JP2651353B2 - スペクトラム拡散通信用受信器 - Google Patents
スペクトラム拡散通信用受信器Info
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- JP2651353B2 JP2651353B2 JP13402394A JP13402394A JP2651353B2 JP 2651353 B2 JP2651353 B2 JP 2651353B2 JP 13402394 A JP13402394 A JP 13402394A JP 13402394 A JP13402394 A JP 13402394A JP 2651353 B2 JP2651353 B2 JP 2651353B2
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- frequency
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- clock signal
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直接拡散方式によりス
ペクトラム拡散された信号を受信するためのスペクトラ
ム拡散通信用受信器に係わり、特に構成簡単にして、ス
ペクトラム拡散信号を受信し得るスペクトラム拡散通信
用受信器に関する。
ペクトラム拡散された信号を受信するためのスペクトラ
ム拡散通信用受信器に係わり、特に構成簡単にして、ス
ペクトラム拡散信号を受信し得るスペクトラム拡散通信
用受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム拡散通信方式一般は、直接
拡散方式と周波数ホッピング方式とに大別されている
が、図４に従来技術に係るスペクトラム拡散通信用受信
器（以下、単に、ＳＳ受信器と称す）のブロック構成を
示す。図示のように、受信入力信号はローパスフイルタ
６により、信号周波数成分に比し高周波成分としてのノ
イズが除去された上、（アナログ）乗算器（あるいはミ
キサ）９Ａ，９Ｂ各々でｃｏｓ（ωｔ＋η）、ｓｉｎ
（ωｔ＋η）と乗算される。このうち、乗算器９Ａから
の乗算結果はローパスフイルタ１Ａを介し、周波数ｆの
クロック信号を動作タイミングとして、Ａ／Ｄ変換器２
Ａで量子化された上、相関器３Ａで固定相関ビットパタ
ーンｍ（ｋ）との間で重み付け相関処理される。これと
同様に、乗算器９Ｂからの乗算結果はローパスフイルタ
１Ｂを介し、周波数ｆのクロック信号を動作タイミング
として、Ａ／Ｄ変換器２Ｂで量子化された上、相関器３
Ｂで上記と同一の固定相関ビットパターンｍ（ｋ）との
間で重み付け相関処理される。相関器３Ａ，３Ｂ各々か
らの相関処理結果データは２乗器７Ａ，７Ｂで２乗され
た上、加算器８で加算されているものである。
拡散方式と周波数ホッピング方式とに大別されている
が、図４に従来技術に係るスペクトラム拡散通信用受信
器（以下、単に、ＳＳ受信器と称す）のブロック構成を
示す。図示のように、受信入力信号はローパスフイルタ
６により、信号周波数成分に比し高周波成分としてのノ
イズが除去された上、（アナログ）乗算器（あるいはミ
キサ）９Ａ，９Ｂ各々でｃｏｓ（ωｔ＋η）、ｓｉｎ
（ωｔ＋η）と乗算される。このうち、乗算器９Ａから
の乗算結果はローパスフイルタ１Ａを介し、周波数ｆの
クロック信号を動作タイミングとして、Ａ／Ｄ変換器２
Ａで量子化された上、相関器３Ａで固定相関ビットパタ
ーンｍ（ｋ）との間で重み付け相関処理される。これと
同様に、乗算器９Ｂからの乗算結果はローパスフイルタ
１Ｂを介し、周波数ｆのクロック信号を動作タイミング
として、Ａ／Ｄ変換器２Ｂで量子化された上、相関器３
Ｂで上記と同一の固定相関ビットパターンｍ（ｋ）との
間で重み付け相関処理される。相関器３Ａ，３Ｂ各々か
らの相関処理結果データは２乗器７Ａ，７Ｂで２乗され
た上、加算器８で加算されているものである。
【０００３】ところで、量子化ビット数が無限大である
と仮定すれば、図４に示すＳＳ受信器は、量子化処理が
行われることなく、そのまま相関処理が行われるものと
して近似され、第５図に示す如くに構成され得る。これ
について詳細に説明すれば、以下のようである。即ち、
