JP2615932B2 - 高圧直流電源装置 - Google Patents
高圧直流電源装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は真空管のエージング用などに使用される高
圧直流電源装置に関するものである。
圧直流電源装置に関するものである。
この発明の基礎となる高圧直流電源装置の既提案例
（特願昭62−100878号参照）は、第４図に示すように、
商用電源から与えられる交流電圧をｎ台のコンバータCN
1〜CNnで独立して直流電圧に変換し、このｎ台のコンバ
ータCN1〜CNnから出力される直流電圧をｎ台のインバー
タIN1〜INnでそれぞれ独立して同一周期で同一振幅で位
相がπ/nずつずれた矩形波交流電圧に変換し、ｎ台のイ
ンバータIN1〜INnから出力される矩形波交流電圧を結合
変圧器TR1〜TRnで絶縁および電圧整合を図った上で全波
整流器DB1〜DBnでそれぞれ全波整流し、さらに全波整流
後の各電圧を加算合成し、得られた合成電圧をリアクト
ルＬおよびコンデンサＣよりなるリップル除去用フィル
タＦに通すことでリップルを除去し、得られた最終直流
電圧を真空管等の負荷に加えるように構成されていた。
（特願昭62−100878号参照）は、第４図に示すように、
商用電源から与えられる交流電圧をｎ台のコンバータCN
1〜CNnで独立して直流電圧に変換し、このｎ台のコンバ
ータCN1〜CNnから出力される直流電圧をｎ台のインバー
タIN1〜INnでそれぞれ独立して同一周期で同一振幅で位
相がπ/nずつずれた矩形波交流電圧に変換し、ｎ台のイ
ンバータIN1〜INnから出力される矩形波交流電圧を結合
変圧器TR1〜TRnで絶縁および電圧整合を図った上で全波
整流器DB1〜DBnでそれぞれ全波整流し、さらに全波整流
後の各電圧を加算合成し、得られた合成電圧をリアクト
ルＬおよびコンデンサＣよりなるリップル除去用フィル
タＦに通すことでリップルを除去し、得られた最終直流
電圧を真空管等の負荷に加えるように構成されていた。
この場合、ｎ台のインバータIN1〜INnは、それぞれ正
側半波と負側半波との間に各々休止期間を有する矩形波
交流電圧を発生する構成である。そして、ｎ台のインバ
ータIN1〜INnの各出力端がｎ個の結合変圧器TR1〜TRnの
１次側にそれぞれ接続され、ｎ個の結合変圧器TR1〜TRn
の２次側にｎ個の全波整流器DB1〜DBnの交流側端子がそ
れぞれ接続され、ｎ個の全波整流器DB1〜DBnの直流側端
子がそれぞれ縦列接続され、このｎ個の全波整流器DB1
〜DBnの縦列接続体の両端にリップル除去用フィルタＦ
が接続され、リップル除去用フィルタＦの出力の最終直
流電圧が負荷に印加される。
側半波と負側半波との間に各々休止期間を有する矩形波
交流電圧を発生する構成である。そして、ｎ台のインバ
ータIN1〜INnの各出力端がｎ個の結合変圧器TR1〜TRnの
１次側にそれぞれ接続され、ｎ個の結合変圧器TR1〜TRn
の２次側にｎ個の全波整流器DB1〜DBnの交流側端子がそ
れぞれ接続され、ｎ個の全波整流器DB1〜DBnの直流側端
子がそれぞれ縦列接続され、このｎ個の全波整流器DB1
〜DBnの縦列接続体の両端にリップル除去用フィルタＦ
が接続され、リップル除去用フィルタＦの出力の最終直
流電圧が負荷に印加される。
また、ｎ台のインバータIN1〜INnからそれぞれ出力さ
れる矩形波交流電圧の休止期間の合計をｎ台のインバー
タIN1〜INnの出力周期の1/2と等しく設定するととも
に、ｎ台のインバータIN1〜INnからそれぞれ出力される
矩形波交流電圧の休止期間が重ならないようにｎ台のイ
ンバータIN1〜INnのそれぞれの出力位相を設定してい
る。この設定に際しては、つぎの点に留意する必要があ
る。すなわち、インバータIN1〜INnが必要とする最小休
止期間を合計した値がインバータIN1〜INnの出力周期の
1/2より小さくなるように台数を設定する必要がある。
つまり、例えばインバータIN1〜INnの最小休止期間をそ
れぞれA1〜Anとしたときに、 A1＜a1 A2＜a2 ‥‥‥ An＜an なる休止期間a1〜anで、インバータIN1〜INnの出力周波
数ｆに対し、 a1＋a2＋…＋an＝1/2f となるｎ台のインバータ構成とする。なお、上式のよう
に設定するのは、インバータIN1〜INnの出力の１周期に
休止期間が２回あるからである。
れる矩形波交流電圧の休止期間の合計をｎ台のインバー
タIN1〜INnの出力周期の1/2と等しく設定するととも
に、ｎ台のインバータIN1〜INnからそれぞれ出力される
矩形波交流電圧の休止期間が重ならないようにｎ台のイ
ンバータIN1〜INnのそれぞれの出力位相を設定してい
る。この設定に際しては、つぎの点に留意する必要があ
る。すなわち、インバータIN1〜INnが必要とする最小休
止期間を合計した値がインバータIN1〜INnの出力周期の
1/2より小さくなるように台数を設定する必要がある。
つまり、例えばインバータIN1〜INnの最小休止期間をそ
れぞれA1〜Anとしたときに、 A1＜a1 A2＜a2 ‥‥‥ An＜an なる休止期間a1〜anで、インバータIN1〜INnの出力周波
