JP2758402B2 - 連続波周波数変換器用の逆相分検出装置 - Google Patents
連続波周波数変換器用の逆相分検出装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
関連出願との関係
この出願は1986年12月23日に出願された係属中の米国
特許出願通し番号第945,931号、発明の名称「電力系統
安定器用のオンライン試験及び診断装置」と関連を有す
る。 発明の背景 この発明は全般的に１組の単相交流電圧の逆相分を決
定する装置、更に具体的に云えば、連続波周波数変換器
で相間不平衡又は相の消滅を検出する装置に関する。 幾つかの電力系統の制御機能には、１組の多相交番電
圧の周波数の測定値を使う必要がある。その中には、発
電機の励磁機、高圧直流送電系統及び静止形VAR補償器
に対する電力系統の安定器作用がある。こういう用途で
は、帯域幅の広い応答を持ち、雑音に対する感度が低い
公知の連続波位相固定ループ形周波数変換器を使うのが
有利である。そのある用途では、交流系統の電圧に著し
い不平衡が存在する間、又は何れかの相の電圧測定装置
に故障が起った場合、制御機能を不作動にすることが望
ましい。 電力系統安定器（PSS）で周波数を感知する公知の１
形式の変換器は、連続波周波数変換器（CWFT）である。
CWFTは周知であり、位相固定ループ回路を持っていて、
それが入力電圧、即ち３相交流発電機の端子電圧の周波
数を監視し、それを、周波数に比例する振幅を持つ直流
出力電圧に変換する。最も広義に見れば、CWFTは、３相
の発電機端子電圧に電圧制御形発振器（VCO）からの３
つの直角位相信号出力を乗算する様な位相固定ループを
実現したものである。３つの掛算器の出力を加算し、積
分器及び位相進み回路を含むループ・フィルタに供給さ
れる。その出力が実際の周波数に比例する信号になる。
この実周波数信号を直流基準周波信号と比較し、その時
周波数誤差信号を発生する。この周波数誤差信号を電圧
制御形発振器に印加すると、この発振器は、誤差信号が
ゼロになるまで、出力周波数を変える。優勢な周波数
は、基本電力周波数、即ち60Hz系統では60Hzである。 CWFTはゼロ・ポルトで動作するのが普通であるから、
送電が出来なくなる様な故障を検出するのが比較的困難
である。これは、逆相分を求めて、即ち、入力各相電圧
の内の１つ又は２つが消滅したり、或いは３相の間に12
0゜以外の移相が起った時も、動作を続けるからであ
る。 この発明はCWFTの固有の特性を利用して、１組の交番
電圧中の逆相分の量に比例する信号を発生する。この信
号は種々の作用の為に利用することが出来、その中に
は、電力系統の重要な制御機能を遮断すること又はその
パラメータを調節することが含まれる。 発明の要約 従って、この発明の目的はある電力系統制御機能を改
善することである。 この発明の別の目的は、電力系統制御機能に利用され
る連続波周波数変換器を改良することである。 この発明の別の目的は、電力系統安定器の制御を改善
することである。 この発明の別の目的は、３相の間の電圧不平衡又は連
続波周波数変換器に印加される入力各相電圧の１つ又は
更に多くが消滅することになって現れる様な、連続波周
波数安定器に対する入力電圧の逆相分を検出することで
ある。 上記並びにその他の目的が、この発明では、連続波周
波数変換器に対する入力周波数と電圧制御形発振器の直
角出力との間の差の監視する位相誤差検出器の出力に多
段形第２高調波ノッチ・フィルタを結合することによっ
て達成される。電圧制御形発振器の周波数は、実周波数
と基準周波数の間の差で構成される周波数誤差信号に従
って変えられる。逆相分により、第２高調波が発生され
る。第２高調波フィルタが、第２高調波周波数成分信号
を発生する１段を持っている。この信号が第２高調波検
出器に結合され、この検出器の出力が第２高調波基準信
号と共に比較器に供給される。比較器は、第２高調波検
出器からの出力が基準を越えた場合、故障表示信号を出
力する。相間不平衡又はある相電圧の消滅を含む様な、
３相電力系統の逆分に対し、120Hzの比較的大きな第２
高調波信号が発生され、これが60Hzの電力系統の周波数
では、比較器の出力に現れ、120Hzの故障表示信号とな
る。この故障表示信号を系統制御回路及び／又は系統診
断回路の様な１つ又は更に多くの外部利用回路が利用し
得るレベルに変換する。 この発明の要旨は特許請求の範囲に具体的に定義して
あるが、この発明は以下図面について説明する所から更
によく理解されよう。 詳しい説明 第１図には電力系統安定器（PSS）（図面に示してな
い）に対する連続波周波数変換器（CWFT）が示されてい
る。CWFTに対する入力は、電力系統の電圧及び周波数と
関係を持つ。この電力系統は１個の３相発電機の出力で
あってもよいし、或いは多くの発電機の出力で構成され
る母線であってもよい。 第１図に示す様に、入力が３相の発電機端子出力電圧
で構成され、それらが線L1,L2,L3に現れる。線路電圧は
正弦状であり、典型的には60Hzの所定の周波数を持って
いて、夫々電気角で120゜位相変位している。L1,L2,L3
に現れる３つの路線電圧が掛算器回路10に印加される。
この掛算器回路は、電圧制御形発振器（VCO）12から線V
a,Vb,Vcに出る３つの正弦状出力信号をも受取る。発振
器12は、電気角で120゜互いに離れると共に、L1,L2,L3
に現れる３つの入力線路電圧に対して直角の３つの信号
を発生する。掛算器10が、信号の対L1とVa、L2とVb、L3
