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JP2540098B2 - パワ―アンプ前置ひずみ器の適応型位相制御 - Google Patents

パワ―アンプ前置ひずみ器の適応型位相制御

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JP2540098B2
JP2540098B2 JP4507926A JP50792692A JP2540098B2 JP 2540098 B2 JP2540098 B2 JP 2540098B2 JP 4507926 A JP4507926 A JP 4507926A JP 50792692 A JP50792692 A JP 50792692A JP 2540098 B2 JP2540098 B2 JP 2540098B2
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Northern Telecom Ltd
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Publication date
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Description

【発明の詳細な説明】 技術分野および産業上の適用分野 本発明は、マイクロ波無線通信システムの送信機に使
用されるRF（無線周波数）通信システムのパワーアンプ
中の位相ひずみを補償する前置ひずみ適応型制御方法お
よびそのようなシステムに使用される送信機に関する。
従来の技術 たとえば、QAM（直角位相振幅変調）を使用するマイ
クロ波無線通信システムにおいては、マイクロ波搬送周
波数においてIF信号（中間周波数）とLO（局部発振器）
信号との混合によってRF信号を発生させ、そのRF信号は
パワーアンプで増幅され、送信されることはよく知られ
ている。またパワーアンプは、一般に、非線形伝達特性
を有していることもよく知られている。このような伝達
特性を調整するために、たとえば、Putzによって1973年
８月28日に特許された米国特許番号3,755,754「マイク
ロ波増幅器用前置ひずみ補償」に記述されることからも
分かるように、パワーアンプへの入力をひずませ非線形
特性を補償することは公知である。
パワーアンプの非線形性は、増幅器の利得特性のみで
はなく、AM/PM（振幅変調／位相変調変換）によって生
じる信号位相にも適応される。これは、パワーアンプを
通過する信号が位相変化するときに起こり、その位相変
化は信号増幅の非線形性に依存し、増幅器での入力信号
の振幅変調は増幅信号を生じ、その中には振幅変調の他
に位相変調が存在する。
パワーアンプの位相ひずみをできる限り正確に補償す
るために前置ひずみ器の位相特性を手動で調節すること
は知られている。しかしながら、パワーアンプの特性上
そのような手動調整は好ましくなく、たとえば時間変化
および温度変化等に十分に適応できない。従って、前置
ひずみ器の位相特性の適応型制御を供給することが要求
される。
適応型制御は、送信機位相を制御を制御するためにマ
イクロ波無線通信システムの受信器からの反転信号フィ
ードバックによる方法で供給できる。しかしながら、そ
のような反転フィードバック処理は通信アイパターンが
閉じる（典型的には信号フェージング中に起こる）と動
作しなくなる。この問題を避けるために、適応的に制御
するために送信機に完全な復調器を設けることが考えら
れるが、非常に高価で、産業上非実用的である。
したがって、本発明の目的は、RF（無線周波数）通信
システムのパワーアンプにおける位相ひずみを補償する
ための前置ひずみ器を適応的に制御する改善された方法
を提供することにある。
発明の開示 本発明のパワーアンプ前置ひずみ器の適応型位相制御
方法は、RF（無線周波数）通信システム中のパワーアン
プにおける位相ひずみを補償するために前置ひずみ器を