数ｆに対し、 a1＋a2＋…＋an＝1/2f となるｎ台のインバータ構成とする。なお、上式のよう
に設定するのは、インバータIN1〜INnの出力の１周期に
休止期間が２回あるからである。
また、インバータIN1〜INnは必要な電圧Ｂに対してB/
（ｎ−１）なる電圧を出力できるようにする。
（ｎ−１）なる電圧を出力できるようにする。
また、インバータIN1〜INnの出力の矩形波交流電圧
は、コンバータCN1〜CNnの出力直流電圧を位相制御でも
って調整することにより、インバータIN1〜INnの各々の
スイッチング素子の導通幅を変化させることなく、変化
させることができるようになっている。
は、コンバータCN1〜CNnの出力直流電圧を位相制御でも
って調整することにより、インバータIN1〜INnの各々の
スイッチング素子の導通幅を変化させることなく、変化
させることができるようになっている。
また、リップル除去用フィルタＦは、この既提案例の
場合、理論的には不要であるが、実際にインバータIN1
〜INnを運転する上で、その出力のスイッチングの時
間，温度等の特性による出力位相のずれ、全波整流器DB
1〜DBnの重なり角等による多少のリップル成分が残るの
で、これらの残留リップル成分の除去のために設けられ
ることが多い。なお、その容量は十分小さいものでよ
く、リップル除去用フィルタＦに蓄えられる直流エネル
ギーは小さく抑えることができる。
場合、理論的には不要であるが、実際にインバータIN1
〜INnを運転する上で、その出力のスイッチングの時
間，温度等の特性による出力位相のずれ、全波整流器DB
1〜DBnの重なり角等による多少のリップル成分が残るの
で、これらの残留リップル成分の除去のために設けられ
ることが多い。なお、その容量は十分小さいものでよ
く、リップル除去用フィルタＦに蓄えられる直流エネル
ギーは小さく抑えることができる。
この高圧直流電源装置において、従来例と同様にｎ台
のインバータIN1〜INnの最大出力電圧をそれぞれ500Vと
し、結合変圧器TR1〜TRnの巻数比をそれぞれ１対20とす
れば、リップル除去用フィルタＦの出力側から得るべき
最終直流電圧を例えば40KVとするには、ｎ＝５とすれば
よい。これより高い電圧を出力する必要がある場合に
は、コンバータCN1〜CNn,インバータIN1〜INn,全波整流
器DB1〜DBnの台数ｎをそれぞれ最終直流電圧に合わせて
増加させればよい。
のインバータIN1〜INnの最大出力電圧をそれぞれ500Vと
し、結合変圧器TR1〜TRnの巻数比をそれぞれ１対20とす
れば、リップル除去用フィルタＦの出力側から得るべき
最終直流電圧を例えば40KVとするには、ｎ＝５とすれば
よい。これより高い電圧を出力する必要がある場合に
は、コンバータCN1〜CNn,インバータIN1〜INn,全波整流
器DB1〜DBnの台数ｎをそれぞれ最終直流電圧に合わせて
増加させればよい。
ここで、ｎ＝５として40KVの最終直流電圧を得るよう
に構成した高圧直流電源装置における各部のタイムチャ
ートを第５図に示す。第５図において、（ａ）〜（ｅ）
はインバータIN1〜IN5から出力される矩形波電圧V1〜V5
を示し、その周波数は例えば1KHz、すなわち周期は1mse
cで、半周期500μsec毎に100μsecの休止期間T1〜T5を
もち、その振幅V1M〜V5Mはそれぞれ500Vである。また、
（ｆ）〜（ｊ）は全波整流器DB1〜DB5の出力電圧V6〜V
10を示し、その振幅V6M〜V10Mはそれぞれ10KVであり、
時間T0（500μsec）毎に100μsecの休止期間T6〜T10を
有している。（ｋ）は全波整流器DB1〜DB5の縦列接続体
の両端に得られる合成電圧V11を示し、その電圧値V11A
は40KVとなっている。
に構成した高圧直流電源装置における各部のタイムチャ
ートを第５図に示す。第５図において、（ａ）〜（ｅ）
はインバータIN1〜IN5から出力される矩形波電圧V1〜V5
を示し、その周波数は例えば1KHz、すなわち周期は1mse
cで、半周期500μsec毎に100μsecの休止期間T1〜T5を
もち、その振幅V1M〜V5Mはそれぞれ500Vである。また、
（ｆ）〜（ｊ）は全波整流器DB1〜DB5の出力電圧V6〜V
10を示し、その振幅V6M〜V10Mはそれぞれ10KVであり、
時間T0（500μsec）毎に100μsecの休止期間T6〜T10を
有している。（ｋ）は全波整流器DB1〜DB5の縦列接続体
の両端に得られる合成電圧V11を示し、その電圧値V11A
は40KVとなっている。
この既提案例の高圧直流電源装置によれば、ｎ台のイ
ンバータIN1〜INnからそれぞれ出力される矩形波交流電
圧の休止期間の合計をｎ台のインバータIN1〜INnの出力
周期の1/2と等しく設定するとともに、ｎ台のインバー
タIN1〜INnからそれぞれ出力される矩形波交流電圧の休
止期間が重ならないようにｎ台のインバータIN1〜INnの
それぞれの出力位相を設定したので、常にｎ台のインバ
ータIN1〜INnのうちいずれか１台は必ず休止することに
なり、ｎ台のインバータIN1〜INnの出力の矩形波交流電
圧を昇圧および整流して加算合成した合成電圧における
