JP2638470B2 - 電力増幅回路 - Google Patents
電力増幅回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電力増幅回路に係り、特
にマイクロ波帯の移動体通信装置用電力増幅回路に関す
る。
にマイクロ波帯の移動体通信装置用電力増幅回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】マイクロ波帯の移動体通信や移動体衛星
通信の分野では、近年加入者数の急速な増加に対応する
ため、有限の周波数資源の有効利用と歪みの影響の低減
化との兼ね合いから、ＱＰＳＫ（４相位相変調）やπ／
４シフトＱＰＳＫなどの狭帯域の変調方式を採用してい
る。
通信の分野では、近年加入者数の急速な増加に対応する
ため、有限の周波数資源の有効利用と歪みの影響の低減
化との兼ね合いから、ＱＰＳＫ（４相位相変調）やπ／
４シフトＱＰＳＫなどの狭帯域の変調方式を採用してい
る。
【０００３】これらの変調方式は、共に２系列の２値の
ディジタル信号のそれぞれで位相が９０°異なる二つの
搬送波のそれぞれを２相位相変調して直交関係にある二
つの被変調波を生成した後、これらを加え合わせて４相
位相変調波として出力するディジタル変調方式である点
で共通するが、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式では、あ
る時刻では直交する２チャネルの信号の信号平面上の４
つの信号点のうちの一つを伝送し、次の時刻では上記の
信号平面上４つの信号点をそれぞれπ／４シフトした４
つの信号点のうちの一つを伝送することを交互に繰り返
す点で、シフトを行わないＱＰＳＫ変調方式と異なる。
ディジタル信号のそれぞれで位相が９０°異なる二つの
搬送波のそれぞれを２相位相変調して直交関係にある二
つの被変調波を生成した後、これらを加え合わせて４相
位相変調波として出力するディジタル変調方式である点
で共通するが、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式では、あ
る時刻では直交する２チャネルの信号の信号平面上の４
つの信号点のうちの一つを伝送し、次の時刻では上記の
信号平面上４つの信号点をそれぞれπ／４シフトした４
つの信号点のうちの一つを伝送することを交互に繰り返
す点で、シフトを行わないＱＰＳＫ変調方式と異なる。
【０００４】しかし、その反面これらの変調方式はＰＳ
Ｋ変調方式その他の定包絡線変調ではないため、変調ス
ペクトラムの拡がりを防ぐため、電力増幅回路にはより
一層線形動作が要求される。このような線形電力増幅回
路では、素子のばらつきや検波回路での非直線性による
制御誤差に基づく不安定な電力増幅を防止することが望
まれている。
Ｋ変調方式その他の定包絡線変調ではないため、変調ス
ペクトラムの拡がりを防ぐため、電力増幅回路にはより
一層線形動作が要求される。このような線形電力増幅回
路では、素子のばらつきや検波回路での非直線性による
制御誤差に基づく不安定な電力増幅を防止することが望
まれている。
【０００５】このことを実現する電力増幅回路として、
従来より送信出力信号を包絡線検波し、この検波信号を
フィードバックする電力増幅回路が知られている（例え
ば、特開平４−１５６７０４号公報）。
従来より送信出力信号を包絡線検波し、この検波信号を
フィードバックする電力増幅回路が知られている（例え
ば、特開平４−１５６７０４号公報）。
【０００６】図１０はこの従来の電力増幅回路の一例の
構成図を示す。同図において、変調器２１より出力され
た変調波は分配器２２により２分配され、一方は第１の
包絡線検波器２５で包絡線検波され、他方は前置増幅器
２３で前置増幅された後非線形特性を持つ電力増幅器２
４により電力増幅される。この電力増幅器２４の出力変
調波は、方向性結合器２６を通して送信信号として出力
されると共に、第２の包絡線検波器２７に供給されて包
絡線検波される。
構成図を示す。同図において、変調器２１より出力され
