JP2638767B2 - 空気調和機の制御方法 - Google Patents
空気調和機の制御方法Info
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- JP2638767B2 JP2638767B2 JP4101040A JP10104092A JP2638767B2 JP 2638767 B2 JP2638767 B2 JP 2638767B2 JP 4101040 A JP4101040 A JP 4101040A JP 10104092 A JP10104092 A JP 10104092A JP 2638767 B2 JP2638767 B2 JP 2638767B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は空気調和機の制御方法に
係わり、さらに詳しくは、同空気調和機の力率を向上さ
せ、高調波電流を低減するための手段に関するものであ
る。
係わり、さらに詳しくは、同空気調和機の力率を向上さ
せ、高調波電流を低減するための手段に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】空気調和機には、圧縮機モータをインバ
ータ制御するためのインバータ装置と、このインバータ
装置を制御するための制御回路とが設けられている。図
４はその一例を示すもので、インバータ装置は入力交流
電源21よりの交流を直流に変換するために整流素子22、
リアクタ23、コンデンサ24等で構成されたコンバータ回
路25と、このコンバータ回路25よりの直流入力をインバ
ータ制御により交流に変換して圧縮機モータ26に出力す
るインバータ回路27とで構成されている。また、制御回
路側はマイクロコンピュータ28を中心に、入力電流を検
出するための入力電流検出回路29、電源周波数の判別や
入力電流の検出ならびに室内機と室外機間の送受信のタ
イミング等に使用されるゼロクロス点を検出するための
ゼロクロス検出回路30、インバータ回路27を制御するた
めのドライブ回路31等で構成されており、マイクロコン
ピュータ28は入力電流検出回路29、ゼロクロス検出回路
30等から得る入力信号を基に、入力電流が入力交流電源
21の電流容量を超えないようにドライブ回路31を制御し
ている。図５の（Ｂ）はマイクロコンピュータ28に入力
される入力電流検出回路29の出力の一例を示しており、
丸印が付されているゼロクロスのタイミングでマイクロ
コンピュータ28内部でＡ／Ｄ変換し、入力電流を検出し
ている。なお、マイクロコンピュータ28内部の記憶部に
はＰＷＭ波形を生成するためのタイマデータなどが記憶
されており、マイクロコンピュータ28内部のタイマを使
用してドライブ回路31にＰＷＭ波形信号を出力し、イン
バータ回路27を制御している。
ータ制御するためのインバータ装置と、このインバータ
装置を制御するための制御回路とが設けられている。図
４はその一例を示すもので、インバータ装置は入力交流
電源21よりの交流を直流に変換するために整流素子22、
リアクタ23、コンデンサ24等で構成されたコンバータ回
路25と、このコンバータ回路25よりの直流入力をインバ
ータ制御により交流に変換して圧縮機モータ26に出力す
るインバータ回路27とで構成されている。また、制御回
路側はマイクロコンピュータ28を中心に、入力電流を検
出するための入力電流検出回路29、電源周波数の判別や
入力電流の検出ならびに室内機と室外機間の送受信のタ
イミング等に使用されるゼロクロス点を検出するための
ゼロクロス検出回路30、インバータ回路27を制御するた
めのドライブ回路31等で構成されており、マイクロコン
ピュータ28は入力電流検出回路29、ゼロクロス検出回路
30等から得る入力信号を基に、入力電流が入力交流電源
21の電流容量を超えないようにドライブ回路31を制御し
ている。図５の（Ｂ）はマイクロコンピュータ28に入力
される入力電流検出回路29の出力の一例を示しており、
丸印が付されているゼロクロスのタイミングでマイクロ
コンピュータ28内部でＡ／Ｄ変換し、入力電流を検出し