とVcを乗算して、その結果得られた３つの出力を加算す
る様に作用する。事実上、掛算器10は位相誤差検出器と
して動作し、CWFTに対する３つの入力を、これらの入力
に対して直角の３つのVCO出力と比較する。 ３相掛算器10の加算出力が、従来は伝達関数1/Sを持
つ積分器14に印加されていた。こゝでＳはラプラース変
換の複素変数である。積分器14の出力が、Ｔを進み回路
の時定数として、１＋STと云う変換作用を持つ進み回路
16に印加される。 この発明では、第２高調波ノッチ・フィルタ回路18が
掛算器10と積分器14の間に結合されるが、これは後で説
明する。進み回路16の出力が回路の節20に現れ、これは
線路L1,L2,L3に現れる入力信号の瞬時周波数と、線路
Va,Vb,Vcに現れる電圧制御形発振器12からの３つの出力
の瞬時周波数との間の差に比例する変化する振幅を持つ
直流信号で構成される。回路の節20に現れる信号が、予
定の利得を持つ出力増幅器22と、加算点24の１つの入力
とに印加される。加算点の出力が電圧制御形発振器12に
対する入力となる。 加算点24に対する他方の入力は正の直流基準信号であ
り、これは例えば正の電圧源と大地の間に周知の様に結
合された適当なポテンショメータ（図面に示してない）
このワイパー・アームから取出すことが出来る。 従って、加算点24の出力、即ち電圧制御形発振器12に
対する入力が、節20の周波数差信号と直流基準信号の和
であることが判る。直流基準信号は、節20に何等信号が
存在しない時、電圧制御形発振器12を入力信号の予想周
波数と等しい周波数、例えば路線L1,L2,L3の60Hzで運転
する様な値に設定されている。周知の様に、節20に何等
かの電圧信号が加えられると、VCO 12は入力信号の相
対的な極性に応じて、予想入力周波数より高いか低い周
波数で運転される。予想周波数からの発振器の周波数の
差の大きさは、勿論節20に現れる信号の大きさの関数で
ある。 掛算器10に対する２組の入力の間に周波数の差が存在
する限り（これによって本質的に90゜以外の位相差が生
ずる）、掛算器10の信号出力はゼロ以外の値を持ち、そ
れを積分した時、節20の信号の値が変化し、こうして電
圧制御形発振器12の周波数出力を変える。VCO出力のこ
の変化は、線路Va,Vb,Vcの周波数が路線L1,L2,L3の入力
電圧の周波数と同じになるまで続く。この為、入力信
号、即ち線L1,L2,L3の３相発電機の端子電圧の周波数に
比例する出力周波数を発生する簡単で比較的低廉な位相
固定ループが得られる。 次に、連続波周波数変換器に対する逆相分検出器を対
象とするこの発明について考える。線路L1,L2,L3の入力
電圧の逆相分は、３相入力の各相の間の電圧不平衡、又
は３相の間の120゜以外の移相となって現れる。この不
平衡は極端な場合、１つ又は更に多くの相が大地に短絡
されるか或いは相互に短絡される様な１相の消滅となる
ことがある。こういうことが起ると、比較的大きな第２
高調波（60Hz系統では120Hz）が発生される。 入力電圧の位相不平衡並びに入力電圧の相の消滅によ
って起る出力リップルを最小限に抑える為、第２高調波
フィルタ18を設ける。このフィルタは、そのノッチが第
２高調波の中心周波数ω０にある様なノッチ・フィルタ
の様な周知の形で構成することが出来る。好ましい実施
例は、能動形「バイカッド」フィルタで構成され、その
詳細が第２図に示されているが、次の伝達関数を持つ。 こゝで、Ｓはラプラース演算子であり、αＮ及びαＤは
周波数応答の裾部の明確さ（Sharpness）を決定する係
数であり、ω０はノッチの中心周波数である。 第２高調波、即ち120Hzが存在するのを検出する為、
逆相分検出器が設けられる。その詳細が第３図に示され
ている。逆相分検出器が第２高調波検出器26を含み、こ
れがノッチ・フィルタ18に結合される。これは、後で判
る様に、逆相分が起るとすれば、その中には120Hz成分
が存在するからである。然し、希望によっては、120Hz
の第２高調波は掛算器10の出力から拾い出すことが出来
ることに注意されたい。第２高調波検出器26の出力が比
較回路28に結合される。この比較回路は、第２高調波基
準回路30からの直流基準信号で構成された２番目の入力
を受取る。予め設定した基準値を越えると、出力信号が
出力回路32に結合される。この出力回路は、例えばTTL
レベルに適応し得るディジタル形の120Hzの故障信号出
力を発生するレベル・シフタで構成される。 第２図には第２高調波ノッチ・フィルタ18の回路図が
示されている。前に述べた様に、これは能動形「バイカ
ッド」ノッチ・フィルタで構成され、式（１）の伝達関
数を持つ。この形式の回路は信号フィルタの設計の分野
で周知であり、４つのの演算増幅器34,36,40で構成され
る。これらの増幅器の非反転入力が大地に結合される。
掛算器10から回路導線41に出る出力が、夫々抵抗42,44
を介して第１及び第４の演算増幅器34,40の反転入力に
同時に供給される。演算増幅器34及び40の両方は夫々の
出力から反転入力への帰還抵抗46,48を持っている。第
１の演算増幅器34の出力が結合抵抗50を介して第２の演
算増幅器36の反転入力に結合される。第２の演算増幅器
36及び第３の演算増幅器38は夫々の出力から反転入力へ
固定コンデンサ52,54による容量性帰還をしてある。演
算増幅器36及び38は何れも夫々の入力信号の直角移相を
行なう。更に第２図に示す様に、演算増幅器36の出力が