受信入力信号（変調波）Ｓ（ｔ）を以下の数式１として
表現する。
と仮定すれば、図４に示すＳＳ受信器は、量子化処理が
行われることなく、そのまま相関処理が行われるものと
して近似され、第５図に示す如くに構成され得る。これ
について詳細に説明すれば、以下のようである。即ち、
受信入力信号（変調波）Ｓ（ｔ）を以下の数式１として
表現する。
【０００４】
【数１】
【０００５】ここで、受信入力信号Ｓ（ｔ）とＳＳ受信
器との間の位相差がηであるとすれば、乗算器９Ａから
の乗算結果ＵI（ｔ）は以下のようになる。
器との間の位相差がηであるとすれば、乗算器９Ａから
の乗算結果ＵI（ｔ）は以下のようになる。
【０００６】
【数２】
【０００７】したがって、乗算結果ＵI（ｔ）をローパ
スフイルタ１Ａでフィルタリングすれば、そのフイルタ
出力ＷI（ｔ）は、上記数式２から第２項目，第３項目
が欠落された状態として数式３のものが得られる。
スフイルタ１Ａでフィルタリングすれば、そのフイルタ
出力ＷI（ｔ）は、上記数式２から第２項目，第３項目
が欠落された状態として数式３のものが得られる。
【０００８】
【数３】
【０００９】同様に、乗算結果ＵQ（ｔ）、フイルタ出
力ＷQ（ｔ）は以下の数式４，５ようになる。
力ＷQ（ｔ）は以下の数式４，５ようになる。
【００１０】
【数４】
【００１１】
【数５】
【００１２】さて、＋１、または−１の数値からなる固
定相関ビットパターンｍ（ｋ）のビット長をＬ、δをサ
ンプリング周期（＝量子化周期）とすれば、相関器３
Ａ，３Ｂ各々からの相関処理結果データＶI（ｔ），ＶQ
（ｔ）は以下のようになる。
定相関ビットパターンｍ（ｋ）のビット長をＬ、δをサ
ンプリング周期（＝量子化周期）とすれば、相関器３
Ａ，３Ｂ各々からの相関処理結果データＶI（ｔ），ＶQ
（ｔ）は以下のようになる。
【００１３】
【数６】
【００１４】
【数７】
【００１５】したがって、加算器８で得られる加算結果
Ｉ2＋Ｑ2は以下の数式８として得られる。
Ｉ2＋Ｑ2は以下の数式８として得られる。
【００１６】
【数８】
【００１７】これから、加算結果Ｉ2＋Ｑ2は受信入力信
号Ｓ（ｔ）とＳＳ受信器との間の位相差ηには、無関係
なものとして得られるものであることが判る。
号Ｓ（ｔ）とＳＳ受信器との間の位相差ηには、無関係
なものとして得られるものであることが判る。
【００１８】ここで、固定相関ビットパターンｍ（ｋ）
について若干説明すれば、これは、具体的には、適当な
疑似撮音符号（以下、単に、ＰＮ符号と称す）として選
択される。一定数だけサイクリックにシフトされた符号
と元（シフト前）の符号をビット対応に比較し、一致数
をＡ、不一致数をＤとした場合、相関値λ（＝（Ａ−
Ｄ）／（Ａ＋Ｄ））が殆ど零となるようなＰＮ符号が固
定相関ビットパターンｍ（ｋ）として選択されているも
のである。
について若干説明すれば、これは、具体的には、適当な
疑似撮音符号（以下、単に、ＰＮ符号と称す）として選
択される。一定数だけサイクリックにシフトされた符号
と元（シフト前）の符号をビット対応に比較し、一致数
をＡ、不一致数をＤとした場合、相関値λ（＝（Ａ−
Ｄ）／（Ａ＋Ｄ））が殆ど零となるようなＰＮ符号が固
定相関ビットパターンｍ（ｋ）として選択されているも
のである。
【００１９】したがって、既述の数式１中のａ（ｔ）
が、固定相関ビットパターンｍ（ｋ）、あるいは固定相
関ビットパターンｍ（ｋ）に−１を乗じたものを結合し
て並べたものであるとすれば、加算結果Ｉ2＋Ｑ2は図６
に示す如くに得られることになる。図示のように、固定
相関ビットパターンｍ（ｋ）とａ（ｔ）内の固定相関ビ
ットパターンｍ（ｋ）とのビット位置が一致した場合、
加算結果Ｉ2＋Ｑ2はＬおきにピーク値として得られる
が、それ以外は殆ど零として得られているものである。
よって、ピーク値出現時点での相関処理結果データＶI
（ｔ），ＶQ（ｔ）各々の符号から、送信データが復元
可とされるものである。
が、固定相関ビットパターンｍ（ｋ）、あるいは固定相
関ビットパターンｍ（ｋ）に−１を乗じたものを結合し
て並べたものであるとすれば、加算結果Ｉ2＋Ｑ2は図６
に示す如くに得られることになる。図示のように、固定
相関ビットパターンｍ（ｋ）とａ（ｔ）内の固定相関ビ
ットパターンｍ（ｋ）とのビット位置が一致した場合、
