JP2874743B2 - 負帰還増幅器 - Google Patents
負帰還増幅器Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直交変調信号を増幅す
る増幅器の非線形歪みを補償する負帰還増幅器に関し、
特に増幅器出力を復調してベースバンド信号の形で負帰
還することによって歪み補償するカーテシアン型の負帰
還増幅器に関する。
る増幅器の非線形歪みを補償する負帰還増幅器に関し、
特に増幅器出力を復調してベースバンド信号の形で負帰
還することによって歪み補償するカーテシアン型の負帰
還増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の負帰還増幅器は、４相Ｐ
ＳＫや１６値ＱＡＭ等の線形変調方式を用いて高密度な
無線ディジタル伝送を行う場合に、送信機における電力
増幅器の非線形歪みを補償する方式、特に高い周波数帯
域の変調信号に対して高い一巡帰還利得を得るための一
方式として知られている。
ＳＫや１６値ＱＡＭ等の線形変調方式を用いて高密度な
無線ディジタル伝送を行う場合に、送信機における電力
増幅器の非線形歪みを補償する方式、特に高い周波数帯
域の変調信号に対して高い一巡帰還利得を得るための一
方式として知られている。
【０００３】以下、特公平５−５８２８３号公報に開示
された負帰還増幅器について、図８に示す従来技術によ
る負帰還増幅器のブロック図を参照して説明する。
された負帰還増幅器について、図８に示す従来技術によ
る負帰還増幅器のブロック図を参照して説明する。
【０００４】この負帰還増幅器において、端子１０１及
び１０２は関数ｘ（ｔ）で表される入力ベースバンド信
号Ｉ及び関数ｙ（ｔ）で表される入力ベースバンド信号
Ｑをそれぞれ受ける。引き算器１０３及び１０４は、入
力ベースバンド信号Ｉ及びＱから帰還ベースバンド信号
ＦＩｘ及びＦＱｘをそれぞれ減算し、減算ベースバンド
信号Ｉａｘ及びＱａｘをそれぞれ生じる。減算ベースバ
ンド信号Ｉａｘ及びＱａｘは、帯域制限回路１０５及び
１０６によってそれぞれ帯域制限され、それぞれ関数ｘ
１（ｔ）で表される変調信号Ｉｂｘ及び関数ｙ１（ｔ）
で表される変調信号Ｑｂｘになる。
び１０２は関数ｘ（ｔ）で表される入力ベースバンド信
号Ｉ及び関数ｙ（ｔ）で表される入力ベースバンド信号
Ｑをそれぞれ受ける。引き算器１０３及び１０４は、入
力ベースバンド信号Ｉ及びＱから帰還ベースバンド信号
ＦＩｘ及びＦＱｘをそれぞれ減算し、減算ベースバンド
信号Ｉａｘ及びＱａｘをそれぞれ生じる。減算ベースバ
ンド信号Ｉａｘ及びＱａｘは、帯域制限回路１０５及び
１０６によってそれぞれ帯域制限され、それぞれ関数ｘ
１（ｔ）で表される変調信号Ｉｂｘ及び関数ｙ１（ｔ）
で表される変調信号Ｑｂｘになる。
【０００５】直交変調器１０８は、発振器１０７が発生
する角周波数ωｃの搬送波信号Ｌ１を変調信号Ｉｂｘ及
びＱｂｘによって直交変調し、関数ｚ（ｔ）＝ｘ１
（ｔ）・ｃｏｓωｃｔ＋ｙ１（ｔ）・ｓｉｎωｃｔで表
される直交変調信号Ｍａｘを生じる。この直交変調方式
は、ＱＰＳＫ（４相フェーズシフトキーング）、π／４
シフトＱＰＳＫ或いは１６値ＱＡＭ変調等である。ま
た、発振器１０７は、この負帰還増幅器の用途が例えば
現在の自動車電話システムならば周波数ｆ（＝ωｃ／２
π）が９００ＭＨｚ帯、業務用無線システムならば１４
０ＭＨｚ帯の搬送波信号Ｌ１を生じる。
する角周波数ωｃの搬送波信号Ｌ１を変調信号Ｉｂｘ及
びＱｂｘによって直交変調し、関数ｚ（ｔ）＝ｘ１
（ｔ）・ｃｏｓωｃｔ＋ｙ１（ｔ）・ｓｉｎωｃｔで表
される直交変調信号Ｍａｘを生じる。この直交変調方式
は、ＱＰＳＫ（４相フェーズシフトキーング）、π／４
シフトＱＰＳＫ或いは１６値ＱＡＭ変調等である。ま
た、発振器１０７は、この負帰還増幅器の用途が例えば
現在の自動車電話システムならば周波数ｆ（＝ωｃ／２
π）が９００ＭＨｚ帯、業務用無線システムならば１４
０ＭＨｚ帯の搬送波信号Ｌ１を生じる。
【０００６】直交変調信号Ｍａｘは、非線形増幅器１１
０により、直交変調信号Ｍｂｘに増幅される。直交変調
信号Ｍｂｘの大部分はアンテナより放射され、この信号
Ｍｂｘの一部は方向性結合器等により分岐されて減衰器
１１１に供給される。減衰器１１１は、直交変調信号Ｍ
ｂｘを所定のレベルまで減衰させ、その直交変調信号Ｍ
ｃｘを直交復調器１１２に供給する。直交復調器１１２
は、発振器１０７の供給する搬送波信号Ｌ２（信号Ｌ１
と同一信号）を移相器３０２により位相推移（移相）さ
せた搬送波信号Ｌ２ａｘと直交変調信号Ｍｃｘとに応答
して直交変調信号Ｍｃｘを復調し、入力ベースバンド信
号Ｉに対応する帰還ベースバンド信号ＦＩｘと入力ベー
スバンド信号Ｑに対応する帰還ベースバンド信号ＦＱｘ
とを生じる。
０により、直交変調信号Ｍｂｘに増幅される。直交変調
信号Ｍｂｘの大部分はアンテナより放射され、この信号
Ｍｂｘの一部は方向性結合器等により分岐されて減衰器
１１１に供給される。減衰器１１１は、直交変調信号Ｍ
ｂｘを所定のレベルまで減衰させ、その直交変調信号Ｍ
ｃｘを直交復調器１１２に供給する。直交復調器１１２
は、発振器１０７の供給する搬送波信号Ｌ２（信号Ｌ１