ている。なお、マイクロコンピュータ28内部の記憶部に
はＰＷＭ波形を生成するためのタイマデータなどが記憶
されており、マイクロコンピュータ28内部のタイマを使
用してドライブ回路31にＰＷＭ波形信号を出力し、イン
バータ回路27を制御している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
コンバータ回路はコンデンサ入力形になっているため、
入力電流は図５の（Ａ）に示されるようにパルス状に流
れる歪波となる。このため、入力力率が低下すると共
に、高調波電流が増大するという問題がある。したがっ
て、本発明においては、入力力率が改善され、高調波電
流の低減が図れる空気調和機の制御方法を提供すること
を目的としている。
コンバータ回路はコンデンサ入力形になっているため、
入力電流は図５の（Ａ）に示されるようにパルス状に流
れる歪波となる。このため、入力力率が低下すると共
に、高調波電流が増大するという問題がある。したがっ
て、本発明においては、入力力率が改善され、高調波電
流の低減が図れる空気調和機の制御方法を提供すること
を目的としている。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の課題を解
決するためになされたものであり、インバータ装置を有
する空気調和機で、入力交流電源と閉回路を構成する少
なくともリアクタとスイッチング素子とを有し、入力電
流が入力電圧とほぼ同位相のほぼ正弦波になるように前
記スイッチング素子をスイッチング制御すると共に、入
力電流および入力電流の瞬時値を検出し、この検出入力
電流の瞬時値が、同瞬時値の第１の基準値より大きい場
合、前記瞬時値に対応する前記スイッチング素子をスイ
ッチング制御するスイッチング信号のデューティサイク
ルのオン時間を減少させ、前記検出入力電流の瞬時値
が、同瞬時値の第２の基準値より小さい場合、前記瞬時
値に対応する前記スイッチング素子をスイッチング制御
するスイッチング信号のデューティサイクルのオン時間
を増加させるよう制御することにした。
決するためになされたものであり、インバータ装置を有
する空気調和機で、入力交流電源と閉回路を構成する少
なくともリアクタとスイッチング素子とを有し、入力電
流が入力電圧とほぼ同位相のほぼ正弦波になるように前
記スイッチング素子をスイッチング制御すると共に、入
力電流および入力電流の瞬時値を検出し、この検出入力
電流の瞬時値が、同瞬時値の第１の基準値より大きい場
合、前記瞬時値に対応する前記スイッチング素子をスイ
ッチング制御するスイッチング信号のデューティサイク
ルのオン時間を減少させ、前記検出入力電流の瞬時値
が、同瞬時値の第２の基準値より小さい場合、前記瞬時
値に対応する前記スイッチング素子をスイッチング制御
するスイッチング信号のデューティサイクルのオン時間
を増加させるよう制御することにした。
【０００５】
【作用】上記の制御方法であれば、コンバータ回路（交
流／直流変換手段）に設けたスイッチング素子を、入力
電流と入力電圧とがほぼ同位相のほぼ正弦波になるよう
にスイッチング制御するとき、入力電流および入力電流
の瞬時値を検出し、この検出入力電流の瞬時値が、同瞬
時値の第１の基準値より大きい場合、前記瞬時値に対応
する前記スイッチング素子をスイッチング制御するスイ
ッチング信号のデューティサイクルのオン時間を減少さ
せ、前記検出入力電流の瞬時値が、同瞬時値の第２の基
準値より小さい場合、前記瞬時値に対応する前記スイッ
チング素子をスイッチング制御するスイッチング信号の
デューティサイクルのオン時間を増加させるよう制御す
ることにしているので、入力電流波形を入力電圧とほぼ
同位相のほぼ正弦波にすることができる。
流／直流変換手段）に設けたスイッチング素子を、入力
電流と入力電圧とがほぼ同位相のほぼ正弦波になるよう
にスイッチング制御するとき、入力電流および入力電流
の瞬時値を検出し、この検出入力電流の瞬時値が、同瞬
時値の第１の基準値より大きい場合、前記瞬時値に対応
する前記スイッチング素子をスイッチング制御するスイ