適応的に制御し、そこでIF（中間周波数）入力信号は局
部発振器信号と混合される送信RF信号を発生し、局部発
振器信号およびRF信号からパワーアンプの出力を表わす
IF出力信号を発生するステップを含む方法において、位
相差信号を発生するためにIF入力とIF出力信号との間の
位相差を検出し、IF信号振幅が比較レベルを越えるか否
かによって位相差信号を選択的に反転し、および前置ひ
ずみ器の位相制御信号を発生するために反転位相差信号
を選択的に積分するステップを含む。
好ましくは、この方法は、IF入力およびIF出力信号を
チョッピングし、位相情報を除去するためにチョップさ
れた信号を交互に２乗し、チョップされ２乗された信号
を比較レベルと比較し、位相差信号の反転を選択的に制
御するステップを含む。
また、この方法は、好ましくは、位相制御信号をスト
アするステップを含む。
同様に、本発明のRF通信システム用送信機は、IF（中
間周波数）入力信号を増幅する手段、IF信号に前置ひず
みを与える前置ひずみ器、局部発振器信号と増幅され前
置ひずみが与えられたIF信号とを混合し、RF信号を発生
するための第１のミキサ、送信のためにRF信号を増幅す
るパワーアンプ、局部発振器信号とRF信号の一部を混合
し、IF出力信号を発生する第２のミキサを有するRF（無
線周波数）通信システム用送信機において:IF入力信号
およびIF出力信号に応答し、IF入力信号のIF出力信号間
の位相差を表わす位相差信号を発生する手段;IF信号振
幅が所定の比較レベルを越えるか否かによって位相差信
号を選択的に反転する手段；および反転位相差信号を選
択的に積分し位相制御信号を発生するための手段；およ
び位相制御信号によって前置ひずみ器を制御する手段と
を含む。
図面の簡単な説明 本発明は、添付図面を参照し以下の説明からさらに詳
しく理解できる。異なる図面における同一の番号は同一
の構成要素示す。
図１は、本発明のマイクロ波無線通信システムの送信
機の部分ブロック図である。
図２は、図１の送信機の中間周波（IF）増幅器および
前置ひずみ回路をより詳細に示すブロック図である。
図３は、図１の送信機の部分をより詳細に示すブロッ
ク図である。
図４は、図１の送信機のAM/PM（振幅変調／位相変調
変換）検出器をより詳細に示すブロック図である。
図５は、AM/PM検出器の動作説明に関するQAM位相面を
示す図である。
本発明を遂行するためのモード 図１において、512QAMマイクロ波無線通信システムの
送信機の一部分が示される。位相直交信号成分を含むIF
（中間周波数、たとえば、140MHz）入力信号（IF入力）
はライン10を介して、第１のIFAGC（自動利得制御）増
幅器12に供給される。IFAGC増幅器12の出力は、前置ひ
ずみ器14を介して第２のIFAGC（自動利得制御）増幅器1
6に結合される。局部発振器18は、たとえば、4GHzのマ
イクロ波周波数の搬送波信号を発生するマイクロ波周波
数発振器を含む。増幅器16の出力は局部発振器18の出力
と飽和影像阻止ミキサ20において混合される。ミキサ20
は、S.G.Harmanによって1991年７月16日に特許された米
国特許番号5,033,110「無線通信システム用周波数変換
器」に記述されクレームされるように動作し制御され
る。
ミキサ20の出力は単側波帯信号であり、半導体マイク
ロ波RF（無線周波数）パワーアンプ22で増幅され、RF出
力ライン24からRF出力として送出され、その一部がカプ
ラ26によって分岐される。ミキサおよびLPE30（ローパ
スフィルタ）は、RF信号の分岐部分をライン31を介して
発振器18から供給された搬送波信号成分と混合し、コヒ
ーレントIF信号を発生し、このIF信号をローパス濾波し
ライン32上にIF信号を発生する。このライン32上のIF信
号はRF出力信号を表わし、これはIF出力信号と呼ばれ
る。このIF出力信号は一定利得制御回路34へ供給され、
第２のIFAGC増幅器16の利得を制御し、前置ひずみ器出
力14からの一定の信号利得をRF出力ライン24に提供し、