第３の演算増幅器38の反転入力に抵抗56を介して結合さ
れると共に、第４の演算増幅器40に抵抗58を介して結合
される。演算増幅器38,40の出力が夫々抵抗58,60を介し
て、第１の演算増幅器34の反転入力に結合される。 回路素子をこの様に構成した場合、フィルタの第２
段、即ち演算増幅器36の出力は、第２高調波又は120Hz
の周波数成分信号しか持たない。この信号が回路導線61
によって第２高調波検出器26（第１図）に結合される。
第２高調波検出器の詳細が第３図に示されている。演算
増幅器40の出力に現れる信号が回路導線62を介して第１
図の積分回路14に結合される。 第３図に逆相分検出器の詳細を示してあるが、ノッチ
・フィルタ18の第２段、即ち演算増幅器36（第２図）か
らの第２高調波信号（120Hz）が回路導線61及び抵抗66
を介して、演算増幅器64の反転入力に結合される。演算
増幅器64の非反転入力が接地され、出力から反転入力に
抵抗68で構成された抵抗帰還を施してある。演算増幅器
64は120Hzの入力信号を10倍（利得Ｇ＝10）だけ強める
様に作用し、この様に強めた信号が利得１の演算増幅器
70の反転入力に結合される。増幅器70の出力には半波整
流ダイオード72が結合されている。演算増幅器70の非反
転入力が大地に接続される。演算増幅器64と演算増幅器
70との結合は固定抵抗７に由る。帰還抵抗76がダイオー
ド72の陰極側から演算増幅器70の反転入力に結合され
る。 ダイオード72が、回路の節78に半波整流信号を発生す
ることにより、第２高調波の検出器として作用する。こ
の信号が利得１のバッファ演算増幅器80の非反転入力に
供給され、この増幅器は出力から反転入力に直接帰還を
施してある。 演算増幅器80の出力が次に固定抵抗82及びコンデンサ
84で構成された高周波フィルムに供給される。高周波フ
ィルタの出力が回路の節86に現れ、第１図に示した比較
回路28を構成する演算増幅器88の非反転入力に供給され
る。比較回路28に対する他方の入力は直流基準電圧であ
り、これが演算増幅器で構成された比較回路88の反転入
力に結合されるが、一定の電源電圧Ｖ＋の両端に抵抗92
を介して結合されたツェナー・ダイオード90によって発
生される。フィルタ・コンデンサ94がツェナー・ダイオ
ード90を分路している。ツェナー・ダイオード90はその
両端に一定の電圧（10ボルト）を発生する様に選ばれ
る。更にツェナー・ダイオード90の両端にポテンショメ
ータ96が結合される。ポテンショメータ96の摺動子が０
乃至10ボルトの直流基準電圧を発生し、これが抵抗98及
びコンデンサ100で構成された高周波フィルタを介し
て、演算増幅器88の反転入力に結合される。 この為、ポテンショメータ96は、比較回路28に対し、
選択的に可変の閾値電圧を供給する手段となり、回路の
節86の検出された120Hzの出力が選ばれた基準電圧を越
える時、比較回路を構成する演算増幅器88が出力を発生
する。この出力が、２番目の半波整流ダイオード104及
びトランジスタ102を含むレベル・シフタ32に結合され
る。ダイオード104に対するバイアス電圧が、正の電圧
源Ｖ＋に結合された抵抗106と比較回路の演算増幅器88
からの出力抵抗108とにより、その陽極電極に印加され
る。ダイオード102の陰極電極が抵抗110,114を介して、
トランジスタ104のベースに結合される。トランジスタ1
02のエミッタがダイオード116を介して大地に結合さ
れ、そのコレクタ電極が抵抗118を介して正の電圧源Ｖ
＋に結合される。 動作について説明すると、第２高調波の基準値を越え
た時、比較回路を構成する演算増幅器88の出力（通常
低）がダイオード104を介してトランジスタ102に供給さ
れ、このトランジスタがターンオンし、即ち導電し、ト
ランジスタのコレクタ電極、従って回路導線119に
「低」に向うディジタル形の出力信号が現れる様にし、
こうして連続波周波数変換器に結合された入力３相電圧
の間に不平衡又はある相の消滅が起ったことを表示す
る。この表示はある制御機能にも、自己診断にとっても
特に重要である。これは、CWFTが、逆相分が発生した時
も動作を続け、逆相分が過大であると、タービン発電機
の制御装置がCWFTの出力に正しく応答しなくなるからで
ある。 この発明の好ましい実施例と考えられるものを図面に
示して説明したが、これは例示であって、この発明を制
約するものでないことを承知されたい。従って、この発
明の範囲内に含まれる全ての変更がこの中に含まれるこ
とを承知されたい。
特許出願通し番号第945,931号、発明の名称「電力系統
安定器用のオンライン試験及び診断装置」と関連を有す
る。 発明の背景 この発明は全般的に１組の単相交流電圧の逆相分を決
定する装置、更に具体的に云えば、連続波周波数変換器
で相間不平衡又は相の消滅を検出する装置に関する。 幾つかの電力系統の制御機能には、１組の多相交番電
圧の周波数の測定値を使う必要がある。その中には、発
電機の励磁機、高圧直流送電系統及び静止形VAR補償器
に対する電力系統の安定器作用がある。こういう用途で
は、帯域幅の広い応答を持ち、雑音に対する感度が低い
公知の連続波位相固定ループ形周波数変換器を使うのが
有利である。そのある用途では、交流系統の電圧に著し
い不平衡が存在する間、又は何れかの相の電圧測定装置
に故障が起った場合、制御機能を不作動にすることが望
ましい。 電力系統安定器（PSS）で周波数を感知する公知の１
形式の変換器は、連続波周波数変換器（CWFT）である。