加算結果Ｉ2＋Ｑ2はＬおきにピーク値として得られる
が、それ以外は殆ど零として得られているものである。
よって、ピーク値出現時点での相関処理結果データＶI
（ｔ），ＶQ（ｔ）各々の符号から、送信データが復元
可とされるものである。
【００２０】なお、この種の技術に関するものとして
は、例えば“ノン コヒーレント ディジタル マッチ
ド フイルタズ：マルチビット クオンタイゼイション
（Non-Coherent Digital Matched Filteres:Multibit Q
uantization）”（アイ・イー・イー・イー トランザ
クションズ オン コミュニケーションズ.シー・オー
・エムー26，ナンバー4，エイプリル 1974 頁409ー419
(IEEE TRANSACTIONS ONCOMMUNICATIONS.VOL.COM-26，N
O.4 APRIL 1978)）が挙げられる。また、直接拡散方式
に関するものとしては、論文「ディジタル自動車・携帯
電話方式ＣＤＭＡの変復調回路を１チップに」（日経エ
レクトロニクス １９９３ ４―２６の頁１７５）が挙
げられる。
は、例えば“ノン コヒーレント ディジタル マッチ
ド フイルタズ：マルチビット クオンタイゼイション
（Non-Coherent Digital Matched Filteres:Multibit Q
uantization）”（アイ・イー・イー・イー トランザ
クションズ オン コミュニケーションズ.シー・オー
・エムー26，ナンバー4，エイプリル 1974 頁409ー419
(IEEE TRANSACTIONS ONCOMMUNICATIONS.VOL.COM-26，N
O.4 APRIL 1978)）が挙げられる。また、直接拡散方式
に関するものとしては、論文「ディジタル自動車・携帯
電話方式ＣＤＭＡの変復調回路を１チップに」（日経エ
レクトロニクス １９９３ ４―２６の頁１７５）が挙
げられる。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来技
術に係るＳＳ受信器には、ｃｏｓ（ωｔ＋η）、ｓｉｎ
（ωｔ＋η）各々を発生するための正弦波発生器を始め
として、乗算器やＡ／Ｄ変換器各々が２個要されてお
り、したがって、ＳＳ受信器が部品点数少なくして構成
され得なかったものである。本発明の目的は、従来技術
に係るＳＳ受信器に比し、より少ない部品点数を以て構
成され得るＳＳ受信器を供するにある。
術に係るＳＳ受信器には、ｃｏｓ（ωｔ＋η）、ｓｉｎ
（ωｔ＋η）各々を発生するための正弦波発生器を始め
として、乗算器やＡ／Ｄ変換器各々が２個要されてお
り、したがって、ＳＳ受信器が部品点数少なくして構成
され得なかったものである。本発明の目的は、従来技術
に係るＳＳ受信器に比し、より少ない部品点数を以て構
成され得るＳＳ受信器を供するにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】上記目的は、基本的に
は、周波数２ｆのクロック信号を１／２分周する分周手
段と、該分周手段からの周波数ｆのクロック信号を位相
反転する位相反転手段と、受信入力信号から、信号周波
数成分に比しノイズとしての高周波成分を除去するノイ
ズ除去手段と、該ノイズ除去手段からの出力信号を１ビ
ット以上の量子化ビット数として、上記周波数２ｆのク
ロック信号の周期で量子化する量子化手段と、該量子化
手段からの量子化データを、上記分周手段からの周波数
ｆのクロック信号にもとづき、固定相関ビットパターン
との間で重み付け相関処理を行う第１の相関処理手段
と、上記量子化手段からの量子化データを、上記位相反
転手段からの周波数ｆのクロック信号にもとづき、上記
固定相関ビットパターンとの間で重み付け相関処理を行
う第２の相関処理手段と、該第１，第２の相関処理手段
各々からの相関処理結果データをそれぞれ２乗した上、
加算処理する処理手段と、を少なくとも構成要素として
含むべく構成することで達成される。
は、周波数２ｆのクロック信号を１／２分周する分周手
段と、該分周手段からの周波数ｆのクロック信号を位相
反転する位相反転手段と、受信入力信号から、信号周波
数成分に比しノイズとしての高周波成分を除去するノイ
ズ除去手段と、該ノイズ除去手段からの出力信号を１ビ
ット以上の量子化ビット数として、上記周波数２ｆのク