リップルをほとんどなくすことができ、リップル除去用
フィルタＦは残留リップルを除去できればよいだけのき
わめて小容量のものでよくなる。したがって、リップル
除去用フィルタＦに蓄えられる直流エネルギーが小さく
なり、例えば真空管のエージング中に真空管が閃絡して
も、リップル除去用フィルタＦに蓄えられた直流エネル
ギによって閃絡電流が流れる時間はごく短くなり、真空
管の破壊が防止される。
ンバータIN1〜INnからそれぞれ出力される矩形波交流電
圧の休止期間の合計をｎ台のインバータIN1〜INnの出力
周期の1/2と等しく設定するとともに、ｎ台のインバー
タIN1〜INnからそれぞれ出力される矩形波交流電圧の休
止期間が重ならないようにｎ台のインバータIN1〜INnの
それぞれの出力位相を設定したので、常にｎ台のインバ
ータIN1〜INnのうちいずれか１台は必ず休止することに
なり、ｎ台のインバータIN1〜INnの出力の矩形波交流電
圧を昇圧および整流して加算合成した合成電圧における
リップルをほとんどなくすことができ、リップル除去用
フィルタＦは残留リップルを除去できればよいだけのき
わめて小容量のものでよくなる。したがって、リップル
除去用フィルタＦに蓄えられる直流エネルギーが小さく
なり、例えば真空管のエージング中に真空管が閃絡して
も、リップル除去用フィルタＦに蓄えられた直流エネル
ギによって閃絡電流が流れる時間はごく短くなり、真空
管の破壊が防止される。
なお、インバータIN1〜INnの休止期間は、上記の説明
では同一であったが、休止期間を同一に設定する必要は
なく、休止期間の合計がインバータIN1〜INnの出力周期
の1/2に等しくするだけで十分である。
では同一であったが、休止期間を同一に設定する必要は
なく、休止期間の合計がインバータIN1〜INnの出力周期
の1/2に等しくするだけで十分である。
また、上記既提案例では、インバータIN1〜INnの各１
台毎に出力位相を順次ずらせるようにしたが、複数台毎
に順次インバータIN1〜INnの出力位相をずらせるように
してもよい。
台毎に出力位相を順次ずらせるようにしたが、複数台毎
に順次インバータIN1〜INnの出力位相をずらせるように
してもよい。
この高圧直流電源装置においては、ｎ台のインバータ
IN1〜INnを構成する各スイッチング素子にスイッチング
時間のばらつきやオン電圧のばらつきが存在し、出力さ
れる矩形波交流電圧の正側半波および負側半波の大きさ
が同じでなく、矩形波交流電圧に直流成分が含まれるこ
とがあった。
IN1〜INnを構成する各スイッチング素子にスイッチング
時間のばらつきやオン電圧のばらつきが存在し、出力さ
れる矩形波交流電圧の正側半波および負側半波の大きさ
が同じでなく、矩形波交流電圧に直流成分が含まれるこ
とがあった。
このように、インバータIN1〜INnから出力される矩形
波交流電圧に直流成分が含まれると、この矩形波交流電
圧が印加される結合変圧器TR1〜TRnが偏励磁されること
になる。
波交流電圧に直流成分が含まれると、この矩形波交流電
圧が印加される結合変圧器TR1〜TRnが偏励磁されること
になる。
このような結合変圧器TR1〜TRnの偏励磁を防止するた
めの構成としては、インバータIN1〜INnから出力される
矩形波交流電圧の正側半波および負側半波のパルス幅の
微少補正を行うことが考えられる。しかし、パルス幅の
補正を行うことは、休止期間の合計をインバータIN1〜I
Nnの出力周期の1/2に等しくしてリップルを少なくする
ということから外れ、ｎ個の全波整流器DB1〜DBnの縦列
接続体の両端に現れる直流電圧に上記パルス幅の微少補
正に伴うリップルが現れることになり、リップル除去フ
ィルタの容量を増大させねばならなくなる。
めの構成としては、インバータIN1〜INnから出力される
矩形波交流電圧の正側半波および負側半波のパルス幅の
微少補正を行うことが考えられる。しかし、パルス幅の
補正を行うことは、休止期間の合計をインバータIN1〜I
Nnの出力周期の1/2に等しくしてリップルを少なくする
ということから外れ、ｎ個の全波整流器DB1〜DBnの縦列
接続体の両端に現れる直流電圧に上記パルス幅の微少補
正に伴うリップルが現れることになり、リップル除去フ
ィルタの容量を増大させねばならなくなる。
第６図は、５台のインバータIN1〜IN5を用いて高圧直
流電源装置を構成した場合において、インバータIN1か
ら出力される矩形波交流電圧に正側半波および負側半波
の不均衡が存在する場合の第４図の装置の各部のタイム
チャートを示し、（ａ）〜（ｋ）は第５図の（ａ）〜
（ｋ）にそれぞれ対応している。なお、第６図（ａ），
（ｆ），（ｋ）における破線は、第５図（ａ），
（ｆ），（ｋ）と同じ波形を示している。
流電源装置を構成した場合において、インバータIN1か
ら出力される矩形波交流電圧に正側半波および負側半波
の不均衡が存在する場合の第４図の装置の各部のタイム
チャートを示し、（ａ）〜（ｋ）は第５図の（ａ）〜
（ｋ）にそれぞれ対応している。なお、第６図（ａ），
（ｆ），（ｋ）における破線は、第５図（ａ），
（ｆ），（ｋ）と同じ波形を示している。
この第６図と第５図とを比較すれば、パルス幅補正を
