ1805Bには（ｅ）の波形が、切
替スイッチ1805Aには（ｆ）の波形が出力されインバー
タ1806出力は（ｇ）の波形となる。したがって加算回路
1807出力は（ｈ）に示すような３値信号となりデータ列
702が出力される。次に切替スイッチ1805が（ロ）の方
に閉じている場合は、切替スイッチ1805Bには（ｆ）の
波形が、切替スイッチ1805Aには（ｅ）の波形が出力さ
れインバータ1806出力は（ｉ）の波形となる。したがっ
て加算回路1807出力は（ｊ）の波形となり（ｈ）の波形
を中点電位中心として反転した３種信号となる。ただし
切替スイッチ1805が（ロ）の方に閉じている場合は遅延
回路1804を通るため遅延時間τでけ遅れ、すなわち第７
図の例では５データ分遅延し３値信号（ｊ）はデータ列
703に示すようになる。したがって加算回路1807出力は
第７図704に示すようになる。このデータ列704は第６図
の回路出力と同一である。第18図の実施例によれば、２
値ディジタル素子を用いて３値信号を処理することがで
きる効果がある。 第19図も第４の３値変換回路の実施例とトライステー
ト・ディジタル回路で作られた第６図の実施例と同一機
能を示すものである。 1901は時間軸圧縮回路、1902はエッジ検出回路であり
1902Aは立ち上りエッジ検出回路、1902Bは立ち下りエッ
ジ検出回路である。第19図の例は、２値ディジタルデー
タを時間軸圧縮し、その圧縮したデータに対してエッジ
検出を行うものである。したがって1902のエッジ検出
は、圧縮後の１データ長間隔のパルス幅となる。第19図
の例は時間軸圧縮回路が１つですむ効果がある。 第20図は第４図の３値変換回路の実施例とトライステ
ート・ディジタル回路で作られた第11図の実施例と同一
機能を示す。2001はタイミング発生回路である。第20図
の動作は第12図のデータ列1202をそれぞれ立ち上りエッ
ジ検出回路1802A出力、立ち下りエッジ検出回路1802B出
力に対応させ、遅延回路1804の遅延時間τは第12図に示
す時間とし、切替スイッチ1805を切替えるタイミングは
第12図1204とその高レベルのときは（ロ）側、低レベル
のときは（イ）側に閉じる。このタイミング波形1204で
制御された切替スイッチ1805によりデータ列1205が３値
信号として出力端子1809に得られる。第20図の実施例に
よれば、２値ディジタル素子を用いて３値信号を得るこ
とができる効果がある。 第21図は第４図の３値変換回路の実施例とトライステ
ート・ディジタル回路で作られた第14図の実施例と同一
機能を示す。2101はタイミング入力端子、2102はタイミ
ング発生器、2103はEORである。 第20図との差はタイミング発生回路2001内にEOR2103
を設けタイミング波形第15図1501と1504によりタイミン
グ発生回路2001の出力にタイミング波形1505を得て、切
替スイッチ1805を制御することにある。第21図の実施例
によれば、２値ディジタル素子を用いて３値信号を得る
ことができる効果がある。 以上の説明で分るように、同一多重信号を逆相で２度
伝送する形態を取ることで妨害を低減できるが反面多重
信号の伝送帯域を一定とすると伝送容量が1/2に減るた
め、さらに４値以上の多値方式や、デュオバイナリー符
号などの符号間干渉を積極的に利用して伝送帯域の圧縮
などを行うパーシャルレスポンス方式などによって改善
することも可能である。なお、パーシャルレスポンス方
式については、昭和56年９月発行オーム社版現代ディジ
タル通信方式の137頁〜142頁などに示されているので詳
細は省略する。 また、第8,13,16図において、テレビジョン映像信号
の画面に対応させて多重信号の変調方式を模擬的に示し
た。これらの場合、多重信号が、水平走査期間に一定の
数が入る同期した信号で説明したが、多重信号の伝送速
度と水平走査期間が同期しないような場合には多重信号
の水平走査期間と映像信号の水平走査期間とがほぼ一致
していれば同様の映像信号への妨害低減の効果が得られ
る。また水平走査期間の最後のデータ時間を任意とした
り、ある一対の水平走査期間のデータ数を増減したりす
ることで吸収することもできる。 このデータ数を増減した数やその水平走査期間を示す
制御信号や水平走査期間の先頭多重信号が上あるいは下