この一定の信号利得によって前置ひずみ器14の設計およ
び設置が容易になる。
実際問題として、パワーアンプ22は、異なるマイクロ
波フェージング状態に対して切り換えられ、種々の利得
レベルを供給し、一定利得制御回路34および前置ひずみ
器14はそれに対応して切り換えられる。しかしながら、
そのような切換えは本発明にとっては不可欠なものでは
ないのでここでは詳細に記述しない。
ピーク・クリッピング検出器38からの最優先の制御信
号がない時、レベル制御回路36は、ライン40を介して供
給された送信レベル制御信号（Txレベル）に応じて、第
１のIFAGC増幅器12の利得を制御するように動作する。
この送信レベル制御信号は、反転チャネルを介して遠隔
受信器からライン24上のRF出力信号を送信する受信器
に、既知の方法で供給される。通常動作においては、受
信器によって受信された信号レベルが低下したとき、レ
ベル制御回路36は、反転チャネルおよびライン40上のレ
ベル制御信号を介して、第１のIFAGC増幅器12の利得を
増やすように制御される。これにより、前置ひずみ器14
に供給されるIF信号の振幅を増加する。
上述したように、第２のIFAGC増幅器16に供給される
一定の利得制御、およびミキサ20は飽和ミキサ（すなわ
ち、ミキサに供給された局部発振器信号はIF信号より大
きな振幅を有している）であるという事実によって、RF
出力信号レベルは増加され低減された受信信号レベルを
補償する。
ピーク・クリッピング検出器38は、パワーアンプ22に
よって信号クリッピングの立ち上がりを検出するように
動作し、そのような検出に応答して、レベル制御回路36
は第１のIFAGC増幅器12の利得がさらに増加するのを防
止しこれによってクリッピングが省略される。ピーク・
クリッピング検出器はMcNicol等によって1990年10月31
日出願された米国特許出願07/607,385に対応して1991年
10月22日に出願された国際特許出願PCT/CA91/00360「マ
イクロウエーブ電力増幅器におけるクリッピング制御」
に記述されクレームされている。
このライン10および32上のIF信号は、それぞれAGC増
幅器40および42によって同様のレベルに増幅され、増幅
器42の出力は、位相回転器44によって位相が変化する。
増幅器40の出力および位相回転器44の出力は、位相検出
器およびLPF回路（ローパスフィルタ）45の入力に供給
され、その出力は位相回転器44を制御する。増幅器の出
力40および位相回転器44の出力は、同じく、チョッパマ
ルチプレクサ（チョップMUX）回路46の入力に供給さ
れ、そこで出力信号はチョップされ交互に２乗およびLP
F回路48に供給される。回路48の出力は、ピーク・クリ
ッピング検出器38、増幅器40の利得を制御するピークAG
C検出器50および増幅器42の利得を制御するRMS・AGC制
御回路52に供給される。
回路45および48の出力は、それぞれ２つの検出器54お
よび56に供給され、これらはメモリ57を介して前置ひず
み器14を制御するように動作する。検出器54は、公知の
振幅ひずみは、あるいは、AM/AM（振幅変調／振幅変調
ひずみ）検出器であり、その出力は前置ひずみ器14中の
振幅前置ひずみを制御する。検出器56は、AM/PM（振幅
変調／位相変調ひずみ）検出器であり、その出力は以下
に述べるように本発明の前置ひずみ器14中の位相前置ひ
ずみを制御する。
図２は第１のIFAGC増幅器12および前置ひずみ器14を
より詳細に説明する図である。IFAGC増幅器12は、相補
出力を有する増幅器121、AGC回路122および増幅器121の
利得を制御する利得制御ループ中の加算回路123を含
む。加算回路は、レベル制御回路36の出力からの付加利
得制御信号をAGC回路122の出力に加え、それによって、
第１のIFAGC増幅器12はレベル制御回路によって制御さ
れる。
前置ひずみ器14は加算回路141を含み、その出力は第
２のIFAGC増幅器16の入力に供給される。増幅器121の１