行うとリップルが増加するということが明らかである。
行うとリップルが増加するということが明らかである。
したがって、この発明の目的は、リップルを増加させ
ることなく結合変圧器の偏磁を防止することができる高
圧直流電源装置を提供することである。
ることなく結合変圧器の偏磁を防止することができる高
圧直流電源装置を提供することである。
この発明の高圧直流電源装置は、休止期間を有する矩
形波交流電圧を同一周期でかつ同一振幅で発生するｎ台
（ｎは２以上の整数）のインバータを設け、このｎ台の
インバータの出力端にｎ個の結合変圧器の１次側をそれ
ぞれ接続し、このｎ個の結合変圧器の２次側にｎ個の全
波整流器の交流側をそれぞれ接続し、このｎ個の全波整
流器の直流側を縦列接続している。
形波交流電圧を同一周期でかつ同一振幅で発生するｎ台
（ｎは２以上の整数）のインバータを設け、このｎ台の
インバータの出力端にｎ個の結合変圧器の１次側をそれ
ぞれ接続し、このｎ個の結合変圧器の２次側にｎ個の全
波整流器の交流側をそれぞれ接続し、このｎ個の全波整
流器の直流側を縦列接続している。
また、ｎ台のインバータの出力の正側半波および負側
半波の不均衡をそれぞれ検出するｎ個の出力不均衡検出
手段を設け、このｎ個の出力不均衡検出手段の出力にそ
れぞれ応じてｎ台のインバータのそれぞれのスイッチン
グ素子の導通時の両端間の電圧降下を変化させてｎ台の
インバータの出力の正側半波および負側半波を均衡化さ
せるｎ個の制御手段を設けている。
半波の不均衡をそれぞれ検出するｎ個の出力不均衡検出
手段を設け、このｎ個の出力不均衡検出手段の出力にそ
れぞれ応じてｎ台のインバータのそれぞれのスイッチン
グ素子の導通時の両端間の電圧降下を変化させてｎ台の
インバータの出力の正側半波および負側半波を均衡化さ
せるｎ個の制御手段を設けている。
そして、ｎ台のインバータからそれぞれ出力される矩
形波交流電圧の休止期間の合計をｎ台のインバータの出
力周期の1/2と等しく設定するとともに、ｎ台のインバ
ータから出力される矩形波交流電圧の休止期間が重なら
ないようにｎ台のインバータのそれぞれの出力位相を設
定している。
形波交流電圧の休止期間の合計をｎ台のインバータの出
力周期の1/2と等しく設定するとともに、ｎ台のインバ
ータから出力される矩形波交流電圧の休止期間が重なら
ないようにｎ台のインバータのそれぞれの出力位相を設
定している。
この発明の構成においては、ｎ台のインバータからそ
れぞれ出力される矩形波交流電圧がｎ個の結合変圧器で
それぞれ絶縁および昇圧された後、ｎ個の全波整流器で
それぞれ全波整流されて加算合成されて負荷に印加され
ることになる。
れぞれ出力される矩形波交流電圧がｎ個の結合変圧器で
それぞれ絶縁および昇圧された後、ｎ個の全波整流器で
それぞれ全波整流されて加算合成されて負荷に印加され
ることになる。
この際、ｎ台のインバータからそれぞれ出力される矩
形波交流電圧の休止期間の合計がｎ台のインバータの出
力周期の1/2と等しくなるように設定されるとともに、
ｎ台のインバータからそれぞれ出力される矩形波交流電
圧の休止期間が重ならないようにｎ台のインバータのそ
れぞれ出力位相が設定されているので、運転中において
常にｎ台のインバータのうちいずれか１台は必ず休止す
ることになり、ｎ台のインバータから出力される矩形波
交流電圧を昇圧および整流して加算合成した合成電圧に
おけるリップルがほとんどなくなる。
形波交流電圧の休止期間の合計がｎ台のインバータの出
力周期の1/2と等しくなるように設定されるとともに、
ｎ台のインバータからそれぞれ出力される矩形波交流電
圧の休止期間が重ならないようにｎ台のインバータのそ
れぞれ出力位相が設定されているので、運転中において
常にｎ台のインバータのうちいずれか１台は必ず休止す
ることになり、ｎ台のインバータから出力される矩形波
交流電圧を昇圧および整流して加算合成した合成電圧に
おけるリップルがほとんどなくなる。
また、ｎ台のインバータの出力の正側半波および負側
半波の不均衡をｎ個の出力不均衡検出手段がそれぞれ検
出し、ｎ個の制御手段がそれぞれｎ個の出力不均衡検出
手段の出力に応じてｎ台のインバータのそれぞれのスイ
ッチング素子の導通時の両端間の電圧降下を変化させ、
ｎ台のインバータからそれぞれ出力される矩形波交流電
圧の正側半波および負側半波の波高値を変化させる。こ
の結果、ｎ台のインバータの出力の正側半波および負側
半波が均衡化され、ｎ個の結合変圧器の偏励磁が防止さ
れる。この場合、ｎ台のインバータから出力される矩形
波交流電圧の正側半波および負側半波の波高値を調整し
てｎ台のインバータの出力の正側半波および負側半波の
均衡化を図っているので、リップルが増加することはな
い。
半波の不均衡をｎ個の出力不均衡検出手段がそれぞれ検
出し、ｎ個の制御手段がそれぞれｎ個の出力不均衡検出
手段の出力に応じてｎ台のインバータのそれぞれのスイ
ッチング素子の導通時の両端間の電圧降下を変化させ、
ｎ台のインバータからそれぞれ出力される矩形波交流電
圧の正側半波および負側半波の波高値を変化させる。こ
の結果、ｎ台のインバータの出力の正側半波および負側
半波が均衡化され、ｎ個の結合変圧器の偏励磁が防止さ