ッチング信号のデューティサイクルのオン時間を減少さ
せ、前記検出入力電流の瞬時値が、同瞬時値の第２の基
準値より小さい場合、前記瞬時値に対応する前記スイッ
チング素子をスイッチング制御するスイッチング信号の
デューティサイクルのオン時間を増加させるよう制御す
ることにしているので、入力電流波形を入力電圧とほぼ
同位相のほぼ正弦波にすることができる。
【０００６】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１〜図３に基づ
いて説明する。空気調和機には、図１に示されるよう
に、入力交流電源１を直流に変換するコンバータ回路２
と、このコンバータ回路２からの直流が供給されるイン
バータ回路３と、入力力率を改善し、高調波を低減する
ために、コンバータ回路２に設けた電源と閉回路を構成
するリアクタ（チョークコイル）４およびスイッチング
素子（ＩＧＢＴ）５とからなる入力電流制御回路と、逆
阻止ダイオード６と、上記インバータ回路３で駆動され
る圧縮機モータ７と、入力電流センサ（ＣＴ）８を有し
て入力電流の瞬時値を検出する入力電流瞬時値検出回路
９と、交流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路
10と、スイッチング素子５を駆動するドライブ回路11
と、インバータ回路３を駆動するドライブ回路12と、こ
れらを制御するマイクロコンピュータ（以下、マイコン
という）13とが備えられている。
いて説明する。空気調和機には、図１に示されるよう
に、入力交流電源１を直流に変換するコンバータ回路２
と、このコンバータ回路２からの直流が供給されるイン
バータ回路３と、入力力率を改善し、高調波を低減する
ために、コンバータ回路２に設けた電源と閉回路を構成
するリアクタ（チョークコイル）４およびスイッチング
素子（ＩＧＢＴ）５とからなる入力電流制御回路と、逆
阻止ダイオード６と、上記インバータ回路３で駆動され
る圧縮機モータ７と、入力電流センサ（ＣＴ）８を有し
て入力電流の瞬時値を検出する入力電流瞬時値検出回路
９と、交流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路
10と、スイッチング素子５を駆動するドライブ回路11
と、インバータ回路３を駆動するドライブ回路12と、こ
れらを制御するマイクロコンピュータ（以下、マイコン
という）13とが備えられている。
【０００７】また、コンバータ回路２には、上記リアク
タ４およびスイッチング素子５の他に、交流を直流に整
流するための整流回路２ａおよび直流を平滑するための
コンデンサ２ｂが備えられている。なお、マイコン13は
圧縮機モータ７の所望の回転数に応じたＰＷＭ波形を生
成し、このＰＷＭ波形により圧縮機モータ７をインバー
タ制御し、入力電流瞬時値検出回路９から得る入力信号
をもとに算出した入力電流に基づいて過電流保護機能を
作動し、過電流になったときには圧縮機モータ７の回転
数を低下させるように、インバータ回路３を制御する。
タ４およびスイッチング素子５の他に、交流を直流に整
流するための整流回路２ａおよび直流を平滑するための
コンデンサ２ｂが備えられている。なお、マイコン13は
圧縮機モータ７の所望の回転数に応じたＰＷＭ波形を生
成し、このＰＷＭ波形により圧縮機モータ７をインバー
タ制御し、入力電流瞬時値検出回路９から得る入力信号
をもとに算出した入力電流に基づいて過電流保護機能を
作動し、過電流になったときには圧縮機モータ７の回転
数を低下させるように、インバータ回路３を制御する。
【０００８】空気調和機には、このように入力周波数の
判別と割込み処理のために入力交流のゼロクロス点を検
出するゼロクロス検出回路10が有り、また、マイコン13
はＡ／Ｄ変換器、タイマ、記憶部等を内蔵しているの
で、本発明ではこれらを利用し、コンバータ回路２の入
力電流の瞬時値と、入力電流値を検出し、この検出入力
電流の瞬時値が、同瞬時値の第１の基準値より大きい場
合、前記瞬時値に対応する前記スイッチング素子をスイ
ッチング制御するスイッチング信号のデューティサイク
ルのオン時間を減少させ、前記検出入力電流の瞬時値