つの出力はケーブル長さによって形成される補償遅延14
2を介して加算回路141の入力に結合され、増幅器121の
他の出力は補償パスを介して加算回路141の他の入力に
結合される。補償パスは、位相直交位相（０゜および−
90゜）を有するカプラ143、乗算器144および145（ミキ
サによって構成できる）、加算回路147および３乗器148
を含む。カプラ143の位相直交出力信号は乗算器144およ
び145においてそれぞれ同相制御信号Ｉおよび直交位相
制御信号Ｑによって乗算される。制御信号ＩはAM/AM検
出器54の振幅前置ひずみ制御信号出力によって公知の方
法で構成され、これは下に記述されるようにメモリ57に
ストアされる。同様に、制御信号Ｑは、下に記述される
ように、AM/PM検出器56位相前置ひずみ制御信号出力に
よって構成され、同様にメモリ57にトアされる。
乗算器144および145の出力は、加算回路147によって
加算され、その出力は３乗器148（パワーアンプ22が一
般に３乗特性を有するので）によって３乗され、所望の
補償信号を発生する。加算回路141は、この補償信号を
直接パス信号に加え、第２のIFAGC増幅器16をIFに供給
される前置ひずみIF信号を発生する。
検出器38、54および56の適当な動作を容易にするため
に、ライン10、32上のIF入出力信号のRMSレベルの同一
化が図１の要素42,46〜52を介して行われるチョッパ安
定化比較によって確立される。これは、比較目的のため
に絶対RMSレベルを確立する非常に高価な作業（特にIF
入力信号の大きいピークRMS要因の点から）を避ける。
検出器38、54および56自身もチョッパ安定化されてい
る。
図３は図１の部40〜52をより詳細に示す図である。図
３において、増幅器40の出力は遅延ライン41を介して位
相検出器およびLPF回路45に結合される。この位相検出
器およびLPF回路45はRMS（二乗平均の平方根）位相検出
器およびこのシステムのシンボルレートより大きいカッ
トオフ周波数（たとえば、54MHz）を有するローパスフ
ィルタを含む。位相回転器44は、SIN/COSソース440、位
相直交出力を有する信号カプラ442、乗算器444および44
6および加算回路448を含む。回路45の出力はSIN/COSソ
ース440を駆動し、そのSIN/COSソース440の出力は増幅
器42の利得調整出力からのカプラ442によって発生され
たIF出力信号の位相直交成分と乗算される。この乗算結
果は加算回路448によって加算され位相回転器44の出力
を発生する。説明を簡単にするために図３には示されて
いないが、位相回転器44は、公知の方法でチョッパ安定
化されている。たとえば、以下に詳細に検討されるよう
に5kHz2乗波チョッパ制御信号CCを使用する。
増幅器40からの利得調整IF入力信号、および位相回転
器44からの利得調整および位相変化IF出力信号は、図３
に示されるチョッパ制御信号CCによって制御されるセレ
クタスイッチによって、同じくチョッパマルチプレクサ
回路46に供給される。したがって、回路46の出力点で、
２つのIF信号は5kHzのチョッパ・レートでチョッピング
され交互に出力される。チョッピングされた交互信号
は、回路482でcos2特性で２乗され、ベースバンド振幅
情報を再生する。その結果生ずる信号はシンボルレート
（たとえば、54MHz）より大きいカットオフ周波数有す
るLPF484でローパス濾波される。回路482および484は、
共に２乗およびLPF回路48を構成する。cos2特性を有す
る回路482は、IF信号の単純な復調を行い、IF信号の変
調側波帯を有し位相および振幅に関しコヒーレントであ
る。これは、搬送再生タイプの復調器を提供するよりも
経済的であり、信号ピークを非線形伸張するので、検出
が簡単である。LPF484の出力は、図３に示されるよう
に、ピークAGC検出器50およびRMS・AGC制御回路52、検
出器38、54および56に供給される。
ピークAGC50は、ピークレベル・比較器502および積分