のどちらかの隣接走査期間の多重信号と逆相の同一信号
かを示す制御信号あるいは垂直走査期間との関係位置を
示す制御信号などを多重信号に加えて伝送する本発明の
他の実施例を第22図に示す。2201はタイミング発生用制
御回路、2202は制御信号発生回路、2203は切替スイッチ
であり、第１図と同一符号は同一機能を示す。ディジタ
ル信号処理回路113および処理回路115の出力と制御信号
発生回路2202の出力をタイミング発生用制御回路2201の
タイミングで切替スイッチ2203を切替えて、制御信号と
ディジタル信号処理回路からのデータと時分割多重す
る。なお、制御信号などの期間だけ（切替スイッチ2203
が制御信号発生回路2202側に接している期間だけ）デー
タの伝送ができないのでその時間だけディジタル信号処
理回路113あるいは処理回路115の出力を停止する。ま
た、その停止期間のデータを不連続としないためにディ
ジタル信号処理回路113あるいは処理回路115において事
前にデータの時間軸圧縮を行い、制御信号などのために
時間にすき間をあけた間欠データとする。その結果の多
重信号の例を第23図に示す。2301は垂直同期信号、2302
は水平同期信号、2303は多重信号、2304は多重信号の時
間的拡大信号である。この例ではテレビジョン水平同期
信号に合せて示している。水平同期信号2302の垂直同期
期間の後の等化パルス期間の次の１水平走査期間にＣで
示す同期信号16ビット、制御信号32ビット、データ数情
報48ビットをさらに次の水平走査期間に逆相で（で示
す）付加した例である。この制御信号期間を２垂直期間
に２回とすれば、現行の我が国のテレビジョンの場合で
は525本の水平走査期間のうち１水平走査期間を制御信
号期間とするので処理回路115の出力は525/523倍の比で
データを時間軸圧縮すれば良い。 本実施例によれば、水平走査期間の隣接水平走査期間
との多重信号の極性、水平走査期間番号、水平走査期間
の多重信号の伝送容量の増減、その増減した水平走査期
間番号などの制御信号などを多重伝送できるので、この
信号を受信する受信機の信号処理を容易にかつ安定に動
作できる効果がある。 次に本発明のディジタル信号処理回路113のインター
リーブ処理例を示す。第24図は第16図などテレビジョン
画面に対応させて模擬的に示した伝送パターン図であ
り、サンプリングした音声信号の左チャンネルのサンプ
リングごとのデータをL₀,L₁,L₂右チャンネルをR₀,R₁,R₂
で示す。▲▼，▲▼，▲▼，▲▼，▲
▼，▲▼はL₀,L₁,L₂,R₀,R₁,R₂,の反転データを
示し、隣接した水平走査期間で伝送する。本図ではL₁に
対してL₂,L₀の隣接サンプリング点でのデータを同一水
平走査期間以上に離して挿入（インターリーブ）したこ
とを示し、この点が特徴である。 本実施例によれば、隣接サンプリング点でのデータが
水平走査期間以上離れて挿入されているので、第17図で
説明したように隣接した水平走査期間の相関の少ない映
像（隣接水平期間の画像相互に差が多い映像）では、減
算器1718で一水平走査期間遅延した信号と減算したとし
ても映像信号からの妨害を十分に相殺できなくその水平
走査期間のデータが誤り、あるサンプリング点での信号
に誤りが生じても、隣接サンプリング点でのデータがイ
ンターリーブにより誤りやすい同一水平走査期間に無く
他の水平走査期間に存在するので映像信号からの妨害が
相殺され誤りが生じ難いので誤りの生じたサンプリング
点での信号を隣接したサンプリング点から補間すれば安
定な多重信号を再生できる効果がある。 上記、実施例で伝送した信号を受信する本発明の受信
機の一実施例を第25図に示す。2501は制御信号再生回
路、2502は補間制御回路であり、第17図と同一符号のも
のは同一機能を示す。制御信号再生回路2501により符号
識別回路1720の出力のディジタル符号から制御信号を取
り出し、その制御信号に応じてタイミング再生回路1724
を介してスイッチ1722で必要なデータを取り出すととも
に時間軸伸長回路1723で元の連続データを再生する。デ
ィジタル信号処理回路1726で伝送途中で生じた誤りを検
出訂正するとともに映像の相関性の少ない部分などで集
中的に発生した誤りによって訂正できなくなったサンプ
リング点での信号を補間制御回路2502によりディジタル