れる。この場合、ｎ台のインバータから出力される矩形
波交流電圧の正側半波および負側半波の波高値を調整し
てｎ台のインバータの出力の正側半波および負側半波の
均衡化を図っているので、リップルが増加することはな
い。
この発明の一実施例を第１図ないし第３図に基づいて
説明する。この高圧直流電源装置は、第１図に示すよう
に、正側半波と負側半波との間に各々休止期間を有する
矩形波交流電圧を同一周期でかつ同一振幅で発生するｎ
台（ｎは２以上の整数）のインバータIN1〜INnにおける
スイッチング素子をトランジスタで構成している。具体
的に説明すると、例えばインバータIN1は、正側半波出
力用スイッチングトランジスタQ11,Q14と負側半波出力
用スイッチングトランジスタQ12,Q13とをブリッジ状に
接続し、正側半波出力用スイッチングトランジスタQ12,
Q14と負側半波出力用スイッチングトランジスタQ12,Q13
とにダイオードD11,D14,D12,D13をそれぞれ逆並列接続
している。同様に、インバータIN2は、正側半波出力用
スイッチングトランジスタQ21,Q24と、負側半波出力用
スイッチングトランジスタQ22,Q23と、ダイオードD21,D
24,D22,D23とで構成され、インバータINnは、正側半波
出力用スイッチングトランジスタQn1,Qn4と、負側半波
出力用スイッチングトランジスタQn2,Qn3と、ダイオー
ドDn1,Dn4,Dn2,Dn3とで構成されている。
説明する。この高圧直流電源装置は、第１図に示すよう
に、正側半波と負側半波との間に各々休止期間を有する
矩形波交流電圧を同一周期でかつ同一振幅で発生するｎ
台（ｎは２以上の整数）のインバータIN1〜INnにおける
スイッチング素子をトランジスタで構成している。具体
的に説明すると、例えばインバータIN1は、正側半波出
力用スイッチングトランジスタQ11,Q14と負側半波出力
用スイッチングトランジスタQ12,Q13とをブリッジ状に
接続し、正側半波出力用スイッチングトランジスタQ12,
Q14と負側半波出力用スイッチングトランジスタQ12,Q13
とにダイオードD11,D14,D12,D13をそれぞれ逆並列接続
している。同様に、インバータIN2は、正側半波出力用
スイッチングトランジスタQ21,Q24と、負側半波出力用
スイッチングトランジスタQ22,Q23と、ダイオードD21,D
24,D22,D23とで構成され、インバータINnは、正側半波
出力用スイッチングトランジスタQn1,Qn4と、負側半波
出力用スイッチングトランジスタQn2,Qn3と、ダイオー
ドDn1,Dn4,Dn2,Dn3とで構成されている。
そして、各インバータIN1〜INnの出力端に接続される
結合変圧器TR1〜TRnの一次巻線にｎ個の直流変流器CT1
〜CTnをそれぞれ介挿し、ｎ個の直流変流器CT1〜CTnの
二次側にｎ台のインバータIN1〜INnの出力電流すなわち
ｎ個の結合変圧器TR1〜TRnの一次電流の正側半波および
負側半波の面積差（不均衡）をそれぞれ検出する出力不
均衡検出手段DT1〜DTnを設けている。
結合変圧器TR1〜TRnの一次巻線にｎ個の直流変流器CT1
〜CTnをそれぞれ介挿し、ｎ個の直流変流器CT1〜CTnの
二次側にｎ台のインバータIN1〜INnの出力電流すなわち
ｎ個の結合変圧器TR1〜TRnの一次電流の正側半波および
負側半波の面積差（不均衡）をそれぞれ検出する出力不
均衡検出手段DT1〜DTnを設けている。
さらに、ｎ個の出力不均衡検出手段DT1〜DTnの出力に
それぞれ応じてｎ台のインバータIN1〜INnのそれぞれの
正側半波出力用スイッチングトランジスタQ14,Q24,…Q
n4および負側半波出力用スイッチングトランジスタQ13,
Q23,…Qn3のベース電流を増減してそのオン電圧降下を
変化させることによりｎ台のインバータIN1〜INnから出
力される矩形波交流電圧の正側半波および負側半波の波
高値を変化させてｎ個の結合変圧器TR1〜TRnの一次電流
の正側半波および負側半波の面積差をそれぞれ零にして
正側半波および負側半波を均衡化させるｎ組のベース電
流制御手段CR11,CR12,CR21,CR22,…CRn1,CRn2を設けて
いる。
それぞれ応じてｎ台のインバータIN1〜INnのそれぞれの
正側半波出力用スイッチングトランジスタQ14,Q24,…Q
n4および負側半波出力用スイッチングトランジスタQ13,
Q23,…Qn3のベース電流を増減してそのオン電圧降下を
変化させることによりｎ台のインバータIN1〜INnから出
力される矩形波交流電圧の正側半波および負側半波の波
高値を変化させてｎ個の結合変圧器TR1〜TRnの一次電流
の正側半波および負側半波の面積差をそれぞれ零にして
正側半波および負側半波を均衡化させるｎ組のベース電
流制御手段CR11,CR12,CR21,CR22,…CRn1,CRn2を設けて
いる。
その他の構成は第４図のものと同様である。
この高圧直流電源装置においては、ｎ個の結合変圧器
TR1〜TRnの一次電流の正側半波および負側半波の面積差
をｎ個の出力不均衡検出手段DT1〜DTnがそれぞれ検出
し、ｎ個のベース電流制御手段CR1〜CRnがそれぞれｎ個
の出力不均衡検出手段DT1〜DTnの出力に応じてｎ台のイ