器504から構成される。比較器502は、回路46が増幅器40
の出力に切り換えられるチョッパ時間で、チョッパ制御
信号CCによって制御されLPF484の出力を閾値と比較し、
IF入力信号のピークレベルに応じた出力を供給する。こ
の出力は、積分器504によって積分され、増幅器40を制
御するAGC制御信号を供給する。RMS・AGC制御回路52は
サンプルホールド回路（Ｓ＆Ｈ）522と積分器524を含
む。サンプルホールド回路（Ｓ＆Ｈ）522はチョッパ制
御信号CCによって制御され、回路46が２つの入力に交互
に切り換えられるチョッパ時間で、LPF484の出力をサン
プルし、回路46に供給されるIF入出力のRMSレベル間の
差を有する出力は、積分器524で積分され、増幅器42の
利得を制御しRMS差がなくなる。
図４はAM/PM検出器56の詳細を示す図である。検出器5
6は比較器として動作する差動アンプ561、乗算器によっ
て構成された符号スイッチ562、差動アンプ563、点線に
よって表わされるチョッパ制御信号CCによって制御され
るスイッチ564、抵抗565および566、差動アンプ567およ
び積分回路568を含む。積分回路568の出力はその出力が
AM/PM検出器の出力を構成しメモリ57に供給される。
LPF484の出力は、差動アンプ561中の非反転入力に接
続され、一方、比較電圧Ｖが反転入力に供給される。こ
こで、増幅器561は、現在のチョッパ位相に基づきIF入
力信号またはIF出力信号によって表わされる各シンボル
の振幅を比較電圧Ｖと比較する。濾波された位相検出器
の出力信号は位相検出器およびLPF回路45の出力によっ
て構成され、符号スイッチ562に供給される。この符号
スイッチ562は、増幅器561の出力によっていずれかのシ
ステムシンボルレートで制御され、LPF484からの信号が
反転されているかまたはそれぞれ比較電圧Ｖよりも大き
いか小さいかにかかわらず、相補出力で濾波された位相
検出器出力信号に応じた信号を発生する。符号スイッチ
の相補出力は増幅器563の差入力回路に接続され、位相
ひずみ制御信号を構成する単一極性の出力信号を発生す
る。
チョッパ安定化を行うために、増幅器563の出力信号
はスイッチ564によって、抵抗565および566の一つを介
してそれぞれ増幅器567の反転または非反転入力に切り
換えられる。したがって、増幅器567の出力は、チョッ
パ安定化位相ひずみ制御信号である。この制御信号は積
分回路568によって積分され、検出器56の出力を発生
し、その出力はメモリ57にストアされ、すでに記述され
たように制御信号Ｑを構成する。
AM/PM検出器の動作は、さらに、図５を用いて理解さ
れる。この図はQAMシステム中の振幅変調／位相変調変
換ひずみを図示する位相面ダイアグラムである。
図５は、位相面ダイアグラムの第１の四分区間を表わ
し、同相および直角位相信号振幅（それぞれＩおよびＱ
軸）は正である。図５は同様に、原点Ｏの近くのいくつ
かの信号の点座標を示す図である。512QAM信号の点座標
において、位相面ダイアグラム中に512の信号点があ
り、この点座標は好ましくはほぼ円形境界内で長方形に
配列され、各一つの点は通信を行う一つのシンボル（同
相および直角位相振幅の組合せ）を表わすことは良く知
られている。
等しい同相および直角位相振幅を有する簡単な信号点
を考えると、これらは理想的にはＩ軸およびＱ軸に対し
て45゜の線上（すなわち、図５におけるライン60）にあ
る。しかしながら、このパワーアンプ22の非線形位相特
性のために、これらの点はゆがめられ、位相が回転し、
そのためにライン62のようにずれる。図５においては、
位相ひずみまたは回転が誇張して図示されている。図に
示されるように、各信号点またはシンボルに対して相回
転は、振幅（原点Ｏからの距離）に依存して非線形であ
り、それ故にこれはAM/PMひずみと呼ばれる。
このAM/PMひずみは、厳しいマイクロ波フェージング
状態を補償するために、パワーアンプ22が全電力で動作
するときに、特に重要である。良く知られているよう