CWFTは周知であり、位相固定ループ回路を持っていて、
それが入力電圧、即ち３相交流発電機の端子電圧の周波
数を監視し、それを、周波数に比例する振幅を持つ直流
出力電圧に変換する。最も広義に見れば、CWFTは、３相
の発電機端子電圧に電圧制御形発振器（VCO）からの３
つの直角位相信号出力を乗算する様な位相固定ループを
実現したものである。３つの掛算器の出力を加算し、積
分器及び位相進み回路を含むループ・フィルタに供給さ
れる。その出力が実際の周波数に比例する信号になる。
この実周波数信号を直流基準周波信号と比較し、その時
周波数誤差信号を発生する。この周波数誤差信号を電圧
制御形発振器に印加すると、この発振器は、誤差信号が
ゼロになるまで、出力周波数を変える。優勢な周波数
は、基本電力周波数、即ち60Hz系統では60Hzである。 CWFTはゼロ・ポルトで動作するのが普通であるから、
送電が出来なくなる様な故障を検出するのが比較的困難
である。これは、逆相分を求めて、即ち、入力各相電圧
の内の１つ又は２つが消滅したり、或いは３相の間に12
0゜以外の移相が起った時も、動作を続けるからであ
る。 この発明はCWFTの固有の特性を利用して、１組の交番
電圧中の逆相分の量に比例する信号を発生する。この信
号は種々の作用の為に利用することが出来、その中に
は、電力系統の重要な制御機能を遮断すること又はその
パラメータを調節することが含まれる。 発明の要約 従って、この発明の目的はある電力系統制御機能を改
善することである。 この発明の別の目的は、電力系統制御機能に利用され
る連続波周波数変換器を改良することである。 この発明の別の目的は、電力系統安定器の制御を改善
することである。 この発明の別の目的は、３相の間の電圧不平衡又は連
続波周波数変換器に印加される入力各相電圧の１つ又は
更に多くが消滅することになって現れる様な、連続波周
波数安定器に対する入力電圧の逆相分を検出することで
ある。 上記並びにその他の目的が、この発明では、連続波周
波数変換器に対する入力周波数と電圧制御形発振器の直
角出力との間の差の監視する位相誤差検出器の出力に多
段形第２高調波ノッチ・フィルタを結合することによっ
て達成される。電圧制御形発振器の周波数は、実周波数
と基準周波数の間の差で構成される周波数誤差信号に従
って変えられる。逆相分により、第２高調波が発生され
る。第２高調波フィルタが、第２高調波周波数成分信号
を発生する１段を持っている。この信号が第２高調波検
出器に結合され、この検出器の出力が第２高調波基準信
号と共に比較器に供給される。比較器は、第２高調波検
出器からの出力が基準を越えた場合、故障表示信号を出
力する。相間不平衡又はある相電圧の消滅を含む様な、
３相電力系統の逆分に対し、120Hzの比較的大きな第２
高調波信号が発生され、これが60Hzの電力系統の周波数
では、比較器の出力に現れ、120Hzの故障表示信号とな
る。この故障表示信号を系統制御回路及び／又は系統診
断回路の様な１つ又は更に多くの外部利用回路が利用し
得るレベルに変換する。 この発明の要旨は特許請求の範囲に具体的に定義して
あるが、この発明は以下図面について説明する所から更
によく理解されよう。 詳しい説明 第１図には電力系統安定器（PSS）（図面に示してな
い）に対する連続波周波数変換器（CWFT）が示されてい
る。CWFTに対する入力は、電力系統の電圧及び周波数と
関係を持つ。この電力系統は１個の３相発電機の出力で
あってもよいし、或いは多くの発電機の出力で構成され
る母線であってもよい。 第１図に示す様に、入力が３相の発電機端子出力電圧
で構成され、それらが線L1,L2,L3に現れる。線路電圧は
正弦状であり、典型的には60Hzの所定の周波数を持って
いて、夫々電気角で120゜位相変位している。L1,L2,L3
に現れる３つの路線電圧が掛算器回路10に印加される。
この掛算器回路は、電圧制御形発振器（VCO）12から線V
a,Vb,Vcに出る３つの正弦状出力信号をも受取る。発振
器12は、電気角で120゜互いに離れると共に、L1,L2,L3
に現れる３つの入力線路電圧に対して直角の３つの信号
を発生する。掛算器10が、信号の対L1とVa、L2とVb、L3
とVcを乗算して、その結果得られた３つの出力を加算す
る様に作用する。事実上、掛算器10は位相誤差検出器と
して動作し、CWFTに対する３つの入力を、これらの入力
に対して直角の３つのVCO出力と比較する。 ３相掛算器10の加算出力が、従来は伝達関数1/Sを持
つ積分器14に印加されていた。こゝでＳはラプラース変
換の複素変数である。積分器14の出力が、Ｔを進み回路
の時定数として、１＋STと云う変換作用を持つ進み回路
16に印加される。 この発明では、第２高調波ノッチ・フィルタ回路18が
掛算器10と積分器14の間に結合されるが、これは後で説
明する。進み回路16の出力が回路の節20に現れ、これは
線路L1,L2,L3に現れる入力信号の瞬時周波数と、線路
Va,Vb,Vcに現れる電圧制御形発振器12からの３つの出力
の瞬時周波数との間の差に比例する変化する振幅を持つ
直流信号で構成される。回路の節20に現れる信号が、予
定の利得を持つ出力増幅器22と、加算点24の１つの入力
とに印加される。加算点の出力が電圧制御形発振器12に
対する入力となる。 加算点24に対する他方の入力は正の直流基準信号であ
り、これは例えば正の電圧源と大地の間に周知の様に結
合された適当なポテンショメータ（図面に示してない）