ンバータIN1〜INnのそれぞれの正側半波出力用スイッチ
ングトランジスタQ14,Q24,…,Qn4および負側半波出力用
スイッチングトランジスタQ13,Q23,…,Qn3のベース電流
を増減してそのオン電圧降下を変化させ、ｎ台のインバ
ータIN1〜INnから出力される矩形波交流電圧の正側半波
および負側半波の波高値を変化させる。この結果、ｎ個
の結合変圧器TR1〜TRnの一次電流の正側半波および負側
半波の面積差がそれぞれ零となって正側半波および負側
半波が均衡化され、ｎ個の結合変圧器TR1〜TRnの偏励磁
が防止される。この場合、ｎ台のインバータIN1〜INnの
矩形波電圧の正側半波および負側半波の波高値を調整し
てｎ個の結合変圧器TR1〜TRnの一次電流の正側半波およ
び負側半波の均衡化を図っているので、リップルが増加
することはない。
TR1〜TRnの一次電流の正側半波および負側半波の面積差
をｎ個の出力不均衡検出手段DT1〜DTnがそれぞれ検出
し、ｎ個のベース電流制御手段CR1〜CRnがそれぞれｎ個
の出力不均衡検出手段DT1〜DTnの出力に応じてｎ台のイ
ンバータIN1〜INnのそれぞれの正側半波出力用スイッチ
ングトランジスタQ14,Q24,…,Qn4および負側半波出力用
スイッチングトランジスタQ13,Q23,…,Qn3のベース電流
を増減してそのオン電圧降下を変化させ、ｎ台のインバ
ータIN1〜INnから出力される矩形波交流電圧の正側半波
および負側半波の波高値を変化させる。この結果、ｎ個
の結合変圧器TR1〜TRnの一次電流の正側半波および負側
半波の面積差がそれぞれ零となって正側半波および負側
半波が均衡化され、ｎ個の結合変圧器TR1〜TRnの偏励磁
が防止される。この場合、ｎ台のインバータIN1〜INnの
矩形波電圧の正側半波および負側半波の波高値を調整し
てｎ個の結合変圧器TR1〜TRnの一次電流の正側半波およ
び負側半波の均衡化を図っているので、リップルが増加
することはない。
ここで、インバータIN1,出力不均衡検出手段DT1およ
びベース電流制御手段CR1等の動作を詳しく説明する。
びベース電流制御手段CR1等の動作を詳しく説明する。
この高圧直流電源装置においては、結合変圧器TR1の
一次電流が直流変流器CT1で検出され、直流変流器CT1の
二次出力が出力不均衡検出手段DT1へ入力される。そし
て、この出力不均衡検出手段DT1にて、結合変圧器TR1の
一次電流の正側半波および負側半波の面積差が検出され
る。さらに、この出力不均衡検出手段DT1の出力がロー
パスフィルタLPF1を通してベース電流制御回路CR12へ入
力され、またローパスフィルタLPF1および符号反転回路
NT1を通してベース電流制御回路CR11へ入力される。
一次電流が直流変流器CT1で検出され、直流変流器CT1の
二次出力が出力不均衡検出手段DT1へ入力される。そし
て、この出力不均衡検出手段DT1にて、結合変圧器TR1の
一次電流の正側半波および負側半波の面積差が検出され
る。さらに、この出力不均衡検出手段DT1の出力がロー
パスフィルタLPF1を通してベース電流制御回路CR12へ入
力され、またローパスフィルタLPF1および符号反転回路
NT1を通してベース電流制御回路CR11へ入力される。
一方、正側半波出力用スイッチングトランジスタQ11,
Q14,負側半波出力用スイッチングトランジスタQ12,Q13
のベースには、ゲートパルス発生回路GP1からゲートパ
ルスがそれぞれ入力され、このゲートパルスに応じて正
側半波出力用スイッチングトランジスタQ11,Q14,負側半
波出力用スイッチングトランジスタQ12,Q13が各々スイ
ッチング動作を行う。この際、正側半波出力用スイッチ
ングトランジスタQ14および負側半波出力用スイッチン
グトランジスタQ13のベースには、ベース電流制御回路C
R11,CR12からベース電流を増減させるベース電流増減制
御信号がゲートパルスとともに入力されていて、このベ
ース電流増減制御信号に応じて正側半波出力用スイッチ
ングトランジスタQ14および負側半波出力用スイッチン
グトランジスタQ13の導通時のオン電圧が変化すること
になる。この結果、インバータIN1から出力される矩形
波交流電圧の正側半波および負側半波の波高値が上下し
て結合変圧器TR1の一次電流の正側半波の面積と負側半
波の面積が同じに制御される。したがって、結合変圧器
TR1の一次側には正側半波および負側半波の面積が等し
い一次電流が流れることになり、結合変圧器TR1の偏励
磁が防止される。
Q14,負側半波出力用スイッチングトランジスタQ12,Q13
のベースには、ゲートパルス発生回路GP1からゲートパ
ルスがそれぞれ入力され、このゲートパルスに応じて正
側半波出力用スイッチングトランジスタQ11,Q14,負側半
波出力用スイッチングトランジスタQ12,Q13が各々スイ
ッチング動作を行う。この際、正側半波出力用スイッチ
ングトランジスタQ14および負側半波出力用スイッチン
グトランジスタQ13のベースには、ベース電流制御回路C
R11,CR12からベース電流を増減させるベース電流増減制
御信号がゲートパルスとともに入力されていて、このベ