と同一信号）を移相器３０２により位相推移（移相）さ
せた搬送波信号Ｌ２ａｘと直交変調信号Ｍｃｘとに応答
して直交変調信号Ｍｃｘを復調し、入力ベースバンド信
号Ｉに対応する帰還ベースバンド信号ＦＩｘと入力ベー
スバンド信号Ｑに対応する帰還ベースバンド信号ＦＱｘ
とを生じる。
【０００７】直交復調器１１２の出力する帰還ベースバ
ンド信号ＦＩｘ及びＦＱｘは非線形増幅器１１０の非線
形歪みにより振幅歪み及び位相歪みを受けているが、こ
の帰還ベースバンド信号ＦＩｘ及びＦＱｘを上述のとお
りに引き算器１０３及び１０４に供給して非線形増幅器
１１０の非直線歪み成分を負帰還することにより、この
負帰還増幅器は非線形増幅器１１０の非線形歪みを補償
している。
ンド信号ＦＩｘ及びＦＱｘは非線形増幅器１１０の非線
形歪みにより振幅歪み及び位相歪みを受けているが、こ
の帰還ベースバンド信号ＦＩｘ及びＦＱｘを上述のとお
りに引き算器１０３及び１０４に供給して非線形増幅器
１１０の非直線歪み成分を負帰還することにより、この
負帰還増幅器は非線形増幅器１１０の非線形歪みを補償
している。
【０００８】図８の回路から位相差検出回路３０１を除
いた上述の負帰還増幅器は、一般に、負帰還回路のルー
プ長並びに非線形増幅器１１０の帯域制限された周波数
特性等により、直交変調信号Ｍａｘに比べ直交変調信号
Ｍｃｘが遅延し、両信号の搬送波位相が互いに異なって
いる。例えば、移相器３０２の移相量が固定であり、非
線形増幅器１１０の温度特性変動や上記アンテナの負荷
変動等で直交変調器１０８の出力端から直交復調器１１
２の入力端までの遅延量が変化すると、直交変調信号Ｉ
とＱとの合成ベクトルである入力ベースバンド信号ベク
トルに対し、帰還ベースバンド信号ＦＩとＦＱとの合成
ベクトルである帰還ベースバンド信号ベクトルが位相回
りをおこす。その結果、この負帰還増幅器の歪み抑圧特
性が劣化することになる。
いた上述の負帰還増幅器は、一般に、負帰還回路のルー
プ長並びに非線形増幅器１１０の帯域制限された周波数
特性等により、直交変調信号Ｍａｘに比べ直交変調信号
Ｍｃｘが遅延し、両信号の搬送波位相が互いに異なって
いる。例えば、移相器３０２の移相量が固定であり、非
線形増幅器１１０の温度特性変動や上記アンテナの負荷
変動等で直交変調器１０８の出力端から直交復調器１１
２の入力端までの遅延量が変化すると、直交変調信号Ｉ
とＱとの合成ベクトルである入力ベースバンド信号ベク
トルに対し、帰還ベースバンド信号ＦＩとＦＱとの合成
ベクトルである帰還ベースバンド信号ベクトルが位相回
りをおこす。その結果、この負帰還増幅器の歪み抑圧特
性が劣化することになる。
【０００９】そこで、上記公報に開示された負帰還増幅
器においては、位相差検出回路３０１により、直交変調
信号ＭａｘとＭｃｘとを受け、両者の位相差Δθを表す
位相制御信号ＰＣｘを出力する。この位相制御信号ＰＣ
ｘは移相器３０２に供給され、移相器３０２は位相差Δ
θが極小となるように移相量を変化させる。この制御の
結果、直交変調信号Ｍａｘと直交変調信号Ｍｃｘのベク
トル位相がほぼ一致し、この負帰還増幅器は、上述の位
相回り特性による非線形歪みの劣化を軽減することがで
きる。
器においては、位相差検出回路３０１により、直交変調
信号ＭａｘとＭｃｘとを受け、両者の位相差Δθを表す
位相制御信号ＰＣｘを出力する。この位相制御信号ＰＣ
ｘは移相器３０２に供給され、移相器３０２は位相差Δ
θが極小となるように移相量を変化させる。この制御の
結果、直交変調信号Ｍａｘと直交変調信号Ｍｃｘのベク
トル位相がほぼ一致し、この負帰還増幅器は、上述の位
相回り特性による非線形歪みの劣化を軽減することがで
きる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した従来
技術による負帰還増幅器は、直交変調信号ＭａｘとＭｃ
ｘとの間の遅延や、信号検出から移相器３０２の移相量
更新までの遅延により、位相回りによる歪み劣化を小さ
くする効果が弱くなってしまうという欠点があった。
技術による負帰還増幅器は、直交変調信号ＭａｘとＭｃ
ｘとの間の遅延や、信号検出から移相器３０２の移相量
更新までの遅延により、位相回りによる歪み劣化を小さ
くする効果が弱くなってしまうという欠点があった。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は上記欠点を解消
するため、請求項１に記載の負帰還増幅器は、第１及び
第２の入力ベースバンド信号から第１及び第２の帰還ベ
ースバンド信号を減算して第１及び第２の減算ベースバ
ンド信号をそれぞれ生じる第１及び第２の引き算器と、
第１及び第２の減算ベースバンド信号をそれぞれ帯域制
限して第１及び第２の変調信号をそれぞれ生じる第１及
び第２の帯域制限回路と、搬送波信号を生じる発振器
と、第１及び第２の変調信号により搬送波信号を変調し
て直交変調信号を生じる直交変調器と、直交変調信号を
増幅する自動利得制御回路と、自動利得制御回路の出力
を増幅する増幅器と、搬送波信号と増幅器からの直交変
調信号との一部とに応答して直交変調信号を復調し第１
の入力ベースバンド信号に対応する第１の帰還ベースバ