が、同瞬時値の第２の基準値より小さい場合、前記瞬時
値に対応する前記スイッチング素子をスイッチング制御
するスイッチング信号のデューティサイクルのオン時間
を増加させるようスイッチング素子５を制御する。
判別と割込み処理のために入力交流のゼロクロス点を検
出するゼロクロス検出回路10が有り、また、マイコン13
はＡ／Ｄ変換器、タイマ、記憶部等を内蔵しているの
で、本発明ではこれらを利用し、コンバータ回路２の入
力電流の瞬時値と、入力電流値を検出し、この検出入力
電流の瞬時値が、同瞬時値の第１の基準値より大きい場
合、前記瞬時値に対応する前記スイッチング素子をスイ
ッチング制御するスイッチング信号のデューティサイク
ルのオン時間を減少させ、前記検出入力電流の瞬時値
が、同瞬時値の第２の基準値より小さい場合、前記瞬時
値に対応する前記スイッチング素子をスイッチング制御
するスイッチング信号のデューティサイクルのオン時間
を増加させるようスイッチング素子５を制御する。
【０００９】例えば、入力電流が５Ａの時、図２の
（ａ）に示すスイッチング信号でスイッチング制御を行
うと、入力電流波形は図２の（ｂ）に示すようになる。
この時の入力電流瞬時値検出回路９の出力は図２の
（ｃ）に実線で示すようになる。この入力電流瞬時値検
出回路９の出力はマイコン13に入力され、ｔ０〜ｔ10の
タイミングでマイコン13内部でＡ／Ｄ変換され、瞬時値
Ｉ０〜Ｉ10が検出される。また、入力電流は瞬時値Ｉ０
〜Ｉ10から演算により検出される。なお、入力電流の検
出は前記の方法に限定するものではなく、図４に示すよ
うな従来通りの入力電流検出回路29を設けて検出しても
よい。図２の（ｃ）に破線で示されているのは検出入力
電流の瞬時値の第１の基準値および第２の基準値であ
る。
（ａ）に示すスイッチング信号でスイッチング制御を行
うと、入力電流波形は図２の（ｂ）に示すようになる。
この時の入力電流瞬時値検出回路９の出力は図２の
（ｃ）に実線で示すようになる。この入力電流瞬時値検
出回路９の出力はマイコン13に入力され、ｔ０〜ｔ10の
タイミングでマイコン13内部でＡ／Ｄ変換され、瞬時値
Ｉ０〜Ｉ10が検出される。また、入力電流は瞬時値Ｉ０
〜Ｉ10から演算により検出される。なお、入力電流の検
出は前記の方法に限定するものではなく、図４に示すよ
うな従来通りの入力電流検出回路29を設けて検出しても
よい。図２の（ｃ）に破線で示されているのは検出入力
電流の瞬時値の第１の基準値および第２の基準値であ
る。
【００１０】この検出入力電流の瞬時値の第１の基準値
および第２の基準値は図３に示すように入力電流の大き
さによって変わるもので、検出入力電流から演算によっ
て求める。なお、もう一つの方法としてはマイコン13内
部の記憶部に予め入力電流に応じた第１の基準値および
第２の基準値のデータを記憶しておき、検出入力電流に
応じて記憶部から読み出して求めてもよい。入力電流は
圧縮機モータ７の回転数や負荷変動、また、使用する電
源の電源インピーダンスの影響などにより変化するた
め、図２の（ｃ）に示すような検出した瞬時値Ｉ０〜Ｉ
10を、検出入力電流から求めた第１の基準値および第２
の基準値と比較する。そして、第１の基準値より瞬時値
の方が大きい場合、つまり、図２の（ｃ）の瞬時値Ｉ
６，Ｉ７については、それに対応するスイッチング素子
５をスイッチング制御するスイッチング信号のデューテ
ィサイクルのオン時間Ｄ６，Ｄ７を減少させる。
および第２の基準値は図３に示すように入力電流の大き
さによって変わるもので、検出入力電流から演算によっ
て求める。なお、もう一つの方法としてはマイコン13内
部の記憶部に予め入力電流に応じた第１の基準値および
第２の基準値のデータを記憶しておき、検出入力電流に
応じて記憶部から読み出して求めてもよい。入力電流は
圧縮機モータ７の回転数や負荷変動、また、使用する電
源の電源インピーダンスの影響などにより変化するた
め、図２の（ｃ）に示すような検出した瞬時値Ｉ０〜Ｉ
10を、検出入力電流から求めた第１の基準値および第２
の基準値と比較する。そして、第１の基準値より瞬時値