信号処理回路1726を制御して隣接サンプリング点から平
均値補間あるいは前値保持などにより演算して補間した
信号におきかえる。 本実施例によれば、制御信号による再生および隣接サ
ンプリング点からの補間ができるので安定な受信再生が
得られる効果がある。 〔発明の効果〕 本発明によれば、振幅変調された搬送波と直交の関係
に変調するディジタル符号化された音声信号などの信号
のスペクトルから映像信号の搬送波周波数近傍のスペク
トルを抑圧することができるので振幅変調された搬送波
の検波回路が搬送波再生型検波の場合は搬送波周波数選
択回路の搬送波周波数選択帯域、PLL同期検波回路の場
合はPLLの周波数応答帯域に与える直交多重されたディ
ジタル符号化された音声信号などの信号からの妨害が減
少し、直交多重信号によって引き起こされた位相変動に
ともなう色相変化を低減できる効果がある。また、映像
搬送波の映像信号と直交関係を待たせ、映像信号の隣接
した水平走査期間での同一の多重信号を位相関係を逆相
として多重伝送できるので、テレビジョン受信機の映像
検波の方式が包絡線検波方式としても映像信号への多重
信号からの妨害を低減できる効果がある。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例の送信機のブロック図、第２
図は本発明の説明のためのスペクトル図、第３図は本発
明の説明のためのベクトル図、第４図は本発明の主要部
分を説明するブロック図、第５図は第４図の動作を説明
するタイミング図、第６図は本発明の主要部分を説明す
るブロック図、第７図は第６図の動作を説明するタイミ
ング図、第８図は本発明のおける伝送信号の画面パター
ンの模擬図、第９図は本発明の説明のためのベクトル
図、第10図は本発明の説明のための波形図、第11図は本
発明の主要部分を説明するブロック図、第12図は第11図
の動作を説明するタイミング図、第13図は第11図の伝送
信号の画面パターン、第14図は本発明の主要部分を説明
するブロック図、第15図は第14図の動作を説明するタイ
ミング図、第16図は第14図の伝送信号の画面パターン、
第17図は本発明の受信装置のブロック図、第18図は本発
明の主要部分を説明するブロック図、第19図は本発明の
主要部分を説明するブロック図、第20図は本発明の主要
部分を説明するブロック図、第21図は本発明の主要部分
を説明するブロック図、第22図は本発明の実施例を送信
機のブロック図、第23図は本発明の伝送信号の波形図、
第24図は本発明の伝送信号の画面パターンの模擬図、第
25図は本発明の受信装置のブロック図である。 114……３値変換回路,115……処理回路,411,412……Ｄ
−フリップフロップ,408……加算器,602……時間軸圧縮
回路,603……タイミング発生回路,605……遅延回路,606
……切替スイッチ,1103……遅延回路,1104……タイミン
グ発生回路,1105……切替スイッチ,1402……タイミング
発生器,1403……EOR,1802……エッジ検出回路,1803……
時間軸圧縮回路,1804……遅延回路,1805……切替スイッ
チ,1805……切替スイッチ,1807……加算回路,1808……
タイミング発生回路,1901……時間軸圧縮回路,1902……
エッジ検出回路,2102……タイミング発生器,2103……EO
R,2201……タイミング発生用制御回路,2202……制御信
号発生回路,2203……切替スイッチ。

フロントページの続き (72)発明者 堀田 宣孝 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 日立ビデオエンジニアリング株式会社内 (56)参考文献 特開 昭63−240281（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−240282（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04N 7/08

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．映像搬送波を映像信号で残留側波帯振幅変調して残
   留側波帯振幅変調波されて伝送する伝送方法において、
   上記映像信号とは別のディジタル化された多重信号を、