ンド信号及び第２の入力ベースバンド信号に対応する前
記第２の帰還ベースバンド信号を生じる直交復調器とか
ら構成される。
するため、請求項１に記載の負帰還増幅器は、第１及び
第２の入力ベースバンド信号から第１及び第２の帰還ベ
ースバンド信号を減算して第１及び第２の減算ベースバ
ンド信号をそれぞれ生じる第１及び第２の引き算器と、
第１及び第２の減算ベースバンド信号をそれぞれ帯域制
限して第１及び第２の変調信号をそれぞれ生じる第１及
び第２の帯域制限回路と、搬送波信号を生じる発振器
と、第１及び第２の変調信号により搬送波信号を変調し
て直交変調信号を生じる直交変調器と、直交変調信号を
増幅する自動利得制御回路と、自動利得制御回路の出力
を増幅する増幅器と、搬送波信号と増幅器からの直交変
調信号との一部とに応答して直交変調信号を復調し第１
の入力ベースバンド信号に対応する第１の帰還ベースバ
ンド信号及び第２の入力ベースバンド信号に対応する前
記第２の帰還ベースバンド信号を生じる直交復調器とか
ら構成される。
【００１２】自動利得制御回路において利得制御を行う
ことによって、自動利得制御回路への入力レベルが変化
しても増幅器への入力レベルを一定に保つ。
ことによって、自動利得制御回路への入力レベルが変化
しても増幅器への入力レベルを一定に保つ。
【００１３】また、請求項２に記載の負帰還増幅器は、
第１及び第２の入力ベースバンド信号から第１及び第２
の帰還ベースバンド信号を減算して第１及び第２の減算
ベースバンド信号をそれぞれ生じる第１及び第２の引き
算器と、第１及び第２の減算ベースバンド信号をそれぞ
れ受け帯域制限して第１及び第２の変調信号をそれぞれ
生じる第１及び第２の帯域制限回路と、搬送波信号を生
じる発振器と、第１及び第２の変調信号により搬送波信
号を変調して直交変調信号を生じる直交変調器と、直交
変調信号を増幅する自動利得制御回路と、自動利得制御
回路の出力を増幅する増幅器と、搬送波信号を受けてそ
の位相を変化させる移相器と、移相器出力と増幅器から
の直交変調信号の一部とに応答して直交変調信号を復調
し第１の入力ベースバンド信号に対応する第１の帰還ベ
ースバンド信号及び第２の入力ベースバンド信号に対応
する第２の帰還ベースバンド信号を生じる直交復調器と
から構成される。そして、第１及び第２の減算ベースバ
ンド信号で表現される２次元ベクトルと第１及び第２の
帰還ベースバンド信号で表現される２次元ベクトルの位
相が一致するように前記移相器での位相変化量を制御
し、かつ、自動利得制御回路において利得制御を行うこ
とによって、自動利得制御回路への入力レベルが変化し
ても前記増幅器への入力レベルを一定に保つことを特徴
とする。
第１及び第２の入力ベースバンド信号から第１及び第２
の帰還ベースバンド信号を減算して第１及び第２の減算
ベースバンド信号をそれぞれ生じる第１及び第２の引き
算器と、第１及び第２の減算ベースバンド信号をそれぞ
れ受け帯域制限して第１及び第２の変調信号をそれぞれ
生じる第１及び第２の帯域制限回路と、搬送波信号を生
じる発振器と、第１及び第２の変調信号により搬送波信
号を変調して直交変調信号を生じる直交変調器と、直交
変調信号を増幅する自動利得制御回路と、自動利得制御
回路の出力を増幅する増幅器と、搬送波信号を受けてそ
の位相を変化させる移相器と、移相器出力と増幅器から
の直交変調信号の一部とに応答して直交変調信号を復調
し第１の入力ベースバンド信号に対応する第１の帰還ベ
ースバンド信号及び第２の入力ベースバンド信号に対応
する第２の帰還ベースバンド信号を生じる直交復調器と
から構成される。そして、第１及び第２の減算ベースバ
ンド信号で表現される２次元ベクトルと第１及び第２の
帰還ベースバンド信号で表現される２次元ベクトルの位
相が一致するように前記移相器での位相変化量を制御
し、かつ、自動利得制御回路において利得制御を行うこ
とによって、自動利得制御回路への入力レベルが変化し
ても前記増幅器への入力レベルを一定に保つことを特徴
とする。
【００１４】
【作用】図１に示すように、自動利得制御回路１０９は
その入力に応じて利得を変化させ一定のレベルの信号Ｍ
ｐを出力し、これが増幅器１１０に入力されるため、増
幅器１１０への入力は一定に保たれる。これにより、負
帰還増幅器において位相制御のような複雑な制御を用い
ずに安定した歪み改善特性を実現できる。
その入力に応じて利得を変化させ一定のレベルの信号Ｍ
ｐを出力し、これが増幅器１１０に入力されるため、増
幅器１１０への入力は一定に保たれる。これにより、負
帰還増幅器において位相制御のような複雑な制御を用い
ずに安定した歪み改善特性を実現できる。
【００１５】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明による負帰還増幅器の第１の実施例を
示すブロック図である。
る。図１は本発明による負帰還増幅器の第１の実施例を
示すブロック図である。
【００１６】引き算器１０３及び１０４は、入力ベース
バンド信号Ｉ及びＱから帰還ベースバンド信号ＦＩ及び
ＦＱを減算し、減算ベースバンド信号Ｉａ及びＱａをそ
れぞれ生じる。減算ベースバンド信号Ｉａ及びＱａは、
帯域制限回路１０５及び１０６によってそれぞれ帯域制