た変調波は分配器２２により２分配され、一方は第１の
包絡線検波器２５で包絡線検波され、他方は前置増幅器
２３で前置増幅された後非線形特性を持つ電力増幅器２
４により電力増幅される。この電力増幅器２４の出力変
調波は、方向性結合器２６を通して送信信号として出力
されると共に、第２の包絡線検波器２７に供給されて包
絡線検波される。
【０００７】誤差検出増幅器２８は上記の二つの包絡線
検波器２５及び２７のそれぞれより取り出された包絡線
検波信号が入力されてこれらを比較増幅し、それらの差
に応じた誤差電圧を検出生成してこれにより電力増幅器
２４のドレイン電圧を制御する。
検波器２５及び２７のそれぞれより取り出された包絡線
検波信号が入力されてこれらを比較増幅し、それらの差
に応じた誤差電圧を検出生成してこれにより電力増幅器
２４のドレイン電圧を制御する。
【０００８】このようにして、この従来の電力増幅回路
によれば、電力増幅器２４、方向性結合器２６、包絡線
検波器２７及び誤差検出増幅器２８によるフィードバッ
クループにより、包絡線検波器２７より取り出される送
信信号の包絡検波信号が、包絡線検波器２５より取り出
される無歪みの包絡線検波信号と一致するように電力増
幅器２４のドレイン電圧を制御するようにしているた
め、電力増幅器２４の素子などにばらつきがあっても、
安定に包絡線に歪みの無い送信信号を方向性結合器２６
より出力することができ、これによりほぼ完全に線形動
作する電力増幅回路を構成することができる。
によれば、電力増幅器２４、方向性結合器２６、包絡線
検波器２７及び誤差検出増幅器２８によるフィードバッ
クループにより、包絡線検波器２７より取り出される送
信信号の包絡検波信号が、包絡線検波器２５より取り出
される無歪みの包絡線検波信号と一致するように電力増
幅器２４のドレイン電圧を制御するようにしているた
め、電力増幅器２４の素子などにばらつきがあっても、
安定に包絡線に歪みの無い送信信号を方向性結合器２６
より出力することができ、これによりほぼ完全に線形動
作する電力増幅回路を構成することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
の電力増幅回路によれば、実際には増幅器の非線形性に
よるスペクトラムの拡散が、隣接チャンネルに影響を及
ぼさない程度まで許容されているにも拘らず、ＱＰＳＫ
あるいはπ／４シフトＱＰＳＫなどの変調方式により変
調された変調波を、必要以上に変調スペクトラムを拡散
させることなく線形電力増幅しているため、電力増幅器
２４のドレイン電圧が必要以上に上昇し、このため消費
電力が非常に大になってしまうという問題がある。
の電力増幅回路によれば、実際には増幅器の非線形性に
よるスペクトラムの拡散が、隣接チャンネルに影響を及
ぼさない程度まで許容されているにも拘らず、ＱＰＳＫ
あるいはπ／４シフトＱＰＳＫなどの変調方式により変
調された変調波を、必要以上に変調スペクトラムを拡散
させることなく線形電力増幅しているため、電力増幅器
２４のドレイン電圧が必要以上に上昇し、このため消費
電力が非常に大になってしまうという問題がある。
【００１０】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
高効率で、かつ、低消費電力の電力増幅回路を提供する
ことを目的とする。
高効率で、かつ、低消費電力の電力増幅回路を提供する
ことを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明では、ディジタル変調された変調波を出力す
る変調器と、変調器の出力変調波を電力増幅する電力増
幅器と、電力増幅器の出力変調波を２分岐する分岐手段
と、分岐手段により分岐して取り出された変調波と、変
調器の搬送波とをそれぞれ混合するミキサと、ミキサの
出力信号から所定周波数帯域の信号成分を濾波するフィ
ルタ回路と、フィルタ回路の出力信号レベルに基づいて
電力増幅器の飽和出力レベルを可変制御する制御手段と
を有し、制御手段により電力増幅器の出力変調波の周波