ロック信号の周期で量子化する量子化手段と、該量子化
手段からの量子化データを、上記分周手段からの周波数
ｆのクロック信号にもとづき、固定相関ビットパターン
との間で重み付け相関処理を行う第１の相関処理手段
と、上記量子化手段からの量子化データを、上記位相反
転手段からの周波数ｆのクロック信号にもとづき、上記
固定相関ビットパターンとの間で重み付け相関処理を行
う第２の相関処理手段と、該第１，第２の相関処理手段
各々からの相関処理結果データをそれぞれ２乗した上、
加算処理する処理手段と、を少なくとも構成要素として
含むべく構成することで達成される。
【００２３】
【作用】受信入力信号はノイズ除去手段を介し量子化手
段によって、周波数２ｆのクロック信号周期で量子化さ
れた上、第１の相関処理手段において、周波数ｆのクロ
ック信号にもとづき、固定相関ビットパターンとの間で
重み付け相関処理が行われる一方では、これに並行し
て、第２の相関処理手段においては、周波数ｆの位相反
転クロック信号にもとづき、上記と同一の固定相関ビッ
トパターンとの間で重み付け相関処理が行われるように
したものである。これによって、正弦波発生器や乗算器
は全く不要とされているばかりか、Ａ／Ｄ変換器も１個
で済まされるものである。
段によって、周波数２ｆのクロック信号周期で量子化さ
れた上、第１の相関処理手段において、周波数ｆのクロ
ック信号にもとづき、固定相関ビットパターンとの間で
重み付け相関処理が行われる一方では、これに並行し
て、第２の相関処理手段においては、周波数ｆの位相反
転クロック信号にもとづき、上記と同一の固定相関ビッ
トパターンとの間で重み付け相関処理が行われるように
したものである。これによって、正弦波発生器や乗算器
は全く不要とされているばかりか、Ａ／Ｄ変換器も１個
で済まされるものである。
【００２４】
【実施例】以下、本発明を図１から図３により説明す
る。さて、図１には本発明によるＳＳ受信器の一例での
ブロック構成が示されているが、これによる場合、周波
数２ｆのクロック信号は分周器９で１／２分周された
上、インバータ７で反転されることによって、周波数が
ｆとされた、相互に位相が反転された２種類のクロック
信号が得られたものとなっている。このような状態で、
従来の場合と同様、受信入力信号はローパスフイルタ６
により、信号周波数成分に比し高周波成分としてのノイ
ズが除去されるが、その後は、従来の場合とは異なり、
Ａ／Ｄ変換器２によって、周波数２ｆのクロック信号の
周期で量子化されるものとなっている。Ａ／Ｄ変換器２
からは１ビット以上の量子化データが周波数２ｆのクロ
ック信号周期で順次得られるが、周波数がｆとされた、
位相がπずれた２種類のクロック信号が相関器３Ａ，３
Ｂに図示の如くに与えられる場合には、順次得られる量
子化データは交互に相関器３Ａ，３Ｂに取込みされた
上、固定相関ビットパターンｍ（ｋ）との間で重み付け
相関処理されるものである。相関器３Ａ，３Ｂ各々から
の相関処理結果データに対しては、その後、従来の場合
と同様、２乗処理、加算処理が順次行われるが、これら
一連の処理は本例では、ＣＰＵ（具体的にはマイクロプ
ロセッサとして構成）５によって、上記周波数２ｆのク
ロック信号とは非同期に行われるものとなっている。相
関器３Ａ，３Ｂ各々とＣＰＵ５との間に介在されたＦＩ
ＦＯ４は、ＣＰＵ５での非同期処理を可能ならしめるた
めのものである。ＦＩＦＯ４には、周波数２ｆのクロッ
ク信号が書込みクロックとして与えられることによっ
て、相関器３Ａ，３Ｂ各々からの相関処理結果データは
交互にＦＩＦＯ４に一時記憶されている一方では、ＣＰ
Ｕ５から随時発生される読出しクロックによって、ＦＩ
ＦＯ４からは随時相関処理結果データが読み出された
上、ＣＰＵ５で２乗・加算処理が行われているものであ
る。
る。さて、図１には本発明によるＳＳ受信器の一例での
ブロック構成が示されているが、これによる場合、周波
数２ｆのクロック信号は分周器９で１／２分周された
上、インバータ７で反転されることによって、周波数が
ｆとされた、相互に位相が反転された２種類のクロック
信号が得られたものとなっている。このような状態で、
従来の場合と同様、受信入力信号はローパスフイルタ６
により、信号周波数成分に比し高周波成分としてのノイ