限され、それぞれ変調信号Ｉｂ及びＱｂになる。直交変
調器１０８は、発振器１０７が発生する搬送波信号Ｌ１
を変調信号Ｉｂ及びＱｂによって直交変調し、直交変調
信号Ｍａを生じる。直交変調信号Ｍａは、自動利得制御
回路１０９に入力され、自動利得制御回路１０９は直交
変調信号Ｍｐを出力する。直交変調信号Ｍｐは、非線形
増幅器１１０により電力増幅され、直交変調信号Ｍｂに
なる。直交変調信号Ｍｂの大部分はアンテナにより放射
され、この信号Ｍｂの一部は方向性結合器等により分岐
されて減衰器１１１に供給される。減衰器１１１は、直
交変調信号Ｍｂを所定のレベルまで減衰させ、その直交
変調信号Ｍｃを直交復調器１１２に供給する。直交復調
器１１２は、発振器１０７の発生する搬送波信号Ｌ２と
直交変調信号Ｍｃとに応答して直交変調信号Ｍｃを復調
し、入力ベースバンド信号Ｉに対応する帰還ベースバン
ド信号ＦＩ及び入力ベースバンド信号Ｑに対応する帰還
ベースバンド信号ＦＱを生じる。
バンド信号Ｉ及びＱから帰還ベースバンド信号ＦＩ及び
ＦＱを減算し、減算ベースバンド信号Ｉａ及びＱａをそ
れぞれ生じる。減算ベースバンド信号Ｉａ及びＱａは、
帯域制限回路１０５及び１０６によってそれぞれ帯域制
限され、それぞれ変調信号Ｉｂ及びＱｂになる。直交変
調器１０８は、発振器１０７が発生する搬送波信号Ｌ１
を変調信号Ｉｂ及びＱｂによって直交変調し、直交変調
信号Ｍａを生じる。直交変調信号Ｍａは、自動利得制御
回路１０９に入力され、自動利得制御回路１０９は直交
変調信号Ｍｐを出力する。直交変調信号Ｍｐは、非線形
増幅器１１０により電力増幅され、直交変調信号Ｍｂに
なる。直交変調信号Ｍｂの大部分はアンテナにより放射
され、この信号Ｍｂの一部は方向性結合器等により分岐
されて減衰器１１１に供給される。減衰器１１１は、直
交変調信号Ｍｂを所定のレベルまで減衰させ、その直交
変調信号Ｍｃを直交復調器１１２に供給する。直交復調
器１１２は、発振器１０７の発生する搬送波信号Ｌ２と
直交変調信号Ｍｃとに応答して直交変調信号Ｍｃを復調
し、入力ベースバンド信号Ｉに対応する帰還ベースバン
ド信号ＦＩ及び入力ベースバンド信号Ｑに対応する帰還
ベースバンド信号ＦＱを生じる。
【００１７】この図１のブロック図は、非線形増幅器１
１０の前段に備えられている自動利得制御回路１０９を
除けば、通常の負帰還増幅器と同じ構成である。
１０の前段に備えられている自動利得制御回路１０９を
除けば、通常の負帰還増幅器と同じ構成である。
【００１８】本実施例の特徴である自動利得制御回路１
０９では、入力により利得を変化させることにより出力
の大きさを一定とし、非線形増幅器１１０への入力の大
きさを一定に保つ。
０９では、入力により利得を変化させることにより出力
の大きさを一定とし、非線形増幅器１１０への入力の大
きさを一定に保つ。
【００１９】位相回りによる問題として、（１）非線形
増幅器入力へのレベル増加による歪みの増加、（２）位
相回りが４５°以上になることによるループの発振の２
つがある。
増幅器入力へのレベル増加による歪みの増加、（２）位
相回りが４５°以上になることによるループの発振の２
つがある。
【００２０】例えば、図２（２）のように、帰還ベース
バンド信号ベクトルの位相が入力ベースバンド信号ベク
トルよりθ遅れているとする。このとき減算信号ベクト
ルは、図２（１）の位相回りがない場合に比べて大きく
なる。この複素減算信号が帯域制限回路１０５及び１０
６を通過し、直交変調器１０８に入力され、直交変調信
号Ｍａとして出力される。従来の負帰還増幅器ではこの
直交変調信号Ｍａが非線形増幅器１１０に入力されるた
め、位相回りが生じると非線形増幅器１１０の入力Ｍａ
が大きくなり、非線形歪みが大きくなってしまう。ま
た、位相回りが４５°をこえると正帰還となりループが
発振してしまう。
バンド信号ベクトルの位相が入力ベースバンド信号ベク
トルよりθ遅れているとする。このとき減算信号ベクト
ルは、図２（１）の位相回りがない場合に比べて大きく
なる。この複素減算信号が帯域制限回路１０５及び１０
６を通過し、直交変調器１０８に入力され、直交変調信
号Ｍａとして出力される。従来の負帰還増幅器ではこの
直交変調信号Ｍａが非線形増幅器１１０に入力されるた
め、位相回りが生じると非線形増幅器１１０の入力Ｍａ
が大きくなり、非線形歪みが大きくなってしまう。ま
た、位相回りが４５°をこえると正帰還となりループが
発振してしまう。
【００２１】従来は、回路遅延によるベクトルの位相差
を、「従来の技術」の項で説明したような位相制御で補
正することにより解決しようとしていた。
を、「従来の技術」の項で説明したような位相制御で補
正することにより解決しようとしていた。
【００２２】しかし、上記問題（２）に対しては位相制
御は必須であるが、問題（１）に対しては、非線形増幅
器１１０への入力レベルの増加を抑えることができれば
位相制御を行う必要はない。従って、位相回りが、ルー
プが不安定にならない程度の大きさの場合には非線形増
幅器１１０への入力レベルの増加を抑えさえすれば良
い。
御は必須であるが、問題（１）に対しては、非線形増幅
器１１０への入力レベルの増加を抑えることができれば