数帯域を一定に制御する構成としたものである。
め、本発明では、ディジタル変調された変調波を出力す
る変調器と、変調器の出力変調波を電力増幅する電力増
幅器と、電力増幅器の出力変調波を２分岐する分岐手段
と、分岐手段により分岐して取り出された変調波と、変
調器の搬送波とをそれぞれ混合するミキサと、ミキサの
出力信号から所定周波数帯域の信号成分を濾波するフィ
ルタ回路と、フィルタ回路の出力信号レベルに基づいて
電力増幅器の飽和出力レベルを可変制御する制御手段と
を有し、制御手段により電力増幅器の出力変調波の周波
数帯域を一定に制御する構成としたものである。
【００１２】電力増幅器は増幅用電界効果トランジスタ
を有し、前記制御手段は電界効果トランジスタのドレイ
ン電圧を可変制御することが、電力増幅器の飽和出力レ
ベルを線形性良く制御することができる点で、好まし
い。
を有し、前記制御手段は電界効果トランジスタのドレイ
ン電圧を可変制御することが、電力増幅器の飽和出力レ
ベルを線形性良く制御することができる点で、好まし
い。
【００１３】前記フィルタ回路は、前記分岐手段より外
部へ出力される変調波の占有帯域幅に応じて設定された
下限周波数を有する帯域フィルタであることが、変調波
の占有帯域幅を必要以上に拡げてしまうことなく一定に
制御することができる点で、好ましい。
部へ出力される変調波の占有帯域幅に応じて設定された
下限周波数を有する帯域フィルタであることが、変調波
の占有帯域幅を必要以上に拡げてしまうことなく一定に
制御することができる点で、好ましい。
【００１４】
【作用】本発明では、制御手段により電力増幅器の出力
変調波の周波数帯域を一定に制御する構成であるため、
電力増幅器を出力変調波の占有帯域幅として許容される
ぎりぎりの非線形性で使用することができる。
変調波の周波数帯域を一定に制御する構成であるため、
電力増幅器を出力変調波の占有帯域幅として許容される
ぎりぎりの非線形性で使用することができる。
【００１５】
【実施例】次に、本発明の実施例について図１乃至図９
と共に説明する。図１は本発明になる電力増幅回路の一
実施例の構成図を示す。本実施例は、マイクロ波帯の送
信周波数を発振出力する局部発振器１、π／４シフトＱ
ＰＳＫの変調方式による変調を行う変調器２、前置増幅
する前置増幅器３、高効率であるが、非線形特性を有す
る電力増幅器４、送信信号を出力する一方、一部を分岐
する方向性結合器５、周波数変換を行うミキサ６、ミキ
サ６の出力信号の所定周波数成分を濾波する帯域フィル
タ７、帯域フィルタ７の出力信号を積分する積分器８及
び積分器８の出力信号を増幅し、電力増幅器４のドレイ
ン電圧を制御する制御増幅器９とよりなる。
と共に説明する。図１は本発明になる電力増幅回路の一
実施例の構成図を示す。本実施例は、マイクロ波帯の送
信周波数を発振出力する局部発振器１、π／４シフトＱ
ＰＳＫの変調方式による変調を行う変調器２、前置増幅
する前置増幅器３、高効率であるが、非線形特性を有す
る電力増幅器４、送信信号を出力する一方、一部を分岐
する方向性結合器５、周波数変換を行うミキサ６、ミキ
サ６の出力信号の所定周波数成分を濾波する帯域フィル
タ７、帯域フィルタ７の出力信号を積分する積分器８及
び積分器８の出力信号を増幅し、電力増幅器４のドレイ
ン電圧を制御する制御増幅器９とよりなる。
【００１６】電力増幅器４は例えば図２に示す如き構成
とされている。すなわち、電力増幅器４は、Ｎチャンネ
ルの電力増幅用電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１３の
ゲートに、入力とのインピーダンスマッチングのための
整合回路１１が接続されると共にバイアス用抵抗１２が
接続され、また、ＦＥＴ１３のドレインにドレイン抵抗
１４と出力とのインピーダンスマッチングのための整合
回路１１が接続されている。
とされている。すなわち、電力増幅器４は、Ｎチャンネ
ルの電力増幅用電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１３の