の方が大きい場合、つまり、図２の（ｃ）の瞬時値Ｉ
６，Ｉ７については、それに対応するスイッチング素子
５をスイッチング制御するスイッチング信号のデューテ
ィサイクルのオン時間Ｄ６，Ｄ７を減少させる。
【００１１】また、第２の基準値より瞬時値の方が小さ
い場合、つまり、図２の（ｃ）の瞬時値Ｉ２，Ｉ３につ
いては、それに対応するスイッチング素子５をスイッチ
ング制御するスイッチング信号のデューティサイクルの
オン時間Ｄ２，Ｄ３を増加させる。その他の瞬時値につ
いては第１の基準値以下で、第２の基準値以上なので、
変更しない。図２の（ｄ）は上記の制御を行ったときの
スイッチング信号を表し、図２の（ｆ）はその時の入力
電流瞬時値検出回路９の出力を表している。この図２の
（ｆ）から分かるように、瞬時値Ｉ０〜Ｉ10は第１の基
準値以下であり、第２の基準値以上となっており、入力
電流波形は図２の（ｅ）に示すように、入力電圧とほぼ
同位相のほぼ正弦波となる。なお、本実施例において
は、入力電流を５Ａとしたが、この値に特に限定せず、
入力電流の瞬時値および入力電流を検出し、この入力電
流に応じて図３に示すように第１の基準値および第２の
基準値を求め、瞬時値と第１および第２の基準値とを比
較してスイッチング信号のオン時間を増減することで、
どのような大きさの入力電流時でも、入力電流を入力電
圧とほぼ同位相のほぼ正弦波にすることができる。
い場合、つまり、図２の（ｃ）の瞬時値Ｉ２，Ｉ３につ
いては、それに対応するスイッチング素子５をスイッチ
ング制御するスイッチング信号のデューティサイクルの
オン時間Ｄ２，Ｄ３を増加させる。その他の瞬時値につ
いては第１の基準値以下で、第２の基準値以上なので、
変更しない。図２の（ｄ）は上記の制御を行ったときの
スイッチング信号を表し、図２の（ｆ）はその時の入力
電流瞬時値検出回路９の出力を表している。この図２の
（ｆ）から分かるように、瞬時値Ｉ０〜Ｉ10は第１の基
準値以下であり、第２の基準値以上となっており、入力
電流波形は図２の（ｅ）に示すように、入力電圧とほぼ
同位相のほぼ正弦波となる。なお、本実施例において
は、入力電流を５Ａとしたが、この値に特に限定せず、
入力電流の瞬時値および入力電流を検出し、この入力電
流に応じて図３に示すように第１の基準値および第２の
基準値を求め、瞬時値と第１および第２の基準値とを比
較してスイッチング信号のオン時間を増減することで、
どのような大きさの入力電流時でも、入力電流を入力電
圧とほぼ同位相のほぼ正弦波にすることができる。
【００１２】
【発明の効果】以上説明したような制御方法で制御され
る空気調和機であるならば、空気調和機の一般的な既存
の部品を最大限に利用して部品点数の上昇を抑えてコス
トの上昇を抑えながら負荷変動や使用する電源の電源イ
ンピーダンス等の影響を受けずに確実に入力電流を入力
電圧とほぼ同位相のほぼ正弦波にすることができ、力率
を向上させ、高調波電流を低減することができる。
る空気調和機であるならば、空気調和機の一般的な既存
の部品を最大限に利用して部品点数の上昇を抑えてコス
トの上昇を抑えながら負荷変動や使用する電源の電源イ
ンピーダンス等の影響を受けずに確実に入力電流を入力
電圧とほぼ同位相のほぼ正弦波にすることができ、力率
を向上させ、高調波電流を低減することができる。
【図１】本発明の一実施例を示す空気調和機の要部回路
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】本発明の一実施例を説明するための概略波形図
である。
である。
【図３】本発明の一実施例を説明するための概略波形図
である。
である。
【図４】従来例を示す空気調和機の要部回路ブロック図
である。
である。
【図５】従来の制御方法でスイッチング制御したときの
概略波形図である。
概略波形図である。
１ 入力交流電源 ２ コンバータ回路（交流／直流変換回路） ３ インバータ回路 ４ リアクタ（チョークコイル） ５ スイッチング素子（ＩＧＢＴ） ７ 圧縮機モータ ８ 入力電流センサ（ＣＴ） ９ 入力電流瞬時値検出回路 10 ゼロクロス検出回路 11 ドライブ回路 12 ドライブ回路 13 マイクロコンピュータ