位相制御を行う必要はない。従って、位相回りが、ルー
プが不安定にならない程度の大きさの場合には非線形増
幅器１１０への入力レベルの増加を抑えさえすれば良
い。
【００２３】本実施例の構成では、直交変調信号Ｍａは
自動利得制御回路１０９に入力され、自動利得制御回路
１０９はその入力に応じて利得を変化させ一定のレベル
の信号Ｍｐを出力し、これが非線形増幅器１１０に入力
されるため、非線形増幅器１１０への入力は一定に保た
れる。したがって、本実施例の負帰還増幅器では位相制
御のような複雑な制御を用いずに安定した歪み改善特性
を実現できる。
自動利得制御回路１０９に入力され、自動利得制御回路
１０９はその入力に応じて利得を変化させ一定のレベル
の信号Ｍｐを出力し、これが非線形増幅器１１０に入力
されるため、非線形増幅器１１０への入力は一定に保た
れる。したがって、本実施例の負帰還増幅器では位相制
御のような複雑な制御を用いずに安定した歪み改善特性
を実現できる。
【００２４】なお、自動利得制御回路１０９は一般に用
いられている方式で十分実現可能であり、例えば、図３
に示すように、可変減衰器１２０と監視回路１５０とか
ら成るものを使用することができる。可変減衰器１２０
の減衰量は、増幅器１１０の安定化電源回路６００から
供給される直流電流を監視する監視回路１５０の制御出
力６３０によって決定される。
いられている方式で十分実現可能であり、例えば、図３
に示すように、可変減衰器１２０と監視回路１５０とか
ら成るものを使用することができる。可変減衰器１２０
の減衰量は、増幅器１１０の安定化電源回路６００から
供給される直流電流を監視する監視回路１５０の制御出
力６３０によって決定される。
【００２５】可変減衰器１２０および監視回路１５０
は、たとえば、それぞれ図４および図５の特性を持つ回
路にすればよい。図４の特性を持つ可変減衰器１２０
は、ＩＦ端子から直流電圧を印加し、ＢＦ端子を入力端
子に、ＬＯ端子を出力端子に用いたダブルバランスドミ
キサーを用いることによって得られる。
は、たとえば、それぞれ図４および図５の特性を持つ回
路にすればよい。図４の特性を持つ可変減衰器１２０
は、ＩＦ端子から直流電圧を印加し、ＢＦ端子を入力端
子に、ＬＯ端子を出力端子に用いたダブルバランスドミ
キサーを用いることによって得られる。
【００２６】図３において、安定化電源回路６００のＡ
点の電位は常に一定であるから抵抗Ｒ1によりＢ点の電
位は増幅器１１０に供給している直流電流Ｉが増加する
につれて上昇する。したがって、Ｂ点の電位がある基準
電圧ＶR以上（すなわち電流Ｉが一定値Ｉo以上）になれ
ば、Ｂ点と基準電圧ＶRとの電位差を出力する比較器６
１０を設け、図４および図５における電圧Ｖoからその
差を減じた値を比較器６２０により制御電圧６３０とし
て出力すればよい。なお図３における比較器６１０，６
２０は高入力インピーダンスを仮定している。
点の電位は常に一定であるから抵抗Ｒ1によりＢ点の電
位は増幅器１１０に供給している直流電流Ｉが増加する
につれて上昇する。したがって、Ｂ点の電位がある基準
電圧ＶR以上（すなわち電流Ｉが一定値Ｉo以上）になれ
ば、Ｂ点と基準電圧ＶRとの電位差を出力する比較器６
１０を設け、図４および図５における電圧Ｖoからその
差を減じた値を比較器６２０により制御電圧６３０とし
て出力すればよい。なお図３における比較器６１０，６
２０は高入力インピーダンスを仮定している。
【００２７】図６は本発明による負帰還増幅器の第２の
実施例を示すブロック図である。このブロック図は、非
線形増幅器１１０の前段に備えられている自動利得制御
回路１０９を除けば、図８に示した従来技術による負帰
還増幅器と同じ構成である。
実施例を示すブロック図である。このブロック図は、非
線形増幅器１１０の前段に備えられている自動利得制御
回路１０９を除けば、図８に示した従来技術による負帰
還増幅器と同じ構成である。
【００２８】位相回りが４５°以上となる場合、前述の
位相回りによる問題（１）、（２）の両方に対処する必
要がある。従って位相制御が必須となる。しかし、問題
（１）に対する位相制御の精度の要求は問題（２）に対
する要求と比較して厳しいため、位相制御だけで両方の
問題に対処しようとすると回路が複雑になる。そこで、
本実施例のように、非線形増幅器１１０の入力レベルを
一定に保つことにより問題（１）に対処し、位相制御に
より問題（２）に対処することにより位相制御の精度の
要求を緩くし、回路をより簡単に構成することができ
る。
位相回りによる問題（１）、（２）の両方に対処する必
要がある。従って位相制御が必須となる。しかし、問題
（１）に対する位相制御の精度の要求は問題（２）に対
する要求と比較して厳しいため、位相制御だけで両方の
問題に対処しようとすると回路が複雑になる。そこで、
本実施例のように、非線形増幅器１１０の入力レベルを
一定に保つことにより問題（１）に対処し、位相制御に
より問題（２）に対処することにより位相制御の精度の
要求を緩くし、回路をより簡単に構成することができ
る。
【００２９】本実施例の特徴である自動利得制御回路１
０９では、入力により利得を変化させることにより出力