このワイパー・アームから取出すことが出来る。 従って、加算点24の出力、即ち電圧制御形発振器12に
対する入力が、節20の周波数差信号と直流基準信号の和
であることが判る。直流基準信号は、節20に何等信号が
存在しない時、電圧制御形発振器12を入力信号の予想周
波数と等しい周波数、例えば路線L1,L2,L3の60Hzで運転
する様な値に設定されている。周知の様に、節20に何等
かの電圧信号が加えられると、VCO 12は入力信号の相
対的な極性に応じて、予想入力周波数より高いか低い周
波数で運転される。予想周波数からの発振器の周波数の
差の大きさは、勿論節20に現れる信号の大きさの関数で
ある。 掛算器10に対する２組の入力の間に周波数の差が存在
する限り（これによって本質的に90゜以外の位相差が生
ずる）、掛算器10の信号出力はゼロ以外の値を持ち、そ
れを積分した時、節20の信号の値が変化し、こうして電
圧制御形発振器12の周波数出力を変える。VCO出力のこ
の変化は、線路Va,Vb,Vcの周波数が路線L1,L2,L3の入力
電圧の周波数と同じになるまで続く。この為、入力信
号、即ち線L1,L2,L3の３相発電機の端子電圧の周波数に
比例する出力周波数を発生する簡単で比較的低廉な位相
固定ループが得られる。 次に、連続波周波数変換器に対する逆相分検出器を対
象とするこの発明について考える。線路L1,L2,L3の入力
電圧の逆相分は、３相入力の各相の間の電圧不平衡、又
は３相の間の120゜以外の移相となって現れる。この不
平衡は極端な場合、１つ又は更に多くの相が大地に短絡
されるか或いは相互に短絡される様な１相の消滅となる
ことがある。こういうことが起ると、比較的大きな第２
高調波（60Hz系統では120Hz）が発生される。 入力電圧の位相不平衡並びに入力電圧の相の消滅によ
って起る出力リップルを最小限に抑える為、第２高調波
フィルタ18を設ける。このフィルタは、そのノッチが第
２高調波の中心周波数ω０にある様なノッチ・フィルタ
の様な周知の形で構成することが出来る。好ましい実施
例は、能動形「バイカッド」フィルタで構成され、その
詳細が第２図に示されているが、次の伝達関数を持つ。 こゝで、Ｓはラプラース演算子であり、αＮ及びαＤは
周波数応答の裾部の明確さ（Sharpness）を決定する係
数であり、ω０はノッチの中心周波数である。 第２高調波、即ち120Hzが存在するのを検出する為、
逆相分検出器が設けられる。その詳細が第３図に示され
ている。逆相分検出器が第２高調波検出器26を含み、こ
れがノッチ・フィルタ18に結合される。これは、後で判
る様に、逆相分が起るとすれば、その中には120Hz成分
が存在するからである。然し、希望によっては、120Hz
の第２高調波は掛算器10の出力から拾い出すことが出来
ることに注意されたい。第２高調波検出器26の出力が比
較回路28に結合される。この比較回路は、第２高調波基
準回路30からの直流基準信号で構成された２番目の入力
を受取る。予め設定した基準値を越えると、出力信号が
出力回路32に結合される。この出力回路は、例えばTTL
レベルに適応し得るディジタル形の120Hzの故障信号出
力を発生するレベル・シフタで構成される。 第２図には第２高調波ノッチ・フィルタ18の回路図が
示されている。前に述べた様に、これは能動形「バイカ
ッド」ノッチ・フィルタで構成され、式（１）の伝達関
数を持つ。この形式の回路は信号フィルタの設計の分野
で周知であり、４つのの演算増幅器34,36,40で構成され
る。これらの増幅器の非反転入力が大地に結合される。
掛算器10から回路導線41に出る出力が、夫々抵抗42,44
を介して第１及び第４の演算増幅器34,40の反転入力に
同時に供給される。演算増幅器34及び40の両方は夫々の
出力から反転入力への帰還抵抗46,48を持っている。第
１の演算増幅器34の出力が結合抵抗50を介して第２の演
算増幅器36の反転入力に結合される。第２の演算増幅器
36及び第３の演算増幅器38は夫々の出力から反転入力へ
固定コンデンサ52,54による容量性帰還をしてある。演
算増幅器36及び38は何れも夫々の入力信号の直角移相を
行なう。更に第２図に示す様に、演算増幅器36の出力が
第３の演算増幅器38の反転入力に抵抗56を介して結合さ
れると共に、第４の演算増幅器40に抵抗58を介して結合
される。演算増幅器38,40の出力が夫々抵抗58,60を介し
て、第１の演算増幅器34の反転入力に結合される。 回路素子をこの様に構成した場合、フィルタの第２
段、即ち演算増幅器36の出力は、第２高調波又は120Hz
の周波数成分信号しか持たない。この信号が回路導線61
によって第２高調波検出器26（第１図）に結合される。
第２高調波検出器の詳細が第３図に示されている。演算
増幅器40の出力に現れる信号が回路導線62を介して第１
図の積分回路14に結合される。 第３図に逆相分検出器の詳細を示してあるが、ノッチ
・フィルタ18の第２段、即ち演算増幅器36（第２図）か
らの第２高調波信号（120Hz）が回路導線61及び抵抗66
を介して、演算増幅器64の反転入力に結合される。演算
増幅器64の非反転入力が接地され、出力から反転入力に
抵抗68で構成された抵抗帰還を施してある。演算増幅器
64は120Hzの入力信号を10倍（利得Ｇ＝10）だけ強める
様に作用し、この様に強めた信号が利得１の演算増幅器
70の反転入力に結合される。増幅器70の出力には半波整
流ダイオード72が結合されている。演算増幅器70の非反
転入力が大地に接続される。演算増幅器64と演算増幅器