ゲートに、入力とのインピーダンスマッチングのための
整合回路１１が接続されると共にバイアス用抵抗１２が
接続され、また、ＦＥＴ１３のドレインにドレイン抵抗
１４と出力とのインピーダンスマッチングのための整合
回路１１が接続されている。
【００１７】ＦＥＴ１３は整合回路１１を介してゲート
に入力される入力信号を電力増幅してドレインより出力
して整合回路１５へ出力するものであり、このとき、ド
レイン抵抗１４を介して印加されるドレイン電圧ＶＤＳ
により、ドレインからの飽和出力電力が制御される。例
えば図３に示すように、ドレイン電圧ＶＤＳがＩで示す
如く低い時は飽和出力電力も低いために、線形に増幅さ
れる領域が比較的狭く、ドレイン電圧ＶＤＳがＩＩで示
す如く高い時は飽和出力電力も高くなり、線形に増幅さ
れる領域が増大する。
に入力される入力信号を電力増幅してドレインより出力
して整合回路１５へ出力するものであり、このとき、ド
レイン抵抗１４を介して印加されるドレイン電圧ＶＤＳ
により、ドレインからの飽和出力電力が制御される。例
えば図３に示すように、ドレイン電圧ＶＤＳがＩで示す
如く低い時は飽和出力電力も低いために、線形に増幅さ
れる領域が比較的狭く、ドレイン電圧ＶＤＳがＩＩで示
す如く高い時は飽和出力電力も高くなり、線形に増幅さ
れる領域が増大する。
【００１８】次に、本実施例の動作について説明する。
図１において、局部発振器１より発振出力されたマイク
ロ波帯の送信周波信号は、変調器２に搬送波として供給
されて変調信号によりπ／４シフトＱＰＳＫ変調される
一方、後述するミキサ６に供給される。変調器２の出力
変調波は図４に示す如き周波数スペクトラムをしてお
り、送信周波数ｆ０を中心とする比較的狭い周波数範囲
にスペクトラムが集中している。
図１において、局部発振器１より発振出力されたマイク
ロ波帯の送信周波信号は、変調器２に搬送波として供給
されて変調信号によりπ／４シフトＱＰＳＫ変調される
一方、後述するミキサ６に供給される。変調器２の出力
変調波は図４に示す如き周波数スペクトラムをしてお
り、送信周波数ｆ０を中心とする比較的狭い周波数範囲
にスペクトラムが集中している。
【００１９】変調器２の出力π／４シフトＱＰＳＫ変調
波は、前置増幅器３に供給されて前置増幅された後電力
増幅器４に供給され、ここで電力増幅されることによ
り、包絡線成分が抑圧されるため、図５に示す如き周波
数スペクトラムとされる。同図に示すように、この周波
数スペクトラムは、送信周波数ｆ０を中心として、元々
あったメインローブの周りに多数のサイドローブが発生
し、周波数帯域が拡がっている。
波は、前置増幅器３に供給されて前置増幅された後電力
増幅器４に供給され、ここで電力増幅されることによ
り、包絡線成分が抑圧されるため、図５に示す如き周波
数スペクトラムとされる。同図に示すように、この周波
数スペクトラムは、送信周波数ｆ０を中心として、元々
あったメインローブの周りに多数のサイドローブが発生
し、周波数帯域が拡がっている。
【００２０】電力増幅器４は前記したように、図２に示
す如き構成とされており、その出力π／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調波の周波数スペクトラムは、電力増幅器４のドレ
イン電圧が高いほど線形電力領域が広くなるため、図４
に示した周波数スペクトラムに近付き、ドレイン電圧が
低いとより非線形な電力増幅を行うために、図５に示し
た周波数スペクトラムのサイドローブが拡がる。
す如き構成とされており、その出力π／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調波の周波数スペクトラムは、電力増幅器４のドレ
イン電圧が高いほど線形電力領域が広くなるため、図４
に示した周波数スペクトラムに近付き、ドレイン電圧が
低いとより非線形な電力増幅を行うために、図５に示し
た周波数スペクトラムのサイドローブが拡がる。
【００２１】この電力増幅器４より取り出されたπ／４