ズが除去されるが、その後は、従来の場合とは異なり、
Ａ／Ｄ変換器２によって、周波数２ｆのクロック信号の
周期で量子化されるものとなっている。Ａ／Ｄ変換器２
からは１ビット以上の量子化データが周波数２ｆのクロ
ック信号周期で順次得られるが、周波数がｆとされた、
位相がπずれた２種類のクロック信号が相関器３Ａ，３
Ｂに図示の如くに与えられる場合には、順次得られる量
子化データは交互に相関器３Ａ，３Ｂに取込みされた
上、固定相関ビットパターンｍ（ｋ）との間で重み付け
相関処理されるものである。相関器３Ａ，３Ｂ各々から
の相関処理結果データに対しては、その後、従来の場合
と同様、２乗処理、加算処理が順次行われるが、これら
一連の処理は本例では、ＣＰＵ（具体的にはマイクロプ
ロセッサとして構成）５によって、上記周波数２ｆのク
ロック信号とは非同期に行われるものとなっている。相
関器３Ａ，３Ｂ各々とＣＰＵ５との間に介在されたＦＩ
ＦＯ４は、ＣＰＵ５での非同期処理を可能ならしめるた
めのものである。ＦＩＦＯ４には、周波数２ｆのクロッ
ク信号が書込みクロックとして与えられることによっ
て、相関器３Ａ，３Ｂ各々からの相関処理結果データは
交互にＦＩＦＯ４に一時記憶されている一方では、ＣＰ
Ｕ５から随時発生される読出しクロックによって、ＦＩ
ＦＯ４からは随時相関処理結果データが読み出された
上、ＣＰＵ５で２乗・加算処理が行われているものであ
る。
【００２５】因みに、ここで、構成が同一とされる相関
器３Ａ，３Ｂについて説明すれば、図２にその一例での
ブロック構成を示す。相関器３Ａ，３Ｂ自体の構成は既
に公知とされ、したがって、市販の相関器用ＬＳＩが使
用可とされたものとなっている。図２に示すように、固
定相関ビットパターンｍ（ｋ）のビット長をＬとした場
合、相関器３Ａ，３Ｂ各々は、その固定相関ビットパタ
ーンを構成しているビット各々に対応したレジスタ・排
他的論理和部３ー１〜３ーＬと、Ｌ−１個の加算器３ー
２１〜３ーＬ１とが、図示の如くに接続されたものとし
て構成されたものとなっている。図面の簡単化上、レジ
スタ・排他的論理和部３ー１のみについてその内部構成
が示されているが、それ以外のレジスタ・排他的論理和
部３ー２〜３ーＬも構成同一とされているものである。
したがって、Ａ／Ｄ変換器２からの並列量子化データ
は、ビットウエイト対応に設けられたＬビット容量のシ
フトレジスタ上のＱ出力を、周波数ｆのクロック信号を
シフトクロックとして順次シフト遅延せしめられている
一方では、レジスタ・排他的論理和部３ー１〜３ーＬ各
々では、レジスタからの反転Ｑ出力各々と対応ビット
（固定相関ビットパターン（ｋ）を構成しているビッ
ト）とは排他的論理ゲートで排他的論理和されているも
のである。これら排他的論理和結果は次段レジスタ・排
他的論理和部３ー２からの排他的論理和結果とビットウ
エイトが考慮された状態で、加算器３ー２１で加算され
ているものである。加算器３ー２１からの加算結果に
は、レジスタ・排他的論理和部３ー３からの排他的論理
和結果が加算される、といった具合に、順次加算せしめ
られることで、周波数ｆのクロック信号周期毎に相関処
理結果データが得られているものである。量子化後の数
の表示をオフセットバイナリとすれば、−１を乗じるこ
とと、０，１を反転することとは同一意味とされること
から、排他的論理和処理が行われることで、固定相関ビ
ットパターン（ｋ）との乗算が可とされているものであ
る。
器３Ａ，３Ｂについて説明すれば、図２にその一例での
ブロック構成を示す。相関器３Ａ，３Ｂ自体の構成は既
に公知とされ、したがって、市販の相関器用ＬＳＩが使
用可とされたものとなっている。図２に示すように、固
定相関ビットパターンｍ（ｋ）のビット長をＬとした場
合、相関器３Ａ，３Ｂ各々は、その固定相関ビットパタ
ーンを構成しているビット各々に対応したレジスタ・排
他的論理和部３ー１〜３ーＬと、Ｌ−１個の加算器３ー
２１〜３ーＬ１とが、図示の如くに接続されたものとし
て構成されたものとなっている。図面の簡単化上、レジ
スタ・排他的論理和部３ー１のみについてその内部構成
が示されているが、それ以外のレジスタ・排他的論理和
部３ー２〜３ーＬも構成同一とされているものである。
したがって、Ａ／Ｄ変換器２からの並列量子化データ
は、ビットウエイト対応に設けられたＬビット容量のシ