の大きさを一定とし、非線形増幅器１１０への入力の大
きさを一定に保つ。また、位相検出回路３０１で位相回
りを検出して移相器３０２の値を更新することにより位
相回りを補正しているため、位相回りによるループの発
振を防ぐことができる。したがって、本実施例の負帰還
増幅器では、簡単な構成で安定した歪み改善特性を実現
できる。
０９では、入力により利得を変化させることにより出力
の大きさを一定とし、非線形増幅器１１０への入力の大
きさを一定に保つ。また、位相検出回路３０１で位相回
りを検出して移相器３０２の値を更新することにより位
相回りを補正しているため、位相回りによるループの発
振を防ぐことができる。したがって、本実施例の負帰還
増幅器では、簡単な構成で安定した歪み改善特性を実現
できる。
【００３０】図７は本発明による負帰還増幅器の第３の
実施例を示すブロック図である。この実施例において
は、発振器１０７と直交復調器１１２との間に挿入した
移相器３０２に、移相差検出回路４０１から位相制御信
号ＰＣを出力して移相量を制御する。
実施例を示すブロック図である。この実施例において
は、発振器１０７と直交復調器１１２との間に挿入した
移相器３０２に、移相差検出回路４０１から位相制御信
号ＰＣを出力して移相量を制御する。
【００３１】すなわち、位相検出回路４０１はまず入力
ベースバンド信号ＩとＱの合成ベクトルである入力ベー
スバンド信号ベクトルと、変調信号ＩｂとＱｂの合成ベ
クトルである変調信号ベクトルとの位相差を検出する。
変調信号ベクトルの位相が入力ベースバンド信号ベクト
ルの位相より遅れている場合には移相器３０２の移相量
を増大させ、逆に変調信号ベクトルの位相が入力ベース
バンド信号ベクトルの位相より進んでいる場合には位相
器３０２の移相量を減少させる。
ベースバンド信号ＩとＱの合成ベクトルである入力ベー
スバンド信号ベクトルと、変調信号ＩｂとＱｂの合成ベ
クトルである変調信号ベクトルとの位相差を検出する。
変調信号ベクトルの位相が入力ベースバンド信号ベクト
ルの位相より遅れている場合には移相器３０２の移相量
を増大させ、逆に変調信号ベクトルの位相が入力ベース
バンド信号ベクトルの位相より進んでいる場合には位相
器３０２の移相量を減少させる。
【００３２】この実施例も、第２の実施例と同様に、前
述の位相回りによる問題（１）、（２）への対処におい
て、非線形増幅器１１０入力レベルを一定に保つことで
問題（１）に対処し、位相制御により問題（２）に対処
する。第２の実施例（図６）と比較すると、変調信号Ｉ
ｂ、Ｑｂの合成ベクトルである変調信号ベクトル（帰還
ベースバンド信号応答ベクトル）と入力ベースバンド信
号Ｉ、Ｑの合成ベクトルである入力ベースバンド信号ベ
クトルの位相遅れ進みに対応する位相制御信号ＰＣを生
じる位相制御回路４０１を用いて移相器３０２の制御を
行う点が第２の実施例と異なる。
述の位相回りによる問題（１）、（２）への対処におい
て、非線形増幅器１１０入力レベルを一定に保つことで
問題（１）に対処し、位相制御により問題（２）に対処
する。第２の実施例（図６）と比較すると、変調信号Ｉ
ｂ、Ｑｂの合成ベクトルである変調信号ベクトル（帰還
ベースバンド信号応答ベクトル）と入力ベースバンド信
号Ｉ、Ｑの合成ベクトルである入力ベースバンド信号ベ
クトルの位相遅れ進みに対応する位相制御信号ＰＣを生
じる位相制御回路４０１を用いて移相器３０２の制御を
行う点が第２の実施例と異なる。
【００３３】図７の例では、位相差検出回路４０１は、
帰還ベースバンド信号ＦＩ，ＦＱの位相情報を、帯域制
限回路１０５，１０６の出力であり帰還ベースバンド信
号ＦＩ，ＦＱに応答している変調信号Ｉｂ，Ｑｂから得
ているが、帰還ベースバンド信号ＦＩとＦＱを直接用い
てもよい。その場合は、帰還ベースバンド信号ベクトル
の位相が入力ベースバンド信号ベクトルの位相より遅れ
ているときは移相器３０２の移相量を減少させ、帰還ベ
ースバンド信号ベクトルの位相が入力ベースバンド信号
ベクトルの位相より進んでいるときは移相器３０２の移
相量を増大させればよい。
帰還ベースバンド信号ＦＩ，ＦＱの位相情報を、帯域制
限回路１０５，１０６の出力であり帰還ベースバンド信
号ＦＩ，ＦＱに応答している変調信号Ｉｂ，Ｑｂから得
ているが、帰還ベースバンド信号ＦＩとＦＱを直接用い
てもよい。その場合は、帰還ベースバンド信号ベクトル
の位相が入力ベースバンド信号ベクトルの位相より遅れ
ているときは移相器３０２の移相量を減少させ、帰還ベ
ースバンド信号ベクトルの位相が入力ベースバンド信号
ベクトルの位相より進んでいるときは移相器３０２の移
相量を増大させればよい。
【００３４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
自動利得制御回路により増幅器への入力を一定に保つた
め、安定した歪み改善特性を簡易に実現できるという効
果が得られる。
自動利得制御回路により増幅器への入力を一定に保つた
め、安定した歪み改善特性を簡易に実現できるという効
果が得られる。
【図１】本発明のよる負帰還増幅器の第１の実施例のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】第１の実施例を説明するためのベクトル図であ