シフトＱＰＳＫ変調波は、方向性結合器５により２分岐
され、一方は送信信号として出力され、他方はミキサ６
に入力され、ここで局部発振器１の出力送信周波信号と
周波数変換される。ミキサ６の出力信号の周波数スペク
トラムは、図６に示すように直流近傍に変調波のエネル
ギーが集中し、高周波数領域にミキサ６によって発生し
たスプリアスが存在する。
シフトＱＰＳＫ変調波は、方向性結合器５により２分岐
され、一方は送信信号として出力され、他方はミキサ６
に入力され、ここで局部発振器１の出力送信周波信号と
周波数変換される。ミキサ６の出力信号の周波数スペク
トラムは、図６に示すように直流近傍に変調波のエネル
ギーが集中し、高周波数領域にミキサ６によって発生し
たスプリアスが存在する。
【００２２】このミキサ６の出力信号は帯域フィルタ７
に入力される。帯域フィルタ７は図７に示すように、下
限周波数ｆＬから上限周波数ｆＵまでの周波数帯域の信
号を通過させる通過特性を有する。下限周波数ｆＬは送
信信号の許容帯域幅に応じて定められ、また上限周波数
ｆＵはミキサ６の出力信号中の前記スプリアス成分を除
去できる周波数に設定される。これにより、帯域フィル
タ７からは図７の周波数スペクトラム中、下限周波数ｆ
Ｌ未満の低周波数成分と、上限周波数ｆＵ以上のスプリ
アス成分が除去された、図８に示す周波数スペクトラム
の信号が取り出される。
に入力される。帯域フィルタ７は図７に示すように、下
限周波数ｆＬから上限周波数ｆＵまでの周波数帯域の信
号を通過させる通過特性を有する。下限周波数ｆＬは送
信信号の許容帯域幅に応じて定められ、また上限周波数
ｆＵはミキサ６の出力信号中の前記スプリアス成分を除
去できる周波数に設定される。これにより、帯域フィル
タ７からは図７の周波数スペクトラム中、下限周波数ｆ
Ｌ未満の低周波数成分と、上限周波数ｆＵ以上のスプリ
アス成分が除去された、図８に示す周波数スペクトラム
の信号が取り出される。
【００２３】図８に示す周波数スペクトラムの帯域フィ
ルタ７の出力信号は電力増幅器４が非線形であればある
ほどレベルが大きくなり、線形であれば小さくなる。帯
域フィルタ７の出力信号は積分器８に供給され、ここで
積分された後制御増幅器９に供給される。制御増幅器９
は積分器８の出力信号を増幅して電力増幅器４にドレイ
ン電圧として印加する。
ルタ７の出力信号は電力増幅器４が非線形であればある
ほどレベルが大きくなり、線形であれば小さくなる。帯
域フィルタ７の出力信号は積分器８に供給され、ここで
積分された後制御増幅器９に供給される。制御増幅器９
は積分器８の出力信号を増幅して電力増幅器４にドレイ
ン電圧として印加する。
【００２４】帯域フィルタ７の出力信号は電力増幅器４
が非線形であればあるほどレベルが大きくなるため、制
御増幅器９の出力電圧が大になり、電力増幅器４のＦＥ
Ｔ１３のドレイン電圧が増加するように制御され、その
結果電力増幅器４の線形性が高くなり、送信信号の周波
数帯域を狭くするように働く。
が非線形であればあるほどレベルが大きくなるため、制
御増幅器９の出力電圧が大になり、電力増幅器４のＦＥ
Ｔ１３のドレイン電圧が増加するように制御され、その
結果電力増幅器４の線形性が高くなり、送信信号の周波
数帯域を狭くするように働く。
【００２５】逆に、電力増幅器４の線形性が高い場合
は、電力増幅器４の出力変調波の周波数スペクトラムが
狭いため、制御増幅器９の出力電圧が低下し、電力増幅
器４のＦＥＴ１３のドレイン電圧が低下するように制御
され、その結果電力増幅器４の線形性が低くなり、送信
信号の周波数帯域を広げるように働く。すなわち、本実
施例によれば、帯域フィルタ７の出力信号の周波数帯域
に応じて送信信号の周波数帯域を制御することができ
る。
は、電力増幅器４の出力変調波の周波数スペクトラムが
狭いため、制御増幅器９の出力電圧が低下し、電力増幅
器４のＦＥＴ１３のドレイン電圧が低下するように制御
され、その結果電力増幅器４の線形性が低くなり、送信
信号の周波数帯域を広げるように働く。すなわち、本実