   その低域成分を抑圧するようスペクトル抑圧処理を行
   い、さらに上記スペクトル抑圧処理された多重信号を、
   映像信号の水平走査期間単位で繰り返し、かつ少なくと
   もある隣接した２水平走査期間の同一タイミングで逆相
   関係に反転した同一データとすべく水平走査逆相関処理
   を行い、さらに上記水平走査逆相関処理された多重信号
   で、上記映像搬送波と直交位相の関係にある直交搬送波
   を搬送波抑圧振幅変調し、上記残留側波帯振幅変調波と
   合成して伝送することを特徴とする多重伝送方法。 ２．上記水平走査逆相関処理には、多重信号を時間軸圧
   縮し、その時間軸圧縮された信号を映像信号の水平走査
   期間単位で繰り返して伝送する処理を有することを特徴
   とする、特許請求の範囲第１項記載の多重伝送方法。 ３．上記スペクトル抑圧処理は、ディジタル符号化され
   た２値信号データの立ち上がりエッジのデータを中間レ
   ベルに対して高レベルのパルスとし、立ち下がりエッジ
   のデータを中間レベルに対して低レベルのパルスとし、
   その他のデータは中間レベルとする３値ディジタル信号
   とすることを特徴とする、特許請求の範囲第１項または
   第２項記載の多重伝送方法。 ４．上記多重信号には、映像信号の垂直走査期間に同期
   した一定期間ごとに制御信号が設けられた信号としたこ
   とを特徴とする、特許請求の範囲第１項乃至第３項の何
   れかに記載の多重伝送方法。 ５．映像搬送波を映像信号で残留側波帯振幅変調して残
   留側波帯振幅変調波とする振幅変調回路を有する信号発
   生装置において、上記映像信号を伝送する映像搬送波の
   発生回路から直交位相の搬送波を得る移送器と、上記映
   像信号とは別のディジタル化された多重信号を映像搬送
   波周波数近傍の周波数スペクトルを低減させるスペクト
   ル帯域抑圧回路と、上記スペクトル帯域抑圧回路の出力
   を映像信号の水平走査期間単位で繰り返し、かつ少なく
   ともある隣接した２水平走査期間の同一タイミングで逆
   相関係に反転した同一データとすべく水平走査逆相関処
   理を行う水平走査逆相関処理回路と、上記水平走査逆相
   関処理回路の出力で上記移送器の出力である映像搬送波
   と直交位相の関係にある直交搬送波を搬送波抑圧振幅変
   調する変調回路と、上記変調回路の出力と上記残留側波
   帯振幅変調波とを合成する合成回路とを設けたことを特
   徴とする信号発生装置。 ６．上記スペクトル帯域抑圧回路は、上記ディジタル化
   された多重信号の２値データを遅延する遅延回路と、上
   記ディジタル化された多重信号の２値データを反転する
   第１の反転回路と、上記遅延回路の出力を反転する第２
   の反転回路と、上記ディジタル化された多重信号の２値
   データと上記第２の反転回路の出力との論理積をとる第
   １の論理積回路と、上記遅延回路の出力と上記第１の反
   転回路の出力との論理積をとる第２の論理積回路と、上
   記第２の論理積回路の出力を反転する第３の反転回路
   と、上記第１の論理積回路の出力と第３の反転回路の出
   力を加算して３値データを得る加算回路とを設けたこと
   を特徴とする、特許請求の範囲第５項記載の信号発生装
   置。 ７．上記水平走査逆相関処理回路には、上記ディジタル
   化された多重信号の上記スペクトル帯域抑圧回路の出力
   をあるいは上記加算回路の出力である多重信号を、映像
   信号の水平走査期間単位で遅延させる水平走査期間遅延
   回路と、上記ディジタル化された多重信号を逆相に反転
   させる反転回路とを備えたことを特徴とする、特許請求
   の範囲第５項または第６項記載の信号発生装置。 ８．上記水平走査逆相関処理回路には、上記ディジタル
   化された多重信号を時間軸圧縮する時間軸圧縮機能を備
   えたことを特徴とする、特許請求の範囲第５項乃至第７
   項記載の何れかに記載の信号発生装置。 ９．上記水平走査逆相関処理回路には、上記ディジタル
   化された多重信号の中には、映像信号の垂直走査期間に
   同期して一定期間ごとに制御信号を加える制御信号発生
   機能を備えたことを特徴とする、特許請求の範囲第５項
   乃至第８項記載の何れかに記載の信号発生装置。