ース電流増減制御信号に応じて正側半波出力用スイッチ
ングトランジスタQ14および負側半波出力用スイッチン
グトランジスタQ13の導通時のオン電圧が変化すること
になる。この結果、インバータIN1から出力される矩形
波交流電圧の正側半波および負側半波の波高値が上下し
て結合変圧器TR1の一次電流の正側半波の面積と負側半
波の面積が同じに制御される。したがって、結合変圧器
TR1の一次側には正側半波および負側半波の面積が等し
い一次電流が流れることになり、結合変圧器TR1の偏励
磁が防止される。
つぎに、出力不均衡検出手段DT1の具体的構成を第３
図に基づいて説明する。
図に基づいて説明する。
この出力不均衡検出手段DT1は、正側半波面積計算回
路KS11と負側半波面積計算回路KS12と同期回路SY1と減
算器HK1とからなる。動作について説明すると、同期回
路SY1は、直流変流器CT1の二次出力に基づいてインバー
タIN1の出力に同期したサンプル信号を作る。また、正
側半波面積計算回路KS11は、同期回路SY1から与えられ
るサンプル信号に基づいて、結合変圧器TR1の一次電流
の正側半波の面積を各サイクル毎に計算し、その計算結
果を各々次の１サイクル間出力する。また、負側半波面
積計算回路KS12は、同期回路SY1から与えらえるサンプ
ル信号に基づいて、結合変圧器TR1の一次電流の負側半
波の面積を計算し、その計算結果を各々次の１サイクル
間出力する。
路KS11と負側半波面積計算回路KS12と同期回路SY1と減
算器HK1とからなる。動作について説明すると、同期回
路SY1は、直流変流器CT1の二次出力に基づいてインバー
タIN1の出力に同期したサンプル信号を作る。また、正
側半波面積計算回路KS11は、同期回路SY1から与えられ
るサンプル信号に基づいて、結合変圧器TR1の一次電流
の正側半波の面積を各サイクル毎に計算し、その計算結
果を各々次の１サイクル間出力する。また、負側半波面
積計算回路KS12は、同期回路SY1から与えらえるサンプ
ル信号に基づいて、結合変圧器TR1の一次電流の負側半
波の面積を計算し、その計算結果を各々次の１サイクル
間出力する。
減算器HK1は、正側半波面積計算回路KS11の出力から
負側半波面積計算回路KS12の出力を減算し、その減算結
果を出力する。したがって、減算器HK1からは、結合変
圧器TR1の一次電流の正側半波および負側半波の面積の
差に相当する面積差信号が１サイクル遅れで出力される
ことになる。
負側半波面積計算回路KS12の出力を減算し、その減算結
果を出力する。したがって、減算器HK1からは、結合変
圧器TR1の一次電流の正側半波および負側半波の面積の
差に相当する面積差信号が１サイクル遅れで出力される
ことになる。
そして、この出力不均衡検出手段DT1から出力される
面積差信号がローパスフィルタLPF1を通して前記したベ
ース電流制御回路CR12に入力され、またローパスフィル
タLPF1および符号判定回路NT1を通してベース電流制御
回路CR11に入力されることになる。
面積差信号がローパスフィルタLPF1を通して前記したベ
ース電流制御回路CR12に入力され、またローパスフィル
タLPF1および符号判定回路NT1を通してベース電流制御
回路CR11に入力されることになる。
その他の回路部の動作は第４図のものと同様であるの
で、説明を省略する。
で、説明を省略する。
なお、上記実施例では、結合変圧器TR1〜TRnの偏磁の
検出のために、結合変圧器TR1〜TRnの一次電流の正側半
波と負側半波との面積の差を求める構成であったが、結
合変圧器TR1〜TRnの二次電流の正側半波と負側半波との
面積の差を求める構成であってもよく、要はインバータ
IN1〜INnの出力の正側半波と負側半波の不均衡を直接あ
るいは間接に求めることができればよい。
検出のために、結合変圧器TR1〜TRnの一次電流の正側半
波と負側半波との面積の差を求める構成であったが、結
合変圧器TR1〜TRnの二次電流の正側半波と負側半波との
面積の差を求める構成であってもよく、要はインバータ
IN1〜INnの出力の正側半波と負側半波の不均衡を直接あ
るいは間接に求めることができればよい。
この発明の高圧直流電源装置によれば、インバータの
出力の正側半波および負側半波の不均衡を出力不均衡検
出手段で検出し、制御手段により出力不均衡検出手段の
出力に応じてインバータのそれぞれのスイッチング素子
の導通時の両端間の電圧降下を変化させることでインバ
ータから出力される矩形波交流電圧の正側半波および負
側半波の波高値を変化させ、これによってインバータの
出力の正側半波および負側半波を均衡化させるので、結
合変圧器の偏励磁をリップルを増加させることなく防止
することができる。
出力の正側半波および負側半波の不均衡を出力不均衡検
出手段で検出し、制御手段により出力不均衡検出手段の
出力に応じてインバータのそれぞれのスイッチング素子
の導通時の両端間の電圧降下を変化させることでインバ
ータから出力される矩形波交流電圧の正側半波および負
側半波の波高値を変化させ、これによってインバータの
出力の正側半波および負側半波を均衡化させるので、結
合変圧器の偏励磁をリップルを増加させることなく防止