施例によれば、帯域フィルタ７の出力信号の周波数帯域
に応じて送信信号の周波数帯域を制御することができ
る。
【００２６】従って、送信機として許容される送信信号
の占有帯域幅に応じて、帯域フィルタ７の下限周波数ｆ
Ｌを設定することにより、電力増幅器４を許容すること
ができるぎりぎりの非線形性で使用することができる。
これにより、許容される範囲内で線形性がある程度低下
した電力増幅器４で電力増幅して得られた、図９に示す
ような周波数スペクトラムの送信信号を方向性結合器５
より出力することができる。
の占有帯域幅に応じて、帯域フィルタ７の下限周波数ｆ
Ｌを設定することにより、電力増幅器４を許容すること
ができるぎりぎりの非線形性で使用することができる。
これにより、許容される範囲内で線形性がある程度低下
した電力増幅器４で電力増幅して得られた、図９に示す
ような周波数スペクトラムの送信信号を方向性結合器５
より出力することができる。
【００２７】このように、本実施例によれば、送信信号
の周波数スペクトラムが従来に比べ必要以上に拡がって
しまうことを防止でき、また、低消費電力化を実現する
ことができる。また、ある程度非線形性で電力増幅器を
使用するため、電力増幅器を高効率で動作させることが
できる。
の周波数スペクトラムが従来に比べ必要以上に拡がって
しまうことを防止でき、また、低消費電力化を実現する
ことができる。また、ある程度非線形性で電力増幅器を
使用するため、電力増幅器を高効率で動作させることが
できる。
【００２８】なお、本発明は上記の実施例に限定される
ものではなく、変調器２の変調方式はＱＰＳＫなどの他
のディジタル変調方式でも良い。また、電力増幅器４の
飽和出力レベルを制御する方法としては、ドレイン電圧
を制御する方法に比し線形性が劣るが、ゲート電圧を制
御する方法でもよい。また、電力増幅器４としては増幅
用の能動素子として、バイポーラトランジスタを使用し
た構成のものでもよい。この場合は、コレクタ電圧ある
いはベース電圧を制御することにより、飽和出力レベル
を制御することができる。
ものではなく、変調器２の変調方式はＱＰＳＫなどの他
のディジタル変調方式でも良い。また、電力増幅器４の
飽和出力レベルを制御する方法としては、ドレイン電圧
を制御する方法に比し線形性が劣るが、ゲート電圧を制
御する方法でもよい。また、電力増幅器４としては増幅
用の能動素子として、バイポーラトランジスタを使用し
た構成のものでもよい。この場合は、コレクタ電圧ある
いはベース電圧を制御することにより、飽和出力レベル
を制御することができる。
【００２９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電力増幅器を出力変調波の占有帯域幅として許容される
ぎりぎりの非線形性で使用することができるため、従来
に比べて電力増幅器より出力される送信変調波の周波数
帯域が必要以上に拡がることを防止することができると
共に、高効率で使用することができ、更に低消費電力化
を実現することかできる。
電力増幅器を出力変調波の占有帯域幅として許容される
ぎりぎりの非線形性で使用することができるため、従来
に比べて電力増幅器より出力される送信変調波の周波数
帯域が必要以上に拡がることを防止することができると
共に、高効率で使用することができ、更に低消費電力化
を実現することかできる。
【図１】本発明の一実施例の構成図である。
【図２】電力増幅器の一例の回路構成図である。
【図３】図２のＦＥＴのドレイン電圧と入出力特性図で
ある。
ある。
【図４】変調波の周波数スペクトラムの一例を示す図で
ある。
ある。
【図５】電力増幅器の出力変調波の周波数スペクトラム
の一例を示す図である。
の一例を示す図である。
【図６】図１のミキサの出力信号の周波数スペクトラム
を示す図である。
を示す図である。
【図７】図１の帯域フィルタの通過特性を示す図であ
る。
る。
【図８】図１の帯域フィルタの出力信号の周波数スペク
トラムを示す図である。
トラムを示す図である。
【図９】図１の出力送信信号の周波数スぺクトラムを示