70との結合は固定抵抗７に由る。帰還抵抗76がダイオー
ド72の陰極側から演算増幅器70の反転入力に結合され
る。 ダイオード72が、回路の節78に半波整流信号を発生す
ることにより、第２高調波の検出器として作用する。こ
の信号が利得１のバッファ演算増幅器80の非反転入力に
供給され、この増幅器は出力から反転入力に直接帰還を
施してある。 演算増幅器80の出力が次に固定抵抗82及びコンデンサ
84で構成された高周波フィルムに供給される。高周波フ
ィルタの出力が回路の節86に現れ、第１図に示した比較
回路28を構成する演算増幅器88の非反転入力に供給され
る。比較回路28に対する他方の入力は直流基準電圧であ
り、これが演算増幅器で構成された比較回路88の反転入
力に結合されるが、一定の電源電圧Ｖ＋の両端に抵抗92
を介して結合されたツェナー・ダイオード90によって発
生される。フィルタ・コンデンサ94がツェナー・ダイオ
ード90を分路している。ツェナー・ダイオード90はその
両端に一定の電圧（10ボルト）を発生する様に選ばれ
る。更にツェナー・ダイオード90の両端にポテンショメ
ータ96が結合される。ポテンショメータ96の摺動子が０
乃至10ボルトの直流基準電圧を発生し、これが抵抗98及
びコンデンサ100で構成された高周波フィルタを介し
て、演算増幅器88の反転入力に結合される。 この為、ポテンショメータ96は、比較回路28に対し、
選択的に可変の閾値電圧を供給する手段となり、回路の
節86の検出された120Hzの出力が選ばれた基準電圧を越
える時、比較回路を構成する演算増幅器88が出力を発生
する。この出力が、２番目の半波整流ダイオード104及
びトランジスタ102を含むレベル・シフタ32に結合され
る。ダイオード104に対するバイアス電圧が、正の電圧
源Ｖ＋に結合された抵抗106と比較回路の演算増幅器88
からの出力抵抗108とにより、その陽極電極に印加され
る。ダイオード102の陰極電極が抵抗110,114を介して、
トランジスタ104のベースに結合される。トランジスタ1
02のエミッタがダイオード116を介して大地に結合さ
れ、そのコレクタ電極が抵抗118を介して正の電圧源Ｖ
＋に結合される。 動作について説明すると、第２高調波の基準値を越え
た時、比較回路を構成する演算増幅器88の出力（通常
低）がダイオード104を介してトランジスタ102に供給さ
れ、このトランジスタがターンオンし、即ち導電し、ト
ランジスタのコレクタ電極、従って回路導線119に
「低」に向うディジタル形の出力信号が現れる様にし、
こうして連続波周波数変換器に結合された入力３相電圧
の間に不平衡又はある相の消滅が起ったことを表示す
る。この表示はある制御機能にも、自己診断にとっても
特に重要である。これは、CWFTが、逆相分が発生した時
も動作を続け、逆相分が過大であると、タービン発電機
の制御装置がCWFTの出力に正しく応答しなくなるからで
ある。 この発明の好ましい実施例と考えられるものを図面に
示して説明したが、これは例示であって、この発明を制
約するものでないことを承知されたい。従って、この発
明の範囲内に含まれる全ての変更がこの中に含まれるこ
とを承知されたい。
【図面の簡単な説明】
第１図は電力系統安定器に用いられる連続波周波数変換
器に結合されたこの発明の好ましい実施例のブロック
図、第２図は第１図に示した第２高調波フィルタの詳細
を示す回路図、第３図は第１図に示した逆相分検出器の
詳細を示す回路図である。
器に結合されたこの発明の好ましい実施例のブロック
図、第２図は第１図に示した第２高調波フィルタの詳細
を示す回路図、第３図は第１図に示した逆相分検出器の
詳細を示す回路図である。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．連続波周波数変換器に対する入力相電圧の逆相分を
検出する逆相分検出装置に於て、 前記相電圧の逆相分の発生に応答して、前記相電圧の第
２高調波周波数信号より成る第１の信号を発生する第１
信号発生手段と、 前記第１の信号を検出して、前記第１の信号の大きさに
比例する振幅を持つ検出信号を発生する検出手段と、 選ばれた予定の振幅を持つ基準信号を発生する基準信号
発生手段と、 前記検出信号及び前記基準信号を受けて、それらに応答
し、前記検出信号の振幅が前記基準信号の振幅を越えた
時に、前記相電圧の逆相分を表す出力信号を発生する信
号比較手段と、 を有している逆相分検出装置。 ２．請求項１に記載した逆相分検出装置に於て、前記第
１信号発生手段が、前記連続波周波数変換器内に含まれ
る回路手段で構成される逆相分検出装置。 ３．請求項２に記載した逆相分検出装置に於て、前記第
１信号発生手段が多区間フィルタの１区間で構成される
逆相分検出装置。 ４．請求項３に記載した逆相分検出装置に於て、前記フ
ィルタが、前記第２高調波周波数信号を発生する１区間
の持つ能動フィルタで構成される逆相分検出装置。 ５．請求項４に記載した逆相分検出装置に於て、前記フ
ィルタが、前記第２高調波周波数信号の所に周波数ノッ
チを持つノッチ・フィルタで構成される逆相分検出装
置。 ６．請求項１に記載した逆相分検出装置に於て、前記検
出手段が、前記第１信号発生手段に結合された検波ダイ
オード手段で構成される逆相分検出装置。 ７．請求項６に記載した逆相分検出装置に於て、前記ダ
イオード手段が半波ダイオード整流器で構成される逆相
分検出装置。 ８．請求項６に記載した逆相分検出装置に於て、更に、
前記第１信号発生手段と前記ダイオード手段の間に結合