フトレジスタ上のＱ出力を、周波数ｆのクロック信号を
シフトクロックとして順次シフト遅延せしめられている
一方では、レジスタ・排他的論理和部３ー１〜３ーＬ各
々では、レジスタからの反転Ｑ出力各々と対応ビット
（固定相関ビットパターン（ｋ）を構成しているビッ
ト）とは排他的論理ゲートで排他的論理和されているも
のである。これら排他的論理和結果は次段レジスタ・排
他的論理和部３ー２からの排他的論理和結果とビットウ
エイトが考慮された状態で、加算器３ー２１で加算され
ているものである。加算器３ー２１からの加算結果に
は、レジスタ・排他的論理和部３ー３からの排他的論理
和結果が加算される、といった具合に、順次加算せしめ
られることで、周波数ｆのクロック信号周期毎に相関処
理結果データが得られているものである。量子化後の数
の表示をオフセットバイナリとすれば、−１を乗じるこ
とと、０，１を反転することとは同一意味とされること
から、排他的論理和処理が行われることで、固定相関ビ
ットパターン（ｋ）との乗算が可とされているものであ
る。
【００２６】以上、本発明によるＳＳ受信器について説
明したが、以下では、そのＳＳ受信器が、ωがω＝πｆ
と設定された場合に、既述の図５に示すものと等価であ
ることについて説明する。即ち、時点−η／（πｆ），
１／（２ｆ）−η／（πｆ），２／（２ｆ）−η／（π
ｆ），３／（２ｆ），４／（２ｆ）−η／（πｆ），…
… …各々で、周波数２ｆのクロック信号周期で量子
化が行われる場合、ｃｏｓ（ωｔ＋η）、ｓｉｎ（ωｔ
＋η）各々の値は図３に示すようである。図３には、受
信入力信号Ｓ（ｔ）とｃｏｓ（ωｔ＋η），ｓｉｎ（ω
ｔ＋η）各々との乗算結果も併せて示されているが、こ
れに対し、ある量子化時点でのＳ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ＋
η）と直前でのそれとを加えて１つおきに間引いていけ
ば、図３に示すＷI（ｔ）が得られるものとなってい
る。直前での量子化値と加えることの意味は、ローパス
フイルタを通すことと同一となる（この理論について
は、例えばディジタル信号処理：著者 今井 聖、１９
８４年６月１５日 廣済堂産報出版株式会社発行、頁７
４を参照のこと）ことから、図３に示すＷI（ｔ），ＷQ
（ｔ）はそれぞれ相関器３Ａ，３Ｂへの入力として得ら
れるものである。したがって、以下のようになる。
明したが、以下では、そのＳＳ受信器が、ωがω＝πｆ
と設定された場合に、既述の図５に示すものと等価であ
ることについて説明する。即ち、時点−η／（πｆ），
１／（２ｆ）−η／（πｆ），２／（２ｆ）−η／（π
ｆ），３／（２ｆ），４／（２ｆ）−η／（πｆ），…
… …各々で、周波数２ｆのクロック信号周期で量子
化が行われる場合、ｃｏｓ（ωｔ＋η）、ｓｉｎ（ωｔ
＋η）各々の値は図３に示すようである。図３には、受
信入力信号Ｓ（ｔ）とｃｏｓ（ωｔ＋η），ｓｉｎ（ω
ｔ＋η）各々との乗算結果も併せて示されているが、こ
れに対し、ある量子化時点でのＳ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ＋
η）と直前でのそれとを加えて１つおきに間引いていけ
ば、図３に示すＷI（ｔ）が得られるものとなってい
る。直前での量子化値と加えることの意味は、ローパス
フイルタを通すことと同一となる（この理論について
は、例えばディジタル信号処理：著者 今井 聖、１９
８４年６月１５日 廣済堂産報出版株式会社発行、頁７
４を参照のこと）ことから、図３に示すＷI（ｔ），ＷQ
（ｔ）はそれぞれ相関器３Ａ，３Ｂへの入力として得ら
れるものである。したがって、以下のようになる。
【００２７】
【数９】
【００２８】
【数１０】
【００２９】ここで、Ｗ I（ｔ），Ｗ Q（ｔ）を以下のよ
うに定義する。
うに定義する。
【００３０】
【数１１】
【００３１】
【数１２】
【００３２】Ｗ I（ｔ），Ｗ Q（ｔ）が以上のように定義
される場合、以下の関係が成立する。
される場合、以下の関係が成立する。
【００３３】
【数１３】
【００３４】
【数１４】
【００３５】以下での説明の簡単化上、時間軸を−η／
（πｆ）だけずらし、η＝１／ｆとすれば、数式１３，
１４は以下のようになる。
（πｆ）だけずらし、η＝１／ｆとすれば、数式１３，