り、（ａ）は入力ベースバンド信号ベクトル、（ｂ）は
帰還ベースバンド信号ベクトル、（ｃ）は減算信号ベク
トルである。
り、（ａ）は入力ベースバンド信号ベクトル、（ｂ）は
帰還ベースバンド信号ベクトル、（ｃ）は減算信号ベク
トルである。
【図３】自動利得制御回路の構成例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図４】図３の可変減衰器の特性を示す図である。
【図５】図３の監視回路の特性を示す図である。
【図６】本発明による負帰還増幅器の第２の実施例のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図７】本発明による負帰還増幅器の第３の実施例のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図８】従来の負帰還回路の構成図である。
１０１、１０２ 入力端子 １０３、１０４ 引き算器 １０５、１０６ 帯域制限回路 １０７ 発振器 １０８ 直交変調器 １０９ 自動利得制御回路 １１０ 非線形増幅器 １１１ 減衰器 １１２ 直交復調器 ３０１ 位相差検出回路 ３０２ 移相器 ４０１ 位相差検出回路
Claims (6)
- 【請求項１】 第１及び第２の入力ベースバンド信号か
ら第１及び第２の帰還ベースバンド信号を減算して第１
及び第２の減算ベースバンド信号をそれぞれ生じる第１
及び第２の引き算器と、前記第１及び第２の減算ベース
バンド信号をそれぞれ受け帯域制限して第１及び第２の
変調信号をそれぞれ生じる第１及び第２の帯域制限回路
と、搬送波信号を生じる発振器と、前記第１及び第２の
変調信号により前記搬送波信号を変調して直交変調信号
を生じる直交変調器と、前記直交変調信号を増幅する増
幅器と、前記搬送波信号と前記増幅器からの前記直交変
調信号の一部とに応答して前記直交変調信号を復調し前
記第１の入力ベースバンド信号に対応する前記第１の帰
還ベースバンド信号及び前記第２の入力ベースバンド信
号に対応する前記第２の帰還ベースバンド信号を生じる
直交復調器とから構成される負帰還増幅器において、 前記直交変調器と前記増幅器との間に自動利得制御回路
を設け、前記自動利得制御回路において利得制御を行う
ことによって、前記直交変調器出力レベルが変化しても
前記増幅器への入力を一定に保つことを特徴とする負帰
還増幅器。 - 【請求項２】 第１及び第２の入力ベースバンド信号か
ら第１及び第２の帰還ベースバンド信号を減算して第１
及び第２の減算ベースバンド信号をそれぞれ生じる第１
及び第２の引き算器と、前記第１及び第２の減算ベース
バンド信号をそれぞれ受け帯域制限して第１及び第２の
変調信号をそれぞれ生じる第１及び第２の帯域制限回路
と、搬送波信号を生じる発振器と、前記第１及び第２の
変調信号により前記搬送波信号を変調して直交変調信号
を生じる直交変調器と、前記直交変調信号を増幅する増
幅器と、前記搬送波信号を受けてその位相を変化させる
移相器と、前記移相器出力と前記増幅器からの前記直交
変調信号の一部とに応答して前記直交変調信号を復調し
前記第１の入力ベースバンド信号に対応する前記第１の
帰還ベースバンド信号及び前記第２の入力ベースバンド
信号に対応する前記第２の帰還ベースバンド信号を生じ
る直交復調器とから構成されるとともに、前記第１及び
第２の減算ベースバンド信号で表現される２次元ベクト
ルと前記第１及び第２の帰還ベースバンド信号で表現さ
れる２次元ベクトルの位相が一致するように前記移相器
での位相変化量を制御する手段を有する負帰還増幅器に
おいて、 前記直交変調器と前記増幅器との間に自動利得制御回路
を設け、前記自動利得制御回路において利得制御を行う
ことによって、前記直交変調器の出力レベルが変化して
も前記増幅器への入力を一定に保つことを特徴とする負
帰還増幅器。 - 【請求項３】 前記移相器での位相量を制御する手段と
して、前記直交変調器出力と前記直交復調器入力を受け
て両者の位相の遅れ進みに対応する位相制御信号を出力
する位相差検出回路を有し、前記位相制御信号により前
記移相器での位相量を制御する請求項２記載の負帰還増
幅器。 - 【請求項４】 前記移相器での位相量を制御する手段と
して、前記第１及び第２の帰還ベースバンド信号にそれ
ぞれ応答するベースバンド信号の合成ベクトルである帰
還ベースバンド信号応答ベクトルの位相に対する前記第
１及び第２の入力ベースバンド信号の合成ベクトルであ
る入力ベースバンド信号ベクトルの位相の遅れ進みに対
応する位相制御信号を生じる位相差検出回路を有する請
求項２記載の負帰還増幅器。 - 【請求項５】 前記位相差検出回路において、前記第１
及び第２の帰還ベースバンド信号にそれぞれ応答するベ
ースバンド信号が前記第１及び第２の変調信号である請
求項４記載の負帰還増幅器。 - 【請求項６】 前記位相差検出回路において、前記第１
及び第２の帰還ベースバンド信号にそれぞれ応答するベ
ースバンド信号が前記第１及び第２の帰還ベースバンド