された第１の信号増幅手段を有する逆相分検出装置。 ９．請求項６に記載した逆相分検出装置に於て、更に、
前記第１の信号増幅手段の出力に結合された第２の増幅
手段を持ち、前記ダイオード手段が該第２の増幅手段の
出力に結合されている逆相分検出装置。 １０．請求項９に記載した逆相分検出装置に於て、前記
第２の増幅手段が利得１の増幅器である逆相分検出装
置。 １１．請求項10に記載した逆相分検出装置に於て、更
に、前記ダイオード手段及び前記信号比較手段の間に結
合された第３の増幅手段を有し、該第３の増幅手段が信
号バッファとして動作する逆相分検出装置。 １２．請求項11に記載した逆相分検出装置に於て、前記
第１、第２及び第３の増幅手段が演算増幅回路手段で構
成される逆相分検出装置。 １３．請求項１に記載した逆相分検出装置に於て、更
に、前記検出手段、前記基準信号発生手段及び前記信号
比較手段の間に夫々結合された第１及び第２の高周波フ
ィルタ回路を有する逆相分検出装置。 １４．請求項１に記載した逆相分検出装置に於て、前記
比較手段が第１及び第２の入力を持つ比較増幅器で構成
されていて、前記検出手段が前記第１の入力に結合さ
れ、前記基準信号発生手段が前記第２の入力に結合さ
れ、前記比較増幅器は、前記検出信号の振幅が前記基準
信号の振幅を越えた時に前記出力信号を発生する様に作
用し得る逆相分検出装置。 １５．請求項１に記載した逆相分検出装置に於て、更
に、前記出力信号レベルを、外部で利用するのに適した
レベルに変換するレベル変換手段を有する逆相分検出装
置。 １６．請求項15に記載した逆相分検出装置に於て、前記
レベル変換手段が、前記出力信号をディジタル形出力信
号に変換する手段で構成される逆相分検出装置。 １７．請求項16に記載した逆相分検出装置に於て、前記
レベル変換手段が、前記出力信号に応答して第１の動作
状態から第２の動作状態に駆動される電子式スイッチ手
段で構成される逆相分検出装置。 １８．請求項17に記載した逆相分検出装置に於て、前記
電子式スイッチ手段が、前記出力信号に応答して非導電
状態から導電状態に駆動される半導体スイッチで構成さ
れる逆相分検出装置。 １９．請求項17に記載した逆相分検出装置に於て、更
に、前記信号比較手段及び電子式スイッチ手段の間に結
合された信号整流手段を有する逆相分検出位置。 ２０．請求項19に記載した逆相分検出装置に於て、前記
整流手段が半波整流手段で構成される逆相分検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32413887A JPH01166341A (ja) | 1987-12-23 | 1987-12-23 | 光学ヘッド |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/945,482 US4723189A (en) | 1986-12-23 | 1986-12-23 | Negative sequence detector for a continuous wave frequency transducer |
| US945,482 | 1986-12-23 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63179262A JPS63179262A (ja) | 1988-07-23 |
| JP2758402B2 true JP2758402B2 (ja) | 1998-05-28 |
Family
ID=25483161
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32423887A Expired - Lifetime JP2758402B2 (ja) | 1986-12-23 | 1987-12-23 | 連続波周波数変換器用の逆相分検出装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4723189A (ja) |
| JP (1) | JP2758402B2 (ja) |
| KR (1) | KR960011534B1 (ja) |
| CH (1) | CH678470A5 (ja) |
| DE (1) | DE3742556C2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| US4873602A (en) * | 1987-11-12 | 1989-10-10 | General Electric Company | Ripple attenuator for AC power transmission line protective relays |
| US5216621A (en) * | 1991-02-28 | 1993-06-01 | Mehta Tech. Inc. | Line disturbance monitor and recorder system |
| US6400935B1 (en) * | 1998-03-27 | 2002-06-04 | Nortel Networks Limited | Pilot tone detector |
| DE10228062A1 (de) * | 2002-06-17 | 2004-01-08 | Universität Ulm | Verfahren und Messeinrichtung zum Erfassen einer Gegenspannung oder eines Gegenstroms in einem mehrphasigen Drehstromsystem |