することができる。
第１図はこの発明の一実施例の高圧直流電源装置の構成
を示すブロック図、第２図はインバータの周辺部の具体
的な回路図、第３図は出力不均衡検出手段の具体構成を
示すブロック図、第４図は高圧直流電源装置の既提案例
の構成を示すブロック図、第５図は第４図の各部のタイ
ムチャート、第６図は結合変圧器の一次電流に不均衡が
ある場合の第４図の各部のタイムチャートである。 IN1〜INn……インバータ、TR1〜TRn……結合変圧器、DB
1〜DBn……全波整流器、DT1〜DTn……出力不均衡検出手
段、CR1〜CRn……ベース電流制御手段
を示すブロック図、第２図はインバータの周辺部の具体
的な回路図、第３図は出力不均衡検出手段の具体構成を
示すブロック図、第４図は高圧直流電源装置の既提案例
の構成を示すブロック図、第５図は第４図の各部のタイ
ムチャート、第６図は結合変圧器の一次電流に不均衡が
ある場合の第４図の各部のタイムチャートである。 IN1〜INn……インバータ、TR1〜TRn……結合変圧器、DB
1〜DBn……全波整流器、DT1〜DTn……出力不均衡検出手
段、CR1〜CRn……ベース電流制御手段
Claims (1)
- 【請求項１】休止期間を有する矩形波交流電圧を同一周
期でかつ同一振幅で発生するｎ台（ｎは２以上の整数）
のインバータと、このｎ台のインバータの出力端に１次
側をそれぞれ接続したｎ個の結合変圧器と、このｎ個の
結合変圧器の２次側に交流側をそれぞれ接続し直流側を
縦列接続したｎ個の全波整流器と、前記ｎ台のインバー
タの出力の正側半波および負側半波の不均衡をそれぞれ
検出するｎ個の出力不均衡検出手段と、このｎ個の出力
不均衡検出手段の出力にそれぞれ応じて前記ｎ台のイン
バータのそれぞれのスイッチング素子の導通時の両端間
の電圧降下を変化させて前記ｎ台のインバータの出力の
正側半波および負側半波を均衡化させるｎ個の制御手段
とを備え、 前記ｎ台のインバータからそれぞれ出力される矩形波交
流電圧の休止期間の合計を前記ｎ台のインバータの出力
周期の1/2と等しく設定するとともに、前記ｎ台のイン
バータから出力される矩形波交流電圧の休止期間が重な
らないように前記ｎ台のインバータのそれぞれの出力位
相を設定した高圧直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63273725A JP2615932B2 (ja) | 1988-10-26 | 1988-10-26 | 高圧直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63273725A JP2615932B2 (ja) | 1988-10-26 | 1988-10-26 | 高圧直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02119568A JPH02119568A (ja) | 1990-05-07 |
| JP2615932B2 true JP2615932B2 (ja) | 1997-06-04 |
Family
ID=17531692
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63273725A Expired - Lifetime JP2615932B2 (ja) | 1988-10-26 | 1988-10-26 | 高圧直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2615932B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3361047B2 (ja) * | 1998-01-30 | 2003-01-07 | 株式会社東芝 | 車両用電源装置 |
| JP2011130578A (ja) * | 2009-12-17 | 2011-06-30 | Shihen Tech Corp | 直流電源装置 |
| JP6300845B2 (ja) * | 2016-03-02 | 2018-03-28 | 株式会社電菱 | スイッチング電源回路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62116019A (ja) * | 1985-11-15 | 1987-05-27 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 符号化および復号処理のためのディジタル共用回路 |
| JPH04344732A (ja) * | 1991-05-22 | 1992-12-01 | Mitsubishi Electric Corp | データ伝送システム |
-
1988
- 1988-10-26 JP JP63273725A patent/JP2615932B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02119568A (ja) | 1990-05-07 |
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