信号そのものである請求項４記載の負帰還増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7026081A JP2874743B2 (ja) | 1995-01-21 | 1995-01-21 | 負帰還増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7026081A JP2874743B2 (ja) | 1995-01-21 | 1995-01-21 | 負帰還増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08204774A JPH08204774A (ja) | 1996-08-09 |
| JP2874743B2 true JP2874743B2 (ja) | 1999-03-24 |
Family
ID=12183687
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7026081A Expired - Fee Related JP2874743B2 (ja) | 1995-01-21 | 1995-01-21 | 負帰還増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2874743B2 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI104450B (fi) * | 1997-10-09 | 2000-01-31 | Nokia Networks Oy | Menetelmä ja kytkentä viiveen kompensoimiseksi tehovahvistimen linearisointisilmukassa |
| US6466628B1 (en) | 1998-04-18 | 2002-10-15 | Lucent Technologies Inc. | Technique for effectively rendering power amplification and control in wireless communications |
| JP4633891B2 (ja) * | 2000-08-01 | 2011-02-16 | 三星電子株式会社 | 非線形歪み補償回路及び非線形歪み補償方法 |
| US8032097B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-10-04 | Quantance, Inc. | Amplitude error de-glitching circuit and method of operating |
| US7761065B2 (en) * | 2006-02-03 | 2010-07-20 | Quantance, Inc. | RF power amplifier controller circuit with compensation for output impedance mismatch |
| US7933570B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-04-26 | Quantance, Inc. | Power amplifier controller circuit |
| US7917106B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-03-29 | Quantance, Inc. | RF power amplifier controller circuit including calibrated phase control loop |
| US7869542B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-01-11 | Quantance, Inc. | Phase error de-glitching circuit and method of operating |
| CN111386685B (zh) | 2017-12-01 | 2022-06-10 | 三菱电机株式会社 | 笛卡尔反馈电路 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62278807A (ja) * | 1986-05-27 | 1987-12-03 | Nec Corp | 負帰還増幅器 |
| JPS6367925A (ja) * | 1986-09-10 | 1988-03-26 | Nec Corp | 負帰還増幅器 |
| JP2576357B2 (ja) * | 1993-04-21 | 1997-01-29 | 日本電気株式会社 | 多値直交振幅変調波歪補償回路 |
-
1995
- 1995-01-21 JP JP7026081A patent/JP2874743B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08204774A (ja) | 1996-08-09 |
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