| JP4882381B2 (ja) * | 2005-06-08 | 2012-02-22 | 東京電力株式会社 | 電力変換装置及び制御方法 |
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| EP1870991B1 (de) * | 2006-06-23 | 2014-01-15 | ABB Schweiz AG | Verfahren zum Betrieb einer Umrichterschaltung |
| CH700638A1 (de) * | 2009-03-19 | 2010-09-30 | Scuola Universitaria Professio | Dreiphasiger Phasenregelkreis und Verfahren zum Schätzen einer Phase. |
| US8340931B2 (en) * | 2009-10-05 | 2012-12-25 | Mehta Tech, Inc. | Power grid with comparison of differences in remote phasor changes |
| US8907510B2 (en) * | 2012-03-09 | 2014-12-09 | General Electric Company | Method and systems for operating a wind turbine |
| FR3026489B1 (fr) * | 2014-09-29 | 2016-12-09 | Schneider Electric Ind Sas | Procede d'estimation d'une tension et dispositif permettant une telle estimation |
| CN109067193B (zh) * | 2018-08-17 | 2020-03-13 | 燕山大学 | 一种级联型电力电子变压器及其不平衡补偿控制方法 |
| CN110567740B (zh) * | 2019-07-31 | 2021-02-26 | 邯郸钢铁集团有限责任公司 | 按时间顺序查找和快速处理高压变频启动故障的操作方法 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4210948A (en) * | 1978-06-15 | 1980-07-01 | Allen-Bradley Company | Method and apparatus for monitoring line voltage in a polyphase source |
| US4342062A (en) * | 1979-05-21 | 1982-07-27 | General Electric Company | Sequence network circuits for protective relaying applications |
| US4447843A (en) * | 1982-07-21 | 1984-05-08 | General Electric Company | Negative sequence network having a frequency compensated filter |
| US4479160A (en) * | 1983-05-02 | 1984-10-23 | Westinghouse Electric Corp. | Band-pass sequence filters for symmetrical components of multiphase AC power systems |
-
1986
- 1986-12-23 US US06/945,482 patent/US4723189A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-12-16 DE DE3742556A patent/DE3742556C2/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-17 CH CH4913/87A patent/CH678470A5/de not_active IP Right Cessation
- 1987-12-23 JP JP32423887A patent/JP2758402B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-23 KR KR1019870014798A patent/KR960011534B1/ko not_active IP Right Cessation
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| DE3742556C2 (de) | 1998-03-19 |
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| JPS63179262A (ja) | 1988-07-23 |
| KR960011534B1 (ko) | 1996-08-23 |
| US4723189A (en) | 1988-02-02 |
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