Claims (2)
- 【請求項１】 インバータ装置を有する空気調和機で、
入力交流電源と閉回路を構成する少なくともリアクタと
スイッチング素子とを有し、入力電流が入力電圧とほぼ
同位相のほぼ正弦波になるように前記スイッチング素子
をスイッチング制御すると共に、入力電流および入力電
流の瞬時値を検出し、この検出入力電流の瞬時値が、同
瞬時値の第１の基準値より大きい場合、前記瞬時値に対
応する前記スイッチング素子をスイッチング制御するス
イッチング信号のデューティサイクルのオン時間を減少
させ、前記検出入力電流の瞬時値が、同瞬時値の第２の
基準値より小さい場合、前記瞬時値に対応する前記スイ
ッチング素子をスイッチング制御するスイッチング信号
のデューティサイクルのオン時間を増加させるよう制御
することを特徴とする空気調和機の制御方法。 - 【請求項２】 前記第１の基準値および第２の基準値を
前記入力電流から求めてなる請求項１記載の空気調和機
の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4101040A JP2638767B2 (ja) | 1992-04-21 | 1992-04-21 | 空気調和機の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4101040A JP2638767B2 (ja) | 1992-04-21 | 1992-04-21 | 空気調和機の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05296538A JPH05296538A (ja) | 1993-11-09 |
| JP2638767B2 true JP2638767B2 (ja) | 1997-08-06 |
Family
ID=14290044
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4101040A Expired - Lifetime JP2638767B2 (ja) | 1992-04-21 | 1992-04-21 | 空気調和機の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2638767B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4558861B2 (ja) * | 1999-07-20 | 2010-10-06 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | インバータシステムの力率補正回路及びその方法 |
| KR20010038717A (ko) * | 1999-10-27 | 2001-05-15 | 구자홍 | 멀티 에어컨의 역률 보상 시스템 |
| KR100445465B1 (ko) * | 2002-07-03 | 2004-08-21 | 엘지전자 주식회사 | 인버터 에어컨의 역률보상방법 및 장치 |
| KR100445463B1 (ko) * | 2002-07-03 | 2004-08-21 | 엘지전자 주식회사 | 인버터 에어컨의 역률보상방법 및 장치 |
| JP5798342B2 (ja) * | 2010-03-09 | 2015-10-21 | ランドリー グレイ リチャード | 力率補償方法 |
| CN104967301B (zh) * | 2015-05-29 | 2018-07-13 | 广东美的制冷设备有限公司 | 变频家电设备中pfc电路的电压骤升保护装置、方法 |
-
1992
- 1992-04-21 JP JP4101040A patent/JP2638767B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05296538A (ja) | 1993-11-09 |
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