１４は以下のようになる。
【００３６】
【数１５】
【００３７】
【数１６】
【００３８】ところで、ＶI（ｔ）は数式６として既に
示されているが、以下のように表されている。
示されているが、以下のように表されている。
【００３９】
【数１７】
【００４０】よって、数式１５，１６を数式１７に代入
した上、変形すれば以下のようになる。
した上、変形すれば以下のようになる。
【００４１】
【数１８】
【００４２】但し、式中、ｍ（ｋ）は以下のようであ
る。
る。
【００４３】
【数１９】
【００４４】同様に、ＶQ（ｔ）は以下のようになる。
【００４５】
【数２０】
【００４６】以上からも判るように、数式１８はＷ
I（ｔ）とｍ（ｋ）との相関をとった上、（−１）t/dを
乗じたものとなっている（但し、冪乗表示の際でのδは
ｄに置換、以下、同様）。ｔ／δそのものは量子化時点
では整数値となり、交互に１，−１となる。また、数式
１１，１２から、Ｗ I（ｔ），Ｗ Q（ｔ）はＳ（ｔ）を周
波数２ｆで量子化したものを交互に取り出したものとな
っている。これを相関器を通して（−１）t/dを乗じた
ものがＶI（ｔ）であることを数式１８は示しており、
また、相関器を通して（−１）t/dを乗じたものがＶ
Q（ｔ）であることを数式２０は示しているものであ
る。結局、図１において、（−１）t/dを乗じることを
ＣＰＵ５に実行させるようにすれば、図１に示す構成は
図５に示すそれに比し、Ａ／Ｄ変換器での量子化誤差が
出現することを除けば、実質的に等価であることが判
る。
I（ｔ）とｍ（ｋ）との相関をとった上、（−１）t/dを
乗じたものとなっている（但し、冪乗表示の際でのδは
ｄに置換、以下、同様）。ｔ／δそのものは量子化時点
では整数値となり、交互に１，−１となる。また、数式
１１，１２から、Ｗ I（ｔ），Ｗ Q（ｔ）はＳ（ｔ）を周
波数２ｆで量子化したものを交互に取り出したものとな
っている。これを相関器を通して（−１）t/dを乗じた
ものがＶI（ｔ）であることを数式１８は示しており、
また、相関器を通して（−１）t/dを乗じたものがＶ
Q（ｔ）であることを数式２０は示しているものであ
る。結局、図１において、（−１）t/dを乗じることを
ＣＰＵ５に実行させるようにすれば、図１に示す構成は
図５に示すそれに比し、Ａ／Ｄ変換器での量子化誤差が
出現することを除けば、実質的に等価であることが判
る。
【００４７】
【発明の効果】以上、説明したように、請求項１，２に
よる場合は、従来技術に係るＳＳ受信器に比し、より少
ない部品点数を以て構成され得るＳＳ受信器が得られる
ものとなっている。
よる場合は、従来技術に係るＳＳ受信器に比し、より少
ない部品点数を以て構成され得るＳＳ受信器が得られる
ものとなっている。
【図１】図１は、本発明によるスペクトラム拡散通信用
受信器の一例でのブロック構成を示す図
受信器の一例でのブロック構成を示す図
【図２】図２は、その１構成要素としての相関器（公
知）の一例でのブロック構成を示す図
知）の一例でのブロック構成を示す図
【図３】図３は、本発明によるスペクトラム拡散通信用
受信器が、ωがω＝πｆと設定された場合に、既述の図
５に示すものと等価であることを説明するための図
受信器が、ωがω＝πｆと設定された場合に、既述の図
５に示すものと等価であることを説明するための図
【図４】図４は、従来技術に係るスペクトラム拡散通信
用受信器のブロック構成を示す図
用受信器のブロック構成を示す図
【図５】図５は、量子化ビット数が無限大であると仮定
した場合での、そのスペクトラム拡散通信用受信器の近
似構成を示す図
した場合での、そのスペクトラム拡散通信用受信器の近
似構成を示す図
【図６】図６は、図５に示すスペクトラム拡散通信用受
信器での動作を説明するための図
信器での動作を説明するための図
２…Ａ／Ｄ変換器、３Ａ，３Ｂ…相関器、４…ＦＩＦ
Ｏ、５…ＣＰＵ（具体的にはマイクロプロセッサ）、６
…ローパスフイルタ、７…インバータ、９…分周器
Ｏ、５…ＣＰＵ（具体的にはマイクロプロセッサ）、６
…ローパスフイルタ、７…インバータ、９…分周器
Claims (2)
- 【請求項１】 スペクトラム拡散された信号を受信する
ためのスペクトラム拡散通信用受信器であって、周波数
２ｆのクロック信号を１／２分周する分周手段と、該分