す図である。
す図である。
【図１０】従来の電力増幅回路の一例の構成図である。
１ 局部発振器 ２ 変調器 ３ 前置増幅器 ４ 電力増幅器 ５ 方向性結合器 ６ ミキサ ７ 帯域フィルタ ８ 積分器 ９ 制御増幅器 １１、１５ 整合回路 １３ 増幅用電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）
Claims (3)
- 【請求項１】 ディジタル変調された変調波を出力する
変調器と、 該変調器の出力変調波を電力増幅する電力増幅器と、 該電力増幅器の出力変調波を２分岐する分岐手段と、 該分岐手段により分岐して取り出された変調波と、前記
変調器の搬送波とをそれぞれ混合するミキサと、 該ミキサの出力信号から所定周波数帯域の信号成分を濾
波するフィルタ回路と、 該フィルタ回路の出力信号レベルに基づいて前記電力増
幅器の飽和出力レベルを可変制御する制御手段とを有
し、該制御手段により該電力増幅器の出力変調波の周波
数帯域を一定に制御することを特徴とする電力増幅回
路。 - 【請求項２】 前記電力増幅器は増幅用電界効果トラン
ジスタを有し、前記制御手段は、該電界効果トランジス
タのドレイン電圧を可変制御することを特徴とする請求
項１記載の電力増幅回路。 - 【請求項３】 前記フィルタ回路は、前記分岐手段より
外部へ出力される変調波の占有帯域幅に応じて設定され
た下限周波数を有する帯域フィルタであることを特徴と
する請求項１又は２記載の電力増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6068010A JP2638470B2 (ja) | 1994-03-10 | 1994-03-10 | 電力増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6068010A JP2638470B2 (ja) | 1994-03-10 | 1994-03-10 | 電力増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07249947A JPH07249947A (ja) | 1995-09-26 |
| JP2638470B2 true JP2638470B2 (ja) | 1997-08-06 |
Family
ID=13361457
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6068010A Expired - Fee Related JP2638470B2 (ja) | 1994-03-10 | 1994-03-10 | 電力増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2638470B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2011082953A (ja) * | 2009-09-10 | 2011-04-21 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 増幅装置、及びこれを用いた無線送信装置 |
| JP6325337B2 (ja) * | 2014-05-16 | 2018-05-16 | Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 | 送信機および送信方法 |
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-
1994
- 1994-03-10 JP JP6068010A patent/JP2638470B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07249947A (ja) | 1995-09-26 |
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