に、そのような厳しいフェージングは滅多には起こらな
いが、その他の時にはパワーアンプ22は非常に低い電力
出力レベル（その動作特性は比較的に線形である）に切
り換えられるので、AM/PMのひずみは問題とならない。
メモリ57に制御信号ＩおよびＱをストアするのはこの理
由によるものである。まずパワーアンプ22は、全電力で
動作するように手動で制御され、制御信号ＩおよびＱが
検出器54および56によって適当な値になるように決定さ
れ、メモリ57にストアされる。次の通常動作において、
ストアされた制御信号は、パワーアンプ22が厳しいマイ
クロ波フェージング状態の間に全電力で動作する間にア
ップデートされる。これは、たとえば、レベル制御回路
36によってパワーアンプ22の全電力動作と一致してメモ
リ57のアップデートを可能にするように決定される。
通信システムの動作中の搬送波再生のプロセスにおい
て、ライン62の位置（または、より正確には、それに沿
った信号点）は理想的にはこのライン60の45゜の位置で
近似され、位相回転を除けばライン62と同じであるライ
ン64の位置をとるように考慮される。図５から明らかに
分かるように、理想的直線60に関し、ライン64は図５に
おいてＬで表わされる特別のレベルよりより小さい信号
振幅に対して一方向に相回転を有し（反時計方向）、こ
のＬよりも大きい信号振幅に対しては反対の方向（時計
回り）に相回転を有する。先に述べたように、比較器56
1に供給された比較電圧ＶはレベルＬを表すためにセッ
トされる。
したがって、Ｌよりも小さい信号振幅に対し、増幅器
561の出力は負である。従って、符号スイッチ562は、回
路45からの濾波された位相検出器出力信号を反転するた
めに制御される。これはライン64をライン66によってレ
ベルＬまで効果的に置き換える。レベルＬより以上のレ
ベルに対しては、増幅器561の振幅出力は正である。従
って、符号スイッチ562は濾波された位相検出器出力を
反転しないように制御される。このように、これらの信
号振幅に対しライン64が適用される。レベルＬ以下のラ
イン66およびレベルＬ以上のライン64は両方共図５中の
理想的ライン60から同じ方向の相回転を有することは容
易に分かる。したがって、先に述べたように搬送波再生
のプロセスで起きる相回転は、ライン66（Ｌ以下）およ
びライン64（Ｌ以上）を組み合わせた合成ライン66−64
を反時計方向に回転するようにすることによって、ライ
ン62をライン64のように回転させる従来の技術よりも、
より理想的ライン60に正確に近づけることができるよう
になり、これにより、AM/PMひずみは減少できる。
差動アンプ563は符号スイッチ562の出力を合計するこ
とによって、増幅器の出力で発生された位相ひずみ制御
信号、すなわち積分回路568の出力で発生されたチョッ
パ安定化および積分位相ひずみ制御信号は、平均位相差
またはライン66および64（レベルＬ以上）と理想的ライ
ン60の間の平均相回転差を表わす。この結果生ずる信号
は、このパワーアンプの非線形位相特性によってパワー
アンプ22によって発生される位相ひずみの量を示す。
従って、これらの非線形位相特性は、メモリ57を介し
て積分回路568の出力（すなわち、AM/PM検出器56の出
力）を制御信号Ｑとして前置ひずみ器14へ供給すること
によって適応的に補償する。それによって、合成ライン
66−64（レベルＬ以上）との平均相回転差を求め、非線
形位相特性が理想的ライン60の方へ近づくように補償す
る。
上述の記述においては、等しい同相および直角位相振
幅を有する信号点座標の信号点にのみ関連するけれど
も、上述の原理はすべての信号点に対して等しく連続的
に適用される。
多くの修正、変形、追加が本発明の上記実施例に適用
できる。たとえば、先に述べたように、チョッパ・マル
チプレクサ回路46の動作によって増幅器561はIF入力お
よびIF出力信号の振幅をチョッパ・レートで交互に比較
電圧Ｖで比較するが、その代わり、各信号またはシンボ