周手段からの周波数ｆのクロック信号を位相反転する位
相反転手段と、受信入力信号から、信号周波数成分に比
しノイズとしての高周波成分を除去するノイズ除去手段
と、該ノイズ除去手段からの出力信号を１ビット以上の
量子化ビット数として、上記周波数２ｆのクロック信号
の周期で量子化する量子化手段と、該量子化手段からの
量子化データを、上記分周手段からの周波数ｆのクロッ
ク信号にもとづき、固定相関ビットパターンとの間で重
み付け相関処理を行う第１の相関処理手段と、上記量子
化手段からの量子化データを、上記位相反転手段からの
周波数ｆのクロック信号にもとづき、上記固定相関ビッ
トパターンとの間で重み付け相関処理を行う第２の相関
処理手段と、該第１，第２の相関処理手段各々からの相
関処理結果データをそれぞれ２乗した上、加算処理する
処理手段と、を少なくとも構成要素として含む構成のス
ペクトラム拡散通信用受信器。 - 【請求項２】 スペクトラム拡散された信号を受信する
ためのスペクトラム拡散通信用受信器であって、周波数
２ｆのクロック信号を１／２分周する分周手段と、該分
周手段からの周波数ｆのクロック信号を位相反転する位
相反転手段と、受信入力信号から、信号周波数成分に比
しノイズとしての高周波成分を除去するノイズ除去手段
と、該ノイズ除去手段からの出力信号を１ビット以上の
量子化ビット数として、上記周波数２ｆのクロック信号
の周期で量子化する量子化手段と、該量子化手段からの
量子化データを、上記分周手段からの周波数ｆのクロッ
ク信号にもとづき、固定相関ビットパターンとの間で重
み付け相関処理を行う第１の相関処理手段と、上記量子
化手段からの量子化データを、上記位相反転手段からの
周波数ｆのクロック信号にもとづき、上記固定相関ビッ
トパターンとの間で重み付け相関処理を行う第２の相関
処理手段と、該第１，第２の相関処理手段各々からの相
関処理結果データを、上記周波数２ｆのクロック信号を
書込みクロックとして先入れ先出しとして一時記憶する
先入れ先出し記憶手段と、該先入れ先出し記憶手段か
ら、上記書込みクロックとは独立とされた読出しクロッ
クにより読出しされた相関処理結果データ各々を２乗し
た上、加算処理するソフトウェア処理手段と、を少なく
とも構成要素として含む構成のスペクトラム拡散通信用
受信器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13402394A JP2651353B2 (ja) | 1994-06-16 | 1994-06-16 | スペクトラム拡散通信用受信器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13402394A JP2651353B2 (ja) | 1994-06-16 | 1994-06-16 | スペクトラム拡散通信用受信器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08116291A JPH08116291A (ja) | 1996-05-07 |
| JP2651353B2 true JP2651353B2 (ja) | 1997-09-10 |
Family
ID=15118580
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13402394A Expired - Fee Related JP2651353B2 (ja) | 1994-06-16 | 1994-06-16 | スペクトラム拡散通信用受信器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2651353B2 (ja) |
-
1994
- 1994-06-16 JP JP13402394A patent/JP2651353B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08116291A (ja) | 1996-05-07 |
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Legal Events
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