ルの比較は常に比較電圧ＶとIF入力およびIF出力信号で
選択された一つの信号間で行われる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ハーマン・ステファン・ジョージ カナダ国，ケイ２エイチ ８ビー３，オ ンタリオ，ネピーン，グランドビュー ロード 48 (56)参考文献 特開 昭57−37909（ＪＰ，Ａ)

Claims (6)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】RF（無線周波数）通信システム中のパワー
    アンプにおける位相ひずみを補償するために前置ひずみ
    器を適応的に制御し、そこでIF（中間の周波数）入力信
    号は局部発振器信号と混合される送信RFを発生し、局部
    発振器信号およびRF信号からパワーアンプの出力を表わ
    すIF出力信号を発生するステップを含む方法において、 位相差信号を発生するためにIF入力とIF出力信号との間
    の位相差を検出し； IF信号振幅が比較レベルを越えるか否かによって位相差
    信号を選択的に反転し；および 前置ひずみ器の位相制御信号を発生するために反転位相
    差信号を選択的に積分するステップを含むことを特徴と
    するパワーアンプ前置ひずみ器の適応型位相制御方法。
  2. 【請求項２】クレーム１の方法において、IF入力および
    IF出力信号をチョッピングし、位相情報を除去するため
    にチョップされた信号を交互に２乗し、チョップされ２
    乗された信号を比較レベルと比較し、位相差信号の反転
    を選択的に制御するステップを含むことを特徴とするパ
    ワーアンプ前置ひずみ器の適応型位相制御方法。
  3. 【請求項３】クレーム１または２の方法において、位相
    制御信号をストアするステップを含むことを特徴とする
    パワーアンプ前置ひずみ器の適応型位相制御方法。
  4. 【請求項４】IF（中間周波数）入力信号を増幅する手
    段、IF信号に前置ひずみを与える前置ひずみ器、局部発
    振器信号と増幅され前置ひずみが与えられたIF信号とを
    混合し、RF信号を発生するための第１のミキサ、送信の
    ためにRF信号を増幅するパワーアンプ、局部発振器信号
    とRF信号の一部を混合し、IF出力信号を発生する第２の
    ミキサを有するRF（無線周波数）通信システム用送信機
    において： IF入力信号（10）およびIF出力信号（32）に応答し、IF
    入力信号とIF出力信号間の位相差を表わす位相差信号を
    発生する手段（45）； IF信号振幅が所定の比較レベルを越えるか否かによって
    位相差信号を選択的に反転する手段（46、48、561−56
    3）；および 反転位相差信号を選択的に積分し位相制御信号を発生す
    るための手段（568）；および 位相制御信号によって前置ひずみ器（14）を制御する手
    段（57、144、145）とを備えたことを特徴とするRF通信
    システム用送信機。
  5. 【請求項５】クレーム４に記載される送信機において、
    反転位相差信号を選択的に反転する手段（46、48、561
    −563）はIF入力およびIF出力信号をチョッピングする
    手段（46）を含み、手段（48）はチョップ信号を交互に
    ２乗し位相情報を除去し、手段（561）はチョッピング
    および２乗された信号を比較信号と比較し位相差信号を
    選択的に反転するように制御することを特徴とするRF通
    信システム用送信機。
  6. 【請求項６】クレーム４または５に記載された送信機に
    おいて、 前置ひずみ器（14）を制御する手段（57、144、145）は
    位相制御信号をストアするための手段（57）を含むこと
    を特徴とするRF通信システム用送信機。
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